JP3566139B2 - タイミング再生回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はタイミング再生回路に係り、特に、ディジタル直交変調方式のディジタル無線通信に用いられるタイミング再生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル無線通信用の受信機には、ディジタル信号の再生を可能とするため、受信信号からタイミング周波数（クロック周波数）を再生するタイミング再生回路を搭載する必要がある。ディジタル直交変調方式のディジタル無線通信で用いられるタイミング再生回路としては、例えば特開平６−１２０９９１号公報に開示される装置が知られている。
【０００３】
図４は、上記公報に開示される装置と同様の構成を有する従来のタイミング再生回路のブロック図を示す。図４において、符号１，２は第一の低域通過フィルタ、３，４は増幅器、５，６はＡ／Ｄ変換器、７，８は判定器、９，１０は第一の帯域通過フィルタ、１１，１２は掛け算器、１３は第一の固定遅延手段、１４は足し算器、１５は第二の帯域通過フィルタ、１６は分周器、１７は電圧制御発振器、１８は第二の低域通過フィルタ、１９は位相検出器、２０は第二の固定遅延手段である。
【０００４】
次に、従来のタイミング再生回路の動作について説明する。従来のタイミング再生回路は、ディジタル直交変調方式のディジタル無線通信に用いられる。ディジタル直交変調方式のディジタル無線通信では、９０度位相の異なる２つの搬送波が別個の情報信号で変調されて送信される。以下、それらの信号波のうち一方の信号波を「同相成分」と、また、同相成分に対して９０度位相のずれた信号波を「直交成分」と称す。
【０００５】
タイミング再生回路を搭載する受信機は、同相成分と直交成分とが混在する信号を受信し、公知の直交検波を行うことでその信号から同相成分と直交成分とを抽出し、更に、それらの信号成分を所定周波数のベースバンド信号に変換する。同相成分の信号に基づいて生成されたベースバンド信号、および直交成分の信号に基づいて生成されたベースバンド信号はそれぞれ別個のチャネルに供給される。以下、それらのチャネルを「Ｐｃｈ」および「Ｑｃｈ」と、また、それらのチャネルに供給されるベースバンド信号を「同相成分Ｐｃｈベースバンド信号」および「直交成分Ｑｃｈベースバンド信号」と称す。
【０００６】
図４に示す第一の低域通過フィルタ１には、「同相成分Ｐｃｈベースバンド信号」が供給される。また、図４に示す第一の低域通過フィルタ２には、「直交成分Ｑｃｈベースバンド信号」が供給される。尚、同相成分Ｐｃｈベースバンド信号と直交成分Ｑｃｈベースバンド信号とは、第一の低域通過フィルタ１，２に供給される段階では、互いに位相の等しい信号とされている。
【０００７】
同相成分Ｐｃｈベースバンド信号、および直交成分Ｑｃｈベースバンド信号はそれぞれ第一の低域通過フィルタ１，２を通過することにより、Ａ／Ｄ変換器５で処理可能な周波数帯域に帯域制限される。第一の低域通過フィルタ１，２を通過したベースバンド信号は増幅器３，４で必要なレベルに増幅された後、それぞれＡ／Ｄ変換器５，６に入力される。
【０００８】
同相成分Ｐｃｈベースバンド信号、および直交成分Ｑｃｈベースバンド信号には、直交変調方式によるディジタル無線通信の特性により、抽出すべきタイミング周波数（クロック周波数）の１／２の周波数成分がそれぞれ含まれている。以下、その成分を「１／２周波数成分」と称す。第一の帯域通過フィルタ９，１０は、ディジタル信号に変換されたＰｃｈ成分およびＱｃｈ成分から、上記の１／２周波数成分を抽出するように構成されている。
【０００９】
第一の帯域通過フィルタ９，１０で抽出された１／２周波数成分は、掛け算器１１，１２でそれぞれ自乗されることにより、その２倍の周波数成分に、すなわち、抽出すべきタイミング周波数と同じ周波数成分に変換される。また、掛け算器１１，１２でそれぞれ処理された信号成分は、足し算器１４で加算された後、第二の帯域通過フィルタに供給される。
【００１０】
