JP3617950B2 - Semiconductor element - Google Patents

Description

ＲｃｈはオンＭＯＳチャネルの抵抗である。ΔψはオンＭＯＳチャネルの両端のポテンシャル差（深さＤの両端のポテンシャル差）であり、溝内の電流連続の式
Ｊｐ ＝（１−γＴ ）ＪＴ

から求まり、

となる。これら （２）〜（７） 式から、（１） 式の注入効率を求める求めることができる。そして、Ｗ，Ｄ，Ｃを最適化することにより、カソード側のエミッタ（またはソース）層の注入効率を上げなくても、広義のエミッタ領域の注入効率を上げることができる。この結果、オン時に高抵抗ベース層中に蓄積されるキャリアを増大させることができ、本来サイリスタに比べてオン状態のキャリアの蓄積の小さな（伝導変調の小さい）バイポーラトランジスタやＩＧＢＴに本発明の上述した“キャリア注入コンセプト”を適用することによって、これらの素子のオン電圧をサイリスタ並みに低くすることができる。
【００１０】
【実施例】
以下、図面を参照しながら本発明の実施例を説明する。
【００１１】
図１は、本発明の第１の実施例に係る埋込み絶縁ゲート型電力用半導体素子のレイアウトであり、図２，図３，図４および図５はそれぞれ、図１のＡ−Ａ′，Ｂ−Ｂ′，Ｃ−Ｃ′およびＤ−Ｄ′断面図である。
【００１２】
この絶縁ゲート型半導体素子は、高抵抗のｎ型ベース層１の一方の面にｎ型バッファ層２を介してｐ型エミッタ層３が形成されている。ｎ型ベース層１の他方の面にはｐ型ベース層４が拡散形成されている。
【００１３】
ｐ型ベース層１には、ストライプ状をなす複数本の溝５が微小間隔をもって形成されている。これらの溝５の内部には、ゲート酸化膜６を介してゲート電極７が埋込み形成されている。各溝５の間のストライプ状領域には、一本おきにｎ型ターンオフチャネル層８が形成され、このターンオフチャネル層８の表面にはｐ型ドレイン層９が形成されている。これにより、ｎ型ターンオフチャネル層８の側面が埋込みゲート電極７により制御される縦型のｐチャネルＭＯＳＦＥＴが構成されている。残りのストライプ状領域には、表面部にｎ型ソース層１０が拡散形成されている。ここで、ｎ型ソース層１０，ｐ型ベース層４，ｎ型ベース層１およびｐ型エミッタ層３により構成される寄生サイリスタ構造はラッチアップしないように、ｎ型ソース層１０は浅く拡散形成されている。
【００１４】
従ってカソード側レイアウトは、埋込みゲート電極７−ｐ型ドレイン層９−埋込みゲート電極７−ｎ型ソース層１０という配列が繰り返されたパターンとなっている。
【００１５】
第１の主電極であるカソード電極１１は、ｎ型ソース層１０，ｐ型ドレイン層９に同時にコンタクトして配設されている。ｐ型エミッタ層３には第２の主電極であるアノード電極１２が形成されている。
【００１６】
具体的な素子寸法は、例えば次の通りである。ｎ型ベース層１となる高抵抗はｎ型ウェハの厚みを４５０μｍ とし、これに両側からｎ型バッファ層２を１５μｍ 、ｐ型ベース層４を２μｍ の深さで形成する。ｐ型ベース層４に形成する溝５は、幅，間隔共に１μｍ 、深さ５μｍ とする。ゲート酸化膜６は０．１μｍ 以下の熱酸化膜またはＯＮＯ膜（酸化膜／窒化膜／酸化膜）とする。ｎ型ターンオフチャネル層８は、表面にｐ型ドレイン層９が形成されて実質０．５μｍ のチャネル長となる。ｎ型ソース層１０は１μｍ 以下、ｐ型エミッタ層３は、約４μｍ の深さに拡散形成する。
【００１７】
このように構成された絶縁ゲート型半導体素子の動作は、次の通りである。ゲート電極７にカソードに対して正の電圧を与えると、ｐ型ベース層４周辺部のターンオンチャネルが導通してｎ型ソース層１０から電子がｎ型ベース層１に注入され、ＩＧＢＴ動作によってターンオンする。ゲート電極７に負の電圧を与えると、埋込みゲート部のｎ型ターンオフチャネル層８の溝側面部が反転して、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ動作によってｐ型ベース層４のキャリアがｐ型ドレイン層９を介してカソード電極１１に吸い出され、ターンオフする。
【００１８】
この実施例の場合、素子がオン状態でも、ｎ型ソース層１０−ｐ型ベース層４−ｎ型ベース層１−ｐ型エミッタ層３により構成される寄生サイリスタはラッチアップしないように設計されており、オンチャネルが閉じれば、ｎ型ソース層１０からの電子注入は止まる。
【００１９】
この実施例によれば、単位セルサイズ４μｍ （すなわち、埋込みゲート１μｍ −ｐ型ドレイン層１μｍ −埋込みゲート部１μｍ −ｎ型ソース層１μｍ ）という微細寸法として、埋込みゲート部の深さと密度を十分な大きさに設計することにより、サイリスタ動作させないにもかかわらず、十分に小さいオン抵抗が得られる。素子のオン状態でターンオフチャネルが閉じていることも、小さいオン抵抗が得られる理由になっている。またオン状態で寄生サイリスタがラッチアップせず、オフ時にはターンオフチャネルが開いて正孔のバイパスがなされるため、一旦ラッチアップさせた後にターンオフするＧＴＯサイリスタ等に比べて、最大電流遮断能力は大きい。
【００２０】
図６は、本発明の第２の実施例の埋込み絶縁ゲート型電力用半導体素子のレイアウトであり、図７，図８および図９はそれぞれ図６のＡ−Ａ′，Ｂ−Ｂ′およびＣ−Ｃ′断面図である。先の実施例と対応する部分には先の実施例と同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００２１】
この実施例では、周期的に配列形成される溝５がｐ型ベース層４を深く突き抜ける状態に形成されている。たとえば、ｐ型ベース層が３μｍ として、溝５は６μｍ 程度とする。溝５にゲート酸化膜６を介してゲート電極７が埋込み形成される事は先の実施例と同じである。
【００２２】
またこの実施例では、溝５の間隔が先の実施例より広く、たとえば２μｍ としている。そして各溝５間のストライプ領域のすべてにｎ型ターンオフチャネル層８とｐ型ドレイン層９が溝５に接して形成され、溝５から離れた位置にｎ型ソース層１０が形成されている。ここで、ｎ型ソース層１０が、これとｐ型ベース層４，ｎ型ベース層１およびｐ型エミッタ層３との間で構成される寄生サイリスタがラッチアップしないように形成されることは、先の実施例と同様である。ただしｎ型ソース層１０とｎ型ターンオフチャネル層８とは連続している。
【００２３】
この実施例では、ｎ型ターンオフチャネル層８の下にあるｐ型ベース層４の溝５の側面部がターンオンチャネルとなっている。すなわち溝５に埋込み形成されたゲート電極７は、ターンオン用とターンオフ用を兼用しており、ターンオフ用ｐチャネルＭＯＳＦＥＴとターンオン用ｎチャネルＭＯＳＦＥＴが縦積みされた状態に形成されている。
【００２４】
この実施例の素子は、ゲート電極７に正電圧を印加して、ｐ型ベース層４の溝５側面にｎ型チャネルを形成することにより、ターンオンする。このときｎ型ソース層１０からｎ型ターンオフチャネル層８を介し、反転ｎ型チャネルを介してｎ型ベース層１に電子が注入される。ゲート電極７に負電圧または零電圧を与えて、先の実施例と同様にターンオフする。
【００２５】
この実施例によっても、先の実施例と同様の効果が得られる。
【００２６】
図１０は、本発明の第３の実施例の埋込み絶縁ゲート型電力半導体素子のレイアウトであり、図１１，図１２および図１３はそれぞれ図１０のＡ−Ａ′，Ｂ−Ｂ′およびＣ−Ｃ′断面図である。この実施例は、第２の実施例の構成を基本として、埋込みゲート電極部の幅とこれに挟まれる領域の幅の比をより大きくしたものである。
【００２７】
具体的な素子寸法は、ｎ型ベース層１となる高抵抗はｎ型ウェハの厚みを４５０μｍ とし、これに両側からｎ型バッファ層２を１５μｍ 、ｐ型ベース層４を２μｍ の深さで形成する。ｐ型ベース層４に形成する溝５は、幅５μｍ ，間隔１μｍ 、深さ５μｍ とする。ゲート酸化膜６は０．１μｍ 以下のの熱酸化膜又はＯＮＯ膜とする。ｎ型ターンオフチャネル層８は、表面にｐ型ドレイン層９が形成されて実質０．５μｍ のチャネル長となる。ｎ型ソース層１０は１μｍ 以下、ｐ型エミッタ層３は、約４μｍ の深さに拡散形成する。
【００２８】
この実施例の素子も第２の実施例と同様の動作となる。この実施例では、素子内で埋込みゲート電極部の占める面積を、これに挟まれる領域の面積より十分大きくしている。この結果、埋込みゲート電極部を含む広義のエミッタ領域内での正孔に対する抵抗が大きくなり、その結果としてこの広義のエミッタ領域の電子注入効率が上がる。つまり、ｎ型ソース層１０領域の面積に比べて埋込みゲート電極領域の面積が大きいにも拘らず、電子電流に対する抵抗と正孔電流に対する抵抗の差によって等価的に大きな電子注入効率が得られ、低いオン抵抗が実現される。そしてｎ型ソース層１０そのものの実際の電子注入効率は低いため、ターンオフ能力はＩＧＢＴ並みに高いものとなる。
【００２９】
図１４は、第３の実施例を変形した実施例のレイアウトであり、図１５，図１６および図１７はそれぞれ、図１４のＡ−Ａ′，Ｂ−Ｂ′およびＣ−Ｃ′断面図である。この実施例では、先の実施例と異なり、溝５がｐ型ベース層４内に止まっている。
【００３０】
この実施例でも、各部の素子寸法を最適設計することによって、先の実施例と同様に、低いオン抵抗と高い電流遮断能力の両立を図ることができる。
【００３１】
図１８は、第２の実施例の素子を基本として、アノード側にも同様の埋込みゲート構造を適用した実施例の単位セル部の断面構造を示している。すなわちｎ型ベース層のカソード側の面に第２の実施例で説明したように、埋込みゲート電極７が形成され、その埋込み溝４に挟まれてｐ型ベース層，ｎ型ソース層が形成され、溝４の側面にはｎ型ターンオフチャネル層およびｐ型ドレイン層が形成されている。このカソード側と対照的に、アノード側にも溝２０が形成されてここにゲート電極２１が埋込み形成され、溝２０の間には、カソード側とは各部の導電型が逆になった拡散層が形成されている。
【００３２】
図１８には、具体的な素子寸法が示されている。またカソード側のＡ−Ａ′部分およびＢ−Ｂ′部分の不純物濃度分布を示すと、それぞれ図１９（ａ） （ｂ） のようになっている。
【００３３】
この実施例の素子では、ターンオン時、アノード側の埋込みゲート電極２１にもアノード電極に対して負の電圧が印加される。ターンオフ時はアノード側の埋込みゲート電極２１にはアノード電極に対して零または正の電圧が印加される。
この実施例の素子によっても、先の実施例と同様の効果が得られる。
【００３４】
ここで、本発明の埋込み絶縁ゲート型素子が大電流領域でもサイリスタ動作しないｐｎｐｎ構造を採用しながら、サイリスタ並みの低いオン抵抗が得られる理由について、シミュレーションデータを参照しながら詳細に説明する。
【００３５】
図２０は、計算に使用したモデルの１／２セルの断面図であり、図２１はその新型エミッタ構造の原理説明図である。図２０の基本はＩＧＢＴであるので、通常のサイリスタにおけるｎ型エミッタは存在しない。カソード側の電子注入はＭＯＳチャネルにより行われて、このＭＯＳＦＥＴを構成するｎ型ドレイン層がｎ型エミッタとして寄生サイリスタがラッチアップしないように、正孔電流のバイパス抵抗を十分小さく設計する。しかし正孔電流のバイパス抵抗を小さくすることは、図２０の構造をサイリスタ（またはダイオード）と比較した場合のｎ型エミッタの注入効率を低下させることと等価であり、素子のオン電圧の上昇という結果を招く。
【００３６】
この事をわかりやすく示したのが図２１である。ＭＯＳのソース層と埋込みゲートを微細寸法で配列した本発明の素子では、ＭＯＳのソース層と埋込みゲート部を含めた領域全体をエミッタ領域として考えて、その注入効率を考える方が分かり易い。即ち、図中の破線で囲んだ領域を広義のエミッタ領域と定義すると、この広義のエミッタ領域の注入効率γは、正孔電流抵抗Ｒｐ と電子電流抵抗Ｒｎ によって次のように表すことができる。
【００３７】

