JP3602334B2 - 出力電流合成回路および並列型インバータ装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、並列駆動可能とされた偶数系統のインバータ回路の出力電流を合成する出力電流合成回路、および、この出力電流合成回路を備えた並列型インバータ装置に関する。
【０００２】
【背景技術】
従来より、インダクタンス成分を有する誘導電動機や誘導加熱装置等の誘導負荷の出力を容量制御するにあたり、負荷に供給する交流電力の周波数が調節可能となったインバータ装置が利用されている。
インバータ装置は、商用電源から供給される交流電力を、一旦、順変換回路で直流電力に変換し、この直流電力をさらに逆変換回路で交流電力に変換することにより、所望の周波数の交流電力が得られるようにしたものが一般的である。
このようなインバータ装置の最大出力は、主に、逆変換回路に採用される電力制御用のスイッチング素子の容量によって決定される。
このため、スイッチング素子の容量よりも、さらに大きな出力が必要な場合には、特開平９−１９１４９号等に示されるように、複数系統のインバータ回路を並列接続した並列型のインバータ装置が利用されている。
【０００３】
図６には、このような並列型インバータ装置の一例が示されている。図において、インバータ装置５０は、メインインバータ回路５１およびスレーブインバータ回路５２の二系統を並列接続したものとなっている。
インバータ回路５１，５２の各々には、交流電力を直流電力に変換する順変換回路１４と、この順変換回路１４からの直流電力を交流電力に変換する逆変換回路１５とが設けられている。
インバータ回路５１，５２の各逆変換回路１５は、その出力が同期するように位相制御され、出力電圧の低下が防止されている。
また、インバータ回路５１，５２の各順変換回路１４は、能動素子であるサイリスタ１６が整流素子として設けられたものであり、ゲートへの制御電圧を加えるタイミングを変える、換言すれば、その制御角を０〜πの範囲で変えることにより、その出力電圧が調節可能となっている。
そして、インバータ回路５１，５２の各出力端子には、出力電力を負荷に供給する電力供給線であるブスバー（母線）５３，５４が接続されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このような並列型のインバータ装置５０では、インバータ回路５１，５２の各々から負荷までの電力供給線に存在するインダクタンスが、インバータ回路５１，５２の各々から出力される電流の大きさに影響を与え、各インバータ回路５１，５２に接続された電力供給線の長さや周囲の環境の相違により、インバータ回路５１，５２の各出力電流の大きさは相違してしまう。
特に、周波数が１００ｋＨｚを超えると、電力供給線の長さや周囲の環境の相違が僅かなものであっても、インバータ回路５１，５２の各出力電流の大きさが相違するので、ブスバー５３，５４の設計を工夫し、電力供給線のインダクタンスの大きさを均一にしようとしても、一般的に電流バランスを±２０％以内とするのが限界であり、電流バランスを確保するのが困難となるという問題がある。
また、二系統のインバータ回路５１，５２の逆変換回路１５に設けられる各回路素子には、直流抵抗分にばらつきがあり、双方の逆変換回路１５の電圧降下Ｖ１，Ｖ２（図３参照）も一致しないので、この点からも、インバータ回路５１，５２の出力電流についてバランスを確保することが困難であるという問題がある。
特に、電流型のインバータ装置では、逆変換回路１５の電圧降下Ｖ１，Ｖ２が相違すると、負荷との関係で出力電流に大きな差が生じやすいうえ、出力電流に差が生じると、長時間運転等の際に、インバータ回路５１，５２の負担が著しく相違してくるので、出力電流についてバランスをとることは重要である。
【０００５】
