JP3568386B2

JP3568386B2 - Noise canceller circuit

Info

Publication number: JP3568386B2
Application number: JP07064198A
Authority: JP
Inventors: 学堀本; 正穂横山
Original assignee: Denso Ten Ltd
Current assignee: Denso Ten Ltd
Priority date: 1998-03-19
Filing date: 1998-03-19
Publication date: 2004-09-22
Anticipated expiration: 2018-03-19
Also published as: JPH11274956A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はオーディオ機器又はラジオの外来パルスノイズを除去するノイズキャンセラー回路に関し、特にパルスノイズ幅に応じてノイズをカットする回路に関する。
【０００２】
図５は従来のノイズキャンセラー回路の例を説明する図である。本図に示すオーディオソース１は放送波を受信し中間周波に変換し検波し希望オーディオ信号を発生する。ノイズキャンセラー回路はオーディオソース１とオーディオソース１からの信号をサンプホールドして電力増幅器（図示しない）等に出力するサンプルホールド用コンデンサ２との間に、例えばソース、ドレインが接続されるＰチャンネルＭＯＳ電界トランジスタで構成されるスイッチ３を具備する。オーディオソース１に検波信号を微分してパルスノイズを検出するパルスノイズ検出回路４が接続される。コンパレータ５は基準電圧源６の基準電圧ＶｒｅｆｆＶとパルスノイズ検出回路４の出力信号のレベルとを比較する。スイッチング用ＮＰＮ型トランジスタ７はそのベースがコンパレータ５の出力（Ａ点）に接続され、そのエミッタが接地される。電流源８はトランジスタ７のコレクタに接続される。コンデンサ９はその一方の端がトランジスタ７のコレクタに接続されその他方の端が接地される。さらに、ダイオードで構成される電流バイパス１０はコンデンサ９に並列に接続され、コンデンサ９が充電完了時の電流源８のバイパスとなる。さらに、トランジスタ９のコレクタはスイッチ３のゲートに接続される（Ｂ点）。
【０００３】
図６は図５のノイズキャンセラー回路の各部の信号波形を説明する図である。ノイズキャンセラー回路が無い場合には、本図（ｃ）に示す如く、オーディオソース１の信号にパルスノイズが乗る。このパルスノイズがパルスノイズ検出回路４により検出されるが、パルスノイズが大きい場合には時間的にパルスノイズの時間密度が大きくなり、パルスノイズが小さい場合には時間的にパルスノイズの時間密度が小さくなる。本図（ａ）に示す如く、パルスノイズ検出回路４は、Ａ点で、パルスノイズの時間密度が大きい場合には幅の大きなパルスを出力し、パルスノイズの時間密度が小さい場合には幅の小さなパルスを出力する。次に、トランジスタ７のベースがコンパレータ５からパルスを入力すると、トランジスタ７が導通しコンデンサ９が放電され、トランジスタ７のコレクタのＢ点での電圧は瞬時に高レベルから低レベルになる。コンパレータ５からパルスのパルスが無くなると、トランジスタ７が遮断され、コンデンサ９は充電源８から充電され、Ｂ点の電圧は、本図に示す如く、低レベルから高レベルに復帰する。
【０００４】
パルスノイズが発生していない場合には、スイッチ３が閉になり、パルスノイズが発生している場合には、スイッチ３が開になる。本図（ｄ）に示す如く、サンプルホールド用コンデンサ２にホールドされる信号はノイズがカットされる。なお、カットされている間は、カットされる前にサンプルホールド用コンデンサ２によりホールドされた信号が出力される。
【０００５】
図７はトランジスタ７のコレクタ（Ｂ点）での電圧波形を説明する図である。本図（ａ）に示す如く、ラジオのアンテナ端での混入パルスノイズが全く同じであっても、本図（ｂ）に示す如く、信号の無入力時のパルス出力（時間密度が大きなノイズ）、中電界におけるパルス出力は（時間密度が小さなノイズ）相互に相違し、その電界強度によって出力されるパルス波形が変化する。電界強度が上がって信号成分が増加するとパルスノイズが抑圧されて減少していく。
【０００６】