但し、広義のエミッタ領域端での横方向の電位分布はないものと仮定している。ここで、Ｒｐ ／Ｒｎ ＝３とすると、γ＝０．７５であり、Ｒｐ ／Ｒｎ ＝４とすると、γ＝０．８である。
【００３８】
通常のサイリスタまたはダイオードのエミッタ注入効率が０．７以上であることを考えると、図２０の埋込み絶縁ゲート構造のＩＧＢＴでも、広義のエミッタの注入効率を０．８以上にすれば、すなわちＲｐ ／Ｒｎ ＞４とすれば、サイリスタ並みのオン電圧が得られることを意味している。
【００３９】
現在の平面ゲート構造のＩＧＢＴでは、Ｒｐ ／Ｒｎ がほぼ３程度であり、Ｒｐ ／Ｒｎ ＞４にするとラッチアップ耐量が低下する。その理由は幾つかあるが、例えば、平面ゲート構造のＩＧＢＴではその構造上、横方向の電子電流抵抗と正孔電流抵抗の差をつけにくいことがある。オン状態での横方向抵抗が低く（１００Ａ／ｃｍ^２ の電流密度通電時で、約３×１０^１６／ｃｍ^３ のキャリアがあり、ｐ型ベース層による正孔横方向抵抗が減少している）、この横方向の抵抗で正孔電流抵抗を稼ごうとしても、単位面積当りのＭＯＳオンチャネル数の減少を招き、逆に電子電流抵抗を増大させる結果となり、したがって広義のエミッタの注入効率が低下してしまう。ＥＳＴなどの場合、正孔電流抵抗を稼ぐためにセルサイズを大きくするが、この方法は単位面積当りのオンチャネル数を減らすことになり、正孔電流抵抗が十分増える前に電子電流抵抗が増加してしまうので、結局広義のエミッタ領域の注入効率が上がらず、素子のオン抵抗を小さくすることが難しい。また単純に正孔電流の短絡率を下げて正孔電流抵抗を上げようとすると、ラッチアップ耐量が下がってしまう。
【００４０】
そこで、単位面積当りのＭＯＳチャネル数を増やしながら、正孔電流の短絡抵抗を下げずに、正孔電流抵抗を電子電流抵抗の４倍以上とする構造が必要になる。本発明者等の検討結果によれば、埋込みゲート構造の幅と深さ，間隔等を最適化することによって、この様な条件が実現できることが明らかになった。
【００４１】
以下に具体的なシュレーションデータを示す。先ず、計算に使用した図２０のＩＧＢＴ構造は、順阻止耐圧４５００Ｖのものであって、その素子パラメータは次の通りである。不純物濃度１×１０^１３／ｃｍ^３ ，厚さ４５０μｍ のｎ型高抵抗シリコン基板を用いて、アノード側には、深さ１５μｍ 、表面濃度１×１０^１６／ｃｍ^３ のｎ型バッファ層と、深さ４μｍ ，表面濃度１×１０^１９／ｃｍ^３ のｐ型エミッタ層を形成している。カソード側には、深さ２μｍ ，表面濃度１×１０^１７／ｃｍ^３ のｐ型ベース層と、深さ０．２μｍ ，表面濃度１×１０^１９／ｃｍ^３ のｐ型ソース層を形成している。カソード側の埋込みゲート部のゲート電極は厚さ０．０５μｍ のシリコン酸化膜またはＯＮＯ膜等により分離されている。
【００４２】
図２０に示すように、埋込みゲート部の深さはＤ（ｐ型ベース層からｎ型ベース層内に突き出た部分）であり、セルサイズは２Ｃ、エミッタ幅は２Ｗであり、したがって埋込みゲート部の幅とエミッタ幅の比率は、Ｗ／（Ｃ−Ｗ）である。これらの寸法Ｃ，Ｗ，Ｄと、正孔ライフタイムτｐ をパラメータとして、素子のオン電圧に与える埋込みゲート電極構造の効果を調べた。その結果が、図２２〜図２７である。
【００４３】
図２２は、セルサイズが２Ｃ＝６μｍ 、エミッタ幅が２Ｗ＝１μｍ 、したがって埋込みゲート部の幅が２（Ｃ−Ｗ）＝５μｍ 、正孔ライフタイムがτｐ ＝τｎ＝２．０μｓｅｃ のモデルで、埋込みゲート部の深さＤを変化させた時のアノード・カソード間電圧２．６Ｖでの素子電流密度を求めた結果である。ゲート印加電圧は＋１５Ｖ（すべてのオン電圧の計算で共通）である。
【００４４】
図２３は、エミッタ幅２Ｗ＝１μｍ 、埋込みゲート部の深さＤ＝５μｍ 、正孔ライフタイムτｐ ＝３０μｓｅｃ のモデルで、埋込みゲート部の幅Ｃ−Ｗを変化させた時の、アノード・カソード間電圧２．６Ｖでの素子電流密度を求めた結果である。
【００４５】
図２３に示すように、埋込みゲート部の幅が１μｍ から５μｍ 程度までは埋込みゲート部の幅が増加するにしたがって素子電流は急激に増加するが、１０μｍ 程度で電流は頭打ちとなり、１５μｍ になると素子電流は逆に減り始める。この現象は、次のように説明できる。埋込みゲート部の幅がエミッタ幅に比べて広くなると、エミッタ直下の埋込み溝側面近くの正孔電流密度が高くなり、その結果埋込み溝下部側面で電位が上昇する。この結果ＭＯＳチャネルが飽和していない状態では電子電流に対する正孔電流の比率が増加し、結果として広義のエミッタ領域の注入効率が高くなって、素子電流密度が増加する。しかし、埋込みゲート部の幅が更に広くなると、ＭＯＳチャネルが飽和すると共に、単位面積当りのＭＯＳチャネル数が減少することによって、電子電流のＭＯＳチャネル抵抗が大きくなり、素子に流れる電子電流が制限されて、エミッタ注入効率が低下し、素子電流が減少することになる。
【００４６】
また、ｐ型ベース層とｎ型エミッタ層のコンタクトをカソード短絡と考えると、埋込みゲート部の幅が広くなるとこのカソード短絡の横方向抵抗を増やすのと同じ効果（注入効率に関しては、広義のエミッタ領域内のカソード短絡率を減らしたと等価）があり、この結果注入効率が増加してオン電圧が下がる。しかし、埋込みゲート部の幅が広くなり過ぎると、単位面積当りのオンチャネル数が減少する結果、電子電流抵抗が増加するので、注入効率が低下してオン電圧が上がる。
【００４７】
図２４は、エミッタ幅２Ｗ＝１μｍ 、埋込みゲート部の深さＤ＝５μｍ 、正孔ライフタイムτｐ ＝２．０μｓｅｃ のモデルで、埋込みゲート部の幅Ｃ−Ｗを変化させた時のアノード・カソード間電圧２．６Ｖでの素子電流密度を求めた結果である。埋込みゲート部の幅が１μｍ から５μｍ 程度までは急激に電流が増えるが、１０μｍ から１５μｍ で頭打ちとなる。τｐ ＝３０μｓｅｃ の場合に比べて、電流が飽和する埋込みゲート部幅が広いのは、素子に流れる電流の絶対値が小さい（１／１０程度）からである。
【００４８】
図２５は、エミッタ幅２Ｗ＝１μｍ 、埋込みゲート部の深さＤ＝５μｍ 、正孔ライフタイムτｐ ＝２μｓｅｃ のモデルで、埋込みゲート部の幅２（Ｃ−Ｗ）が１μｍ の場合（Ａ）と１５μｍ の場合（Ｂ）の、アノード・カソード間順方向電圧を変化させた時の電流特性をプロットしたものである。
【００４９】
図に示すように、アノード・カソード間電圧が１３Ｖの点で電流がクロスしている。１３Ｖ以下では、埋込みゲート部の幅１５μｍ のモデルの方が電流値が大きく、特に２Ｖ以下では１桁電流値が大きい。１３Ｖ以上では電流値の大きさが逆転する。
【００５０】
図２６は、図２０のＩＧＢＴ素子モデルを、先の第２の実施例の素子構造に変更した図３０の素子モデルについて、エミッタ幅２Ｗ＝３μｍ 、埋込みゲート部の幅２（Ｃ−Ｗ）＝１３μｍ 、埋込みゲート部の深さＤ＝１２．５μｍ 、ｐ型ベース層深さ２．５μｍ 、ｎ型ソース層の深さ１μｍ 、ｐ型ドレイン層の深さ０．５μｍ 、正孔ライフタイムτｐ ＝１．８５μｓｅｃ としたときの電流−電圧特性である。アノード・カソード間電圧が２．６Ｖの時に素子電流が１００Ａ／ｃｍ^２ となるように、τｐ が設定されている。
【００５１】
図２７は同様に、図３０のモデルでの電流密度Ｉａｋ＝５２２３［Ａ／ｃｍ^２ ］，Ｖａｋ＝２５Ｖからの抵抗負荷でのターンオフ波形である。ゲート電圧上昇率ｄＶＧ ／ｄｔ＝−３０［Ｖ／μｓｅｃ ］で、＋１５Ｖから−１５Ｖまでゲート電圧を変化させてある。
【００５２】
ちなみに、１００Ａ／ｃｍ^２ の時のエミッタ領域直下のキャリア濃度を１×１０^１６／ｃｍ^３ と仮定すると、エミッタ幅Ｗ＝１．５μｍ 、埋込みゲート部の深さＤ＝１２．５μｍ での正孔電流抵抗は、
Ｒｐ ＝０．５×１２．５×１０^−４÷１．５×１０^−４ ＝４．２Ω … （９）
であり、電子電流抵抗をＲｎ ＝１Ωとすると、注入効率はγ＝０．８１である。
【００５３】
以上のデーから明らかなように、埋込み絶縁ゲート部を含む広義のエミッタ領域の形状寸法を最適化することによって、サイリスタ動作をさせることなく、サイリスタと同程度の低いオン抵抗を実現できることが分かる。
【００５４】
従来の方法ではエミッタ層は単一の高濃度不純物拡散層からなり、このエミッタ拡散層から高抵抗ベース層にキャリアを注入していた。本発明は、従来の単一の高濃度不純物拡散層の代わりに高抵抗ベースへのキャリア注入と排出にＭＯＳチャネルとキャリア排出の流れをコントロールする構造（即ち、キャリア排出抵抗又は拡散電流を局所的に変化させる）を使うことによって従来の高濃度不純物拡散層を使わなくとも高い注入効率を得る構造に関するものである。
【００５５】
本発明において、カソード側のｐベース短絡抵抗は、隣り合う埋込みゲート部を跨ぐ距離２Ｄ＋２（Ｃ−Ｗ）に比例し、エミッタ幅２Ｗに反比例する傾向がある。そこで、次のパラメータＸを導入する。
【００５６】