第二の帯域通過フィルタ１５は、タイミング周波数近傍の周波数帯のみを通過させるように構成されている。従って、第二の帯域通過フィルタ１５によればＰｃｈベースバンド信号およびＱｃｈベースバンド信号と同期して変動するタイミング成分を抽出することができる。以下、この成分を「抽出タイミング」と称す。
【００１１】
第二の帯域通過フィルタ１５で抽出された抽出タイミングは、位相検出器１９に供給される。位相検出器１９には、また、タイミング周波数と同じ周波数で変動する再生タイミングが分周器１６から供給されている。位相検出器１９は、抽出タイミングと再生タイミングとの位相差を検出し、その位相差に応じた制御信号を、第二の低域通過フィルタ１８を介して電圧制御発振器１７に供給する。
【００１２】
電圧制御発振器１７は、位相検出器１９から供給される制御信号に基づいて、例えばタイミング周波数の２倍の周波数で変動する標本化タイミングを発生する。標本化タイミングは、第一の固定遅延手段１３を介してＡ／Ｄ変換器５，６に供給されると共に、分周器１６に供給される。分周器１６は、その標本化タイミングを周波数変換することで（例えば１／２にすることで）、上述した再生タイミングを生成する。従って、再生タイミングと標本化タイミングとは、互いに同期した信号となる。
【００１３】
電圧制御発振器１７は、位相検出器１９から供給される制御信号に基づいて、再生タイミングと抽出タイミングとの位相差が消滅するように標本化タイミングを生成する。従って、再生タイミングは、Ｐｃｈベースバンド信号およびＱｃｈベースバンド信号と同期して変動する信号となる。
【００１４】
分周器から出力された再生タイミングは、第二の固定遅延部２０を介して判定器７，８に供給される。判定器７，８は、その再生タイミングに基づいて、適当なタイミングでＡ／Ｄ変換器５，６の出力を読み込み、その出力のディジタル値を判定する。一方、Ａ／Ｄ変換器５，６は、電圧制御発振器１７から出力される標本化タイミングに基づいて、Ａ／Ｄ変換のためのサンプリング処理を行う。
【００１５】
従来のタイミング再生回路において、判定器７，８に正確な判定（ディジタル値の判定）を行わせるためには、同相成分Ｐｃｈベースバンド信号（アナログ信号）、および直交成分Ｑｃｈベースバンド信号（アナログ信号）が上限値または下限値となるタイミングでＡ／Ｄ変換器５，６にサンプリングを実行させ、また、同様のタイミングで判定器７，８にＡ／Ｄ変換器５，６の出力を読み込ませることが適当である。従って、Ａ／Ｄ変換器５，６が標本化タイミングを受けるタイミング、および判定器７，８が再生タイミングを受けるタイミングは、ベースバンド信号が上限値または下限値となるタイミングに一致していることが望ましい。
【００１６】
従来のタイミング再生回路において、再生タイミングの位相、および標本化タイミングの位相は抽出タイミングの位相を基準に決定される。ところで、抽出タイミングの生成過程では、信号の遅延を伴う処理、すなわち、第一および第二の帯域通過フィルタ９，１０，１５による処理が実行される。このため、同相成分Ｐｃｈベースバンド信号および直交成分Ｑｃｈベースバンド信号と、抽出タイミングとの間には、所定の位相差が存在する。従って、電圧制御発振器１７から標本化タイミングが発せられるタイミング、或いは分周器１６から再生タイミングが発せられるタイミングと、ＰｃｈまたはＱｃｈのベースバンド信号が上限値または下限値となるタイミングとの間には所定の時間差が存在する。
【００１７】
従来のタイミング再生回路において、第一の固定遅延手段１３の遅延特性、および第二の固定遅延手段２０の遅延特性は、それぞれ上述した時間差が消滅するように調整されている。このため、従来のタイミング再生回路において、Ａ／Ｄ変換器５，６は、アナログ信号をディジタル信号に変換するうえで好適なタイミングでサンプリング処理を実行することができ、また、判定器７，８は、ディジタル化された信号を好適なタイミングで取り込むことができる。従って、従来のタイミング再生回路によれば、精度良くディジタル値の判定を行うことができる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来のタイミング再生回路は、ＰｃｈとＱｃｈとに別個独立の遅延処理を施すことができなかった。より具体的には、ＰｃｈのＡ／Ｄ変換器５とＱｃｈのＡ／Ｄ変換器６、およびＰｃｈの判定器７と判定器８とに、それぞれ同一の遅延処理を施すことしかできなかった。このため、従来のタイミング再生回路によっては、第一の低域通過フィルタ１，２や増幅器３，４にて発生するＰ−Ｑ間の遅延量の偏差を調整することが出来なかった。