このため、従来のキャンセル回路では、上記事実を基に、本図（ｃ）に示す如く、コンパレータ５の出力パルスの幅は、ある程度の信号レベルを持った中電界では信号の無入力時に比較して、狭くなっている。しかし、パルスが無くなった場合には、Ｂ点で、低レベルから高レベルへの復帰は、本図（ｄ）に示す如く、コンパレータ５の出力パルスの幅の広狭に無関係に同じように行われる。コンデンサ９への充電が定電流で行われるためである。このため、ある程度の信号レベルを持った中電界では、低レベルから高レベルへの復帰時にパルスノイズと共に信号成分までカットしてしまうことになる。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
この現象を改善するためには、本図（ｅ）に示す如く、理想的なゲート信号を形成すればよいが、コンパレータ回路、ＡＧＣ（自動利得制御回路）等を何種類か挿入することで対応することが可能になる。しかしながら、そのような挿入では回路規模が増大するという問題がある。
【０００８】
したがって、本発明は、上記問題点に鑑み、簡単な回路の変更で受信電界が上がっても信号成分のカットを回避できるノイズキャンセラー回路を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明は、前記問題点を解決するために、オーディオ信号に混入するパルスノイズを除去するノイズキャンセラー回路において、前記オーディオ信号に混入するパルスノイズをゲート信号によりカットするスイッチと、該スイッチの開閉を行うため充放電を行いゲート信号を形成するコンデンサと、該コンデンサの充放電の制御を行うトランジスタと、前記パルスノイズを検出して所定レベルを越える検出信号を前記トランジスタのベースに出力して前記トランジスタの導通、遮断を行うコンパレータとを備え、前記コンパレータから前記トランジスタのベースへの検出信号の電流を絞り、前記トランジスタの導通を行う状態を能動状態にすることを特徴とする。この手段により、受信時の中電界において時間密度が小さなパルスノイズの場合に、ゲート信号の幅を小さくでき、パルスノイズと共にカットする信号成分を小さくすることが可能になった。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
図１は本発明に係るノイズキャンセラー回路の例を説明する図である。本図に示す如く、ノイズキャンセラー回路には図５のコンパレータ５を改善したコンパレータ５０が新たに設けられる。コンパレータ５０は、初段の差動部として、エミッタが相互に接続されるＮＰＮ型トランジスタ１１及び１２と、トランジスタ１１及び１２のコレクタと電圧電源ＶＣＣとの間にそれぞれ接続される抵抗１３及び１４と、トランジスタ１１及び１２のエミッタと接地の間に接続される電流源１５と、トランジスタ１１及び１２のベースにそれぞれ接続される抵抗１６、１７と、抵抗１６、１７の他方に共通に接続される基準電圧源１８と、トランジスタ１１のベースとパルスノイズ検出回路４の出力との間に接続されるコンデンサ１９とを有する。
【００１１】
次に、コンパレータ５０は、第２段の差動部として、トランジスタ１１のコレクタにベースが接続されるＰＮＰ型トランジスタ２０と、トランジスタ２０のエミッタにエミッタが相互に接続されるＰＮＰ型トランジスタ２１と、トランジスタ２０及び２１の各エミッタと電圧電源ＶＣＣとの間に接続される電流源２２と、トランジスタ２０のコレクタと接地の間に接続される電流源２３と、電圧電源ＶＣＣに一方が接続されトランジスタ２１のベースに他方が接続される抵抗２４と、抵抗２４の他方の端と接地との間に接続される電流源２５と、トランジスタ１２のコレクタにベースが接続され電流源２２にエミッタが接続されトランジスタ２０のコレクタにコレクタが接続されるＰＮＰ型トランジスタ２６とを有し、トランジスタ７のベースにトランジスタ２０のコレクタが接続される。
【００１２】
本発明の特徴はトランジスタ２６を設けたことである。すなわち、ここに、トランジスタ２６のエミッタの面積Ｓ２６がトランジスタ２０のエミッタの面積Ｓ２０よりも小さく設定されている（Ｓ２０＞Ｓ２６）。
初段の差動部のコンデンサ１９にパルスノイズ検出回路４から基準電圧源１８の基準電圧Ｖｒｅｆｆを越えるパルスが無い場合には、トランジスタ７のベースに流れ電流はゼロでり、トランジスタ７は遮断されている。
