JP3572824B2

JP3572824B2 - Receiving machine

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Publication number: JP3572824B2
Application number: JP26589196A
Authority: JP
Inventors: 嘉茂 ▲よし▼川; 良雄堀池
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1996-10-07
Filing date: 1996-10-07
Publication date: 2004-10-06
Anticipated expiration: 2016-10-07
Also published as: JPH10112734A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、選択呼出受信機、コードレスリモコン、およびコードレス電話機などの無線通信装置に係わり、高周波信号の復調にホモダイン方式、すなわち直接変換受信方式を用いた受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来の受信機について図面を参照しながら説明する。直接変換受信方式の受信機（以下、直接変換受信機と称す）は、ヘテロダイン方式と比較して多くの利点を備えている。ヘテロダイン方式では、受信した高周波信号を中間周波信号に変換し、その中間周波信号を復調するので、周波数変換時に発生するイメージ周波信号を除去するために急峻な特性を備えたフィルタが必要である。通常、このフィルタとしてセラミックフィルタまたは水晶フィルタなどが使用されるが、これらのフィルタはコストが高く、形状も大きい。
【０００３】
一方、直接変換受信機は、受信した高周波信号をベースバンド信号とほぼ同じ周波数領域の低周波信号に変換するため、周波数変換時に発生するイメージ周波信号はローパス特性の能動フィルタなどで除去すればよく、セラミックフィルタや水晶フィルタなどは不要になり、前記能動フィルタはＩＣ化も容易であるので、直接変換受信機は低コスト、かつ小型に実現することができる。
【０００４】
図６は従来の直接変換受信機の構成を示すブロック図である。図において、１０１は高周波信号入力端子、１０２は高周波信号、１０３はローカル信号源、１０４はローカル信号源１０３のローカル信号を周波数変調するための変調用信号源、１０５は９０度移相器、１０６は周波数変換用の第１ミキサ、１０７は周波数変換用の第２ミキサ、１０８は第１ミキサ１０６が出力する第１中間周波信号、１０９は第２ミキサ１０７が出力する第２中間周波信号、１１０は第１中間周波信号１０８および第２中間周波信号１０９を増幅するアンプ、１１１は第１中間周波信号１０８および第２中間周波信号１０９に含まれる直流成分を阻止するコンデンサ、１１２は第１ミキサ１０６および第２ミキサ１０７が出力するイメージ周波信号を阻止するとともに、隣接チャンネルの高周波信号の被変換成分を阻止するローパスフィルタ、１１３はローカル信号源１０３が変調用信号源１０４により周波数変調された影響をキャンセルするキャンセル手段、１１４は第１中間周波信号１０８および第２中間周波信号１０９を用いてベースバンド信号に復調する復調手段、１１５は復調したデータを出力する復調データ出力端子である。
【０００５】
上記構成においてその動作を説明する。まず、ローカル信号源１０３のローカル信号が周波数変調されていない場合について説明する。なお、キャンセル手段１１３については前記ローカル信号が周波数変調される場合に説明する。高周波信号入力端子１０１から入力された高周波信号１０２は２分岐され、第１ミキサ１０６と第２ミキサ１０７とに入力される。また、ローカル信号源１０３の出力は第１ミキサ１０６に入力されるとともに、９０度移相器１０５を介して第２ミキサ１０７に入力される。したがって、第１ミキサ１０６と第２ミキサ１０７のローカル信号の位相差は９０度である。また、ローカル信号源１０３の周波数は高周波信号１０２の中心周波数と同じに設定されている。そのため、高周波信号１０２は第１ミキサ１０６で低周波の第１中間周波信号１０８に変換され、また同様に、第２ミキサ１０７で高周波信号１０２は低周波の第２中間周波信号１０９に変換される。このとき、第１ミキサ１０６および第２ミキサ１０７の入力端に漏洩したローカル信号が同じローカル信号でミキシングされることにより直流成分が発生する。
【０００６】
第１中間周波信号１０８はアンプ１１０で増幅されたのちコンデンサ１１１で直流成分が除去され、ローパスフィルタ１１２へ入力され、同様に、第２中間周波信号１０９は、アンプ１１０で増幅されたのちコンデンサ１１１で直流成分が除去され、ローパスフィルタ１１２へ入力される。ローパスフィルタ１１２により、イメージ周波信号を取り除いたのち、復調手段１１４に入力されてベースバンド信号に復調され、その復調データは復調データ出力端子１１５から出力される。
【０００７】
このように、直接変換受信機ではローカル信号の周波数を高周波信号１０２の中心周波数と同じに設定しているため、ローカル信号と高周波信号１０２とは同一周波数帯域にあってローカル信号漏れが大きくなり易く、第１ミキサ１０６および第２ミキサ１０７の出力に発生する直流成分が大きくなる。また、ローパスフィルタ１１２には能動フィルタがよく用いられるが、この能動フィルタは受動フィルタに比べてＳ／Ｎ特性が劣るため、十分な信号レベルで入力する必要がある。したがって、第１ミキサ１０６、第２ミキサ１０７、およびアンプ１１０には比較的大きな利得が必要であり、それに対応してアンプ１１０の出力における直流成分のレベルが大きくなる。以上の理由で、ローパスフィルタ１１２の前段、またはアンプ１１０の前段にコンデンサ１１１を挿入し、直流成分を取り除いている。
【０００８】
しかし、コンデンサ１１１に入力される第１中間周波信号１０８および第２中間周波信号１０９の直流成分には必要な情報も含まれている。したがって、コンデンサ１１１により直流成分を取り除いた後の信号は情報の一部を失っていることになり、その信号を用いてベースバンド信号に復調したのでは十分な復調データが得られない。この状態は、とくに高周波信号１０２の周波数変調の周波数偏移が小さい場合、すなわち変調指数が小さいときに問題になる。また、高周波信号１０２が２値ＦＳＫ信号のように中心周波数付近にスペクトラムのピークを持たない変調信号である場合、直流成分を取り除いた情報欠損の影響は小さいが、ローカル信号源１０３の周波数が高周波信号１０２の中心周波数に対してずれた場合には影響が大きくなり、この周波数ずれが高周波信号１０２の周波数偏移量と同程度のときには影響が深刻なものとなる。この周波数ずれの影響を抑制するためにローカル信号源１０３のローカル信号を周波数変調する手段を用いることができる。
【０００９】
以下、ローカル信号源１０３を周波数変調することによりローカル信号の周波数ずれの影響を抑制する処理について、図面を参照しながら説明する。図７は図６に示した構成の一部を示すブロック図である。ここでは、高周波信号１０２が２値ＦＳＫ信号である場合について考える。なお、簡単のために第１ミキサ１０６側のみについて説明するが、第２ミキサ１０７側についても同様である。図において、１１６は２値ＦＳＫ信号源である。２値ＦＳＫ信号源１１６から入力した高周波信号１０２とローカル信号源１０３から供給されるローカル信号とが第１ミキサ１０６に入力される。ここで、２値ＦＳＫ信号源１１６の中心周波数とローカル信号源１０３の中心周波数とは同じに設定されているため、高周波信号１０２は第１ミキサ１０６により低周波の第１中間周波信号１０８に変換され、コンデンサ１１１に入力される。