本発明の目的は、並列駆動される複数系統のインバータ回路の出力電流を合成するにあたり、各インバータ回路の出力電流のバランスが確保されるようになる出力電流合成回路および並列型インバータ装置を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明の第１発明は、交流電源から供給される交流電力を順変換回路で直流電力に変換し、この順変換回路からの直流電力を逆変換回路で交流電力に変換するとともに、偶数系統設けられているインバータ回路の出力電流を合成する出力電流合成回路であって、前記偶数系統のインバータ回路が第１の組および第２の組にそれぞれ同数ずつ組分けされ、前記第１の組の一のインバータ回路の出力電流を導通する導線が表側から挿通されるとともに、前記第２の組の一のインバータ回路の出力電流を導通する導線が裏側から挿通されるリング状のコアが備えられ、このコアは、挿通された前記導線内を流れる電流を合成するために磁性体から形成され、かつ、前記第１の組の各インバータ回路の出力電流と、前記第２の組の各インバータ回路の出力電流とを、一つずつ総当たりで合成するのに必要な数だけ設けられ、ｎを正の整数とすると、前記インバータ回路が２ｎ系統設けられ、前記コアがｎの二乗個設けられていることを特徴とする。
【０００７】
このような本発明では、リング状に形成された磁性体のコアに一対のインバータ回路の導線を挿通することにより、これらのインバータ回路の出力側が磁気的に結合され、かつ、各インバータ回路の導線のコアへの挿通方向は、互いに逆向方となるため、これらの導線およびコアが差動トランスを形成する。
そして、インバータ回路の各出力電流の大きさが相違する場合には、出力電流が大きい方に導線に対しては、前述の差動トランスが、電流の増大を抑制する抵抗として作用し、出力電流が小さい方に導線に対しては、前述の差動トランスが、電流を増大させる起電力を発生し、これにより、出力電流が均一となり、コアで結合されたインバータ回路同士の電流バランスが確保されるようになる。
ここで、複数系統のインバータ回路は、第１の組および第２の組の二組に組分けされ、各組のインバータ回路は、他の組のインバータ回路のそれぞれとコアで結合されているので、コアで結合されていない同じ組のインバータ回路同士も、他の組のインバータ回路を介して相互に結合され、複数系統のインバータ回路全体の電流バランスが確保されるようになる。
しかも、リング状のコアに導線を挿通するだけの簡単な構成となるので、出力電流合成回路自体の耐久性に何ら問題が生じることがないうえ、電流バランスが自動的に確保されるようになるので、各インバータ回路の負担が均一となり、インバータ装置の耐久性が向上されるとともに、負荷に電力を供給する導線であるブスバーのインダクタンスを厳密に均一にする必要がなくなり、ブスバーの設計が容易となる。
【０００８】
以上において、ｎを正の整数とすると、前記インバータ回路を２ｎ系統設けた場合には、前記コアをｎの二乗個設けている。
そのため、最少数のコアで、各組のインバータ回路を他の組のインバータ回路のそれぞれと結合可能となり、出力電流合成回路の簡略化が容易に図れるようになるうえ、コアの数が最少数となることから、その磁気的損失が最低限に抑制されるようになる。
【０００９】
また、前記インバータ回路の出力は、高周波といえる周波数の交流電力であることが望ましい。。
このように、周波数が１００ｋＨｚを超える高周波出力のインバータ回路に適用すれば、コアに挿通された導線が小さなインダクタンスしか備えていない場合でも、周波数が高いので、大きなリアクタンスおよび誘導起電力が得られ、コアの装着のみによって、充分な電流バランス均一作用が得られるようになる。
【００１０】