【００１３】
次に、初段の差動部のコンデンサ１９にパルスノイズ検出回路４から基準電圧源１８の基準電圧Ｖｒｅｆｆを越えるパルスが有る場合には、トランジスタ２０のエミッタとコレクタ間に流れる電流が増大する。他方、トランジスタ２６のエミッタとコレクタ間に流れる電流が減少するが、その減少はエミッタの面積に起因しする。しかし、その減少の大きさは、トランジスタ２０のエミッタとコレクタ間に流れる電流の増大の大きさほど大きくならない。結果として、トランジスタ２０及び２６のエミッタとコレクタとの間に流れる合成電流の増加は、トランジスタ２０の単独の電流の増加の場合と比較して増加が小さくなる。すなわち、トランジスタ７への電流増加を絞ることが可能になる。
【００１４】
このようにして、トランジスタ７への電流を絞り、トランジスタ７を駆動する状態を従来の飽和状態から能動状態にすることが可能になる。トランジスタ７が導通時にはコンデンサ９からの放電電流の大きさが抑制される。
図２は本発明に係るトランジスタ７の駆動に起因するスイッチ３（Ｐ−電界効果トランジスタ）のゲート信号を説明する図である。本図（ａ）、（ｂ）に示す如く、時間密度が大きなノイズに対して、小さなノイズの場合は、パルスノイズ検出回路の出力信号の幅が小さい。このため、本図（ｃ）に示す如く、トランジスタ７の導通によりコンデンサ９の放電が完了してＢ点が接地レベルになる前にトランジスタ７が遮断されてコンデンサ９が充電されて高レベルへの復帰が早く行われるのでるので、ゲート信号の幅が小さくすることが可能になる。なお、大きなノイズの場合には、パルスノイズ検出回路の出力信号の幅が大きいので、従来のように、ゲート幅の広い信号を得ることができる。したがって、本発明によれば、簡単な構成で小さなノイズに対して、不必要に有用な信号をカットすることが無くなる。
【００１５】
図３はノイズキャンセラー回路の別の例を説明する図である。従来の図３（ａ）のコンデンサ９に代わり、図３（ｂ）に示す如く、可変容量ダイオード３１が設けられる。可変容量ダイオード３１はラジオ受信部のＳ信号を抵抗３２を経由して入力し中電界時にはコンデンサの容量を小さくする。Ｓ信号は電界の強度の情報を持つ信号である。したがって、中電界の場合にトランジスタ７が導通になるとコンデンサ７の容量が小さくなり、充電時間が短くなる。
【００１６】
図４は図３のトランジスタ７の駆動に起因するスイッチ３のゲート信号を説明する図である。本図に示す如く、時間密度が大きな場合に比較して時間密度が小さい場合には充電時間が短くなるのでゲート信号の幅が小さくすることができる。このため、簡単な構成で不必要に有用な信号をカットすることが無くなる。
【００１７】
【発明の効果】
以上の説明により、本発明によれば、受信時の中電界において時間密度が小さなパルスノイズの場合に、ノイズをカットするスイッチのゲート信号の幅を小さくでき、パルスノイズと共にカットする信号成分を小さくすることが可能になった。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るノイズキャンセラー回路の例を説明する図である。
【図２】本発明に係るトランジスタ７の駆動に起因するスイッチ３のゲート信号を説明する図である。
【図３】ノイズキャンセラー回路の別の例を説明する図である。
【図４】図３のトランジスタ７の駆動に起因するスイッチ３のゲート信号を説明する図である。
【図５】従来のノイズキャンセラー回路の例を説明する図である。
【図６】図５のノイズキャンセラー回路の各部の信号波形を説明する図である。
【図７】トランジスタ７のコレクタ（Ｂ点）での電圧波形を説明する図である。
【符号の説明】
１…オーディオソース
２、９、３１…コンデンサ
３…スイッチ
４…パルスノイズ検出回路
５、５０…コンパレータ
８…電流源
９…トランジスタ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a noise canceller circuit for removing extraneous pulse noise from audio equipment or a radio, and more particularly to a circuit for cutting noise according to a pulse noise width.