【００１０】
図８は２値ＦＳＫ信号のスペクトラムを模式的に示す特性図である。ここで、図８（ａ）は２値ＦＳＫ信号の代表的なスペクトラムを示す。この場合、中心周波数ｆ０近傍のレベルはピークレベルより１５ｄＢ低くなっている。
【００１１】
まず、図７において、ローカル信号源１０３から周波数ｆ０の無変調信号が出力される場合を考える。この場合、２値ＦＳＫ信号源１１６からの高周波信号１０２は第１ミキサ１０６で中心周波数が０Ｈｚの第１中間周波信号１０８に変換されるが、スペクトラムの形状は変わらない。この第１中間周波信号１０８はコンデンサ１１１を通ることによって図８（ａ）の（ア）に示した領域の周波数成分が取り除かれる。たとえば、コンデンサ１１１によって０〜３００Ｈｚの周波数成分が取り除かれる。したがって、コンデンサ１１１を通過する信号は情報が一部分失われている。ローカル信号源１０３の周波数がずれて、ｆ１またはｆ２となったときには、図８（ａ）の（イ）に示した領域の周波数成分が取り除かれる。この場合には失われる情報が大きいために復調が困難となる。
【００１２】
つぎに、ローカル信号源１０３を周波数変調した場合を考える。２値ＦＳＫ信号源１１６の高周波信号１０２はローカル信号源１０３のローカル信号とミキシングされることにより、スペクトラムが周波数拡散される。すなわち、第１ミキサ１０６の出力は図８（ｂ）に示したようになる。図８（ａ）と比較してわかるように、スペクトラムの急峻なピークがなくなり、平坦な形となっている。コンデンサ１１１によって失われる周波数成分は、ローカル信号源１０３の中心周波数がｆ０のときには図８（ｂ）の（ア）で示した領域、ｆ１にずれたときには（イ）で示した領域である。いずれの場合も図８（ａ）の（イ）に比べて、失われる情報量が小さいことがわかる。したがって、この信号を用いてベースバンド信号に復調することが可能になる。
【００１３】
なお、コンデンサ１１１の出力は変調用信号源１０４によるスペクトラムの周波数拡散の効果が含まれているので、そのまま復調したのでは元の情報が得られない。したがって、この周波数拡散した効果を除去するキャンセル手段１１３を設ける必要がある。この周波数拡散の効果は第１中間周波信号が変調用信号源５により余分な周波数変調を受けていることと同じであり、キャンセル手段１１３により前記周波数変調をキャンセルしてから復調手段１１４により復調が行われる。
【００１４】
なお、第１ミキサ１０６と第２ミキサ１０７とにより直交周波数変換しているが、これは第１中間周波信号と第２中間周波信号との位相差が９０度となり、またイメージ周波信号についてもそれぞれの間の位相差が９０度となることを利用し、キャンセル手段１１３におけるキャンセル処理やイメージ周波信号のキャンセル処理などに活用することができる。
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
このような従来の受信機は、周波数変調したローカル信号によりミキサで直接に低周波の中間周波信号に変換するとき、ミキサで発生する高周波信号およびローカル信号の２次歪成分が前記中間周波信号と共存するようになる。たとえば、高周波信号が振幅変調されている場合には、その振幅変調の変調周波数の２次歪成分が中間周波信号の中に含まれ、この新たな２次歪成分により受信妨害を受けるようになる。この不要な２次歪成分は、たとえば、バランス型ミキサを用いることによりキャンセルすることができるが、上記のキャンセル処理を確実にするためにはミキサの各部を正確に調整する必要があり、経時変化などを考慮するとミキサの調整を自動制御する必要がある。この場合、ミキサに入力するローカル信号として周波数変調された信号を用いるのは望ましくない。バランス型ミキサは原理的にはローカル信号の変動についても２次歪成分をキャンセルするが、ローカル信号に周波数変化がある場合には、バランスの状態をローカル信号の周波数変化および振幅変化に対して常に良好に保つのことが困難であり、ローカル信号の変動が新たな２次歪成分を発生するためである。このように、周波数変調したローカル信号を用いて周波数ずれの影響を抑える処理と、２次歪成分をキャンセルする処理とを同時に完全に実行することは困難である。
【００１６】
本発明は上記の課題を解決するもので、周波数変調したローカル信号を用いてローカル信号の周波数ずれによる特性劣化を改善しながら、不要な２次歪成分も抑制できる直接変換受信方式の受信機を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
本発明は上記の目的を達成するために、周波数変調した第１ローカル信号を用いる第１ミキサと、固定周波数の第２ローカル信号を用いる直接変換の第２ミキサおよび第３ミキサとを設け、前記第１ミキサにより高周波信号を第１中間周波信号に変換し、さらに、前記第１中間周波信号を第２ミキサおよび第３ミキサとにより第２中間周波信号および第３中間周波信号に変換し、前記第２中間周波信号および前記第３中間周波信号を復調してベースバンド信号に復調するようにした受信機である。
【００１８】
これにより、第１ミキサでは周波数変調したローカル信号により周波数拡散した第１中間周波を求めてローカル信号の周波数ずれによる特性劣化を抑え、かつ第２ミキサでは固定周波数のローカル信号として２次歪成分を確実にキャンセルする。したがって、ローカル信号の周波数ずれによる特性劣化の抑制と、２次歪成分のキャンセルとを同時に安定して実現する。
【００１９】
【発明の実施の形態】
第１周波数変換手段は、入力した高周波信号のスペクトラムを周波数拡散する手段を意味し、所定の周波数で周波数変調した第１ローカル信号と高周波信号とを入力して周波数拡散された第１中間周波信号を生成する手段であり、第１周波数変換手段および第１ローカル信号源は通常手段で実現される。
【００２０】
第２周波数変換手段および第３周波数変換手段は、前記第１中間周波信号を互いに直交する第２中間周波信号および第３中間周波信号に変換する手段を意味し、第２ローカル信号は前記第１中間周波信号の中心周波数にほぼ等しい周波数とする。この段における２次歪成分の発生を小さく抑制するためにバランス型ミキサを用いるが、これらミキサおよび第２ローカル信号源は通常手段で実現される。
【００２１】
キャンセル手段は第２中間周波信号および第３中間周波信号が第１周波数変換手段において周波数拡散で受けた周波数変調を相殺する手段を意味し、周波数変調された第３ローカル信号で周波数変換して逆周波数変調しながら低周波信号に直接変換するキャンセル手段、または復調後に変調周波数成分をフィルタで除去するキャンセル手段、または復調後に変調周波数成分を減算して除去するキャンセル手段により実現できる。なお、逆周波数変調によるキャンセル手段では第２周波数変換手段および第３周波数変換手段では直接変換とせず、第２中間周波信号および第３中間周波信号を、周波数変調された第３ローカル信号と第４ミキサおよび第５ミキサとによる直交周波数変換で逆周波数変換しながら低周波信号に直接変換するとともに、加算器により第４ミキサと第５ミキサのそれぞれが出力する低周波信号を加算しながら、イメージ周波数信号をキャンセルする。この場合、第３ローカル信号の変調には第１ローカル信号の変調用信号を用いて、第１ローカル信号の変調と第３ローカル信号の変調との同一性を確保している。また、減算によるキャンセル手段では第１ローカル信号の変調用信号を減算に用いて信号の同一性を確保している。
【００２２】
以下、実施例について説明する。
（実施例１）