このパラメータＸは、カソード側の正孔バイパスまたはドレイン層が互いにどれだけ離れているかを表す量で、小さければ小さいほどカソード側の正孔の排出抵抗（短絡抵抗）が小さいことを意味する。
【００５７】
図２８は、このパラメータＸを横軸にとって、素子のライフタイムτｐ と前述のＤ，Ｃ，Ｗを変化させた時の素子に流れる電流密度を表したものである。白丸は、τｐ ＝３０μｓｅｃ ，Ｗ＝０．５μｍ ，Ｄ＝５μｍ でＣを変化させた時のもの、黒丸はτｐ ＝２μｓｅｃ ，Ｗ＝０．５μｍ ，Ｃ＝１μｍ でＤを変化させた時のもの、二重丸はτｐ ＝２μｓｅｃ ，Ｗ＝１．５μｍ ，Ｃ＝８μｍ ，Ｄ＝１５μｍ の時のもの、×印はτｐ ＝２μｓｅｃ ，Ｗ＝０．４μｍｅｃ ，Ｃ＝１ μｍ でＤを変化させたものである。
【００５８】
順方向耐圧４５００Ｖの素子で１００Ａ／ｃｍ^２ の電流容量を確保するためには例えば、Ｗ＝０．５μｍ 、Ｄ＝２μｍ 、Ｃ＝１μｍ として、
Ｘ≧５
とすることが必要である。さらに図２２〜図２８のデータより、Ｗ＝０．５μｍ 、Ｄ＝５μｍ 、Ｃ＝１μｍ のとき、Ｘ＝１１であり、Ｗ＝１．５μｍ 、Ｄ＝１３．５μｍ 、Ｃ＝８μｍ のとき、Ｘ〜１３である。すなわち、Ｘ＞８或いはＸ＞１０、さらに好ましくは、Ｘ＞１３とすることによって、著しく特性が向上することがわかる。
【００５９】
なおこの場合のオン状態でのキャリア濃度分布を対応する断面と共に示したのが、図２９である。右側のグラフ中、実線は本発明、破線は従来例である。ＩＧＢＴ構造の場合と比べて、ｎ⁻ 型ベース層のカソード側にキャリア濃度分布のピークを持つことに本発明の特徴が見られる。オン状態でのｎ− 型ベース層のキャリア濃度は、１０^１１〜１０^１８／ｃｍ^３ 、より好ましくは１×１０^１５〜１×１０^１８／ｃｍ^３ 程度となるように設計される。
【００６０】
また、寸法Ｗ，Ｄ，ＣのうちＷが小さければ小さいほど、Ｘは大きくなり、実際の素子特性は向上する。しかし、Ｄは大きくなると正孔抵抗が増すだけでなく、オンチャネルを通って高抵抗ベースに注入されるキャリアの抵抗も増大する。例えば、Ｄ＝５００μｍ になると、注入キャリアの抵抗による電圧降下と排出正孔の抵抗による電圧降下が等しくなり、素子のトータルのオン電圧が高くなる。
【００６１】
また、Ｃを大きくすると、Ｗの範囲の電流密度が上り、広義のエミッタ注入効率は上るが、Ｃを大きくすることは単位面積当りのオンチャネル数を減らすことになり、Ｃを余り大きくすると実質的なオンチャネル抵抗が増大してしまう。図２８にも見られるように、Ｘ＞３０μｍ 以上でその傾向が現れるから、Ｃは５００μｍ 以下に設計するのが好ましい。
【００６２】
図３１は、本発明の他の実施例の埋込み絶縁ゲート型電力半導体素子のレイアウトであり、図３２および図３３はそれぞれ図３１のＡ−Ａ′およびＢ−Ｂ′断面図である。
【００６３】
この実施例では、溝５がｎ型ベース層１に達する深さをもってｐ型ベース層４を矩形に取り囲むように形成され、さらにその中に複数本のストライプ状の溝５が周辺の溝５と連続して形成されている。溝５内にはゲート酸化膜６を介して埋込みゲート電極７が形成されている。
【００６４】
溝５の間のストライプ状領域のｐ型ベース層４内には、ｎ型ターンオフチャネル層８が形成されている。そしてこのｎ型ターンオフチャネル層８に、溝５の長手方向に沿って交互に、ｐ型ドレイン層９とｎ型ソース層１０が分散配置されて形成されている。ｐ型ドレイン層９はｎ型ターンオフチャネル層８の表面部に形成され、ｎ型ソース層１０とｎ型ターンオフチャネル層８は実際には同じ拡散層である。
【００６５】
この実施例の素子は、ｎ型エミッタ層１０の下にあるｐ型ベース層４の溝５の側面部がターンオンチャネルとなっている。またｐ型ドレイン層９下のｎ型ターンオフチャネル層８の溝５側面部がターンオフチャネルとなる。したがって先の実施例と同様に、溝５に埋込み形成されたゲート電極７がターンオン用とターンオフ用を兼ねている。
【００６６】
この実施例の素子は、埋込みゲート電極７に正電圧を印加して、ｐ型ベース層４の溝側面にｎ型チャネルを形成することにより、ターンオンする。埋込みゲート電極７に負電圧を印加すると、ｎ型ターンオフチャネル層８の溝側面部にｐ型チャネルが形成されて、先の各実施例と同様にしてターンオフする。
【００６７】
この実施例によっても、先の各実施例と同様の効果が得られる。またこの実施例の素子は、先の実施例と同様に埋込みゲート部で耐圧を担うため、ｐ型ベース層４の不純物濃度を低いものとする事ができる。たとえば、ｐ型ベース層４のピーク不純物濃度を１×１０^１６／ｃｍ^３ 程度とすることができ、これに伴ってｎ型ターンオフチャネル層８のピーク不純物濃度を１×１０^１７／ｃｍ^３ 程度とすることができる。その結果、ｎ型ターンオフチャネル層８の溝側面にｐ型チャネルを形成するに必要なしきい値はたとえば５Ｖ程度の小さいものとすることができ、小さいゲート電圧でオフ制御ができる。
【００６８】
第３４図は、本発明の別の実施例の埋込み絶縁ゲート型半導体素子のレイアウトであり、図３５および図３６はそれぞれ、図３４のＡ−Ａ′およびＢ−Ｂ′断面図である。
【００６９】
この実施例の素子は、図３１〜図３３の実施例の素子のｐ型ベース層４を省略したもので、所謂静電誘導サイリスタとなっている。ｎ型ベース層１の不純物濃度と、溝５の幅（図３５の断面に示される溝５に挟まれたｎ型ベース層１の幅）を適当な値に設定すれば、溝５に挟まれたｎ型ベース層１の部分全体の電位を埋込みゲート電極７により制御する事ができる。
【００７０】
ゲート電極７に正の電圧を印加して、溝５に挟まれたｎ型ベース層１の電位を上げると、ｎ型ソース層１０から電子が注入されて、素子はターンオンする。ゲート電極７に負の電圧を印加すると、ｎ型ターンオフチャネル層８の溝側面にｐ型チャネルが形成されて、ｎ型ベース層１のキャリアがｐ型ドレイン層９を介してカソード電極１３に排出されるようになり、素子はターンオフする。
【００７１】
図３７は、さらに別の実施例の埋込み絶縁ゲート型半導体素子のレイアウトであり、図３８および図３９はそれぞれ図３７のＡ−Ａ′およびＢ−Ｂ′断面図である。
【００７２】
この実施例は、図３１〜図３３の実施例の素子を僅かに変形したものである。複数本のストライプ状の溝５は、互いに独立しており、これらの周囲は深いｐ型ベース層４′により囲まれている。埋込みゲート部の間のｐ型ベース層４に形成されるｎ型ターンオフチャネル層８、ｐ型ドレイン層９、ｎ型ソース層１０の分布や深さ等は先の実施例と同様である。
【００７３】
図４０は、さらに別の実施例の埋込み絶縁ゲート型半導体素子のレイアウトであり、図４１および図４２はそれぞれ図４０のＡ−Ａ′およびＢ−Ｂ′断面図である。
【００７４】
この実施例は、図３４〜図３５の実施例の素子を、図３７〜図３９の実施例と同様に変形したものである。
【００７５】
これらの実施例によっても、先の各実施例と同様の効果が得られる。
【００７６】
図４２〜図４４は、図３１〜図３３の実施例を変形して、ｐ型ベース層４を埋込みゲート部より深くした実施例である。
【００７７】
図４６〜図４８は、さらに図４３〜図４５の実施例を変形して、ｎ型ターンオフチャネル層８を省略した実施例である。
【００７８】
図４９〜図５１はさらに、図４６〜図４８の構造においてｐ型べー層を省略した実施例である。
【００７９】
これらの実施例によっても、前述したように各部の形状寸法、特に埋込みゲート部の幅と間隔を最適設計して、広義のエミッタ領域の注入効率を十分に大きくして低いオン抵抗を実現することができる。
【００８０】
図５２〜図５５は、図１１〜図１４の実施例と同様の構造をＩＧＢＴに適用した実施例であ。溝５の側面に接してｎ型ソース層１０が形成され、カソード電極１はこのｎ型ソース層１０とこれらの間に露出するｐ型ベース層４に同時にコンタクトする。
【００８１】
図５６〜図５８は、同様に図３７〜図３９の構造をＩＧＢＴに適用した実施例である。
【００８２】
図５９は、図５３の変形例である。エミッタ幅２Ｗに対して埋込みゲート部の幅２（Ｃ−Ｗ）が余り広いと、溝加工の信頼性が低下する。この様な場合に本来一つでよい溝を複数個に分けて形成することにより、歩留まり向上が図られる。幅２（Ｃ−Ｗ）の中に露出するｎ型ベース層部分にはｐ型ベースやｎ型ソースは形成されない。
【００８３】
図６０〜図６２は、本発明を横型のＩＧＢＴに適用した実施例の単位セル部のレイアウトとそのＡ−Ａ′，Ｂ−Ｂ′断面図である。第１のシリコン基板２０と第２のシリコン基板２２を間に酸化膜２１を挟んで直接接着して得られたウェハの第２のシリコン基板２２側を素子領域として、これを所定厚みに加工してｎ型ベース層１とする。このｎ型ベース層１に底部酸化膜２１に達する深さの溝５が形成されここにゲート電極７１ が埋込み形成される。埋込みゲートの間にｐ型ベース層４およびｎ型ソース層１０が形成され、これらの上にはゲート酸化膜６を介して埋込みゲート電極７と連続する表面ゲート電極７２ が形成される。埋込みゲート部から所定処理離れた位置にｐ型エミッタ層３が形成されている。ｐ型エミッタ層３と埋込みゲート部の間には、ｐ⁻ 型リサーフ層２３が形成されている。
【００８４】
図６３〜図６５は、上の実施例を変形してアノード側に埋込みゲートを設けた横型のＩＧＢＴの実施例のレイアウトとそのＡ−Ａ′およびＢ−Ｂ′断面図である。素子形成側の第２の基板２２をｐ⁻ 型ベース層２４として、上の実施例と同様に溝５が形成され、これに埋込みゲート電極７１ が形成される。溝の間にｎ型ベース層１′、その中にｐ型ドレイン層３′が形成され、これらの上に上の実施例と同様に表面ゲート電極７２ が形成される。そしてドレイン領域から所定距離離れてｎ型ソース層１０′が形成される。
【００８５】
図６６〜図６８は、図１〜図５の実施例と同様の素子を横型素子として実現した実施例のレイアウトとそのＡ−Ａ′およびＢ−Ｂ′断面図である。先の実施例と対応する部分には先の実施例と同一符号を付して詳細な説明は省略する。
【００８６】
図６９〜図７１は、上の実施例の各部の導電型を逆にした実施例の素子のレイアウトとそのＡ−Ａ′およびＢ−Ｂ′断面図である。
【００８７】
図３１の実施例において、ｎ型ソース層の幅ｄＮ＋とｐ型ドレイン層の幅ｄＰ＋が略等しい状態で示されているが、ｄＮ＋＞ｄＰ＋とすればオン特性が改善され、ｄＮ＋＜ｄＰ＋とすればオフ特性が改善される。したがってこれらの幅の関係を最適設計することにより、所望の特性が得られる。このことは、図３４，図３７，図４０，図４３，図４６，図４９，図５６の素子においても同様である。
【００８８】
可制御最大電流を増すためには、ｄＮ＋をキャリア拡散長程度かそれ以下に形成することが望ましく、オン電圧を下げたいときには最小の可制御最大電流を保証できる範囲でこれを大きく形成することが望ましい。
【００８９】
以上のように本発明によれば、深い埋込み絶縁ゲート構造と、この埋込み絶縁ゲートに挟まれた幅の狭い正孔電流通路を広い間隔で形成した構造、および注入効率を小さく抑えたカソードエミッタ構造の組合わせによって、電圧駆動型の素子であってラッチアップさせることなくＧＴＯサイリスタ並の特性を実現することができる。
【００９０】
横型素子の実施例をさらにいくつか説明する。
【００９１】
図７２〜図７４は、図６６〜図６８の実施例の素子を変形した実施例である。この実施例では、ｐ型ドレイン層９が埋込みゲート７２ により挟まれた領域のみならず、埋込みゲート７２ のカソード側端部側壁にまで延在させて設けられている。
【００９２】
図７５〜図７７は、図７２〜図７４の構造を変形した実施例で、ｎ型エミッタ層８を素子底部に達しない深さに拡散形成している。
【００９３】
図７８〜８０の実施例は、第２の基板２２として、底部にｐ^＋ 型層２５を持つｐ⁻ 型基板を用いて、その表面にｎ⁻ 型ベース層１を形成した他、図７６〜図７７の実施例と同様である。
【００９４】
図８１〜図８３は、図７８〜図８０の実施例を変形したもので、埋込みゲート電極７１ の幅に比べて表面ゲート電極７２ の幅を大きく選び、埋込みゲート電極７１ により挟まれた領域から所定距離離れたカソード側に、表面ゲート電極７２ で制御されるターンオンチャネル領域およびターンオフチャネル領域を形成した実施例である。
【００９５】
図８４以下は縦型素子の他の実施例の１／２セル断面構造を示している。
【００９６】
図８４は、長い電子注入チャネルが形成される領域（幅Ｗで示す）の間の領域（幅Ｌで示す）には、図５９のような埋込みゲートを設けないようにした実施例である。
【００９７】
図８５は、図８４の素子において電子注入チャネルが形成されない領域にも埋込み絶縁ゲート構造を形成した実施例である。ゲート電極７は溝５を完全には埋め込まず複数の溝５に沿って連続的に形成されている。そしてゲート電極７が形成された素子表面に溝５を埋めて表面を平坦化するようにＣＶＤ酸化膜３１が形成されている。
【００９８】
図８６は、図８４の素子の電子注入チャネルが形成されない溝間にｐ型層３２を形成した実施例である。このｐ型層３２を設けることによって、チャネルが形成されない領域でのカソード電極１１とｎ型ベース層１間の耐圧を十分なものとすることができる。
【００９９】
図８７は、図８６の素子構造において、ゲート電極７を多結晶シリコン膜により溝５を完全には埋めないように形成して、チャネルが形成されない領域でこれに重ねてＡｌ ，Ｔｉ，Ｍｏ等の低抵抗金属ゲート３３を形成したものである。低抵抗金属ゲート３３上はポリイミド等の有機絶縁膜３４で覆っている。
【０１００】
図８８は更に、チャネルが形成されない領域全体に溝５を形成して、この溝５に沿って多結晶シリコン・ゲート電極７を形成すると共に、溝５の底部に低抵抗金属ゲート３３を埋込み形成した実施例である。
【０１０１】
以上に説明した各実施例において、埋込みゲートで挟まれたチャネル領域に、正孔電流バイパス抵抗を大きくするために、イオン注入等による低キャリアライフタイム層、或いはｎ型ベース層より高濃度のｎ型層等を設けることも有効である。
【０１０２】
例えば図８９は、図８６の素子において、ｐ型ベース層４下にｎ型ベース層１より高濃度のｎ型層３５を設けた実施例である。また図９０は、ｐ型ベース層４の下に低キャリアライフタイム層３６を形成した実施例である。
【０１０３】
図９１は、図８７の構造を変形した実施例で、ｐ型層３２の上部にフローティングのｎ^＋ 型エミッタ層３６を形成したものである。電子注入部はｐ型ドレインがなく、ＩＧＢＴ構造となっており、ゲート電極７に正電圧を印加した時に溝５の側壁に沿ってｎ型ソース層１０からｎ^＋ 型エミッタ層３６の間にチャネルが形成されて、ｎ^＋ 型エミッタ層３６がカソード電極１１に繋がる。
【０１０４】
図９２は、同様に図８６の素子に対して、図９１と同様の変形を施した実施例である。
【０１０５】
図９３は、図８５の実施例の素子において、電子注入チャネル領域の外側の溝間に、ｐ型ベース層４と同時に形成されるｐ型層３２を設けた実施例である。更に図９４は、図９３のｐ型層３２をｐ型ベース層４とは別にこれより深く形成して、その上部にフローティングのｎ型エミッタ層３６を形成した実施例である。
【０１０６】
図９５は、図９１のｐ型層３２およびｎ^＋ 型エミッタ層３６をより深く形成して、埋込みゲート２７により制御されるターンオン・チャネルを短くした実施例である。
【０１０７】
前述した各実施例は、“独特にアレンジされたトレンチゲート電極構造による正孔バイパス抵抗を増加させ、以て電子注入効率を改善し半導体デバイスのオン抵抗を低下させる”という概念に基づいている。ここで注目すべき重要な事実は、本発明によれば、低下されたオン抵抗の達成は、本来、“正孔パイパス抵抗の増加”にこだわらなくてもよいという点である。なぜなら、キャリア注入の強化は、“正孔バイパス抵抗の増加”という思想を包含している“正孔の拡散電流と電子電流の比率を大きくする”という原理に基づいているからである。
【０１０８】
図９６は本発明の更なる実施例に係るＩＥＧＴ（ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ−Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）のレイアウトであり、図９７，図９８，図９９および図１００はそれぞれ、図９６のＡ−Ａ′，Ｂ−Ｂ′，Ｃ−Ｃ′およびＤ−Ｄ′断面図である。このトランジスタ構造において、図６〜図９の実施例と同様な部分には同様な参照符号が付されている。
【０１０９】
ｎ型ソース層はｎ^＋ 型半導体層１０により構成される。これらのソース領域１０は、ｐ型ドレイン層４の表面部において、図９６に示すようにトレンチゲート電極７に直角に伸びている。これらのソース領域１０のトレンチゲート電極７と関連する断面は図９７に示す。隣合う二個のトレンチゲート電極７の各対の間に位置するｎ^＋ 型層１０は、表面絶縁層２０２ によって第一の主電極層１１から電気的に絶縁されている。
【０１１０】
図９８に示されているように、隣接するトレンチゲート電極７間では、ｎ^＋ 型層１０はｐ型ドレインとして機能するｐ^＋ 型層９と交互配列されている。図９９に示されている各トレンチゲート電極７の断面図は、図９のそれと同一である。ｐ^＋ 型ドレイン領域９のトレンチゲート電極７に直角な方向での断面図は、図１００に示されている。ここにおいて、図９７の場合と同様なマナーで、隣合う二個のトレンチゲート電極７の各対の間に位置するｐ型ドレイン層９は、上記表面絶縁層２０２ によって第一の主電極層１１から電気的に絶縁されている。このトランジスタ構造の具体的寸法は、図１〜図５のデバイスでのそれと同様でよい。
【０１１１】
本実施例におけるＩＥＧＴの動作は次の通りである。ゲート電極７にカソード電極１１に対して正極性の電圧が印加されると、ｐ型ベース層４の周辺部に位置するターンオンチャネルが導通する。電子は、ｎ型ソース層１０からｎ型ベース層１に注入され、ｎ型ベース層１に導電変調を起こす。これによりＩＥＧＴはＩＧＢＴ動作によってターンオンする。
【０１１２】
ゲート電極７にカソード電極１１に対して負極性の電圧が印加されると、上記ターンオンチャネル領域からの電子の注入は止まる。トレンチゲート部のトレンチ５に面している側面部分（溝側側面部）に、反転層が形成される。公知のｐチャネルＭＯＳトランジスタ動作によって、ｐ型ベース層４内のキャリアがｐ型ドレイン層９を介して、カソード電極１１に排出される。半導体デバイスはターンオフする。この実施例の場合、このデバイスがターンオン状態でも、ｎ型ソース層１０、ｐ型ベース層４、ｎ型ベース層１及びｐ型エミッタ層３によって構成される寄生サイリスタは、ラッチアップしないように前述の説明のように特にアレンジされている。オンチャネルが閉じれば、ｎ型ソース層１０からの電子注入は直ちに停止する。
【０１１３】
ＩＥＢＴによれば、ある一対のトレンチゲート７と、該一対のトレンチゲート電極の間に位置し且つ電極１１から絶縁されているＰ^＋ 型ドレイン層９と、この絶縁されたＰ^＋ 型ドレイン層と対応するトレンチゲート電極７を挟んで隣合い且つ電極１１とコンタクトしている他のＰ^＋ 型ドレイン層９とによって、“単位セル”が規定される。
【０１１４】
電極１１とコンタクトするｐ^＋ ドレイン層との間に、比較的幅の狭いトレンチ溝に囲まれ、電極１１と絶縁された領域を形成することで、幅の広いトレンチ溝（２Ｃ−２Ｗ）を形成するという技術的な困難を回避し、幅の広いトレンチ溝と同等の効果を上げることが可能である。
【０１１５】
複数のトレンチゲート電極７の深さと間隔，数を適切にアレンジすることにより（具体例は既に提示した）、デバイスをサイリスタ動作させないようにしつつ充分に低いオン抵抗を得ることができる。ＩＥＧＴの主電極１１のｐ型ドレイン層９への“間引かれた”コンタクトは、正孔のバイパス電流の減少、即ち減少されたオン抵抗の実現に貢献している。また、この実施例では、オン状態で寄生サイリスタがラッチアップせず、ターンオフに際してはターンオフチャネルが開いて正孔の流れのバイパス路が形成される。従って、一旦ラッチアップされた後にターンオフするように構成された現行のＧＴＯサイリスタ比べて、最大遮断電流能力は強化されている。
【０１１６】
ここで、正孔拡散電流の全電流に対する比率をアレンジすることにより大きな電子注入効率が得られる点について、説明を加える。
【０１１７】
広義のエミッタ領域（一例を図２１中に破線で囲んだ部分に示している）の不純物濃度が比較的低い場合、例えば広義のエミッタ領域の中でｎ〜ｐの伝導変調を生じる部分がある場合など、正孔の拡散電流Ｉｐ、特に縦方向（素子のアノード−カソード方向に平行に流れる拡散電流）と電子電流Ｉｎ（＝Ｉ−Ｉｐ，Ｉ：全電流）の比を大きくするような構造を広義のエミッタ領域中に設けることで、広義のエミッタ領域の注入効率を増加し、素子のオン抵抗を減少させることができる。
【０１１８】
広義のエミッタ領域に流れる正孔電流Ｊｐ（Ａ／ｃｍ^２ ）、ｎ−ベースの広義のエミッタ側キャリア濃度ｎ（ｃｍ^−３）（図２９中のｎ）とする。
【０１１９】
広義のエミッタ領域に流れる正孔電流が縦方向（Ａ−Ｋ方向）のキャリアの拡散電流のみとすると、
Ｊｐ＝２・μｐ・ｋ・Ｔ・Ｗ・ｎ／（Ｃ・Ｄ） …（１２）
と表わすことができる。ここで、μｐはホール易動度、ｋはボルツマン係数、Ｔは温度である。
【０１２０】
広義のエミッタ領域の正孔の注入効率γｐは