[0002]
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a conventional noise canceller circuit. The audio source 1 shown in the figure receives a broadcast wave, converts it into an intermediate frequency, detects it, and generates a desired audio signal. The noise canceller circuit is, for example, a P-channel MOS whose source and drain are connected between an audio source 1 and a sample-and-hold capacitor 2 that samples and holds a signal from the audio source 1 and outputs the sampled signal to a power amplifier (not shown) or the like. A switch 3 including an electric field transistor is provided. A pulse noise detection circuit 4 for differentiating a detection signal and detecting pulse noise is connected to the audio source 1. The comparator 5 compares the reference voltage VrefV of the reference voltage source 6 with the level of the output signal of the pulse noise detection circuit 4. The switching NPN transistor 7 has its base connected to the output (point A) of the comparator 5 and its emitter grounded. Current source 8 is connected to the collector of transistor 7. Capacitor 9 has one end connected to the collector of transistor 7 and the other end grounded. Further, a current bypass 10 composed of a diode is connected in parallel to the capacitor 9, and the capacitor 9 serves as a bypass for the current source 8 when charging is completed. Further, the collector of the transistor 9 is connected to the gate of the switch 3 (point B).
[0003]
FIG. 6 is a diagram illustrating signal waveforms at various parts of the noise canceller circuit of FIG. If there is no noise canceller circuit, a pulse noise is added to the signal of the audio source 1 as shown in FIG. This pulse noise is detected by the pulse noise detection circuit 4. When the pulse noise is large, the time density of the pulse noise is increased temporally, and when the pulse noise is small, the time density of the pulse noise is temporally increased. Become smaller. As shown in FIG. 4A, at point A, the pulse noise detection circuit 4 outputs a pulse having a large width when the time density of the pulse noise is large, and outputs a pulse having a large width when the time density of the pulse noise is small. Outputs a small pulse. Next, when a pulse is input from the comparator 5 to the base of the transistor 7, the transistor 7 is turned on, the capacitor 9 is discharged, and the voltage at the point B of the collector of the transistor 7 instantaneously goes from a high level to a low level. When the pulse from the comparator 5 disappears, the transistor 7 is cut off, the capacitor 9 is charged from the charging source 8, and the voltage at the point B returns from the low level to the high level as shown in FIG.
[0004]
When no pulse noise is generated, the switch 3 is closed, and when pulse noise is generated, the switch 3 is opened. As shown in FIG. 2D, the signal held by the sample-and-hold capacitor 2 has its noise cut. During the cut, the signal held by the sample and hold capacitor 2 before the cut is output.
[0005]
FIG. 7 is a diagram illustrating a voltage waveform at the collector (point B) of the transistor 7. As shown in FIG. 7A, even if the mixed pulse noise at the radio antenna end is exactly the same, as shown in FIG. 7B, the pulse output when no signal is input (noise with a large time density) The pulse output in the middle electric field is different from each other (noise having a small time density), and the output pulse waveform changes depending on the electric field intensity. When the electric field strength increases and the signal component increases, the pulse noise is suppressed and decreases.