以下、本発明の受信機の第１の実施例について図面を参照しながら説明する。図１は本実施例の構成を示すブロック図である。図において、１は高周波信号入力端子、２はイメージ周波信号を除去する高周波フィルタ、３は高周波信号、４は第１ローカル信号源、５は第１ローカル信号源４を周波数変調するための変調用信号源、６は第１ローカル信号源４が出力する第１ローカル信号、７は第１ミキサ、８は第１ミキサ７が出力する第１中間周波信号、９は第２ローカル信号源、１０は９０度移相器、１１は第２ローカル信号源９が出力する第２ローカル信号、１２は９０度移相器１０を経由した第３ローカル信号、１３は第２ミキサ、１４は第３ミキサ、１５は第２ミキサ１３が出力する第２中間周波信号、１６は第３ミキサ１４が出力する第３中間周波信号、１７は第２中間周波信号１５および第３中間周波信号１６を増幅するアンプ、１８は第２中間周波信号１５および第３中間周波信号１６に含まれる直流成分を阻止するコンデンサ、１９はローパスフィルタ、２０はキャンセル手段、２１は復調手段である。なお、第２ミキサ１３および第３ミキサ１４は、発生する２次歪成分をできるだけ小さくするようにバランス型ミキサとしている。本実施例が従来例と異なる点は、周波数変調された第１ローカル信号を用いる第１ミキサと、無変調の第２ローカル信号を用いる第２および第３のミキサとを備えたことにある。
【００２３】
上記構成においてその動作を説明する。高周波信号入力端子１から高周波信号３が高周波フィルタ２を通って第１ミキサ７に入力される。なお、高周波フィルタ２はイメージ周波信号を抑制するために設けている。また、第１ローカル信号源４が出力する第１ローカル信号６としては正弦波を用いることもできるが、他の波形の信号を用いてもよく、また、変調用信号源５の周波数および振幅も任意に設定できる。ただし、効果的にスペクトラムを拡散するためには高周波信号の変調周波数および周波数偏移量に対応した最適値がある。第１ミキサ７から第１中間周波信号８が出力され、第２ミキサ１３と第３ミキサ１４とに入力される。一方、第２ローカル信号源９の出力は第２ローカル信号１１と第３ローカル信号１２とに２分岐されて、それぞれ第２ミキサ１３および第３ミキサ１４に入力されるが、第３ローカル信号１２は９０度移相器１０で移相されているため、第２ローカル信号１１と第３ローカル信号１２との位相差は９０度である。
【００２４】
ここで、第２ローカル信号源９の中心周波数は第１中間周波信号８の中心周波数と同じに設定されており、したがって、第１中間周波信号８は第２ミキサ１３および第３ミキサ１４により、それぞれ低周波の第２中間周波信号１５と第３中間周波信号１６とに変換される。このとき、周波数変調された第１ローカル信号６は第１ミキサ７に注入され、周波数拡散によって第１ローカル信号６の周波数ずれの影響を少なくし、一方、第２ミキサ１３および第３ミキサでは固定周波数の第２ローカル信号１１および第３ローカル信号１２と、バランス型の第２ミキサ１３および第３ミキサ１４とを用いて、発生する２次歪のキャンセルを確実にしながら直接変換を行っている。なお、第１ミキサ７で発生する２次歪は第１中間周波信号の帯域に入らないので、その影響はほとんどない。
【００２５】
第２中間周波信号１５と第３中間周波信号１６はそれぞれアンプ１７、コンデンサ１８、およびローパスフィルタ１９を経由してキャンセル手段２０に入力される。このローパスフィルタ１９はイメージ周波信号を除去するとともに、隣接チャンネルの成分を除去するために挿入されている。また、キャンセル手段２０は、周波数変調された第１ローカル信号６でミキシングした効果を取り除くために設けられている。変調用信号源５の信号内容はあらじめわかっているので、上記ミキシングによる周波数変調の効果をキャンセルするようにキャンセル手段２０を設定できる。なお、キャンセル手段２０は、基本的には逆周波数変調により実現できる。キャンセル手段２０の出力は復調手段２１へ入力され、ベースバンド信号に復調される。
【００２６】
以上のように本実施例によれば、第１ミキサ７において周波数変調した第１ローカル信号６を用いて周波数拡散することによりローカル信号の周波数ずれによる特性劣化を抑えるとともに、バランス型の第２ミキサ１３および第３ミキサ１４と、無変調の第２ローカル信号１１および第３ローカル信号１２とを用いて２次歪成分を確実にキャンセルすることができる。
【００２７】
なお、実施例では第２ローカル信号源９の周波数を第１中間周波信号の中心周波数に等しく設定したが、ほぼ等しい設定でもよいことは言うまでもない。
【００２８】
（実施例２）
以下、本発明の受信機の第２の実施例について図面を参照しながら説明する。図２は本実施例の構成を示すブロック図である。なお、図１と同じ構成要素には同一番号を付与して詳細な説明を省略する。図において、２３は第３ローカル信号源、２４は９０度移相器、２５は第４ローカル信号、２６は第５ローカル信号、２７は第４ミキサ、２８は第５ミキサ、２９は加算器である。本実施例は、実施例１におけるキャンセル手段２０を、第３ローカル信号源２３、第４ミキサ２７、および第５ミキサ２８を用いて実現している。
【００２９】
上記構成においてその動作を説明する。高周波信号３は第１ミキサ７に入力され、変調用信号源５により周波数変調された第１ローカル信号６とミキシングされ、さらに第２ミキサ１３と第３ミキサ１４とにおいて、それぞれ第２ローカル信号１１と第３ローカル信号１２によりミキシングされ、第２中間周波信号１５と第３中間周波信号１６とを得ているのは実施例１と同様である。第２中間周波信号１５と第３中間周波信号１６は、それぞれ第４ミキサ２７と第５ミキサ２８に入力される。また、第３ローカル信号源２３は、変調用信号源５からの信号により周波数変調されている。ここで、第３ローカル信号源２３の中心周波数は数ＫＨｚないし数十ＫＨｚ程度に設定される。この第３ローカル信号源２３の出力は第４ローカル信号２５と第５ローカル信号２６に２分岐されて、それぞれ第４ミキサ２７と第５ミキサ２８に入力される。ここで、９０度移相器２４により第４ローカル信号２５と第５ローカル信号２６の位相差が９０度に設定されている。
【００３０】
第１ローカル信号源４と第３ローカル信号源２３はともに変調用信号源５により同一の周波数変調を受けている。したがって、第１中間周波信号８は第１ミキサ７により周波数変調を受けたが、第４ミキサ２７および第５ミキサ２８では第４ローカル信号２５および第５ローカル信号２６が前記周波数変調をキャンセルするように周波数偏移する。このように、第３ローカル信号源２３、第４ミキサ２７、および第５ミキサ２８により、第１ローカル信号源４を周波数変調した効果をキャンセルすることができる。
【００３１】
このとき、９０度移相器２４により第４ローカル信号２５と第５ローカル信号２６との位相差を９０度に設定し、かつ第２中間周波信号１５と第３中間周波信号１６とは９０度の位相差を有しているため、第４ミキサ２７が出力する第４中間周波信号と第５ミキサ２８が出力する第５中間周波信号とは同位相になるので加算器２９で互いに加算され、また、それぞれが出力するイメージ周波信号は互いに逆位相になるので加算器２９によりキャンセルされる。これは直交周波数変調の動作と同じである。加算器２９の出力は復調手段２１に入力されてベースバンド信号に復調される。
【００３２】
以上のように本実施例によれば、キャンセル手段２０を第４ミキサ２７および第５ミキサ２８と周波数変調された第３ローカル信号源２３とで構成するとともに、第３ローカル信号源２３を第１ミキサ７で周波数拡散に用いた同じ変調用信号源５の変調用信号で変調し、第４ミキサ２７と第５ミキサ２８とで周波数変換しながら逆変調することことにより、第１ミキサ７で受けた周波数拡散のための周波数変調を正確にキャンセルすることができる。
【００３３】
（実施例３）