Ｙ＝Ｗ／（Ｃ・Ｄ）とすると、γｐ＝２（μｐ・ｋ・Ｔ・ｎ／Ｊ）・Ｙγｐの値は、μｐ＝５００，ｋ・Ｔ＝４．１４×１０^−２１ 、Ｊ＝１００Ａ／ｃｍ^２ とすると、

γｐは注入効率が十分低い時には
γｐ＝Ｊｐ／（Ｊｎ＋Ｊｐ）＝μｐ／（μｎ＋μｐ）＝０．３ …（１７）
程度であろう。つまり、広義のエミッタ領域の注入効率が大きいとは、
γｐ＜０．３ …（１８）
ということであり、この条件を満たすＹは、
４．１４×１０^−４・Ｙ＜０．３
Ｙ＜０．３／４．１４×１０^−４
Ｙ＜７．２５×１０^２ （ｃｍ^−１） …（１９）
比較的オン電圧の高い場合でｎ＝７×１０^１５の時は、
Ｙ＜１．０×１０^３ （ｃｍ^−１） …（２０）
である。
【０１２１】
つまり、パラメータＹを上記の範囲に設計することによって、カソード電極にコンタクトしている不純物拡散層の注入効率が低くても、広義のエミッタ領域の注入効率を増加できる。即ち、高抵抗ベース層のオン状態におけるキャリアの蓄積を増加させることができ、素子のオン抵抗を減少させることが可能である。
【０１２２】
このように素子をアレンジした場合、注入効率の低いカソード拡散層は高い電流制御能力、高速のスイッチングを保証し、かつ本発明の効果である広義のエミッタ領域の注入効率の増加により、低い素子オン抵抗をも同時に実現することができる。
【０１２３】
広義のエミッタ領域が図２０のようなトレンチ構造の場合、Ｙの値は前述のように図２０のＤ，Ｃ，Ｗによって決まる。
【０１２４】
また、広義のエミッタ領域内に、不純物濃度の高いところ（抵抗でＪｐが流れる）と、不純物濃度の低いところが共存する場合、広義のエミッタ領域の注入効率は、前述のパラメータＸとＹの両方を考慮する必要がある。
【０１２５】
図１００の断面構造は、図１０１に示すように変形される。ここで、ｎ^＋ 型ソース層１０は、トレンチゲート電極７が埋め込まれた各トレンチ５の両側端面に接合するように延びている。
【０１２６】
図１０２〜図１０６に示されたＩＥＧＴは、基本的に、図９６〜図１００のデバイスと図６〜図９のデバイスとの組み合わせである。言い換えれば、このＩＥＧＴは、各ｐ^＋ 型ドレイン層９は“梯子型平面形状”を持っている点で、図９６〜図１００とは特徴的に異なっている。特に、図７で説明されたｎ型ソース層１０が、ｐ^＋ 型ベース層４の表面部に形成されている。ｎ型ソース層１０中において、各トレンチ５の両上方サイド端部に接合するようにｐ型ドレイン層９はアレンジされている。ｐ型ドレイン層９は、ｎ型ソース層１０より浅い。ｐ型ドレイン層９の底部とｐ型ドレイン層４とによりサンドウィッチされたｎ型ソース層１０の部分は、図７で説明されたｎ型ターンオフチャネル層１０として機能する。２つの隣接するトレンチゲート電極７間のｎ型ソース層１０の中央部分は図２のｎ型ソース層１０に相当している。基板表面上を見ると、２つの隣接するトレンチゲート電極７間において、ｐ型ドレイン層９は、ｎ型ソース層１０を平面的に囲み、これにより梯子型の平面形状を呈する。
【０１２７】
図１０４に示されているように、ｎ型ソース層１０はｐ^＋ 型ドレイン層９より深く、従って、ここに示された断面構造に付いて見れば、ｎ型ソース層１０はｐ^＋ 型ドレイン層９を囲っている。図１０５に示された各トレンチゲート電極７の断面構造は、図９９のそれと同一である。図１０６に示されているように、ｐ^＋ 型ドレイン層９は、表面絶縁層２０２ によって“間引きされて”電極１１にコンタクトされている。
【０１２８】
本実施例のＩＥＧＴによれば、ｎ型ターンオフチャネル層の直下に位置するｐ型ベース層４のトレンチ接合側面部がターンオンチャネルとして機能する。従って、複数のトレンチゲート電極７の双方が、ターンオン駆動電極及びターンオフ駆動電極とを兼用していると言える。即ち、ターンオフ用ｐチャネルＭＯＳＦＥＴと、ターンオン用ｎチャネルＭＯＳＦＥＴとがデバイス内部で縦積みされた構造である。トレンチゲート電極７に正極性電圧が印加されると、ｐ型ベース層４の各トレンチ接合側面部にｎ型チャネルが形成され、以てデバイスをターンオンさせる。このとき、各ｎ型ソース層１０からｎ型ターンオフチャネル及び反転層形成により現われるｎ型チャネルを介してｎ型ベース層１に電子が注入される。ターンオフ動作は、トレンチゲート電極７に負極性電圧を与えることにより、図９６〜図１００の実施例２００ と同様なマナーで行われる。本実施例のＩＥＧＴによっても、図９６〜図１００の実施例と同様な効果が得られる。
【０１２９】
最後に、図６０〜図８３に開示された横型ＩＧＢＴの２つの変形例を、図１０７〜図２０２に提示する。図１０７〜図１０９の横型ＩＧＢＴ及び図１１０〜図１１２のＩＧＢＴの先の例との特徴的違いは、セル構造パラメータ“Ｃ”及び“Ｗ”の異なりが基板の厚さ方向に沿って設定された点にある。
【０１３０】
図１０８および図１０９に示されているように、中間絶縁層２１上のｎ⁻ 型上方基板の表面に、全体的に均一の矩形断面形状をもつトレンチ２２２ が形成されている。導電層２２４ はトレンチ２２２ 内に絶縁的に埋め込まれている。導電層２２４ の厚さはトレンチ２２２ の深さより大きく、従って、導電層２２４ の上半分は上方基板の表面からはみ出ている。導電層２２４ は、トレンチゲート電極として機能する。上方基板の厚さはＣである。情報基板のトレンチ部の厚さ、即ちトレンチ２２２ の底部と中間絶縁層２１とにサンドウイッチされた活性層の厚さは、図１０８に示されているように、Ｗである。このトレンチゲート電極２２４ の底部に接する部分に、電子注入用またはターンオフ用のチャネル領域が形成される。
【０１３１】
このような横型ＩＧＢＴでは、ターンオフ制御電極がＭＯＳコントロールサイリスタ（ＭＣＴ）構造となっている。図３１〜図３３の実施例でのように、ｐ型ドレイン層幅Ｄｐ及びｎ型ソース層幅Ｄｎを、もしＤｐ＜Ｄｎとすればオン特性が強化され、Ｄｐ＞Ｄｎとすればターンオフ特性が強化される。これらの層の幅関係を最適にアレンジすれば、望まれるＩＧＢＴオン／オフ特性が容易に実現できる。このＩＧＢＴの可能制御最大電流を増すためには、幅Ｄｎをキャリア拡散長程度もしくはそれ以下に形成することが望ましい。オン電圧を下げるには、可能制御最大電流の最小要求レベルを保証できる範囲で幅Ｄｎを大きくすることが望ましい。
【０１３２】
このＩＧＢＴによれば、トレンチゲート電極構造２２４ と中間絶縁膜２１とによって挟まれた幅狭な（Ｗ）正孔電流通路を広げられた間隔で形成された構造、及び注入効率が低く抑制されたカソードエミッタ構造の組み合わせによって、抑制されたラッチアップを達成しつつ現行のＧＴＯサイリスタ並にオン電圧が低められた電圧駆動型パワースイッチデバイスを実現することができる。
【０１３３】
図１１０〜図１１２の横型ＩＧＢＴは、ｎ型ホールバイパス抵抗層２２６ が追加されている点を除いて図１０７〜図１０９のそれと似ている。ホールバイパス抵抗層２２６ は、トレンチゲート電極２２４ の底部に形成されており、図１１２に示されているように、ｎ^＋ 型層１０と接している。ホールバイパス抵抗層２２６ の不純物濃度が（例えば１０^１６〜１０^２１ｃｍ^−３程度に）高ければ、ＩＧＢＴのオン特性は改善される。もしホールバイパス抵抗層２２６ の不純物濃度が（例えば１０^１３〜１０^１８ｃｍ^−３程度に）低ければ、ＩＧＢＴのオフ特性を高く維持しつつオン特性の中程度の改善が期待できる。
【０１３４】
その他本発明は、その趣旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。
【０１３５】
【発明の効果】
以上述べたように本発明によれば、埋込み絶縁ゲートを持つ微細セル構造で大きい電流遮断能力を実現し、しかも埋込み絶縁ゲート部の幅と間隔の設計によって寄生サイリスタをラッチアップさせることなくサイリスタ並のオン抵抗を実現した絶縁ゲート型電力用半導体素子を得ることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図２】図１のＡ−Ａ′断面図。
【図３】図１のＢ−Ｂ′断面図。
【図４】図１のＣ−Ｃ′断面図。
【図５】図１のＤ−Ｄ′断面図。
【図６】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図７】図６のＡ−Ａ′断面図。
【図８】図６のＢ−Ｂ′断面図。
【図９】図６のＣ−Ｃ′断面図。
【図１０】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図１１】図１０のＡ−Ａ′断面図。
【図１２】図１０のＢ−Ｂ′断面図。
【図１３】図１０のＣ−Ｃ′断面図。
【図１４】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図１５】図１４のＡ−Ａ′断面図。
【図１６】図１４のＢ−Ｂ′断面図。
【図１７】図１４のＣ−Ｃ′断面図。
【図１８】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子の単位セル構造を示す断面図。
【図１９】図１８の素子のＡ−Ａ′およびＢ−Ｂ′一の不純物濃度分布を示す図。
【図２０】シミュレーションモデルの埋込み絶縁ゲート型ＩＢＧＴの断面図。
【図２１】図２０のモデルの動作原理を説明するための図、
【図２２】同モデルの埋込みゲート部の深さと電流密度の関係を示す図。
【図２３】同モデルの埋込みゲート部の幅と電流密度の関係を示す図。
【図２４】同モデルの他の条件での埋込みゲート部の幅と電流密度の関係を示す図。
【図２５】同モデルの電流−電圧特性を示す図。
【図２６】同モデルの他の条件での電流−電圧特性を示す図。
【図２７】同モデルの電流，電圧変化特性を示す図。
【図２８】パラメータＸ（Ｄ，Ｗ，Ｃ）およびキャリアライフタイムτｐ と素子の電流密度の関係を示す図。
【図２９】素子のオン状態でのキャリア濃度分布を示す図。
【図３０】同モデルを図６の実施例の素子に適用した構造を示す図。
【図３１】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図３２】図３１のＡ−Ａ′断面図。
【図３３】図３１のＢ−Ｂ′断面図。
【図３４】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図３５】図３４のＡ−Ａ′断面図。
【図３６】図３４のＢ−Ｂ′断面図。
【図３７】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図３８】図３７のＡ−Ａ′断面図。
【図３９】図３７のＢ−Ｂ′断面図。
【図４０】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図４１】図４０のＡ−Ａ′断面図。
【図４２】図４０のＢ−Ｂ′断面図。
【図４３】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図４４】図４３のＡ−Ａ′断面図。
【図４５】図４３のＢ−Ｂ′断面図。
【図４６】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図４７】図４６のＡ−Ａ′断面図。
【図４８】図４６のＢ−Ｂ′断面図。
【図４９】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図５０】図４９のＡ−Ａ′断面図。
【図５１】図４９のＢ−Ｂ′断面図。
【図５２】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図５３】図５２のＡ−Ａ′断面図。
【図５４】図５２のＢ−Ｂ′断面図。
【図５５】図５２のＣ−Ｃ′断面図。
【図５６】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図５７】図５６のＡ−Ａ′断面図。
【図５８】図５６のＢ−Ｂ′断面図。
【図５９】図５３の変形例を示す図。
【図６０】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図６１】図６０のＡ−Ａ′断面図。
【図６２】図６０のＢ−Ｂ′断面図。
【図６３】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図６４】図６３のＡ−Ａ′断面図。
【図６５】図６３のＢ−Ｂ′断面図。
【図６６】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図６７】図６６のＡ−Ａ′断面図。
【図６８】図６６のＢ−Ｂ′断面図。
【図６９】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図７０】図６９のＡ−Ａ′断面図。
【図７１】図６９のＢ−Ｂ′断面図。
【図７２】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図７３】図７２のＡ−Ａ′断面図。
【図７４】図７２のＢ−Ｂ′断面図。
【図７５】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図７６】図７５のＡ−Ａ′断面図。
【図７７】図７５のＢ−Ｂ′断面図。
【図７８】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図７９】図７８のＡ−Ａ′断面図。
【図８０】図７８のＢ−Ｂ′断面図。
【図８１】他の実施例の絶縁ゲート型半導体素子のレイアウト図。
【図８２】図８１のＡ−Ａ′断面図。
【図８３】図８１のＢ−Ｂ′断面図。
【図８４】他の実施例の１／２セル断面構造を示す図。
【図８５】他の実施例の１／２セル断面構造を示す図。
【図８６】他の実施例の１／２セル断面構造を示す図。
【図８７】他の実施例の１／２セル断面構造を示す図。
【図８８】他の実施例の１／２セル断面構造を示す図。
【図８９】他の実施例の１／２セル断面構造を示す図。
【図９０】他の実施例の１／２セル断面構造を示す図。
【図９１】他の実施例の１／２セル断面構造を示す図。
【図９２】他の実施例の１／２セル断面構造を示す図。
【図９３】他の実施例の１／２セル断面構造を示す図。
【図９４】他の実施例の１／２セル断面構造を示す図。
【図９５】他の実施例の１／２セル断面構造を示す図。
【図９６】他の実施例のＩＥＧＴのレイアウト図。
【図９７】図９６のＡ−Ａ′断面図。
【図９８】図９６のＢ−Ｂ′断面図。
【図９９】図９６のＣ−Ｃ′断面図。
【図１００】図９６のＤ−Ｄ′断面図。
【図１０１】図１００の変形例を示す断面図。
【図１０２】他の実施例のＩＥＧＴのレイアウト図。
【図１０３】図１０２のＡ−Ａ′断面図。
【図１０４】図１０２のＢ−Ｂ′断面図。
【図１０５】図１０２のＣ−Ｃ′断面図。
【図１０６】図１０２のＤ−Ｄ′断面図。
【図１０７】図６０〜図８３の横型ＩＧＢＴの変形例を示す図。
【図１０８】図６０〜図８３の横型ＩＧＢＴの変形例を示す図。
【図１０９】図６０〜図８３の横型ＩＧＢＴの変形例を示す図。
【図１１０】図６０〜図８３の横型ＩＧＢＴの変形例を示す図。
【図１１１】図６０〜図８３の横型ＩＧＢＴの変形例を示す図。
【図１１２】図６０〜図８３の横型ＩＧＢＴの変形例を示す図。
【符号の説明】
１…ｎ型ベース層、
２…ｎ型バッファ層、
３…ｐ型エミッタ層、
４…ｐ型ベース層、
５…溝、
６…ゲート酸化膜、
７…ゲート電極、
８…ｎ型ターンオフチャネル層、
９…ｐ型ドレイン層、
１０…ｎ型ソース層、
１１…カソード電極、
１２…アノード電極。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a power semiconductor device having a buried insulated gate structure.
[0002]
[Prior art]
As is well known, various thyristors such as GTO can realize a low on-resistance (thus, a small on-voltage) because they are latched up in an on-state, but have a small maximum breaking current density. In particular, a thyristor with an insulated gate that performs turn-off using an insulated gate structure has a lower current interruption capability than a normal GTO thyristor. On the contrary, an IGBT or the like has a built-in thyristor structure, but is designed to be used under the condition that it does not latch up. Therefore, the maximum cutoff current density is relatively large, but the on-resistance is high because it does not latch up.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, the conventional power semiconductor device has a problem that it is necessary to latch up the pnpn thyristor in order to obtain a low on-resistance, and it is difficult to interrupt the current when the thyristor is latched up. .
[0004]
The present invention provides a buried insulated gate type power semiconductor device capable of realizing a sufficiently low on-resistance without latch-up and having a large maximum cutoff current density without latch-up. The purpose is to provide.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In the power semiconductor device according to the present invention, the first conductivity type emitter region and the first conductivity type carrier injection from the first conductivity type emitter region are substantially performed through the channel, and the conductivity modulation is performed in the ON state. A high-resistance base region that causes the second resistance type region, a second conductivity-type emitter region that injects a second conductivity-type carrier into the high-resistance base region, and a second conductivity-type drain that discharges the second conductivity-type carrier in the high-resistance base region The carrier concentration in the high resistance base region in the on state has a portion whose concentration is higher on the first conductivity type emitter region side than the concentration in the central portion of the high resistance base region. Features.
[0006]
The power semiconductor device according to the present invention includes a high resistance base layer, an insulating gate embedded in the surface of the high resistance base layer with a predetermined interval, and a first region formed in a region sandwiched between the insulating gates. A conductivity type emitter layer, a channel region induced by the insulated gate and injecting a first conductivity type carrier from the first conductivity type emitter layer into the high resistance base layer; and a second conductivity type carrier in the high resistance base layer. A second conductivity type emitter layer to be injected; and a second conductivity type drain layer formed in a region sandwiched between the insulated gates and discharging second conductivity type carriers from the high resistance base layer. When the distance between the drain layers is 2C, the width of the region sandwiched between the insulated gates is 2W, and the distance from the interface between the second conductivity type drain and the high resistance base layer to the tip of the insulated gate is D
X = {(C−W) + D} / W
The parameter X represented by the following formula satisfies X ≧ 5.
[0007]
[Action]
According to the present invention, the parasitic thyristor structure is latched up by optimally designing the emitter layer with low injection efficiency and optimal design, and the depth, width, and spacing of the trenches of the buried insulated gate portion formed with fine dimensions. Therefore, the on-resistance as low as the thyristor can be obtained. The reason for this will be described in detail later. In the structure of the present invention, when the buried gate electrode portion is defined as a broadly defined emitter region including the second conductivity type drain layer and the first conductivity type emitter layer adjacent thereto, By setting the ratio Rp / Rn of the resistance Rp of the second conductivity type carrier in the emitter region and the resistance Rn of the turn-on channel formed on the side surface of the trench to the first conductivity type carrier to be 4 or more, it is sufficiently large. This is because emitter injection efficiency can be obtained.
[0008]
The parameter X is an amount representing how far the bypass or drain layers of the second conductivity type carriers on the first conductivity type emitter layer side are separated from each other, and the high resistance base layer short-circuit resistance on the first conductivity type emitter layer side is This is introduced because it is proportional to the distance 2D + 2 (C−W) straddling adjacent buried gate portions and inversely proportional to the emitter width 2W. The smaller this parameter X is, the smaller the discharge resistance of the second conductivity type carrier on the first conductivity type emitter layer side is. Then, by optimizing the dimensions of each part so as to satisfy X ≧ 5, a sufficiently low on-voltage can be obtained without performing a thyristor operation.
[0009]
The emitter injection efficiency γ in a broad sense including the buried gate in the device of the present invention is obtained as follows. First, the current flowing between the grooves is divided into an electron current Ich [A] flowing through the on-MOS channel and other current densities JT [A / cm.²]. However, the current density is considered as a unit depth of 1 cm from the element cross section. The current density flowing in the unit cell is J [A / cm.²And the groove spacing is 2 W [cm], the unit cell size is 2 C [cm], and the virtual injection efficiency in the groove is γT.