本発明の第２発明は、交流電源から供給される交流電力を順変換回路で直流電力に変換し、この順変換回路からの直流電力を逆変換回路で交流電力に変換するとともに、偶数系統設けられているインバータ回路が並列駆動可能となっている並列型インバータ装置であって、前記複数のインバータ回路が第１の組および第２の組にそれぞれ同数ずつ組分けされ、これらの第１の組および第２の組に設けられた各インバータ回路の出力電流を合成するための出力電流合成回路が設けられ、この出力電流合成回路は、前記第１の組の一のインバータ回路の出力電流を導通する導線が表側から挿通されるとともに、前記第２の組の一のインバータ回路の出力電流を導通する導線が裏側から挿通されるリング状のコアを有し、このコアは、挿通された前記導線内を流れる電流を合成するために磁性体から形成され、かつ、前記第１の組の各インバータ回路の出力電流と、前記第２の組の各インバータ回路の出力電流とを、一つずつ総当たりで合成するのに必要な数だけ設けられ、ｎを正の整数とすると、前記インバータ回路が２ｎ系統設けられ、前記コアがｎの二乗個設けられていることを特徴とする。
【００１１】
このような本発明では、前述の出力電流合成回路により、複数系統設けられたインバータ回路同士の電流バランスが自動的に確保されるので、インバータ回路の逆変換回路１５に設けられる各回路素子は、直流抵抗分等について、ばらつきが許容されるようになり、製造時における部品管理が容易になるうえ、直流抵抗分等のばらつきがあっても最大限の能力が引き出せるようになるため、各回路素子や各回路を最大限に有効利用することが図れるようになる。
【００１２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の一形態を図面に基づいて説明する。
図１には、本実施形態に係るインバータ装置１０が示されている。このインバータ装置１０は、三相交流電源から供給される交流電力を、誘導加熱装置の駆動に必要な高周波電力に変換する電流型インバータ装置であり、同一の回路構成を有する四系統のインバータ回路１〜４が並列接続されたものである。
インバータ回路１〜４は、入力側が交流電力である商用電源に接続され、出力側が本発明に基づく出力電流合成回路３０を介して負荷である誘導加熱装置に接続されている。
【００１３】
インバータ回路１〜４は、三相交流電力を直流電力に変換する順変換回路１４と、この順変換回路１４からの直流電力を交流電力に変換する逆変換回路１５とが設けられている。なお、インバータ回路２〜４の回路構成は、インバータ回路１と同様であるため、図１においては、図示が略されている。
順変換回路１４には、制御電極であるゲートを備えた能動的な整流素子であるサイリスタ１６と、このサイリスタ１６が整流した脈動する直流電力を平滑する平滑素子であるリアクトル１７とが設けられている。ここで、リアクトル１７としては、そのインダクタンスが比較的大きなものが採用されている。このようなリアクトル１７を順変換回路１４に設けることにより、インバータ回路１〜４は、出力インピーダンスの大きい電流型インバータ回路となっている。
ここで、インバータ回路１〜４の各サイリスタ１６は、動作時には、その出力電圧が所定電圧となるように、かつ、双方の制御角が同一となるように制御されるものとなっている。
【００１４】
逆変換回路１５には、その両端の電気的接続を開閉するスイッチング素子である二つのＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１８，１９と、これらのＩＧＢＴ１８，１９を保護するためのダイオード２０とが設けられている。
このうち、ダイオード２０は、一端が順変換回路１４の出力を受ける入力端子に順方向に接続され、他端がＩＧＢＴ１８のコレクタに接続されている。これにより、逆変換回路１５は、スイッチング素子部分の耐電圧が向上されている。
ＩＧＢＴ１８のエミッタは、もう一つのＩＧＢＴ１９のコレクタに接続され、ＩＧＢＴ１９のエミッタは、逆変換回路１５の出力端子に接続されている。
これらのＩＧＢＴ１８，１９のゲートには、図示しない位相同期ループ回路が送出する制御電圧信号が同時に入力されるようになっている。位相同期ループ回路は、インバータ装置１０から出力される交流電力の周波数が負荷の共振周波数となるように制御するものである。
なお、インバータ回路１〜４の各々には、上述した順変換回路１４および逆変換回路１５の他に、ブレーカ２２、メインスイッチ２３およびヒューズ２４が順変換回路１４よりも電源側に接続されている。