以下、本発明の受信機の第３の実施例について図面を参照しながら説明する。図３は本実施例の構成を示すブロック図である。なお、図１および図２と同じ構成要素には同一番号を付与して詳細な説明を省略する。図において、３１は、復調手段２１の出力信号から変調用信号源５で周波数変調した変調周波数成分を減衰するバンドエリミネーションフィルタである。バンドエリミネーションフィルタ３１の出力は変調周波数成分が除去されたベースバンド信号であり、復調データとして出力される。本実施例では、キャンセル手段をフィルタのみで構成できるため、構成を簡単にできると言う利点がある。
【００３４】
なお、本実施例ではフィルタとしてバンドエリミネーションフィルタを用いたが、ローパスフィルタ、バンドパスフィルタなどを用いることもできる。
【００３５】
（実施例４）
以下、本発明の受信機の第４の実施例について図面を参照しながら説明する。図４は本実施例の構成を示すブロック図である。なお、図３と同じ構成要素には同一番号を付与して詳細な説明を省略する。図において、３０は減算器である。本実施例が実施例３と異なる点は、バンドエリミネーションフィルタ３１に代えて減算器３０を用いたことにある。
【００３６】
上記構成において、復調手段２１の出力信号には変調用信号源５の変調周波数成分が含まれているが、減算器３０により変調用信号源５の変調用信号を用いて減算し、前記変調周波数成分をキャンセルしている。
【００３７】
以上のように本実施例によれば、復調手段２１の出力に含まれた変調周波数成分を変調用信号源５の変調用信号で減算器３０により減算してキャンセルしているため、キャンセル処理を正確に行うことができるとともに、減算器３０は汎用のオペアンプなどで容易に構成できるため、回路構成を簡単化することができる。
【００３８】
（実施例５）
以下、本発明の受信機の第５の実施例について図面を参照しながら説明する。図５は本実施例の構成を示すブロック図である。なお、図１と同じ構成要素には同一番号を付与して詳細な説明を省略する。図において、３２は水晶発振器、３３は逓倍器、３４は周波数シンセサイザである。本実施例は、図１における第１ローカル信号源４を水晶発振器３２で構成するとともに、第２ローカル信号源９を周波数シンセサイザ３４で構成している。水晶発振器３２は温度による周波数変動が少ないと言う利点があるが、本実施例においては、さらに有利な点がある。すなわち、水晶発振器３２に容量可変ダイオードなどを用い、変調用信号源５の変調用信号により前記容量可変ダイオードの容量を可変することにより、水晶発振器３２を容易に周波数変調することができる。この方法によれば、変調周波数によらず確実に周波数変調を行うことができると言う利点がある。もし、第１ローカル信号源４を周波数シンセサイザで構成した場合、変調周波数が周波数シンセサイザのＰＬＬループ帯域にあり、ＰＬＬ回路は周波数変調をキャンセルするように動作するために十分な周波数変調をかけることができず、低い変調周波数による周波数変調が困難である。水晶発振器３２にはそのような欠点がない。
【００３９】
第１ローカル信号源の周波数変調が変調用信号源５の信号により正確に行われないときには、後段のキャンセル手段２０におけるキャンセル処理も確実に行うことができない。本実施例では第１ローカル信号源４としての水晶発振器３２を正確に周波数変調できるので、キャンセル手段２０でのキャンセル処理を確実に行うことができる。水晶発振器３２の出力は逓倍器３３によって逓倍され、第１ミキサ７に入力される。さらに、本実施例では、第２ローカル信号源９を周波数シンセサイザ３４により構成している。周波数シンセサイザ３４の発振周波数を変えることによって受信する高周波信号のチャンネルを選択することができる。ここで、周波数シンセサイザ３４は、水晶発振器３２の周波数変調とは全く独立に動作することができるため、周波数変調に影響を与えないことも利点である。
【００４０】
以上のように本実施例によれば、第１ローカル信号源として水晶発振器３２を用いることにより安定な周波数と確実な周波数変調とを可能とし、実施例１と同じ効果を得るとともに、第２ローカル信号源として周波数シンセサイザ３４を用いることにより、第２ローカル信号の周波数を任意に変更することができ、高周波信号のチャンネル選択に供することができる。
【００４１】
なお、上記水晶発振器３２は他の任意の発振器で置き換え得ることは言うまでもない。
【００４２】
【発明の効果】
以上の説明から明らかなように、本発明は、所定の周波数で周波数変調された第１ローカル信号源と高周波信号とを第１ミキサでミキシングして第１中間周波信号を生成し、前記第１中間周波信号を第２ミキサおよび第３ミキサと無変調の第２ローカル信号および第３ローカル信号とにより第２中間周波信号および第３中間周波信号に変換したのち、キャンセル手段により前記所定の周波数成分をキャンセルすることにより、第１ミキサで周波数拡散してローカル信号の周波数ずれとコンデンサによる直流成分阻止とによる情報欠損の復調への影響を抑え、かつ第２ミキサおよび第３ミキサでは無変調の第２ローカル信号および第３ローカル信号を用いて２次歪成分を確実に抑制するので、変調指数が小さい高周波信号の場合や、ローカル信号源の周波数がずれた場合でも確実に復調することができるとともに、２次歪の発生を確実にキャンセルすることができる。
【００４３】
また、第１ローカル信号源を水晶発振器で構成して周波数変調し、第２ローカル信号源を周波数シンセサイザで構成することにより、第１ローカル信号を変調周波数に依らず正確に周波数変調できるので、キャンセル処理もまた確実に実行することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の受信機の実施例１の構成を示すブロック図
【図２】本発明の受信機の実施例２の構成を示すブロック図
【図３】本発明の受信機の実施例３の構成を示すブロック図
【図４】本発明の受信機の実施例４の構成を示すブロック図
【図５】本発明の受信機の実施例５の構成を示すブロック図
【図６】従来の受信機の構成を示すブロック図
【図７】同従来例の原理を示すブロック図
【図８】（ａ），（ｂ）は２値ＦＳＫ信号のスペクトラムを示す図
【符号の説明】
１高周波信号入力端子
２高周波フィルタ
３高周波信号
４第１ローカル信号源
５変調用信号源
７第１ミキサ（第１周波数変換手段）
８第１中間周波信号
９第２ローカル信号源
１０９０度移相器
１３第２ミキサ（第２周波数変換手段）
１４第３ミキサ（第３周波数変換手段）
１５第２中間周波信号
１６第３中間周波信号
１７アンプ
１８コンデンサ
１９ローパスフィルタ
２０キャンセル手段
２１復調手段
２２復調データ出力端子
２３第３ローカル信号源
２４９０度移相器
２５第４ローカル信号
２６第５ローカル信号
２７第４ミキサ（第４周波数変換手段）
２８第５ミキサ（第５周波数変換手段）
２９加算器
３０減算器
３１バンドエリミネーションフィルタ
３２水晶発振器
３３逓倍器
３４周波数シンセサイザ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a radio communication device such as a selective calling receiver, a cordless remote controller, and a cordless telephone, and relates to a receiver using a homodyne system, that is, a direct conversion receiving system for demodulating a high-frequency signal.