【００１９】
このような遅延量の偏差は、再生タイミングの周波数が低い場合はあまり問題とならないが、再生タイミング周波数が高い場合には無視できなくなり、ＢＥＲの劣化等の原因となる。その影響は、特に多値直交変調方式において顕著に現れる。
【００２０】
また、従来のタイミング再生回路において、Ａ／Ｄ変換器５，６における標本化タイミング、および判定器７，８における再生タイミングを適正な時期とするためには、第一および第二の固定遅延手段１３，２０の遅延特性を調整することが必要である。このため、従来のタイミング再生回路は、回路毎に調整工数がかかるという問題を有していた。
【００２１】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、複数のチャネル間の遅延量の偏差を自動的に調整することのできるタイミング再生回路を提供することを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、ディジタル直交変調方式で、受信信号から変調信号のタイミング成分を再生するために用いられるタイミング再生回路であって、
直交検波された同相成分のアナログ信号を、標本化タイミング毎にディジタル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、
直交検波された直交成分のアナログ信号を、標本化タイミング毎にディジタル信号に変換する第二のＡ／Ｄ変換器と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器の一方の出力に基づいてクロックのタイミングを抽出する第一のタイミング抽出手段と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器の他方の出力に基づいてクロックのタイミングを抽出する第二のタイミング抽出手段と、
前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングに基づいて標本化タイミングを生成する標本化タイミング生成手段と、
前記標本化タイミングを所定の遅延時間の後に前記一方のＡ／Ｄ変換器に供給する固定遅延手段と、
前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと前記第二のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとの位相差に基づいて設定した遅延時間の後に、前記標本化タイミングを前記他方のＡ／Ｄ変換器に供給する可変遅延手段と、
を備えることを特徴とするものである。
【００２３】
請求項２記載の発明は、ディジタル直交変調方式で、受信信号から変調信号のタイミング成分を再生するために用いられるタイミング再生回路であって、
直交検波された同相成分のアナログ信号を、標本化タイミング毎にディジタル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、
直交検波された直交成分のアナログ信号を、標本化タイミング毎にディジタル信号に変換する第二のＡ／Ｄ変換器と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器の一方の出力に基づいてクロックのタイミングを抽出する第一のタイミング抽出手段と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器の他方の出力に基づいてクロックのタイミングを抽出する第二のタイミング抽出手段と、
前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングに基づいて標本化タイミングを生成し、その標本化タイミングを前記第一および第二のＡ／Ｄ変換器に供給する標本化タイミング生成手段と、
前記同相或いは直交成分のアナログ信号を所定の遅延時間の後に前記一方のＡ／Ｄ変換器に供給する固定遅延手段と、