【００１５】
出力電流合成回路３０は、インバータ回路１〜４の各々から出力される電流の大きさに大小がある場合、大きな出力電流の一部を小さな出力電流に合成し、自動的に出力電流のバランスがとれるようにしたものである。
ここで、四系統のインバータ回路１〜４は、インバータ回路１、２が第１の組に設定され、インバータ回路３，４が第２の組に設定されている。
このインバータ回路１〜４の組み合わせに対応して、出力電流合成回路３０の一次側には、第１の組用の入力端子３１０１，３１０２と、第２の組用の入力端子３２０１，３２０２とが設けられている。
そして、入力端子３１０１は、インバータ回路１の出力電流Ｉ１を受け、入力端子３１０２は、インバータ回路２の出力電流Ｉ２を受け、入力端子３２０１は、インバータ回路３の出力電流Ｉ３を受け、入力端子３２０２は、インバータ回路４の出力電流Ｉ４を受けるようになっている。
また、出力電流合成回路３０の二次側には、出力電流合成回路３０で合成されたインバータ回路１〜４の出力電流を負荷へ送出するための出力端子３３が設けられている。
【００１６】
このような出力電流合成回路３０には、図２に示されるように、第１の組のインバータ回路１，２および第２の組のインバータ回路３，４の出力電流を合成するために、フェライト等の強磁性体からなるリング状のコア３４１３，３４１４，３４２３，３４２４が備えられている。
コア３４１３は、第１の組のインバータ回路１の出力電流Ｉ１を導通する導線３５０１が表側から挿通されるとともに、第２の組のインバータ回路３の出力電流Ｉ３を導通する導線３５０３が裏側から挿通されたものである。
コア３４１４は、第１の組側の導線３５０１が表側から挿通されるとともに、第２の組のインバータ回路４の出力電流Ｉ４を導通する導線３５０４が裏側から挿通されたものである。
コア３４２３は、第１の組のインバータ回路２の出力電流Ｉ２を導通する導線３５０２が表側から挿通されるとともに、第２の組側の導線３５０３が裏側から挿通されたものである。
コア３４２４は、第１の組側の導線３５０２が表側から挿通されるとともに、第２の組側の導線３５０４が裏側から挿通されたものである。
ここで、コア３４１３，３４１４，３４２３，３４２４の総数は、第１の組のインバータ回路１，２の出力電流Ｉ１， Ｉ２の各々と、第２の組のインバータ回路３，４の出力電流Ｉ３， Ｉ４の各々とを、一つずつ総当たりで合成するのに必要な数となっている。
換言すれば、ｎを正の整数とすると、インバータ回路１〜４が２ｎ系統設けられている場合には、コア３４１３，３４１４，３４２３，３４２４がｎの二乗個設けられており、具体的には、インバータ回路１〜４が四系統の場合には、ｎ＝２となり、コア３４１３，３４１４，３４２３，３４２４は、４個設けられている。
なお、導線３５０１〜３５０４は、負荷へ電力を導く母線であるブスバーを形成するものでもある。
【００１７】
次に、本実施形態の出力電流合成回路３０の作用について説明する。
インバータ回路１〜４からの出力電流Ｉ１〜Ｉ４の各々は、導線３５０１〜３５０４の各々を通って負荷へ導かれる。
この際、出力電流Ｉ１〜Ｉ４の各々は、導線３５０１〜３５０４の各周囲に磁界を発生させるので、リング状に形成された磁性体のコア３４１３，３４１４，３４２３，３４２４の内部に、第１の組側の導線３５０１，３５０２と、第２の組側の導線３５０３，３５０４とでペアを組んで挿通すると、相互インダクタンスが形成される。
しかも、第１の組側の導線３５０１，３５０２と、第２の組側の導線３５０３，３５０４との挿通方向は、図３に示されるように、互いに逆向きであるので、これらの導線３５０１〜３５０４およびコア３４１３，３４１４，３４２３，３４２４の各々によって、四個の差動トランス３６１３，３６１４，３６２３，３６２４が形成される。