[0002]
[Prior art]
Hereinafter, a conventional receiver will be described with reference to the drawings. The direct conversion receiver (hereinafter, referred to as a direct conversion receiver) has many advantages as compared with the heterodyne system. In the heterodyne method, a received high-frequency signal is converted into an intermediate frequency signal, and the intermediate frequency signal is demodulated. Therefore, a filter having steep characteristics is required to remove an image frequency signal generated at the time of frequency conversion. Usually, a ceramic filter or a crystal filter is used as this filter, but these filters are expensive and have a large shape.
[0003]
On the other hand, a direct conversion receiver converts a received high-frequency signal into a low-frequency signal in a frequency region substantially the same as the baseband signal, so that the image frequency signal generated during frequency conversion may be removed by an active filter having a low-pass characteristic. In addition, a ceramic filter, a crystal filter, and the like become unnecessary, and the active filter can be easily integrated into an IC. Therefore, the direct conversion receiver can be realized at low cost and in a small size.
[0004]
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a conventional direct conversion receiver. In the figure, 101 is a high-frequency signal input terminal, 102 is a high-frequency signal, 103 is a local signal source, 104 is a modulation signal source for frequency-modulating the local signal of the local signal source 103, 105 is a 90-degree phase shifter, 106 Is a first mixer for frequency conversion, 107 is a second mixer for frequency conversion, 108 is a first intermediate frequency signal output from the first mixer 106, 109 is a second intermediate frequency signal output from the second mixer 107, 110 Is an amplifier that amplifies the first intermediate frequency signal 108 and the second intermediate frequency signal 109; 111 is a capacitor that blocks DC components included in the first intermediate frequency signal 108 and the second intermediate frequency signal 109; 112 is a first mixer 106 And the image frequency signal output from the second mixer 107 and the converted component of the high frequency signal of the adjacent channel. A low-pass filter 113, cancellation means for canceling the influence of the local signal source 103 frequency-modulated by the modulation signal source 104, and 114 a baseband signal using the first intermediate frequency signal 108 and the second intermediate frequency signal 109. A demodulation means 115 for demodulating data is a demodulated data output terminal for outputting demodulated data.
[0005]
The operation of the above configuration will be described. First, a case where the local signal of the local signal source 103 is not frequency-modulated will be described. The cancellation means 113 will be described when the local signal is frequency-modulated. The high-frequency signal 102 input from the high-frequency signal input terminal 101 is split into two and input to the first mixer 106 and the second mixer 107. The output of the local signal source 103 is input to the first mixer 106 and is input to the second mixer 107 via the 90-degree phase shifter 105. Therefore, the phase difference between the local signals of the first mixer 106 and the second mixer 107 is 90 degrees. The frequency of the local signal source 103 is set to be the same as the center frequency of the high-frequency signal 102. Therefore, the high-frequency signal 102 is converted to a low-frequency first intermediate frequency signal 108 by the first mixer 106, and the high-frequency signal 102 is similarly converted to a low-frequency second intermediate frequency signal 109 by the second mixer 107. . At this time, the local signals leaked to the input terminals of the first mixer 106 and the second mixer 107 are mixed with the same local signal, thereby generating a DC component.
[0006]
The first intermediate frequency signal 108 is amplified by the amplifier 110 and then the DC component is removed by the capacitor 111 and input to the low-pass filter 112. Similarly, the second intermediate frequency signal 109 is amplified by the amplifier 110 and then Removes the DC component and is input to the low-pass filter 112. After removing the image frequency signal by the low-pass filter 112, the signal is input to the demodulation unit 114 and demodulated into a baseband signal. The demodulated data is output from the demodulated data output terminal 115.
[0007]
As described above, in the direct conversion receiver, the frequency of the local signal is set to be the same as the center frequency of the high-frequency signal 102. Therefore, the local signal and the high-frequency signal 102 are in the same frequency band and local signal leakage is likely to increase. , The DC components generated at the outputs of the first mixer 106 and the second mixer 107 increase. Further, an active filter is often used as the low-pass filter 112. However, since the active filter has inferior S / N characteristics as compared with the passive filter, it is necessary to input the signal at a sufficient signal level. Therefore, the first mixer 106, the second mixer 107, and the amplifier 110 need a relatively large gain, and the level of the DC component at the output of the amplifier 110 increases correspondingly. For the above reason, the capacitor 111 is inserted before the low-pass filter 112 or before the amplifier 110 to remove the DC component.
[0008]
However, the DC components of the first intermediate frequency signal 108 and the second intermediate frequency signal 109 input to the capacitor 111 also include necessary information. Therefore, the signal from which the DC component has been removed by the capacitor 111 has lost part of the information, and sufficient demodulated data cannot be obtained by demodulating it into a baseband signal using the signal. This state becomes a problem particularly when the frequency shift of the frequency modulation of the high-frequency signal 102 is small, that is, when the modulation index is small. When the high-frequency signal 102 is a modulated signal having no spectrum peak near the center frequency, such as a binary FSK signal, the effect of information loss by removing the DC component is small, but the frequency of the local signal source 103 is high. If the frequency shifts with respect to the center frequency of the signal 102, the effect becomes large. If the frequency shift is substantially equal to the frequency shift amount of the high-frequency signal 102, the effect becomes serious. In order to suppress the influence of the frequency shift, a means for frequency-modulating the local signal of the local signal source 103 can be used.
[0009]
Hereinafter, a process of modulating the frequency of the local signal source 103 to suppress the influence of the frequency shift of the local signal will be described with reference to the drawings. FIG. 7 is a block diagram showing a part of the configuration shown in FIG. Here, a case where the high-frequency signal 102 is a binary FSK signal is considered. For simplicity, only the first mixer 106 will be described, but the same applies to the second mixer 107. In the figure, reference numeral 116 denotes a binary FSK signal source. The high-frequency signal 102 input from the binary FSK signal source 116 and the local signal supplied from the local signal source 103 are input to the first mixer 106. Here, since the center frequency of the binary FSK signal source 116 and the center frequency of the local signal source 103 are set to be the same, the high-frequency signal 102 is converted into a low-frequency first intermediate frequency signal 108 by the first mixer 106. And input to the capacitor 111.