[0006]
For this reason, in the conventional cancel circuit, based on the above fact, the width of the output pulse of the comparator 5 is compared with that of the middle electric field having a certain signal level when there is no signal input, as shown in FIG. And it's getting narrower. However, when there are no more pulses, the return from the low level to the high level at point B is performed in the same manner regardless of the width of the output pulse of the comparator 5, as shown in FIG. . This is because the capacitor 9 is charged with a constant current. Therefore, in a medium electric field having a certain signal level, a signal component is cut together with pulse noise when returning from a low level to a high level.
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
In order to improve this phenomenon, an ideal gate signal may be formed as shown in FIG. 3E. However, it is possible to insert a comparator circuit, an AGC (automatic gain control circuit), and the like. it becomes possible to. However, such insertion has a problem that the circuit scale increases.
[0008]
SUMMARY OF THE INVENTION Accordingly, an object of the present invention is to provide a noise canceller circuit capable of avoiding the cut of a signal component even if the received electric field is increased by a simple circuit change in view of the above problems.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the present invention provides a noise canceller circuit for removing pulse noise mixed in an audio signal, wherein the switch cuts the pulse noise mixed in the audio signal with a gate signal, and the switch is opened and closed. A capacitor that performs charging and discharging to form a gate signal, a transistor that controls charging and discharging of the capacitor, and a transistor that detects the pulse noise and outputs a detection signal exceeding a predetermined level to the base of the transistor. And a comparator that conducts and shuts off the transistor, restricts the current of the detection signal from the comparator to the base of the transistor, and activates the state where the transistor is conducted. By this means, in the case of pulse noise having a small time density in a medium electric field at the time of reception, the width of the gate signal can be reduced, and the signal component cut together with the pulse noise can be reduced.
[0010]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a noise canceller circuit according to the present invention. As shown in the figure, the noise canceller circuit is newly provided with a comparator 50 which is an improvement of the comparator 5 of FIG. The comparator 50 includes, as a first-stage differential section, NPN transistors 11 and 12 having emitters connected to each other, resistors 13 and 14 connected between the collectors of the transistors 11 and 12 and the voltage power supply VCC, respectively, A current source 15 connected between the emitters of the transistors 11 and 12 and ground; resistors 16 and 17 connected to the bases of the transistors 11 and 12, respectively, and a reference voltage commonly connected to the other of the resistors 16 and 17 It has a source 18 and a capacitor 19 connected between the base of the transistor 11 and the output of the pulse noise detection circuit 4.
[0011]
Next, the comparator 50 includes a PNP transistor 20 having a base connected to the collector of the transistor 11, a PNP transistor 21 having an emitter connected to the emitter of the transistor 20, as a second-stage differential section, A current source 22 connected between the emitters of the transistors 20 and 21 and the voltage power supply VCC, a current source 23 connected between the collector of the transistor 20 and ground, and a transistor 21 connected to the voltage power supply VCC 24, a current source 25 connected between the other end of the resistor 24 and the ground, a base connected to the collector of the transistor 12, an emitter connected to the current source 22, and a transistor A PNP transistor 26 whose collector is connected to the collector of the transistor 20; The collector of the transistor 20 is connected to.
[0012]
A feature of the present invention is that a transistor 26 is provided. That is, here, the area S26 of the emitter of the transistor 26 is set smaller than the area S20 of the emitter of the transistor 20 (S20> S26).
If there is no pulse exceeding the reference voltage Vref of the reference voltage source 18 from the pulse noise detection circuit 4 in the capacitor 19 of the first-stage differential section, the current flowing to the base of the transistor 7 is zero, and the transistor 7 is cut off. I have.