前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと前記第二のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとの位相差に基づいて設定した遅延時間の後に、前記同相或いは直交成分のアナログ信号を前記他方のＡ／Ｄ変換器に供給する可変遅延手段と、
を備えることを特徴とするものである。
【００２４】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載のタイミング再生回路であって、
前記固定遅延手段の遅延特性は、前記一方のＡ／Ｄ変換器に供給されるアナログ信号のアイパターンが最も開くタイミングと、前記標本化タイミングが前記一方のＡ／Ｄ変換器に供給されるタイミングとが一致するように予め設定されていることを特徴とするものである。
【００２５】
請求項４記載の発明は、請求項１乃至３の何れか１項記載のタイミング再生回路であって、
前記可変遅延手段の遅延特性は、前記他方のＡ／Ｄ変換器に供給されるアナログ信号のアイパターンが最も開くタイミングと、前記標本化タイミングが前記他方のＡ／Ｄ変換器に供給されるタイミングとが一致するように、前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと前記第二のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとの位相差に基づいて制御されることを特徴とするものである。
【００２６】
請求項５記載の発明は、ディジタル直交変調方式で、受信信号から変調信号のタイミング成分を再生するために用いられるタイミング再生回路であって、
直交検波された同相成分のアナログ信号を、標本化タイミング毎にディジタル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、
直交検波された直交成分のアナログ信号を、標本化タイミング毎にディジタル信号に変換する第二のＡ／Ｄ変換器と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器の一方の出力に基づいてクロックのタイミングを抽出する第一のタイミング抽出手段と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器の他方の出力に基づいてクロックのタイミングを抽出する第二のタイミング抽出手段と、
前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングに基づいて標本化タイミングを生成し、その標本化タイミングを前記第一および第二のＡ／Ｄ変換器に供給する標本化タイミング生成手段と、
前記一方のＡ／Ｄ変換器から出力されるディジタル値を、所定の遅延時間後の標本化により得られるディジタル値に変換する固定遅延手段と、
前記他方のＡ／Ｄ変換器から出力されるディジタル値を、前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと前記第二のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとの位相差に基づいて設定した遅延時間後の標本化により得られるディジタル値に変換する可変遅延手段と、
を備えることを特徴とするものである。
【００２７】
請求項６記載の発明は、請求項５記載のタイミング再生回路であって、
前記一方のＡ／Ｄ変換器がアイパターンの最も開くタイミングでアナログ信号を標本化することで得られるディジタル値と、前記固定遅延手段によって変換されるディジタル値とが一致するように、前記固定遅延手段の遅延特性が予め設定されていることを特徴とするものである。
【００２８】
請求項７記載の発明は、請求項５または６記載のタイミング再生回路であって、
前記他方のＡ／Ｄ変換器がアイパターンの最も開くタイミングでアナログ信号を標本化することで得られるディジタル値と、前記可変遅延手段によって変換されるディジタル値とが一致するように、前記可変遅延手段の遅延特性が前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと前記第二のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとの位相差に基づいて制御されることを特徴とするものである。