[0010]
FIG. 8 is a characteristic diagram schematically showing the spectrum of the binary FSK signal. Here, FIG. 8A shows a typical spectrum of a binary FSK signal. In this case, the level near the center frequency f0 is 15 dB lower than the peak level.
[0011]
First, in FIG. 7, a case where an unmodulated signal having a frequency f0 is output from the local signal source 103 will be considered. In this case, the high frequency signal 102 from the binary FSK signal source 116 is converted by the first mixer 106 into a first intermediate frequency signal 108 having a center frequency of 0 Hz, but the spectrum shape does not change. The first intermediate frequency signal 108 passes through the capacitor 111 to remove the frequency components in the region shown in FIG. 8A. For example, the capacitor 111 removes a frequency component of 0 to 300 Hz. Therefore, the signal passing through the capacitor 111 partially loses information. When the frequency of the local signal source 103 shifts to f1 or f2, the frequency components in the region shown in (a) of FIG. 8A are removed. In this case, demodulation is difficult because the information to be lost is large.
[0012]
Next, consider a case where the local signal source 103 is frequency-modulated. The high-frequency signal 102 of the binary FSK signal source 116 is mixed with the local signal of the local signal source 103 to spread the spectrum. That is, the output of the first mixer 106 is as shown in FIG. As can be seen from comparison with FIG. 8A, the spectrum has a flat shape without a sharp peak. The frequency components lost by the capacitor 111 are the area shown in FIG. 8A when the center frequency of the local signal source 103 is f0, and the area shown in FIG. 8A when it is shifted to f1. In any case, it can be seen that the amount of information lost is smaller than that of FIG. Therefore, it is possible to demodulate into a baseband signal using this signal.
[0013]
Since the output of the capacitor 111 includes the effect of spectrum spread by the modulation signal source 104, the original information cannot be obtained by demodulation as it is. Therefore, it is necessary to provide a canceling unit 113 for removing the effect of frequency spread. The effect of this frequency spreading is the same as the fact that the first intermediate frequency signal has undergone extra frequency modulation by the modulation signal source 5. The frequency modulation is canceled by the canceling means 113 and then demodulated by the demodulating means 114. Done.
[0014]
Although the orthogonal frequency conversion is performed by the first mixer 106 and the second mixer 107, the phase difference between the first intermediate frequency signal and the second intermediate frequency signal is 90 degrees, and the image frequency signal is also converted. The fact that the phase difference between them becomes 90 degrees can be utilized for the cancellation processing in the cancellation means 113 and the cancellation processing of the image frequency signal.
[0015]
[Problems to be solved by the invention]
In such a conventional receiver, when a frequency-modulated local signal is directly converted into a low-frequency intermediate frequency signal by a mixer, a secondary distortion component of a high-frequency signal and a local signal generated by the mixer is mixed with the intermediate frequency signal. Coexist. For example, when a high-frequency signal is amplitude-modulated, a secondary distortion component of the modulation frequency of the amplitude modulation is included in the intermediate frequency signal, and the new secondary distortion component causes reception interference. . This unnecessary second-order distortion component can be canceled by using, for example, a balanced mixer. However, in order to ensure the above-described cancellation processing, it is necessary to accurately adjust each part of the mixer, In consideration of the above, it is necessary to automatically control the adjustment of the mixer. In this case, it is not desirable to use a frequency-modulated signal as a local signal input to the mixer. In principle, a balanced mixer cancels the second-order distortion component even when the local signal fluctuates. However, if the local signal has a frequency change, the balance state is always changed with respect to the local signal frequency change and amplitude change. This is because it is difficult to keep good, and the fluctuation of the local signal generates a new secondary distortion component. As described above, it is difficult to completely and simultaneously execute the process of suppressing the influence of the frequency shift using the frequency-modulated local signal and the process of canceling the secondary distortion component.
[0016]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention solves the above-described problems, and provides a direct conversion receiving system receiver that can suppress unnecessary secondary distortion components while improving characteristic deterioration due to frequency deviation of a local signal using a frequency-modulated local signal. The purpose is to provide.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention provides a first mixer using a frequency-modulated first local signal, a second mixer and a third mixer for direct conversion using a fixed-frequency second local signal, and Converting a high-frequency signal into a first intermediate frequency signal by a first mixer, further converting the first intermediate frequency signal into a second intermediate frequency signal and a third intermediate frequency signal by a second mixer and a third mixer, A receiver configured to demodulate a second intermediate frequency signal and the third intermediate frequency signal into a baseband signal.
[0018]
As a result, the first mixer obtains a first intermediate frequency, which is frequency-spread by the frequency-modulated local signal, to suppress the characteristic deterioration due to the frequency shift of the local signal, and the second mixer converts the secondary distortion component as a fixed frequency local signal. Make sure to cancel. Therefore, the suppression of the characteristic deterioration due to the frequency shift of the local signal and the cancellation of the second-order distortion component are simultaneously and stably realized.
[0019]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
The first frequency conversion means means for spreading the spectrum of the input high-frequency signal, and receives the first local signal frequency-modulated at a predetermined frequency and the high-frequency signal and spreads the first intermediate frequency signal. The first frequency conversion means and the first local signal source are realized by ordinary means.
[0020]
The second frequency converting means and the third frequency converting means mean means for converting the first intermediate frequency signal into a second intermediate frequency signal and a third intermediate frequency signal orthogonal to each other, and the second local signal is the first local frequency signal. The frequency is substantially equal to the center frequency of the intermediate frequency signal. In order to suppress the generation of the second-order distortion component in this stage, a balanced mixer is used. These mixers and the second local signal source are realized by ordinary means.
[0021]
The canceling means means for canceling the frequency modulation of the second intermediate frequency signal and the third intermediate frequency signal received by the first frequency converting means by frequency spreading. This can be realized by canceling means for directly converting to a low-frequency signal while performing frequency modulation, canceling means for removing a modulation frequency component by a filter after demodulation, or canceling means for subtracting and removing the modulation frequency component after demodulation. In the cancellation means based on the inverse frequency modulation, the second frequency conversion means and the third frequency conversion means do not perform direct conversion, but convert the second intermediate frequency signal and the third intermediate frequency signal into the frequency-modulated third local signal and the fourth intermediate signal. The image frequency is directly converted to a low frequency signal while performing inverse frequency conversion by orthogonal frequency conversion by the mixer and the fifth mixer, and the adder adds the low frequency signals output from the fourth mixer and the fifth mixer, respectively. Cancel the signal. In this case, the modulation of the first local signal is used for the modulation of the third local signal, thereby ensuring the sameness between the modulation of the first local signal and the modulation of the third local signal. Further, the cancellation means by subtraction uses the modulation signal of the first local signal for the subtraction to ensure the signal identity.
[0022]
Hereinafter, examples will be described.