Rch is the resistance of the on-MOS channel. Δψ is a potential difference between both ends of the on-MOS channel (potential difference between both ends of the depth D), and is an expression of current continuity in the groove.
Jp = (1-γT) JT

Obtained from

It becomes. From these equations (2) to (7), the injection efficiency of equation (1) can be obtained. By optimizing W, D, and C, the injection efficiency of the emitter region in a broad sense can be increased without increasing the injection efficiency of the cathode-side emitter (or source) layer. As a result, carriers accumulated in the high-resistance base layer at the time of on-state can be increased, and the above-described bipolar transistor or IGBT in which on-state carrier accumulation is small (conductivity modulation is small) as compared with the thyristor. By applying the “carrier injection concept”, the on-voltage of these elements can be made as low as that of a thyristor.
[0010]
【Example】
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
[0011]
FIG. 1 is a layout of a buried insulated gate power semiconductor device according to the first embodiment of the present invention. FIGS. 2, 3, 4 and 5 are respectively A-A 'and B of FIG. It is -B ', CC', and DD 'sectional drawing.
[0012]
In this insulated gate semiconductor element, a p-type emitter layer 3 is formed on one surface of a high-resistance n-type base layer 1 via an n-type buffer layer 2. A p-type base layer 4 is diffused on the other surface of the n-type base layer 1.
[0013]
A plurality of stripe-shaped grooves 5 are formed in the p-type base layer 1 with a minute interval. Inside these trenches 5, a gate electrode 7 is buried and formed through a gate oxide film 6. An n-type turn-off channel layer 8 is formed every other stripe region between the grooves 5, and a p-type drain layer 9 is formed on the surface of the turn-off channel layer 8. Thus, a vertical p-channel MOSFET in which the side surface of the n-type turn-off channel layer 8 is controlled by the buried gate electrode 7 is configured. In the remaining stripe region, the n-type source layer 10 is diffused and formed on the surface portion. Here, the n-type source layer 10 is shallowly diffused so that the parasitic thyristor structure constituted by the n-type source layer 10, the p-type base layer 4, the n-type base layer 1 and the p-type emitter layer 3 is not latched up. ing.
[0014]
Therefore, the layout on the cathode side has a pattern in which the arrangement of the buried gate electrode 7 -p type drain layer 9 -the buried gate electrode 7 -n type source layer 10 is repeated.
[0015]
The cathode electrode 11 as the first main electrode is disposed in contact with the n-type source layer 10 and the p-type drain layer 9 simultaneously. On the p-type emitter layer 3, an anode electrode 12 as a second main electrode is formed.
[0016]
Specific element dimensions are, for example, as follows. The high resistance used as the n-type base layer 1 is such that the thickness of the n-type wafer is 450 μm, and the n-type buffer layer 2 and the p-type base layer 4 are formed at a depth of 15 μm and 2 μm from both sides. The groove 5 formed in the p-type base layer 4 has a width and interval of 1 μm and a depth of 5 μm. The gate oxide film 6 is a thermal oxide film or ONO film (oxide film / nitride film / oxide film) of 0.1 μm or less. The n-type turn-off channel layer 8 has a p-type drain layer 9 formed on the surface thereof and has a channel length of substantially 0.5 μm. The n-type source layer 10 is diffused to a depth of 1 μm or less, and the p-type emitter layer 3 is diffused to a depth of about 4 μm.
[0017]
The operation of the insulated gate semiconductor device configured as described above is as follows. When a positive voltage is applied to the gate electrode 7 with respect to the cathode, the turn-on channel around the p-type base layer 4 conducts and electrons are injected from the n-type source layer 10 into the n-type base layer 1 and turned on by the IGBT operation. To do. When a negative voltage is applied to the gate electrode 7, the groove side surface portion of the n-type turn-off channel layer 8 in the buried gate portion is inverted, and the carrier of the p-type base layer 4 causes the p-type drain layer 9 to move by p-channel MOS transistor operation. To the cathode electrode 11 and turn off.
[0018]
In this embodiment, the parasitic thyristor constituted by the n-type source layer 10 -p-type base layer 4 -n-type base layer 1 -p-type emitter layer 3 is designed not to latch up even when the element is turned on. If the on-channel is closed, the electron injection from the n-type source layer 10 stops.
[0019]
According to this embodiment, the depth and density of the buried gate portion are sufficiently small with a unit cell size of 4 μm (ie, buried gate 1 μm−p-type drain layer 1 μm−embedded gate portion 1 μm−n-type source layer 1 μm). By designing the size, a sufficiently small on-resistance can be obtained even though the thyristor operation is not performed. The fact that the turn-off channel is closed in the on state of the element is also a reason why a small on-resistance can be obtained. In addition, the parasitic thyristor does not latch up in the on state, and when it is off, the turn-off channel is opened and the holes are bypassed. Therefore, the maximum current blocking capability is larger than a GTO thyristor that is turned off after being latched up.
[0020]
FIG. 6 is a layout of a buried insulated gate power semiconductor device according to the second embodiment of the present invention. FIGS. 7, 8 and 9 are respectively A-A ', BB' and C of FIG. It is -C 'sectional drawing. Portions corresponding to those of the previous embodiment are denoted by the same reference numerals as those of the previous embodiment, and detailed description thereof is omitted.
[0021]
In this embodiment, the grooves 5 that are periodically arranged are formed so as to penetrate through the p-type base layer 4 deeply. For example, the p-type base layer is 3 μm and the groove 5 is about 6 μm. The gate electrode 7 is embedded in the trench 5 via the gate oxide film 6 as in the previous embodiment.
[0022]
In this embodiment, the interval between the grooves 5 is wider than that of the previous embodiment, for example, 2 μm. An n-type turn-off channel layer 8 and a p-type drain layer 9 are formed in contact with the groove 5 in all stripe regions between the grooves 5, and an n-type source layer 10 is formed at a position away from the groove 5. Here, the n-type source layer 10 is formed so that the parasitic thyristor formed between the n-type source layer 10 and the p-type base layer 4, the n-type base layer 1 and the p-type emitter layer 3 is not latched up. This is the same as the previous embodiment. However, the n-type source layer 10 and the n-type turn-off channel layer 8 are continuous.
[0023]
In this embodiment, the side surface of the groove 5 of the p-type base layer 4 under the n-type turn-off channel layer 8 is a turn-on channel. That is, the gate electrode 7 embedded in the trench 5 serves both as a turn-on and a turn-off, and is formed in a state in which a turn-off p-channel MOSFET and a turn-on n-channel MOSFET are stacked vertically.
[0024]
The element of this embodiment is turned on by applying a positive voltage to the gate electrode 7 and forming an n-type channel on the side surface of the groove 5 of the p-type base layer 4. At this time, electrons are injected from the n-type source layer 10 into the n-type base layer 1 through the n-type turn-off channel layer 8 and the inverted n-type channel. A negative voltage or a zero voltage is applied to the gate electrode 7 to turn off as in the previous embodiment.
[0025]
According to this embodiment, the same effect as the previous embodiment can be obtained.
[0026]
FIG. 10 is a layout of a buried insulated gate type power semiconductor device according to the third embodiment of the present invention. FIGS. 11, 12 and 13 are respectively A-A ', BB' and C-- of FIG. It is C 'sectional drawing. In this embodiment, on the basis of the configuration of the second embodiment, the ratio of the width of the buried gate electrode portion to the width of the region sandwiched between them is made larger.
[0027]
The specific element size is that the high resistance to be the n-type base layer 1 is such that the thickness of the n-type wafer is 450 μm, and the n-type buffer layer 2 is formed on both sides at a depth of 15 μm and the p-type base layer 4 is formed at a depth of 2 μm. To do. The grooves 5 formed in the p-type base layer 4 are 5 μm wide, 1 μm apart, and 5 μm deep. The gate oxide film 6 is a thermal oxide film or ONO film of 0.1 μm or less. The n-type turn-off channel layer 8 has a p-type drain layer 9 formed on the surface thereof and has a channel length of substantially 0.5 μm. The n-type source layer 10 is diffused to a depth of 1 μm or less, and the p-type emitter layer 3 is diffused to a depth of about 4 μm.
[0028]
The element of this embodiment also operates in the same manner as the second embodiment. In this embodiment, the area occupied by the buried gate electrode portion in the element is made sufficiently larger than the area of the region sandwiched between them. As a result, the resistance to holes in the broad emitter region including the buried gate electrode portion increases, and as a result, the electron injection efficiency of the broad emitter region increases. That is, although the area of the buried gate electrode region is larger than the area of the n-type source layer 10 region, an equivalently large electron injection efficiency is obtained by the difference between the resistance to the electron current and the resistance to the hole current, Low on-resistance is achieved. Since the actual electron injection efficiency of the n-type source layer 10 itself is low, the turn-off capability is as high as the IGBT.
[0029]
FIG. 14 is a layout of a modified example of the third embodiment, and FIGS. 15, 16 and 17 are cross-sectional views taken along lines AA ′, BB ′ and CC ′ of FIG. 14, respectively. is there. In this embodiment, unlike the previous embodiment, the groove 5 remains in the p-type base layer 4.
[0030]
Also in this embodiment, by optimizing the element dimensions of each part, it is possible to achieve both a low on-resistance and a high current interruption capability as in the previous embodiment.
[0031]
FIG. 18 shows a cross-sectional structure of a unit cell portion of an embodiment in which a similar buried gate structure is applied to the anode side on the basis of the element of the second embodiment. That is, as described in the second embodiment, the embedded gate electrode 7 is formed on the cathode side surface of the n-type base layer, and the p-type base layer and the n-type source layer are formed between the embedded grooves 4. An n-type turn-off channel layer and a p-type drain layer are formed on the side surfaces of the trench 4. In contrast to the cathode side, a groove 20 is also formed on the anode side, and a gate electrode 21 is embedded therein. Between the grooves 20, a diffusion layer in which the conductivity type of each part is reversed from that of the cathode side. Is formed.
[0032]
FIG. 18 shows specific element dimensions. Further, the impurity concentration distributions of the AA ′ portion and the BB ′ portion on the cathode side are shown in FIGS. 19A and 19B, respectively.
[0033]
In the element of this embodiment, at the time of turn-on, a negative voltage is applied to the anode side buried gate electrode 21 with respect to the anode electrode. At the time of turn-off, a zero or positive voltage is applied to the buried gate electrode 21 on the anode side with respect to the anode electrode.
Even with the element of this embodiment, the same effect as the previous embodiment can be obtained.
[0034]
Here, the reason why the buried on-gate device according to the present invention adopts a pnpn structure that does not operate as a thyristor even in a large current region and can provide a low on-resistance similar to a thyristor will be described in detail with reference to simulation data.
[0035]
FIG. 20 is a cross-sectional view of a half cell of the model used for the calculation, and FIG. 21 is a diagram for explaining the principle of the new emitter structure. Since the basis of FIG. 20 is an IGBT, there is no n-type emitter in a normal thyristor. Electron injection on the cathode side is performed by the MOS channel, and the bypass resistance of the hole current is designed to be sufficiently small so that the n-type drain layer constituting the MOSFET serves as an n-type emitter and the parasitic thyristor does not latch up. However, reducing the bypass resistance of the hole current is equivalent to lowering the injection efficiency of the n-type emitter when the structure of FIG. 20 is compared with a thyristor (or diode), which means an increase in the on-voltage of the element. Results.
[0036]
FIG. 21 shows this easily. In the element of the present invention in which the MOS source layer and the buried gate are arranged in fine dimensions, it is easier to understand the injection efficiency by considering the entire region including the MOS source layer and the buried gate portion as the emitter region. That is, if a region surrounded by a broken line in the figure is defined as a broad emitter region, the injection efficiency γ of the broad emitter region can be expressed by the hole current resistance Rp and the electron current resistance Rn as follows.
[0037]