【００２９】
請求項８記載の発明は、請求項１乃至７の何れか１項に記載のタイミング再生回路であって、
前記標本化タイミング生成手段は、
前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと同期して、そのタイミングの正数倍の周波数で変動する標本化タイミングを発生する電圧制御発振器と、
前記標本化タイミングを分周することにより、前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと同じ周期で変動する再生タイミングを生成する分周器とを備え、
前記電圧制御発振器は、前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと前記再生タイミングとの位相差とが無くなるように前記標本化タイミングを生成し、
前記可変遅延手段は、前記再生タイミングを前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとして前記遅延時間を設定することを特徴とするものである。
【００３０】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、図１を参照して本発明の実施の形態１のタイミング再生回路について説明する。
図１は、本実施形態のタイミング再生回路のブロック図を示す。図１において、符号１，２は第一の低域通過フィルタ、３，４は増幅器、５，６はＡ／Ｄ変換器、７，８は判定器、９，１０は第一の帯域通過フィルタ、１１，１２は掛け算器、１５，１０４は第二の帯域通過フィルタ、１６は分周器、１７は電圧制御発振器、１８は第二の低域通過フィルタ、１９，１０３は位相検出器、１０１は可変遅延手段、１０２は第三の低域通過フィルタ、１０５は第三の固定遅延手段である。
【００３１】
本実施形態のタイミング再生回路は、ディジタル直交変調方式のディジタル無線通信に用いられる。ディジタル直交変調方式のディジタル無線通信では、９０度位相の異なる２つの信号波、すなわち、同相成分および直交成分が送信される。タイミング再生回路は、受信機側でディジタル信号を再生するために、上記の如く送信される信号からタイミング周波数（クロック周波数）を再生する回路である。
【００３２】
タイミング再生回路を搭載する受信機は、公知の直交検波を行うことで、同相成分と直交成分とが混在する信号から同相成分と直交成分とを抽出し、更に、それらの信号成分を所定周波数のベースバンド信号に変換する。同相成分のベースバンド信号（同相成分Ｐｃｈベースバンド信号）と、直交成分のベースバンド信号（直交成分Ｑｃｈベースバンド信号）とは、それぞれ別個のチャネル、すなわち、ＰｃｈおよびＱｃｈに供給される。
【００３３】
以下、本実施形態のタイミング再生回路の動作について詳細に説明する。本実施形態のタイミング再生回路が図４に示す従来の回路と異なる点は、ＰｃｈおよびＱｃｈのそれぞれが別々に位相差の検出を行っていることである。
【００３４】
図１に示す第一の低域通過フィルタ１には、「同相成分Ｐｃｈベースバンド信号」が供給される。また、図１に示す第一の低域通過フィルタ２には、「直交成分Ｑｃｈベースバンド信号」が供給される。尚、同相成分Ｐｃｈベースバンド信号と直交成分Ｑｃｈベースバンド信号とは、第一の低域通過フィルタ１，２に供給される段階では、互いに位相の等しい信号とされている。
【００３５】
同相成分Ｐｃｈベースバンド信号、および直交成分Ｑｃｈベースバンド信号はそれぞれ第一の低域通過フィルタ１，２を通過することにより、Ａ／Ｄ変換器５で処理可能な周波数帯域に帯域制限される。第一の低域通過フィルタ１，２で帯域制限されたベースバンド信号は増幅器３，４で必要なレベルに増幅された後、それぞれＡ／Ｄ変換器５，６に入力される。
【００３６】