(Example 1)
Hereinafter, a first embodiment of the receiver of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the present embodiment. In the figure, 1 is a high-frequency signal input terminal, 2 is a high-frequency filter for removing an image frequency signal, 3 is a high-frequency signal, 4 is a first local signal source, 5 is a modulator for frequency-modulating the first local signal source 4. A signal source, 6 is a first local signal output from the first local signal source 4, 7 is a first mixer, 8 is a first intermediate frequency signal output from the first mixer 7, 9 is a second local signal source, 10 is A 90-degree phase shifter, 11 is a second local signal output from the second local signal source 9, 12 is a third local signal passed through the 90-degree phase shifter 10, 13 is a second mixer, 14 is a third mixer, 15 is a second intermediate frequency signal output from the second mixer 13, 16 is a third intermediate frequency signal output from the third mixer 14, 17 is an amplifier that amplifies the second intermediate frequency signal 15 and the third intermediate frequency signal 16, 18 is the second intermediate frequency signal 5 and a capacitor to block the DC component third contained in the intermediate frequency signal 16, 19 is a low pass filter, 20 cancel unit, 21 is a demodulating unit. The second mixer 13 and the third mixer 14 are balanced mixers so as to minimize the generated secondary distortion component. This embodiment is different from the conventional example in that a first mixer using a frequency-modulated first local signal and second and third mixers using an unmodulated second local signal are provided.
[0023]
The operation of the above configuration will be described. A high-frequency signal 3 is input from a high-frequency signal input terminal 1 to a first mixer 7 through a high-frequency filter 2. The high frequency filter 2 is provided to suppress an image frequency signal. As the first local signal 6 output from the first local signal source 4, a sine wave can be used, but a signal having another waveform may be used. Can be set arbitrarily. However, there is an optimum value corresponding to the modulation frequency and the amount of frequency shift of the high-frequency signal in order to spread the spectrum effectively. The first intermediate frequency signal 8 is output from the first mixer 7 and is input to the second mixer 13 and the third mixer 14. On the other hand, the output of the second local signal source 9 is branched into a second local signal 11 and a third local signal 12 and input to the second mixer 13 and the third mixer 14, respectively. Is shifted by the 90-degree phase shifter 10, the phase difference between the second local signal 11 and the third local signal 12 is 90 degrees.
[0024]
Here, the center frequency of the second local signal source 9 is set to be the same as the center frequency of the first intermediate frequency signal 8. Therefore, the first intermediate frequency signal 8 is changed by the second mixer 13 and the third mixer 14. The signals are converted into a low-frequency second intermediate frequency signal 15 and a low-frequency third intermediate frequency signal 16, respectively. At this time, the frequency-modulated first local signal 6 is injected into the first mixer 7, and the influence of the frequency shift of the first local signal 6 is reduced by frequency spreading, while the second mixer 13 and the third mixer are fixed. Direct conversion is performed by using the second local signal 11 and the third local signal 12 of the frequency and the balanced second and third mixers 13 and 14 while reliably canceling the generated secondary distortion. Since the secondary distortion generated by the first mixer 7 does not fall within the band of the first intermediate frequency signal, there is almost no influence.
[0025]
The second intermediate frequency signal 15 and the third intermediate frequency signal 16 are input to the canceling unit 20 via the amplifier 17, the capacitor 18, and the low-pass filter 19, respectively. The low-pass filter 19 is inserted to remove an image frequency signal and also remove components of adjacent channels. The canceling means 20 is provided to remove the effect of mixing with the frequency-modulated first local signal 6. Since the signal content of the modulation signal source 5 is known in advance, the canceling means 20 can be set so as to cancel the effect of the frequency modulation by the mixing. The canceling means 20 can be basically realized by inverse frequency modulation. The output of the canceling means 20 is input to the demodulating means 21 and demodulated into a baseband signal.
[0026]
As described above, according to the present embodiment, the first mixer 7 performs frequency spreading using the first local signal 6 that has been frequency-modulated, thereby suppressing the characteristic deterioration due to the frequency shift of the local signal and the balanced second mixer. The second-order distortion component can be reliably canceled using the 13 and third mixers 14 and the unmodulated second and third local signals 11 and 12.
[0027]
In the embodiment, the frequency of the second local signal source 9 is set to be equal to the center frequency of the first intermediate frequency signal. However, it is needless to say that the setting may be substantially equal.
[0028]
(Example 2)
Hereinafter, a second embodiment of the receiver according to the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of this embodiment. The same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description is omitted. In the figure, 23 is a third local signal source, 24 is a 90-degree phase shifter, 25 is a fourth local signal, 26 is a fifth local signal, 27 is a fourth mixer, 28 is a fifth mixer, and 29 is an adder. is there. In the present embodiment, the cancel unit 20 in the first embodiment is realized by using the third local signal source 23, the fourth mixer 27, and the fifth mixer 28.
[0029]
The operation of the above configuration will be described. The high-frequency signal 3 is input to the first mixer 7, mixed with the first local signal 6 frequency-modulated by the modulation signal source 5, and further transmitted to the second local signal 11 by the second mixer 13 and the third mixer 14. And the third local signal 12 to obtain a second intermediate frequency signal 15 and a third intermediate frequency signal 16 as in the first embodiment. The second intermediate frequency signal 15 and the third intermediate frequency signal 16 are input to a fourth mixer 27 and a fifth mixer 28, respectively. Further, the third local signal source 23 is frequency-modulated by a signal from the modulation signal source 5. Here, the center frequency of the third local signal source 23 is set to about several KHz to several tens KHz. The output of the third local signal source 23 is branched into a fourth local signal 25 and a fifth local signal 26 and input to a fourth mixer 27 and a fifth mixer 28, respectively. Here, the phase difference between the fourth local signal 25 and the fifth local signal 26 is set to 90 degrees by the 90-degree phase shifter 24.
[0030]
The first local signal source 4 and the third local signal source 23 are both subjected to the same frequency modulation by the modulation signal source 5. Therefore, the first intermediate frequency signal 8 is frequency-modulated by the first mixer 7, but the fourth local signal 25 and the fifth local signal 26 in the fourth mixer 27 and the fifth mixer 28 cancel the frequency modulation. Frequency shift. As described above, the effect of frequency modulation of the first local signal source 4 can be canceled by the third local signal source 23, the fourth mixer 27, and the fifth mixer 28.
[0031]
At this time, the phase difference between the fourth local signal 25 and the fifth local signal 26 is set to 90 degrees by the 90-degree phase shifter 24, and the second intermediate frequency signal 15 and the third intermediate frequency signal 16 are set at 90 degrees. Since the fourth intermediate frequency signal output from the fourth mixer 27 and the fifth intermediate frequency signal output from the fifth mixer 28 have the same phase, they are added to each other by the adder 29. Further, the image frequency signals output from the respective components have opposite phases, and are canceled by the adder 29. This is the same as the operation of the orthogonal frequency modulation. The output of the adder 29 is input to the demodulation means 21 and demodulated into a baseband signal.
[0032]
As described above, according to the present embodiment, the canceling means 20 is constituted by the fourth mixer 27 and the fifth mixer 28 and the frequency-modulated third local signal source 23, and the third local signal source 23 is formed by the first local signal source 23. The signal is modulated by the modulation signal of the same modulation signal source 5 used for the frequency spreading by the mixer 7 and inversely modulated while being frequency-converted by the fourth mixer 27 and the fifth mixer 28, so that the signal is received by the first mixer 7. Frequency modulation for the spread frequency can be accurately canceled.