ここで、インバータ回路１〜４の出力電流Ｉ１〜Ｉ４が均一でない、例えば、インバータ回路１の出力電流Ｉ１が他の出力電流Ｉ２〜Ｉ４よりも大きくなっていると、差動トランス３６１３，３６１４の作用により、導線３５０１に対しては、出力電流Ｉ１を抑制する抵抗を発生させるとともに、導線３５０３，３５０４の各々に対しては、各出力電流Ｉ３， Ｉ４を増大させる起電力を発生させる。これにより、出力電流Ｉ１，Ｉ３，Ｉ４の均衡が確保される。
このとき、出力電流Ｉ２と出力電流Ｉ３， Ｉ４の各々との大きさが相違していると、差動トランス３６２３，３６２４の各々が、導線３５０２〜３５０４の各々に対して作用し、出力電流Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４の均衡が確保され、これにより、出力電流Ｉ１〜Ｉ４が均一となって、その均衡が自動的に確保される。
【００１８】
前述のような本実施形態によれば、次のような効果がある。
すなわち、リング状に形成された磁性体のコア３４１３，３４１４，３４２３，３４２４に、第１の組のインバータ回路１，２の導線３５０１，３５０２を表側から挿通するとともに、第２の組のインバータ回路３，４の導線３５０３，３５０４を裏側から挿通することにより、差動トランス３６１３，３６１４，３６２３，３６２４を形成したので、各出力電流Ｉ１〜Ｉ４の大きさが相違する場合には、差動トランス３６１３，３６１４，３６２３，３６２４の各々が、導線３５０１〜３５０４のうち電流値が大きいものに対しては、電流を抑える抵抗を発生させ、電流値が小さいものに対しては、電流を増大させる起電力を発生させるようになり、出力電流Ｉ１〜Ｉ４が均一となり、インバータ回路１〜４の電流バランスを確保することができる。
【００１９】
また、リング状のコア３４１３，３４１４，３４２３，３４２４に導線３５０１〜３５０４を挿通するだけの簡単な構成としたので、出力電流合成回路３０自体の耐久性を確保することができるうえ、電流バランスが自動的に確保されるようになることから、各インバータ回路１〜４の負担が均一となり、インバータ装置１０の耐久性を向上させることができるとともに、負荷に電力を供給する導線３５０１〜３５０４からなるブスバーのインダクタンスを厳密に均一にする必要がなくなり、ブスバーの設計を容易に行うことができる。
【００２０】
さらに、四系統のインバータ回路１〜４に対し、四個のコア３４１３，３４１４，３４２３，３４２４を設けたので、最少数のコア３４１３，３４１４，３４２３，３４２４で、第１の組のインバータ回路１，２を第２の組のインバータ回路３，４のそれぞれと結合可能となり、出力電流合成回路３０の簡略化を容易に図ることができるうえ、コア３４１３，３４１４，３４２３，３４２４の数が最少数となることから、その磁気的損失を最低限に抑制することができる。
【００２１】
また、インバータ回路１〜４の出力を、高周波といえる周波数の交流電力としたので、コア３４１３，３４１４，３４２３，３４２４に挿通された導線３５０１〜３５０４が小さなインダクタンスしか備えていない場合でも、大きなリアクタンスおよび誘導起電力が得られ、コア３４１３，３４１４，３４２３，３４２４の装着のみによって、充分な電流バランス均一作用を得ることができる。
【００２２】
さらに、出力電流合成回路３０により、四系統設けられたインバータ回路１〜４の電流バランスが自動的に確保されるようにしたので、インバータ回路１〜４の各逆変換回路１５に設けられる各回路素子は、直流抵抗分等の特性について、ばらつきが許容されるようになり、製造時における部品管理を容易とできるうえ、特性にばらつきがあっても、最大限の能力が引き出せるようになるため、インバータ回路１〜４を構成する各回路素子および各回路を最大限に有効利用することができる。
【００２３】
以上、本発明について好適な実施形態を挙げて説明したが、本発明は、この実施形態に限られるものでなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の改良並びに設計の変更が可能である。