However, it is assumed that there is no potential distribution in the lateral direction at the end of the emitter region in a broad sense. Here, if Rp / Rn = 3, γ = 0.75, and if Rp / Rn = 4, γ = 0.8.
[0038]
Considering that the emitter injection efficiency of a normal thyristor or diode is 0.7 or more, even in the IGBT having the buried insulated gate structure of FIG. 20, if the emitter injection efficiency in a broad sense is 0.8 or more, that is, Rp / If Rn> 4, it means that an ON voltage equivalent to that of a thyristor can be obtained.
[0039]
In an IGBT having a current planar gate structure, Rp / Rn is approximately 3 and when Rp / Rn> 4, the latch-up resistance is lowered. There are several reasons for this. For example, in the case of an IGBT having a planar gate structure, it may be difficult to make a difference between the electron current resistance and the hole current resistance in the lateral direction. Low lateral resistance in the on state (100 A / cm²Current density of about 3 × 10¹⁶/ Cm³The lateral resistance of the hole due to the p-type base layer is reduced.) Even if the lateral resistance increases the hole current resistance, the number of MOS on-channels per unit area is reduced. On the contrary, the electron current resistance is increased, and therefore, the emitter injection efficiency in a broad sense is lowered. In the case of EST, the cell size is increased to increase the hole current resistance, but this method reduces the number of on-channels per unit area and increases the electron current resistance before the hole current resistance increases sufficiently. As a result, the injection efficiency of the emitter region in a broad sense does not increase, and it is difficult to reduce the on-resistance of the element. In addition, if the hole current resistance is simply increased by lowering the short-circuit rate of the hole current, the latch-up resistance is lowered.
[0040]
Therefore, it is necessary to have a structure in which the hole current resistance is four times or more the electron current resistance without decreasing the short-circuit resistance of the hole current while increasing the number of MOS channels per unit area. According to the examination results of the present inventors, it has become clear that such a condition can be realized by optimizing the width and depth of the buried gate structure, the interval, and the like.
[0041]
Specific shredding data is shown below. First, the IGBT structure of FIG. 20 used for the calculation has a forward blocking withstand voltage of 4500 V, and its element parameters are as follows. Impurity concentration 1 × 10¹³/ Cm³Using an n-type high resistance silicon substrate having a thickness of 450 μm, the anode side has a depth of 15 μm and a surface concentration of 1 × 10¹⁶/ Cm³N-type buffer layer, depth 4 μm, surface concentration 1 × 10¹⁹/ Cm³The p-type emitter layer is formed. On the cathode side, the depth is 2 μm and the surface concentration is 1 × 10¹⁷/ Cm³P-type base layer, depth 0.2 μm, surface concentration 1 × 10¹⁹/ Cm³The p-type source layer is formed. The gate electrode of the buried gate portion on the cathode side is separated by a 0.05 μm thick silicon oxide film or ONO film.
[0042]
As shown in FIG. 20, the depth of the buried gate portion is D (portion protruding from the p-type base layer into the n-type base layer), the cell size is 2C, and the emitter width is 2 W. Therefore, the buried gate portion The ratio of the width to the emitter width is W / (C−W). Using these dimensions C, W, D and hole lifetime τp as parameters, the effect of the buried gate electrode structure on the on-voltage of the device was investigated. The results are shown in FIGS.
[0043]
FIG. 22 shows a model in which the cell size is 2C = 6 μm, the emitter width is 2W = 1 μm, the width of the buried gate portion is 2 (C−W) = 5 μm, and the hole lifetime is τp = τn = 2.0 μsec. This is a result of obtaining the element current density at an anode-cathode voltage of 2.6 V when the depth D of the buried gate portion is changed. The gate applied voltage is +15 V (common to all on-voltage calculations).
[0044]
FIG. 23 is a model of emitter width 2W = 1 μm, buried gate portion depth D = 5 μm, hole lifetime τp = 30 μsec, and the anode-cathode distance when the width C-W of the buried gate portion is changed. It is the result of obtaining the element current density at a voltage of 2.6V.
[0045]
As shown in FIG. 23, when the width of the buried gate portion is increased from about 1 μm to about 5 μm, the device current increases rapidly as the width of the buried gate portion increases. Conversely, the current starts to decrease. This phenomenon can be explained as follows. When the width of the buried gate portion becomes wider than the emitter width, the hole current density near the buried trench side surface immediately below the emitter increases, and as a result, the potential rises on the buried trench lower side surface. As a result, in the state where the MOS channel is not saturated, the ratio of the hole current to the electron current increases, and as a result, the injection efficiency of the emitter region in a broad sense increases and the device current density increases. However, when the width of the buried gate portion is further increased, the MOS channel is saturated and the number of MOS channels per unit area is reduced, so that the MOS channel resistance of the electron current increases and the electron current flowing through the element is limited. As a result, the emitter injection efficiency is lowered and the device current is reduced.
[0046]
Further, when the contact between the p-type base layer and the n-type emitter layer is considered as a cathode short circuit, the same effect as increasing the lateral resistance of the cathode short circuit when the width of the buried gate portion is widened (in terms of injection efficiency, the emitter in a broad sense). This is equivalent to reducing the cathode short-circuit rate in the region). As a result, the injection efficiency increases and the on-voltage decreases. However, if the width of the buried gate portion becomes too wide, the number of on-channels per unit area decreases, and as a result, the electron current resistance increases, so that the injection efficiency decreases and the on-voltage increases.
[0047]
FIG. 24 is a model of emitter width 2W = 1 μm, buried gate portion depth D = 5 μm, hole lifetime τp = 2.0 μsec, and anode / cathode when the width C-W of the buried gate portion is changed. It is the result of calculating | requiring the element current density in the voltage between 2.6V. The current increases rapidly when the width of the buried gate portion is about 1 μm to 5 μm, but reaches a peak at 10 μm to 15 μm. The reason why the width of the buried gate where the current saturates is wider than when τp = 30 μsec is that the absolute value of the current flowing through the element is small (about 1/10).
[0048]
FIG. 25 is a model of emitter width 2W = 1 μm, buried gate portion depth D = 5 μm, hole lifetime τp = 2 μsec, and when buried gate portion width 2 (C−W) is 1 μm (A). In the case of 15 μm (B), the current characteristics when the forward voltage between the anode and the cathode is changed are plotted.
[0049]
As shown in the figure, the current crosses when the anode-cathode voltage is 13V. Below 13V, the model with a buried gate width of 15 μm has a larger current value, and especially at 2V or less, the single digit current value is large. Above 13V, the magnitude of the current value is reversed.
[0050]
FIG. 26 shows an emitter width 2W = 3 μm and a buried gate portion width 2 (C−W) = about the device model of FIG. 30 in which the IGBT device model of FIG. 20 is changed to the device structure of the second embodiment. 13 μm, embedded gate depth D = 12.5 μm, p-type base layer depth 2.5 μm, n-type source layer depth 1 μm, p-type drain layer depth 0.5 μm, hole lifetime τp = It is a current-voltage characteristic when it is set to 1.85 μsec. The device current is 100 A / cm when the anode-cathode voltage is 2.6 V.²Τp is set so that
[0051]
Similarly, FIG. 27 shows the current density Iak = 5223 [A / cm in the model of FIG.²], A turn-off waveform with a resistive load from Vak = 25V. The gate voltage is changed from +15 V to −15 V at a gate voltage increase rate dVG / dt = −30 [V / μsec].
[0052]
By the way, 100A / cm²The carrier concentration immediately below the emitter region is 1 × 10¹⁶/ Cm³Assuming that the hole current resistance at the emitter width W = 1.5 μm and the buried gate portion depth D = 12.5 μm is
Rp = 0.5 × 12.5 × 10^-4÷ 1.5 × 10^-4  = 4.2Ω (9)
When the electron current resistance is Rn = 1Ω, the injection efficiency is γ = 0.81.
[0053]
As is clear from the above data, it can be seen that by optimizing the shape of the emitter region including the buried insulating gate portion, the on-resistance as low as that of the thyristor can be realized without performing the thyristor operation.
[0054]
In the conventional method, the emitter layer is composed of a single high-concentration impurity diffusion layer, and carriers are injected from this emitter diffusion layer into the high-resistance base layer. The present invention provides a structure for controlling the flow of MOS channel and carrier discharge for carrier injection and discharge into a high resistance base instead of a conventional single high concentration impurity diffusion layer (ie, carrier discharge resistance or diffusion current locally). In other words, the present invention relates to a structure that achieves high implantation efficiency without using a conventional high-concentration impurity diffusion layer.
[0055]
In the present invention, the p-base short-circuit resistance on the cathode side tends to be proportional to the distance 2D + 2 (C−W) straddling adjacent buried gate portions and inversely proportional to the emitter width 2W. Therefore, the following parameter X is introduced.
[0056]