[0013]
Next, when there is a pulse from the pulse noise detection circuit 4 exceeding the reference voltage Vref of the reference voltage source 18 in the capacitor 19 of the first-stage differential section, the current flowing between the emitter and the collector of the transistor 20 increases. On the other hand, the current flowing between the emitter and the collector of the transistor 26 decreases, but the decrease is due to the area of the emitter. However, the magnitude of the decrease is not as great as the magnitude of the increase in the current flowing between the emitter and the collector of the transistor 20. As a result, the increase in the combined current flowing between the emitters and collectors of transistors 20 and 26 is less than in the case of the increase in the current alone of transistor 20. That is, it is possible to reduce an increase in current to the transistor 7.
[0014]
In this way, it is possible to reduce the current to the transistor 7 and change the state of driving the transistor 7 from the conventional saturated state to the active state. When the transistor 7 is conducting, the magnitude of the discharge current from the capacitor 9 is suppressed.
FIG. 2 is a diagram for explaining a gate signal of the switch 3 (P-field effect transistor) caused by driving the transistor 7 according to the present invention. As shown in FIGS. 3A and 3B, in the case of noise having a large time density and small noise, the width of the output signal of the pulse noise detection circuit is small. Therefore, as shown in FIG. 4C, the transistor 7 is turned off and the capacitor 9 is charged and charged to the high level before the point B is set to the ground level due to the completion of the discharge of the capacitor 9 due to the conduction of the transistor 7. Since the return is performed earlier, the width of the gate signal can be reduced. Note that in the case of large noise, the width of the output signal of the pulse noise detection circuit is large, so that a signal having a wide gate width can be obtained as in the related art. Therefore, according to the present invention, unnecessary signals are not cut unnecessarily for small noise with a simple configuration.
[0015]
Figure 3 is a diagram illustrating another example of a noise canceller circuit. As shown in FIG. 3B, a variable capacitance diode 31 is provided in place of the conventional capacitor 9 of FIG. The variable capacitance diode 31 inputs the S signal of the radio receiving unit via the resistor 32, and reduces the capacitance of the capacitor during a medium electric field. The S signal is a signal having electric field strength information. Therefore, when the transistor 7 is turned on in the case of a medium electric field, the capacitance of the capacitor 7 is reduced, and the charging time is shortened.
[0016]
FIG. 4 is a diagram for explaining a gate signal of the switch 3 caused by driving the transistor 7 of FIG. As shown in the figure, when the time density is low as compared with the case where the time density is high, the charging time is short, so that the width of the gate signal can be reduced. For this reason, unnecessary signals are not cut off with a simple configuration.
[0017]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in the case of pulse noise having a small time density in a medium electric field at the time of reception, the width of the gate signal of the switch that cuts the noise can be reduced, and the signal component cut with the pulse noise can be reduced. It became possible to do.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a noise canceller circuit according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating a gate signal of a switch 3 caused by driving a transistor 7 according to the present invention.
3 is a diagram illustrating another example of a noise canceller circuit.
FIG. 4 is a diagram illustrating a gate signal of a switch 3 due to driving of a transistor 7 in FIG. 3;
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a conventional noise canceller circuit.
FIG. 6 is a diagram illustrating signal waveforms at various parts of the noise canceller circuit of FIG. 5;
FIG. 7 is a diagram illustrating a voltage waveform at a collector (point B) of a transistor 7;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Audio source 2, 9, 31 ... Capacitor 3 ... Switch 4 ... Pulse noise detection circuit 5, 50 ... Comparator 8 ... Current source 9 ... Transistor

Claims

In a noise canceller circuit that removes pulse noise mixed into audio signals,
A switch for cutting pulse noise mixed in the audio signal with a gate signal,
A capacitor that charges and discharges to open and close the switch and forms a gate signal;
A transistor for controlling charging and discharging of the capacitor;
A comparator that detects the pulse noise, outputs a detection signal exceeding a predetermined level to the base of the transistor, and conducts or cuts off the transistor,
A noise canceller circuit, wherein a current of a detection signal from the comparator to a base of the transistor is reduced, and a state of conducting the transistor is set to an active state.