すなわち、インバータ装置に設けられるインバータ回路は、四系統に限らず、二系統あるいは六系統以上でもよく、要するに、インバータ回路の数は、偶数であればよい。
ここで、インバータ回路を二系統設ける場合には、図４に示されるように、コア３４が一個設けられた出力電流合成回路３０Ａ を採用すればよく、また、インバータ回路を６系統設ける場合には、図５に示されるように、コア３４が９個設けられた出力電流合成回路３０Ｂ を採用すればよく、要するに、ｎを正の整数とすると、インバータ回路の系統数が２ｎの場合には、コアをｎの二乗個設けた電流合成回路を採用することができる。
【００２４】
【発明の効果】
前述のように、本発明によれば、並列駆動される複数系統のインバータ回路の出力電流を合成するにあたり、各インバータ回路の出力電流のバランスを確保することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の一形態に係る並列型インバータ装置を示す単結線図である。
【図２】前記実施形態の出力電流合成回路を示す回路図である。
【図３】図２の出力電流合成回路の等価回路を示す回路図である。
【図４】本発明の変形例を示す回路図である。
【図５】本発明の別の変形例を示す回路図である。
【図６】従来例を示す単結線図である。
【符号の説明】
１０ 並列型インバータ装置
１〜４ インバータ回路
１４ 順変換回路
１５ 逆変換回路
３０，３０Ａ， ３０Ｂ 出力電流合成回路
３５０１〜３５０４ 導線
３４，３４１３，３４１４，３４２３，３４２４ コア

Claims (3)

1. 交流電源から供給される交流電力を順変換回路で直流電力に変換し、この順変換回路からの直流電力を逆変換回路で交流電力に変換するとともに、偶数系統設けられているインバータ回路の出力電流を合成する出力電流合成回路であって、
   前記偶数系統のインバータ回路が第１の組および第２の組にそれぞれ同数ずつ組分けされ、
   前記第１の組の一のインバータ回路の出力電流を導通する導線が表側から挿通されるとともに、前記第２の組の一のインバータ回路の出力電流を導通する導線が裏側から挿通されるリング状のコアが備えられ、
   このコアは、挿通された前記導線内を流れる電流を合成するために磁性体から形成され、かつ、前記第１の組の各インバータ回路の出力電流と、前記第２の組の各インバータ回路の出力電流とを、一つずつ総当たりで合成するのに必要な数だけ設けられ、
   ｎを正の整数とすると、前記インバータ回路が２ｎ系統設けられ、前記コアがｎの二乗個設けられていることを特徴とする出力電流合成回路。
2. 請求項１に記載の出力電流合成回路において、前記インバータ回路の出力は、高周波といえる周波数の交流電力であることを特徴とする出力電流合成回路。
3. 交流電源から供給される交流電力を順変換回路で直流電力に変換し、この順変換回路からの直流電力を逆変換回路で交流電力に変換するとともに、偶数系統設けられているインバータ回路が並列駆動可能となっている並列型インバータ装置であって、
   前記複数のインバータ回路が第１の組および第２の組にそれぞれ同数ずつ組分けされ、
   これらの第１の組および第２の組に設けられた各インバータ回路の出力電流を合成するための出力電流合成回路が設けられ、
   この出力電流合成回路は、前記第１の組の一のインバータ回路の出力電流を導通する導線が表側から挿通されるとともに、前記第２の組の一のインバータ回路の出力電流を導通する導線が裏側から挿通されるリング状のコアを有し、
   このコアは、挿通された前記導線内を流れる電流を合成するために磁性体から形成され、かつ、前記第１の組の各インバータ回路の出力電流と、前記第２の組の各インバータ回路の出力電流とを、一つずつ総当たりで合成するのに必要な数だけ設けられ、
   ｎを正の整数とすると、前記インバータ回路が２ｎ系統設けられ、前記コアがｎの二乗個設けられていることを特徴とする並列型インバータ装置。

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