This parameter X is an amount representing how far the cathode-side hole bypass or drain layers are separated from each other. The smaller the parameter X, the smaller the cathode-side hole discharge resistance (short-circuit resistance).
[0057]
FIG. 28 shows the density of current flowing through the element when the lifetime τp of the element and the aforementioned D, C, and W are changed, with the parameter X as the horizontal axis. The white circle is when C is changed with τp = 30 μsec, W = 0.5 μm and D = 5 μm, and the black circle is when D is changed with τp = 2 μsec, W = 0.5 μm and C = 1 μm The double circle is the one when τp = 2 μsec, W = 1.5 μm, C = 8 μm, D = 15 μm, and the x mark changes D with τp = 2 μsec, W = 0.4 μmec, C = 1 μm Is.
[0058]
100A / cm for a device with a forward breakdown voltage of 4500V²In order to ensure the current capacity of, for example, W = 0.5 μm, D = 2 μm, C = 1 μm,
X ≧ 5
Is necessary. Further, from the data of FIGS. 22 to 28, when W = 0.5 μm, D = 5 μm, and C = 1 μm, X = 11, and when W = 1.5 μm, D = 13.5 μm, and C = 8 μm, X to 13. That is, it can be seen that the characteristics are remarkably improved by setting X> 8 or X> 10, more preferably X> 13.
[0059]
FIG. 29 shows the carrier concentration distribution in the on state in this case together with the corresponding cross section. In the graph on the right, the solid line is the present invention, and the broken line is the conventional example. Compared to the IGBT structure, n⁻The feature of the present invention is seen in that the carrier concentration distribution has a peak on the cathode side of the mold base layer. The carrier concentration of the n-type base layer in the on state is 10¹¹-10¹⁸/ Cm³, More preferably 1 × 10¹⁵~ 1x10¹⁸/ Cm³Designed to be about.
[0060]
In addition, the smaller W of dimensions W, D, and C, the larger X becomes and the actual device characteristics are improved. However, as D increases, not only does the hole resistance increase, but the resistance of carriers injected through the on-channel into the high resistance base also increases. For example, when D = 500 μm, the voltage drop due to the resistance of the injected carriers and the voltage drop due to the resistance of the discharged holes become equal, and the total on-voltage of the element becomes high.
[0061]
Increasing C increases the current density in the W range and increases the emitter injection efficiency in a broad sense. However, increasing C decreases the number of on-channels per unit area, and increasing C excessively increases the actual density. On-channel resistance increases. As seen in FIG. 28, since the tendency appears when X> 30 μm or more, C is preferably designed to be 500 μm or less.
[0062]
FIG. 31 is a layout of a buried insulated gate power semiconductor device according to another embodiment of the present invention, and FIGS. 32 and 33 are cross-sectional views taken along lines AA ′ and BB ′ of FIG. 31, respectively.
[0063]
In this embodiment, the groove 5 is formed to have a depth that reaches the n-type base layer 1 so as to surround the p-type base layer 4 in a rectangular shape, and a plurality of stripe-shaped grooves 5 are formed in the periphery of the peripheral grooves 5. It is formed continuously. A buried gate electrode 7 is formed in the trench 5 via a gate oxide film 6.
[0064]
An n-type turn-off channel layer 8 is formed in the p-type base layer 4 in the stripe region between the grooves 5. In the n-type turn-off channel layer 8, p-type drain layers 9 and n-type source layers 10 are alternately distributed along the longitudinal direction of the groove 5. The p-type drain layer 9 is formed on the surface of the n-type turn-off channel layer 8, and the n-type source layer 10 and the n-type turn-off channel layer 8 are actually the same diffusion layer.
[0065]
In the device of this embodiment, the side surface of the groove 5 of the p-type base layer 4 under the n-type emitter layer 10 is a turn-on channel. Further, the side surface of the groove 5 of the n-type turn-off channel layer 8 under the p-type drain layer 9 becomes a turn-off channel. Therefore, as in the previous embodiment, the gate electrode 7 embedded in the trench 5 serves both for turn-on and for turn-off.
[0066]
The device of this embodiment is turned on by applying a positive voltage to the buried gate electrode 7 to form an n-type channel on the groove side surface of the p-type base layer 4. When a negative voltage is applied to the buried gate electrode 7, a p-type channel is formed on the side surface of the groove of the n-type turn-off channel layer 8, and the turn-off is performed in the same manner as in the previous embodiments.
[0067]
According to this embodiment, the same effects as those of the previous embodiments can be obtained. Further, since the element of this embodiment bears the breakdown voltage in the buried gate portion as in the previous embodiment, the impurity concentration of the p-type base layer 4 can be made low. For example, the p-type base layer 4 has a peak impurity concentration of 1 × 10¹⁶/ Cm³Accordingly, the peak impurity concentration of the n-type turn-off channel layer 8 is 1 × 10¹⁷/ Cm³Can be about. As a result, the threshold required to form the p-type channel on the groove side surface of the n-type turn-off channel layer 8 can be as small as about 5 V, for example, and the off control can be performed with a small gate voltage.
[0068]
FIG. 34 is a layout of a buried insulated gate semiconductor device according to another embodiment of the present invention, and FIGS. 35 and 36 are sectional views taken along lines AA ′ and BB ′ in FIG. 34, respectively.
[0069]
The device of this embodiment is a so-called electrostatic induction thyristor in which the p-type base layer 4 of the device of the embodiment of FIGS. 31 to 33 is omitted. If the impurity concentration of the n-type base layer 1 and the width of the groove 5 (the width of the n-type base layer 1 sandwiched between the grooves 5 shown in the cross section of FIG. 35) are set to appropriate values, they are sandwiched between the grooves 5. Further, the potential of the entire portion of the n-type base layer 1 can be controlled by the buried gate electrode 7.
[0070]
When a positive voltage is applied to the gate electrode 7 to raise the potential of the n-type base layer 1 sandwiched between the grooves 5, electrons are injected from the n-type source layer 10 and the device is turned on. When a negative voltage is applied to the gate electrode 7, a p-type channel is formed on the groove side surface of the n-type turn-off channel layer 8, and carriers in the n-type base layer 1 are discharged to the cathode electrode 13 through the p-type drain layer 9. The device turns off.
[0071]
FIG. 37 is a layout of a buried insulated gate semiconductor device according to still another embodiment, and FIGS. 38 and 39 are cross-sectional views taken along lines AA ′ and BB ′ of FIG. 37, respectively.
[0072]
This embodiment is a slight modification of the device of the embodiment of FIGS. The plurality of stripe-shaped grooves 5 are independent from each other, and their periphery is surrounded by a deep p-type base layer 4 '. The distribution, depth, and the like of the n-type turn-off channel layer 8, the p-type drain layer 9, and the n-type source layer 10 formed in the p-type base layer 4 between the buried gate portions are the same as in the previous embodiment.
[0073]
40 is a layout of a buried insulated gate semiconductor device according to still another embodiment, and FIGS. 41 and 42 are sectional views taken along lines AA ′ and BB ′ in FIG. 40, respectively.
[0074]
In this embodiment, the device of the embodiment shown in FIGS. 34 to 35 is modified in the same manner as the embodiment shown in FIGS.
[0075]
Also in these embodiments, the same effects as in the previous embodiments can be obtained.
[0076]
42 to 44 are embodiments in which the embodiment of FIGS. 31 to 33 is modified to make the p-type base layer 4 deeper than the buried gate portion.
[0077]
46 to 48 are embodiments in which the embodiment of FIGS. 43 to 45 is further modified and the n-type turn-off channel layer 8 is omitted.
[0078]
49 to 51 show further embodiments in which the p-type base layer is omitted from the structure shown in FIGS.
[0079]
Also according to these embodiments, as described above, the shape and size of each part, in particular, the width and interval of the buried gate part are optimally designed to sufficiently increase the injection efficiency of the emitter region in a broad sense and realize a low on-resistance. Can do.
[0080]
52 to 55 are embodiments in which the same structure as that of the embodiment of FIGS. 11 to 14 is applied to the IGBT. An n-type source layer 10 is formed in contact with the side surface of the groove 5, and the cathode electrode 1 is simultaneously in contact with the n-type source layer 10 and the p-type base layer 4 exposed therebetween.
[0081]
56 to 58 show an embodiment in which the structure shown in FIGS. 37 to 39 is similarly applied to an IGBT.
[0082]
FIG. 59 is a modification of FIG. When the width 2 (C-W) of the buried gate portion is too large with respect to the emitter width 2W, the reliability of the groove processing is lowered. In such a case, the yield can be improved by forming a plurality of grooves that are essentially one. No p-type base or n-type source is formed in the n-type base layer portion exposed in the width 2 (C-W).
[0083]
60 to 62 are layouts of unit cell portions according to an embodiment in which the present invention is applied to a lateral IGBT and sectional views taken along the lines AA ′ and BB ′. The wafer obtained by directly bonding the first silicon substrate 20 and the second silicon substrate 22 with the oxide film 21 in between is used as the element region on the second silicon substrate 22 side and processed into a predetermined thickness. N-type base layer 1. A groove 5 having a depth reaching the bottom oxide film 21 is formed in the n-type base layer 1, and a gate electrode 71 is buried therein. A p-type base layer 4 and an n-type source layer 10 are formed between the buried gates, and a surface gate electrode 72 continuous with the buried gate electrode 7 is formed thereon via a gate oxide film 6. A p-type emitter layer 3 is formed at a position away from the buried gate portion by a predetermined process. Between the p-type emitter layer 3 and the buried gate portion, p⁻A mold RESURF layer 23 is formed.
[0084]
FIG. 63 to FIG. 65 are a layout of an embodiment of a lateral IGBT in which the above embodiment is modified and a buried gate is provided on the anode side, and AA ′ and BB ′ sectional views thereof. The second substrate 22 on the element formation side is p⁻As the mold base layer 24, the trench 5 is formed in the same manner as in the above embodiment, and the buried gate electrode 71 is formed therein. An n-type base layer 1 'and a p-type drain layer 3' are formed between the trenches, and a surface gate electrode 72 is formed thereon as in the above embodiment. An n-type source layer 10 'is formed at a predetermined distance from the drain region.
[0085]
66 to 68 are layouts of an embodiment in which the same element as that of the embodiment of FIGS. 1 to 5 is realized as a lateral element, and AA ′ and BB ′ sectional views thereof. Portions corresponding to those of the previous embodiment are denoted by the same reference numerals as those of the previous embodiment, and detailed description thereof is omitted.
[0086]
69 to 71 are element layouts of the embodiment in which the conductivity types of the respective parts of the above embodiment are reversed and their AA 'and BB' sectional views.
[0087]
In the embodiment of FIG. 31, the width dN + of the n-type source layer and the width dP + of the p-type drain layer are shown to be substantially equal. However, if dN +> dP +, the on-characteristics are improved, and dN + <dP +. Off characteristics are improved. Therefore, desired characteristics can be obtained by optimally designing these width relationships. The same applies to the elements shown in FIGS. 34, 37, 40, 43, 46, 49, and 56.
[0088]
In order to increase the controllable maximum current, it is desirable to form dN + to be about the carrier diffusion length or less, and when it is desired to reduce the on-voltage, it is necessary to increase this so that the minimum controllable maximum current can be guaranteed. desirable.
[0089]
As described above, according to the present invention, a deep buried insulated gate structure, a structure in which narrow hole current paths sandwiched between the buried insulated gates are formed at wide intervals, and a cathode emitter structure in which injection efficiency is kept small. By combining the above, it is possible to realize a characteristic similar to that of a GTO thyristor without being latched up by a voltage-driven element.
[0090]
Several further embodiments of the lateral element will be described.
[0091]
72 to 74 are examples in which the elements of the examples of FIGS. 66 to 68 are modified. In this embodiment, the p-type drain layer 9 is provided not only in a region sandwiched by the buried gate 72 but also extending to the cathode side end side wall of the buried gate 72.
[0092]
75 to 77 show an embodiment in which the structure shown in FIGS. 72 to 74 is modified. The n-type emitter layer 8 is diffused to a depth that does not reach the bottom of the device.
[0093]
78 to 80, the second substrate 22 has p at the bottom.⁺P with mold layer 25⁻Using a mold substrate, n⁻Other than the formation of the mold base layer 1, the embodiment is the same as the embodiment of FIGS.
[0094]
FIGS. 81 to 83 are modifications of the embodiment of FIGS. 78 to 80, and the width of the surface gate electrode 72 is selected larger than the width of the buried gate electrode 71 and the region sandwiched by the buried gate electrode 71 is used. In this embodiment, a turn-on channel region and a turn-off channel region controlled by the surface gate electrode 72 are formed on the cathode side separated by a predetermined distance.
[0095]
FIG. 84 and subsequent figures show a half-cell cross-sectional structure of another embodiment of the vertical element.
[0096]
FIG. 84 shows an embodiment in which a buried gate as shown in FIG. 59 is not provided in a region (shown by width L) between regions (shown by width W) where a long electron injection channel is formed.
[0097]
FIG. 85 shows an example in which a buried insulated gate structure is formed also in a region where an electron injection channel is not formed in the element of FIG. The gate electrode 7 is continuously formed along the plurality of grooves 5 without completely filling the grooves 5. A CVD oxide film 31 is formed so as to flatten the surface by filling the groove 5 in the element surface on which the gate electrode 7 is formed.
[0098]
FIG. 86 shows an example in which the p-type layer 32 is formed between the grooves in which the electron injection channel of the element of FIG. 84 is not formed. By providing the p-type layer 32, the breakdown voltage between the cathode electrode 11 and the n-type base layer 1 in a region where no channel is formed can be made sufficient.
[0099]
In FIG. 87, in the element structure of FIG. 86, the gate electrode 7 is formed of a polycrystalline silicon film so as not to completely fill the groove 5, and is overlaid on a region where no channel is formed, such as Al, Ti, Mo, etc. The low-resistance metal gate 33 is formed. The low resistance metal gate 33 is covered with an organic insulating film 34 such as polyimide.
[0100]
FIG. 88 further shows that a trench 5 is formed in the entire region where a channel is not formed, a polycrystalline silicon gate electrode 7 is formed along the trench 5, and a low-resistance metal gate 33 is buried at the bottom of the trench 5. This is an example.
[0101]
In each of the embodiments described above, in order to increase the hole current bypass resistance in the channel region sandwiched between the buried gates, n carrier having a higher concentration than the low carrier lifetime layer or the n-type base layer by ion implantation or the like. It is also effective to provide a mold layer or the like.
[0102]
For example, FIG. 89 shows an embodiment in which an n-type layer 35 having a higher concentration than the n-type base layer 1 is provided below the p-type base layer 4 in the element of FIG. FIG. 90 shows an example in which the low carrier lifetime layer 36 is formed under the p-type base layer 4.
[0103]
FIG. 91 is a modified example of the structure of FIG.⁺A type emitter layer 36 is formed. The electron injection portion has no p-type drain and has an IGBT structure. When a positive voltage is applied to the gate electrode 7, the n-type source layer 10 extends along the side wall of the trench 5.⁺A channel is formed between the mold emitter layers 36 and n⁺The mold emitter layer 36 is connected to the cathode electrode 11.
[0104]
FIG. 92 is an embodiment in which the element shown in FIG. 86 is similarly modified as in FIG.
[0105]
FIG. 93 is an example in which the p-type layer 32 formed simultaneously with the p-type base layer 4 is provided between the grooves outside the electron injection channel region in the device of the example of FIG. Further, FIG. 94 shows an embodiment in which the p-type layer 32 of FIG. 93 is formed deeper than the p-type base layer 4 and a floating n-type emitter layer 36 is formed thereon.
[0106]
95 shows the p-type layer 32 and n of FIG.⁺In this embodiment, the type emitter layer 36 is formed deeper and the turn-on channel controlled by the buried gate 27 is shortened.
[0107]
Each of the above-described embodiments is based on the concept of “increasing hole bypass resistance with a uniquely arranged trench gate electrode structure, thereby improving electron injection efficiency and reducing the on-resistance of the semiconductor device”. The important fact to note here is that, according to the present invention, achieving a reduced on-resistance does not have to be inherent in “increasing the hole-bypass resistance”. This is because the enhancement of carrier injection is based on the principle of “increasing the ratio of the hole diffusion current and the electron current” which includes the idea of “increasing the hole bypass resistance”.
[0108]
FIG. 96 is a layout of an injection-enhanced gate bipolar transistor (IEGT) according to a further embodiment of the present invention, and FIGS. 97, 98, 99 and 100 are respectively A-A ′, B-- It is B ', CC', and DD 'sectional drawing. In this transistor structure, parts similar to those in the embodiment of FIGS. 6 to 9 are given the same reference numerals.
[0109]
n-type source layer is n⁺A type semiconductor layer 10 is used. These source regions 10 extend at right angles to the trench gate electrode 7 in the surface portion of the p-type drain layer 4 as shown in FIG. A cross section of the source region 10 relating to the trench gate electrode 7 is shown in FIG. N located between each pair of two adjacent trench gate electrodes 7⁺The mold layer 10 is electrically insulated from the first main electrode layer 11 by the surface insulating layer 202.
[0110]
As shown in FIG. 98, between adjacent trench gate electrodes 7, n⁺The p-type layer 10 functions as a p-type drain.⁺The mold layers 9 are alternately arranged. The sectional view of each trench gate electrode 7 shown in FIG. 99 is the same as that of FIG. p⁺A cross-sectional view of the mold drain region 9 in a direction perpendicular to the trench gate electrode 7 is shown in FIG. Here, the p-type drain layer 9 located between each pair of two adjacent trench gate electrodes 7 in the manner similar to the case of FIG. 97 is formed by the surface insulating layer 202 to the first main electrode layer 11. Is electrically isolated from. The specific dimensions of this transistor structure may be similar to those in the devices of FIGS.
[0111]
The operation of IEGT in this embodiment is as follows. When a positive voltage is applied to the gate electrode 7 with respect to the cathode electrode 11, the turn-on channel located in the periphery of the p-type base layer 4 becomes conductive. Electrons are injected from the n-type source layer 10 into the n-type base layer 1 and cause conductivity modulation in the n-type base layer 1. As a result, IEGT is turned on by the IGBT operation.
[0112]
When a negative voltage is applied to the gate electrode 7 with respect to the cathode electrode 11, the injection of electrons from the turn-on channel region stops. An inversion layer is formed on the side surface portion (groove side surface portion) facing the trench 5 of the trench gate portion. Carriers in the p-type base layer 4 are discharged to the cathode electrode 11 through the p-type drain layer 9 by a known p-channel MOS transistor operation. The semiconductor device is turned off. In this embodiment, the parasitic thyristor constituted by the n-type source layer 10, the p-type base layer 4, the n-type base layer 1 and the p-type emitter layer 3 is prevented from being latched up even when the device is turned on. It is especially arranged as described in If the on-channel is closed, the electron injection from the n-type source layer 10 is immediately stopped.
[0113]
According to IEBT, a pair of trench gates 7 and a P located between the pair of trench gate electrodes and insulated from the electrode 11⁺Type drain layer 9 and this insulated P⁺Other Ps adjacent to and in contact with the electrode 11 across the trench gate electrode 7 corresponding to the type drain layer⁺A “unit cell” is defined by the type drain layer 9.
[0114]
P in contact with electrode 11⁺By forming a region surrounded by a relatively narrow trench groove and insulated from the electrode 11 between the drain layer and the drain layer, there is a technical difficulty of forming a wide trench groove (2C-2W). It is possible to avoid the same effect as that of the wide trench.
[0115]
By appropriately arranging the depth, interval, and number of the plurality of trench gate electrodes 7 (specific examples have already been presented), a sufficiently low on-resistance can be obtained while preventing the device from operating as a thyristor. The “thinned-out” contact of the IEGT main electrode 11 to the p-type drain layer 9 contributes to the reduction of the hole bypass current, ie the realization of a reduced on-resistance. In this embodiment, the parasitic thyristor does not latch up in the ON state, and the turn-off channel is opened at the time of turn-off to form a bypass path for the hole flow. Therefore, the maximum breaking current capability is enhanced as compared to current GTO thyristors that are configured to turn off once latched up.
[0116]
Here, a description will be given of the fact that a large electron injection efficiency can be obtained by arranging the ratio of the hole diffusion current to the total current.
[0117]
When the impurity concentration in the broad emitter region (an example is shown in a portion surrounded by a broken line in FIG. 21) is relatively low, for example, when there is a portion that causes n to p conduction modulation in the broad emitter region. A structure that increases the ratio of the hole diffusion current Ip, particularly the longitudinal direction (diffusion current flowing parallel to the anode-cathode direction of the element) and the electron current In (= I-Ip, I: total current). By providing it in the broad emitter region, the injection efficiency of the broad emitter region can be increased and the on-resistance of the element can be reduced.
[0118]
Hole current Jp (A / cm) flowing in the emitter region in a broad sense²), N-base emitter-side carrier concentration n (cm^-3) (N in FIG. 29).
[0119]
If the hole current flowing in the emitter region in a broad sense is only the diffusion current of carriers in the vertical direction (AK direction),
Jp = 2 · μp · k · T · W · n / (C · D) (12)
Can be expressed as Here, μp is the hole mobility, k is the Boltzmann coefficient, and T is the temperature.
[0120]
The hole injection efficiency γp in the broad emitter region is

When Y = W / (C · D), the values of γp = 2 (μp · k · T · n / J) · Yγp are μp = 500, k · T = 4.14 × 10.^-21, J = 100A / cm²Then,