同相成分Ｐｃｈベースバンド信号、および直交成分Ｑｃｈベースバンド信号には、直交変調方式によるディジタル無線通信の特性により、抽出すべきタイミング周波数（クロック周波数）の１／２の周波数成分がそれぞれ含まれている。第一の帯域通過フィルタ９，１０は、ディジタル信号に変換されたＰｃｈ成分およびＱｃｈ成分から、上記の１／２周波数成分を抽出するように構成されている。
【００３７】
第一の帯域通過フィルタ９，１０で抽出された１／２周波数成分は、掛け算器１１，１２でそれぞれ自乗されることにより、その２倍の周波数成分に、すなわち、抽出すべきタイミング周波数と同じ周波数成分に変換される。掛け算器１１，１２でそれぞれ処理された信号成分は、第二の帯域通過フィルタ１５または１０４に供給される。
【００３８】
第二の帯域通過フィルタ１５、１０４は、タイミング周波数近傍の周波数帯のみを通過させるように構成されている。従って、第二の帯域通過フィルタ１５、１０４によれば、それぞれＰｃｈベースバンド信号またはＱｃｈベースバンド信号と同期して、抽出すべきタイミング周波数で変動する成分を抽出することができる。以下、これらの成分を「抽出タイミング」と称す。
【００３９】
本実施形態のタイミング再生回路において、Ｑｃｈの帯域通過フィルタ１０４で抽出された抽出タイミングは位相検出器１９に供給される。位相検出器１９には、また、タイミング周波数と同じ周波数で変動する再生タイミングが分周器１６から供給されている。位相検出器１９は、抽出タイミングと再生タイミングとの位相差を検出し、その位相差に応じた制御信号を、第二の低域通過フィルタ１８を介して電圧制御発振器１７に供給する。
【００４０】
電圧制御発振器１７は、位相検出器１９から供給される制御信号に基づいて、例えばタイミング周波数の２倍の周波数で変動する標本化タイミングを発生する。標本化タイミングは、可変遅延手段１０１を介してＰｃｈのＡ／Ｄ変換器５に供給され、第三の固定遅延手段１０５を介してＱｃｈのＡ／Ｄ変換器６に供給され、更に、電圧制御発振器１７から直接分周器１６に供給される。分周器１６は、その標本化タイミングを周波数変換することで（例えば１／２にすることで）、上述した再生タイミングを生成する。従って、再生タイミングと標本化タイミングとは、互いに同期した信号となる。
【００４１】
電圧制御発振器１７は、位相検出器１９から供給される制御信号に基づいて、Ｑｃｈで抽出された抽出タイミングの位相と再生タイミングの位相とが一致するように標本化タイミングを生成する。従って、再生タイミングは、直交成分Ｑｃｈベースバンド信号と同期して変動する信号となる。
【００４２】
分周器から出力された再生タイミングは判定器７，８に供給される。判定器７，８は、その再生タイミングに基づいて適当なタイミングでＡ／Ｄ変換器５，６の出力を読み込み、その出力のディジタル値を判定する。一方、Ａ／Ｄ変換器５，６は、可変遅延手段１０１、或いは第三の固定遅延手段１０５を介して供給される標本化タイミングに基づいて、Ａ／Ｄ変換のためのサンプリング処理を行う。
【００４３】
本実施形態のタイミング再生回路において、Ｐｃｈに配置された第二の帯域通過フィルタ１５で抽出された抽出タイミングは、位相検出器１０３に供給される。位相検出器１０３には、また、分周器１６で生成される再生タイミング、すなわち、直交成分Ｑｃｈベースバンド信号と同期して変動する再生タイミングが供給されている。位相検出器１０３は、Ｐｃｈで抽出された抽出タイミングと、Ｑｃｈで生成された再生タイミングとの位相差を検出し、その位相差に応じた制御信号を第三の低域通過フィルタ１０２を介して可変遅延手段１０１に供給する。可変遅延手段１０１は、上記の如く供給される制御信号に基づいて適当な遅延特性を実現し、その遅延特性に応じたタイミングで標本化タイミングをＡ／Ｄ変換器５に供給する。
【００４４】
本実施形態のタイミング再生回路において、判定器７，８に正確な判定（ディジタル値の判定）を行わせるためには、同相成分Ｐｃｈベースバンド信号（アナログ信号）のアイパターンが最も開くタイミングでＡ／Ｄ変換器５にサンプリングを実行させ、かつ、直交成分Ｑｃｈベースバンド信号（アナログ信号）のアイパターンが最も開くタイミングでＡ／Ｄ変換器６にサンプリングを実行させることが適当である。尚、上記のアイパターンは、直交成分Ｑｃｈベースバンド信号をオシロスコープ等を用いて公知の手法で観測することにより得られるパターンである。アナログ信号のアイパターンは、その信号が最も大きく振幅するタイミングで最も大きく開いた状態となる。従って、Ａ／Ｄ変換器５，６が標本化タイミングを受けるタイミングは、Ａ／Ｄ変換器５，６の入力段に到達するベースバンド信号のアイパターンが最も開くタイミング（例えば、その信号が上限値または下限値となるタイミング）に一致していることが望ましい。