[0033]
(Example 3)
Hereinafter, a third embodiment of the receiver according to the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of the present embodiment. The same components as those in FIGS. 1 and 2 are denoted by the same reference numerals, and detailed description is omitted. In the figure, reference numeral 31 denotes a band elimination filter that attenuates a modulation frequency component frequency-modulated by the modulation signal source 5 from an output signal of the demodulation means 21. The output of the band elimination filter 31 is a baseband signal from which a modulation frequency component has been removed, and is output as demodulated data. In this embodiment, since the canceling means can be constituted only by the filter, there is an advantage that the constitution can be simplified.
[0034]
In this embodiment, a band elimination filter is used as a filter, but a low-pass filter, a band-pass filter, or the like may be used.
[0035]
(Example 4)
Hereinafter, a fourth embodiment of the receiver of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the present embodiment. Note that the same components as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and detailed description will be omitted. In the figure, 30 is a subtractor. This embodiment differs from the third embodiment in that a subtractor 30 is used instead of the band elimination filter 31.
[0036]
In the above configuration, the output signal of the demodulation means 21 includes the modulation frequency component of the modulation signal source 5, and the subtractor 30 subtracts the modulation frequency component from the modulation signal source 5 to obtain the modulation frequency component. The ingredients have been canceled.
[0037]
As described above, according to this embodiment, since the modulation frequency component included in the output of the demodulation means 21 is subtracted by the subtracter 30 using the modulation signal of the modulation signal source 5 and canceled, the cancellation process is performed. This can be performed accurately, and the subtractor 30 can be easily configured with a general-purpose operational amplifier or the like, so that the circuit configuration can be simplified.
[0038]
(Example 5)
Hereinafter, a fifth embodiment of the receiver according to the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of the present embodiment. The same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description is omitted. In the figure, 32 is a crystal oscillator, 33 is a multiplier, and 34 is a frequency synthesizer. In the present embodiment, the first local signal source 4 in FIG. 1 is configured by a crystal oscillator 32 and the second local signal source 9 is configured by a frequency synthesizer 34. The crystal oscillator 32 has the advantage that the frequency variation due to temperature is small, but in the present embodiment, there is a further advantage. In other words, the frequency of the crystal oscillator 32 can be easily modulated by using a variable capacitance diode or the like for the crystal oscillator 32 and varying the capacitance of the variable capacitance diode with the modulation signal of the modulation signal source 5. According to this method, there is an advantage that frequency modulation can be reliably performed regardless of the modulation frequency. If the first local signal source 4 is constituted by a frequency synthesizer, the modulation frequency is in the PLL loop band of the frequency synthesizer, and the PLL circuit may apply sufficient frequency modulation to operate to cancel the frequency modulation. It is difficult to perform frequency modulation with a low modulation frequency. The crystal oscillator 32 does not have such a drawback.
[0039]
When the frequency modulation of the first local signal source is not accurately performed by the signal of the modulation signal source 5, the cancellation process in the cancellation unit 20 at the subsequent stage cannot be performed reliably. In this embodiment, since the frequency of the crystal oscillator 32 as the first local signal source 4 can be accurately modulated, the canceling process by the canceling means 20 can be performed reliably. The output of the crystal oscillator 32 is multiplied by the multiplier 33 and input to the first mixer 7. Further, in the present embodiment, the second local signal source 9 is constituted by the frequency synthesizer 34. By changing the oscillation frequency of the frequency synthesizer 34, the channel of the received high-frequency signal can be selected. Here, since the frequency synthesizer 34 can operate completely independently of the frequency modulation of the crystal oscillator 32, it is also advantageous that it does not affect the frequency modulation.
[0040]
As described above, according to the present embodiment, by using the crystal oscillator 32 as the first local signal source, a stable frequency and reliable frequency modulation can be achieved, and the same effect as that of the first embodiment can be obtained. By using the frequency synthesizer 34 as a signal source, the frequency of the second local signal can be arbitrarily changed, and can be used for channel selection of a high-frequency signal.
[0041]
Needless to say, the crystal oscillator 32 can be replaced with another arbitrary oscillator.
[0042]
【The invention's effect】
As is apparent from the above description, the present invention generates a first intermediate frequency signal by mixing a first local signal source frequency-modulated at a predetermined frequency and a high-frequency signal with a first mixer. The intermediate frequency signal is converted into a second intermediate frequency signal and a third intermediate frequency signal by a second mixer and a third mixer and an unmodulated second local signal and a third local signal, and then the predetermined frequency component is canceled by a canceling unit. , The first mixer suppresses the influence on the demodulation of information loss due to the frequency shift of the local signal and the DC component blocking by the capacitor, and the second mixer and the third mixer do not modulate the unmodulated second signal. Since the second-order distortion component is reliably suppressed by using the second local signal and the third local signal, the case of a high-frequency signal having a small modulation index, It is possible to reliably demodulate even when the frequency is shifted sources, it is possible to reliably cancel the generation of the second-order distortion.
[0043]
In addition, since the first local signal source is composed of a crystal oscillator and frequency-modulated, and the second local signal source is composed of a frequency synthesizer, the first local signal can be frequency-modulated accurately regardless of the modulation frequency. Processing can also be performed reliably.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a receiver according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a receiver according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a receiver according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of a receiver according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of a receiver according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a conventional receiver.
FIG. 7 is a block diagram showing the principle of the conventional example.
8A and 8B are diagrams showing a spectrum of a binary FSK signal.
[Explanation of symbols]
1 High frequency signal input terminal
2 High frequency filter
3 High frequency signal
4 First local signal source
5 Modulation signal source
7 First mixer (first frequency conversion means)
8 1st intermediate frequency signal
9 Second local signal source
10 90 degree phase shifter
13. Second mixer (second frequency conversion means)
14. Third mixer (third frequency conversion means)
15 Second intermediate frequency signal
16 Third intermediate frequency signal
17 amplifier
18 Capacitor
19 Low-pass filter
20 cancellation means
21 Demodulation means
22 Demodulated data output terminal
23 Third local signal source
24 90 degree phase shifter
25 4th local signal
26 5th local signal
27 Fourth Mixer (Fourth Frequency Conversion Means)
28 fifth mixer (fifth frequency conversion means)
29 adder
30 Subtractor
31 band elimination filter
32 crystal oscillator
33 multiplier
34 frequency synthesizer

Claims

A first local signal source for outputting a first local signal frequency-modulated at a predetermined frequency; and a first frequency conversion means for mixing the first local signal and a received high-frequency signal to output a first intermediate frequency signal A second local signal source that outputs a second local signal having a frequency substantially equal to the center frequency of the first intermediate frequency signal; and a second intermediate signal that mixes the first intermediate frequency signal and the second local signal. Second frequency conversion means for outputting a frequency signal, and third frequency conversion for mixing the first intermediate frequency signal and the second local signal to output a third intermediate frequency signal orthogonal to the second intermediate frequency signal Means, demodulation means for demodulating using the second intermediate frequency signal and the third intermediate frequency signal, and canceling the component of the predetermined frequency before or after the demodulation means. Receiver and a cancellation means that.

2. The receiver according to claim 1, further comprising: a first local signal source formed of an oscillator capable of frequency modulation and having a fixed center frequency; and a second local signal source formed of a frequency synthesizer.