γp is when injection efficiency is low enough
γp = Jp / (Jn + Jp) = μp / (μn + μp) = 0.3 (17)
It will be about. In other words, the injection efficiency of the emitter region in a broad sense is high.
γp <0.3 (18)
Therefore, Y that satisfies this condition is
4.14 × 10^-4・ Y <0.3
Y <0.3 / 4.14 × 10^-4
Y <7.25 × 10²  (Cm^-1(19)
N = 7 × 10 when the on-voltage is relatively high¹⁵When
Y <1.0 × 10³  (Cm^-1... (20)
It is.
[0121]
That is, by designing the parameter Y within the above range, the injection efficiency of the emitter region in a broad sense can be increased even if the injection efficiency of the impurity diffusion layer in contact with the cathode electrode is low. That is, the accumulation of carriers in the on state of the high resistance base layer can be increased, and the on resistance of the element can be decreased.
[0122]
When the elements are arranged in this manner, the cathode diffusion layer having a low injection efficiency ensures high current control capability, high-speed switching, and increases the injection efficiency of the emitter region in a broad sense, which is the effect of the present invention. Resistance can also be realized at the same time.
[0123]
When the emitter region in a broad sense has a trench structure as shown in FIG. 20, the value of Y is determined by D, C, and W in FIG. 20 as described above.
[0124]
In addition, when a high impurity concentration (Jp flows by resistance) and a low impurity concentration coexist in the emitter region in a broad sense, the injection efficiency of the emitter region in the broad sense has both the parameters X and Y described above. It is necessary to consider.
[0125]
The cross-sectional structure of FIG. 100 is modified as shown in FIG. Where n⁺The mold source layer 10 extends so as to be joined to both end faces of each trench 5 in which the trench gate electrode 7 is embedded.
[0126]
The IEGT shown in FIGS. 102 to 106 is basically a combination of the devices of FIGS. 96 to 100 and the devices of FIGS. In other words, this IEGT is⁺The type drain layer 9 is characteristically different from FIGS. 96 to 100 in that it has a “ladder type planar shape”. In particular, the n-type source layer 10 described in FIG.⁺It is formed on the surface portion of the mold base layer 4. In the n-type source layer 10, the p-type drain layer 9 is arranged so as to be joined to both upper side end portions of each trench 5. The p-type drain layer 9 is shallower than the n-type source layer 10. The portion of the n-type source layer 10 sandwiched between the bottom of the p-type drain layer 9 and the p-type drain layer 4 functions as the n-type turn-off channel layer 10 described with reference to FIG. A central portion of the n-type source layer 10 between two adjacent trench gate electrodes 7 corresponds to the n-type source layer 10 in FIG. When viewed on the substrate surface, the p-type drain layer 9 planarly surrounds the n-type source layer 10 between two adjacent trench gate electrodes 7, thereby exhibiting a ladder-type planar shape.
[0127]
As shown in FIG. 104, the n-type source layer 10 is formed of p.⁺Deeper than the type drain layer 9, and therefore when viewed with the cross-sectional structure shown here, the n-type source layer 10 is p⁺The mold drain layer 9 is surrounded. The cross-sectional structure of each trench gate electrode 7 shown in FIG. 105 is the same as that of FIG. As shown in FIG. 106, p⁺The type drain layer 9 is “thinned out” by the surface insulating layer 202 and is in contact with the electrode 11.
[0128]
According to the IEGT of this embodiment, the trench junction side surface portion of the p-type base layer 4 located immediately below the n-type turn-off channel layer functions as a turn-on channel. Therefore, it can be said that both of the plurality of trench gate electrodes 7 serve as both the turn-on drive electrode and the turn-off drive electrode. That is, a turn-off p-channel MOSFET and a turn-on n-channel MOSFET are vertically stacked inside the device. When a positive voltage is applied to the trench gate electrode 7, an n-type channel is formed on each trench junction side surface of the p-type base layer 4, thereby turning on the device. At this time, electrons are injected from each n-type source layer 10 into the n-type base layer 1 via the n-type channel formed by the n-type turn-off channel and the inversion layer formation. The turn-off operation is performed in a manner similar to that of the embodiment 200 of FIGS. 96 to 100 by applying a negative voltage to the trench gate electrode 7. According to the IEGT of this embodiment, the same effects as those of the embodiments of FIGS. 96 to 100 can be obtained.
[0129]
Finally, two variations of the lateral IGBT disclosed in FIGS. 60 to 83 are presented in FIGS. 107 to 202. The characteristic difference between the lateral IGBT of FIGS. 107 to 109 and the previous example of the IGBT of FIGS. 110 to 112 is that the difference in cell structure parameters “C” and “W” is set along the thickness direction of the substrate. It is in the point.
[0130]
As shown in FIGS. 108 and 109, n on the intermediate insulating layer 21⁻A trench 222 having an overall uniform rectangular cross-sectional shape is formed on the surface of the mold upper substrate. Conductive layer 224 is insulatively buried in trench 222. The thickness of the conductive layer 224 is greater than the depth of the trench 222, so that the upper half of the conductive layer 224 protrudes from the surface of the upper substrate. The conductive layer 224 functions as a trench gate electrode. The thickness of the upper substrate is C. As shown in FIG. 108, the thickness of the trench portion of the information substrate, that is, the thickness of the active layer sandwiched between the bottom portion of the trench 222 and the intermediate insulating layer 21 is W. A channel region for electron injection or turn-off is formed in a portion in contact with the bottom of the trench gate electrode 224.
[0131]
In such a lateral IGBT, the turn-off control electrode has a MOS control thyristor (MCT) structure. As in the embodiments of FIGS. 31 to 33, if the p-type drain layer width Dp and the n-type source layer width Dn are set to Dp <Dn, the on characteristics are enhanced, and if Dp> Dn, the turn-off characteristics are obtained. Strengthened. If the width relationship of these layers is optimally arranged, the desired IGBT on / off characteristics can be easily realized. In order to increase the maximum controllable current of the IGBT, it is desirable to form the width Dn to be about the carrier diffusion length or less. In order to lower the on-voltage, it is desirable to increase the width Dn within a range that can guarantee the minimum required level of the maximum controllable current.
[0132]
According to this IGBT, the structure formed with a wide (W) hole current path sandwiched between the trench gate electrode structure 224 and the intermediate insulating film 21 and the injection efficiency is suppressed low. By combining the cathode-emitter structure, it is possible to realize a voltage-driven power switch device in which the on-voltage is lowered as in the current GTO thyristor while achieving suppressed latch-up.
[0133]
The lateral IGBTs of FIGS. 110 to 112 are similar to those of FIGS. 107 to 109 except that an n-type hole bypass resistor layer 226 is added. The hole bypass resistance layer 226 is formed at the bottom of the trench gate electrode 224, and as shown in FIG.⁺It is in contact with the mold layer 10. The impurity concentration of the hole bypass resistance layer 226 is (for example, 10¹⁶-10²¹cm^-3If so, the on characteristics of the IGBT are improved. If the hole bypass resistance layer 226 has an impurity concentration (for example, 10¹³-10¹⁸cm^-3If it is low, a moderate improvement in the on-state characteristics can be expected while maintaining the off-state characteristics of the IGBT high.
[0134]
In addition, the present invention can be implemented with various modifications without departing from the spirit of the present invention.
[0135]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, a large current blocking capability is realized with a fine cell structure having a buried insulating gate, and the thyristor parallelism is achieved without latching up the parasitic thyristor by designing the width and interval of the buried insulating gate portion. Thus, an insulated gate power semiconductor device that realizes the on-resistance can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG.
3 is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of FIG.
4 is a cross-sectional view taken along the line CC ′ of FIG. 1;
FIG. 5 is a sectional view taken along the line DD ′ of FIG. 1;
FIG. 6 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
7 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG.
8 is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of FIG.
9 is a cross-sectional view taken along the line CC ′ of FIG.
FIG. 10 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
11 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG.
12 is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of FIG.
13 is a cross-sectional view taken along the line CC ′ of FIG.
FIG. 14 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
15 is a cross-sectional view taken along line AA ′ of FIG.
16 is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of FIG.
17 is a cross-sectional view taken along the line CC ′ of FIG.
FIG. 18 is a cross-sectional view showing a unit cell structure of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
19 is a graph showing the impurity concentration distribution of AA ′ and BB ′ in the element of FIG.
FIG. 20 is a cross-sectional view of a buried insulated gate type IBGT of a simulation model.
FIG. 21 is a diagram for explaining the operation principle of the model of FIG. 20;
FIG. 22 is a diagram showing the relationship between the depth of the embedded gate portion and the current density of the model.
FIG. 23 is a diagram showing the relationship between the width of the embedded gate portion and the current density of the model.
FIG. 24 is a view showing the relationship between the width of a buried gate portion and current density under other conditions of the model.
FIG. 25 is a view showing current-voltage characteristics of the model.
FIG. 26 is a diagram showing current-voltage characteristics under other conditions of the model.
FIG. 27 is a view showing current and voltage change characteristics of the model.
FIG. 28 is a graph showing the relationship between parameter X (D, W, C) and carrier lifetime τp and the current density of the device.
FIG. 29 is a graph showing a carrier concentration distribution in an on state of an element.
30 is a view showing a structure in which the model is applied to the element of the embodiment of FIG. 6;
FIG. 31 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
32 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG. 31. FIG.
33 is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of FIG. 31. FIG.
FIG. 34 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
35 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG. 34. FIG.
36 is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of FIG. 34. FIG.
FIG. 37 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
38 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG. 37. FIG.
39 is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of FIG.
FIG. 40 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
41 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG. 40. FIG.
42 is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of FIG. 40. FIG.
FIG. 43 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
44 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG. 43. FIG.
45 is a sectional view taken along line BB ′ of FIG. 43. FIG.
FIG. 46 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
47 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG. 46. FIG.
48 is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of FIG. 46. FIG.
FIG. 49 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
50 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG. 49. FIG.
51 is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of FIG. 49. FIG.
FIG. 52 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
53 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ in FIG. 52;
54 is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of FIG. 52. FIG.
55 is a sectional view taken along the line CC ′ in FIG. 52. FIG.
FIG. 56 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
57 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG. 56. FIG.
58 is a sectional view taken along the line BB ′ of FIG. 56. FIG.
FIG. 59 is a diagram showing a modification of FIG.
FIG. 60 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
61 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG. 60. FIG.
62 is a sectional view taken along the line BB ′ of FIG. 60. FIG.
FIG. 63 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
64 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ in FIG. 63;
65 is a cross-sectional view taken along line BB ′ of FIG. 63. FIG.
FIG. 66 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
67 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG. 66. FIG.
68 is a sectional view taken along line BB ′ of FIG. 66. FIG.
FIG. 69 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
70 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG. 69. FIG.
71 is a sectional view taken along line BB ′ of FIG. 69. FIG.
FIG. 72 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
73 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG. 72. FIG.
74 is a sectional view taken along the line BB ′ of FIG. 72. FIG.
FIG. 75 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
76 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG. 75. FIG.
77 is a sectional view taken along line BB ′ of FIG. 75. FIG.
78 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment; FIG.
79 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG. 78. FIG.
80 is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of FIG. 78. FIG.
FIG. 81 is a layout diagram of an insulated gate semiconductor device according to another embodiment.
82 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ in FIG. 81;
83 is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of FIG. 81. FIG.
FIG. 84 is a diagram showing a ½ cell cross-sectional structure of another example.
FIG. 85 is a diagram showing a ½ cell cross-sectional structure of another example.
FIG. 86 is a diagram showing a ½ cell cross-sectional structure of another example.
FIG. 87 is a diagram showing a ½ cell cross-sectional structure of another example.
FIG. 88 is a diagram showing a half-cell cross-sectional structure of another example.
FIG. 89 is a diagram showing a half-cell cross-sectional structure of another example.
FIG. 90 is a diagram showing a half-cell cross-sectional structure of another example.
FIG. 91 is a diagram showing a half-cell cross-sectional structure of another example.
FIG. 92 is a diagram showing a half-cell cross-sectional structure of another example.
FIG. 93 is a diagram showing a ½ cell cross-sectional structure of another example.
FIG. 94 is a diagram showing a ½ cell cross-sectional structure of another example.
FIG. 95 is a diagram showing a ½ cell cross-sectional structure of another example.
FIG. 96 is a layout diagram of IEGTs according to another embodiment.
97 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG. 96. FIG.
98 is a sectional view taken along the line BB ′ of FIG. 96. FIG.
99 is a sectional view taken along the line CC ′ in FIG. 96. FIG.
100 is a sectional view taken along the line DD ′ of FIG. 96. FIG.
101 is a cross-sectional view showing a modification of FIG. 100. FIG.
FIG. 102 is a layout diagram of IEGTs according to another embodiment.
103 is a cross-sectional view taken along the line AA ′ of FIG. 102. FIG.
104 is a sectional view taken along the line BB ′ of FIG. 102. FIG.
105 is a cross-sectional view taken along the line CC ′ of FIG. 102. FIG.
106 is a sectional view taken along the line DD ′ in FIG. 102. FIG.
FIG. 107 is a view showing a modification of the lateral IGBT shown in FIGS. 60 to 83;
FIG. 108 is a view showing a modification of the lateral IGBT shown in FIGS. 60 to 83;
FIG. 109 is a view showing a modification of the lateral IGBT shown in FIGS. 60 to 83;
110 is a view showing a modification of the lateral IGBT shown in FIGS. 60 to 83; FIG.
FIG. 111 is a view showing a modification of the horizontal IGBT shown in FIGS. 60 to 83;
112 is a view showing a modification of the lateral IGBT shown in FIGS. 60 to 83. FIG.
[Explanation of symbols]
1 ... n-type base layer,
2 ... n-type buffer layer,
3 ... p-type emitter layer,
4 ... p-type base layer,
5 ... groove,
6 ... Gate oxide film,
7 ... Gate electrode,
8 ... n-type turn-off channel layer,
9 ... p-type drain layer,
10 ... n-type source layer,
11 ... cathode electrode,
12 ... Anode electrode.

Claims (7)

A second conductivity type emitter layer;
A first conductivity type base layer formed on the second conductivity type emitter layer;
A gate electrode embedded in a plurality of trenches formed at a predetermined interval in the first conductivity type base layer via a gate insulating film;
A second conductivity type base layer formed in contact with the first conductivity type base layer between a pair of adjacent grooves;
A first conductivity type turn-off channel layer formed on the second conductivity type base layer in contact with a side surface of the groove;
A second conductivity type drain layer formed on the first conductivity type turn-off channel layer between the pair of grooves and in contact with a side surface of the groove;
A first conductivity type source layer formed on a part of the surface of the second conductivity type base layer between the pair of grooves;
A first conductivity type source layer diffused and formed on the surface of the second conductivity type base layer between the pair of grooves to a depth not exceeding the turn-off channel layer;
A first main electrode formed in contact with the second conductivity type drain layer and the first conductivity type source layer simultaneously ;
The second conductivity type drain layer is formed between a plurality of pairs of grooves, the distance between adjacent second conductivity type drain layers is 2C, the width of the region sandwiched between the grooves is 2W, and the second When the distance from the interface between the conductivity type base layer and the first conductivity type base layer to the groove bottom is D,
X = {(C−W) + D} / W
A parameter X defined by the following formula satisfies X ≧ 5: A semiconductor element, characterized in that: A second conductivity type emitter layer;
A first conductivity type base layer formed on the second conductivity type emitter layer;
An insulated gate embedded at a predetermined interval on the surface of the first conductivity type base layer;
A first conductivity type emitter layer formed on a part of the surface of the first conductivity type base layer in contact with the insulated gate ;
A second conductivity type drain formed on a part of the surface of the first conductivity type base layer in a region sandwiched between a pair of adjacent insulated gates and discharging a second conductivity type carrier from the first conductivity type base layer Layers,
A channel formed in the first conductivity type base layer in contact with the insulated gate and induced by the insulated gate to inject the first conductivity type carrier from the first conductivity type emitter layer into the first conductivity type base layer. Area,
A first main electrode formed by simultaneously contacting the second conductivity type drain layer and the first conductivity type emitter layer , wherein the first conductivity type emitter layer and the first main electrode are in contact with each other. Comprises a first main electrode smaller than an area where the second conductivity type drain layer and the first main electrode are in contact with each other,
The distance between the second conductivity type drain layers is 2C, the width of the region sandwiched by the insulated gates is 2W, and the insulation gates are separated from the interface between the second conductivity type drain layer and the first conductivity type base layer. When the distance to the tip on the first conductivity type base layer side is D,
X = {(C−W) + D} / W
A parameter X defined by the following formula satisfies X ≧ 5. A second conductivity type emitter layer;
A first conductivity type base layer formed on the second conductivity type emitter layer;
A gate electrode embedded in a plurality of grooves formed at predetermined intervals in the first conductivity type base layer via a gate insulating film;
A second conductivity type base layer formed on the first conductivity type base layer between a pair of adjacent grooves;
A first conductivity type diffusion layer formed on a surface portion of the second conductivity type base layer in contact with a side surface of the groove;
A second conductivity type diffusion layer formed on a part of the surface of the first conductivity type diffusion layer in contact with a side surface of the groove;
A first main electrode formed in contact with the second conductivity type diffusion layer and the first conductivity type diffusion layer simultaneously;
A second main electrode formed on the second conductivity type emitter layer ,
The distance between the second conductivity type diffusion layer formed between the pair of grooves and the second conductivity type diffusion layer formed between another pair of grooves is 2C, and is sandwiched between the pair of grooves. When the width of the region is 2 W, and the distance from the interface between the first conductivity type base layer and the second conductivity type base layer to the groove bottom is D,
X = {(C−W) + D} / W
A parameter X defined by the following formula satisfies X ≧ 5 . A second conductivity type emitter layer;
A first conductivity type base layer formed on the second conductivity type emitter layer;
An insulated gate embedded at a predetermined interval on the surface of the first conductivity type base layer;
A first conductivity type diffusion layer formed on the surface of the first conductivity type base layer in a region sandwiched between a pair of adjacent insulated gates and having a higher impurity concentration than the first conductivity type base layer;
A second conductivity type base layer formed on the surface of the diffusion layer;
A second conductivity type drain layer formed on a part of the surface of the second conductivity type base layer and discharging second conductivity type carriers from the first conductivity type base layer;
A first conductivity type emitter layer formed on a part of the surface of the second conductivity type base layer;
A channel formed in the second conductivity type base layer in contact with the insulated gate and induced by the insulated gate to inject the first conductivity type carrier from the first conductivity type emitter layer into the first conductivity type base layer. Area,
A semiconductor device comprising: a first main electrode formed in contact with the second conductivity type drain layer and the first conductivity type emitter layer simultaneously. A second conductivity type emitter layer;
A first conductivity type base layer formed on the emitter layer;
An insulated gate embedded at a predetermined interval on the surface of the first conductivity type base layer;
A carrier lifetime of the second conductivity type carrier is formed on the surface of the first conductivity type base layer in a region sandwiched between a pair of adjacent insulated gates, and the second conductivity at the center of the first conductivity type base layer is formed. Low carrier lifetime layer, which is shorter than the carrier lifetime of type carriers,
A second conductivity type base layer formed on the surface of the low carrier lifetime layer;
A second conductivity type drain layer formed on a part of the surface of the second conductivity type base layer and discharging second conductivity type carriers from the first conductivity type base layer;
A first conductivity type emitter layer formed on a part of the surface of the second conductivity type base layer;
A channel region that is induced by the insulated gate and injects first conductivity type carriers from the first conductivity type emitter layer into the first conductivity type base layer;
A semiconductor device comprising: a first main electrode formed in contact with the second conductivity type drain layer and the first conductivity type emitter layer simultaneously. A second conductivity type drain layer for discharging the second conductivity type carriers;
The semiconductor element according to claim 4 , wherein the semiconductor element is formed in contact with a channel into which the first conductivity type carrier is injected. Area of a first conductivity type emitter layer and the first main electrode are in contact, according to claim 4, wherein said second conductivity type drain layer and the first main electrode is smaller than a contact area, wherein The semiconductor element according to claim 5 .

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