【００４５】
本実施形態のタイミング再生回路において、分周器１６で生成される再生タイミングの位相、および電圧制御発振器１７で生成される標本化タイミングの位相は、Ｑｃｈで抽出される抽出タイミングの位相を基準に決定される。ところで、Ｑｃｈで抽出される抽出タイミングの位相と、Ａ／Ｄ変換器６の入力段における直交成分Ｑｃｈベースバンド信号の位相との間には、第一および第二の帯域通過フィルタ１０，１０４に起因する位相差が存在する。このため、電圧制御発振器１７から標本化タイミングが発せられるタイミングと、直交成分Ｑｃｈベースバンド信号がＡ／Ｄ変換器６の入力段で最も大きな振幅を示すタイミングとの間には所定の時間差が存在する。
【００４６】
本実施形態において、第三の固定遅延手段１０５の遅延特性は、その時間差が相殺されるように調整される。より具体的には、第三の固定遅延手段１０５の遅延特性は、直交成分Ｑｃｈベースバンド信号のアイパターンが最も開くタイミングと、電圧制御発振器１７で発せられる標本化タイミングとが一致するように調整されている。従って、本実施形態の装置において、Ａ／Ｄ変換器６では、直交成分Ｑｃｈベースバンド信号が最も大きく振幅するタイミングで、例えば、その信号が上限値或いは下限値となるタイミングでサンプリング処理が実行される。その結果、Ｑｃｈの判定器８では、精度良くディジタル値の判定が行われる。
【００４７】
本実施形態のタイミング再生回路において、同相成分Ｐｃｈベースバンド信号の位相と、直交成分Ｑｃｈベースバンド信号の位相との間には、第一の低域通過フィルタ１，２や増幅器３，４の遅延特性の相違により、Ａ／Ｄ変換器５、６の入力段において一致しない場合がある。このため、Ａ／Ｄ変換器５に対して、Ａ／Ｄ変換器６と同じタイミングで標本化タイミングを供給した場合は、同相成分Ｐｃｈベースバンド信号を最適なタイミングでサンプリングすることができないことがある。
【００４８】
本実施形態のタイミング再生回路において、Ｐｃｈの可変遅延手段１０１は、Ｐｃｈで抽出された抽出タイミングとＱｃｈで生成された再生タイミングとの位相差に基づいて、適当な遅延特性を実現する。より具体的には、可変遅延手段１０１は、上記の位相差に基づいて、同相成分Ｐｃｈベースバンド信号のアイパターンが最も開くタイミングと、可変遅延手段１０１を介してＡ／Ｄ変換器５に供給される標本化タイミングとが一致するように制御される。この場合、第一の低域通過フィルタ１，２や増幅器３，４の遅延特性の相違に関わらず、常に精度良く同相成分Ｐｃｈベースバンド信号を最適なタイミングでサンプリングすることが可能となる。従って、本実施形態のタイミング再生回路によれば、Ｐｃｈの遅延手段の調整に工数をかけることなく、Ｑｃｈの判定部８と同様にＰｃｈの判定部７においても精度良くディジタル値を判定することができる。
【００４９】
尚、上記の実施形態においては、Ａ／Ｄ変換器６が前記請求項１記載の「第一のＡ／Ｄ変換器」に、Ａ／Ｄ変換器５が前記請求項１記載の「第二のＡ／Ｄ変換器」に、掛け算器１２および第二の帯域通過フィルタ１０４が前記請求項１記載の「第一のタイミング抽出手段」に、掛け算器１１および第二の帯域通過フィルタ１５が前記請求項１記載の「第二のタイミング抽出手段」に、分周器１６、電圧制御発振器１７、第二の低域通過フィルタ１８、および位相差検出器１９が前記請求項１記載の「標本化タイミング生成手段」に、それぞれ相当している。
【００５０】
実施の形態２．
次に、図２を参照して本発明の実施の形態２のタイミング再生回路について説明する。
図２は、本実施形態のタイミング再生回路のブロック図を示す。図２において、符号１，２は第一の低域通過フィルタ、３，４は増幅器、５，６はＡ／Ｄ変換器、７，８は判定器、９，１０は第一の帯域通過フィルタ、１１，１２は掛け算器、１５，１０４は第二の帯域通過フィルタ、１６は分周器、１７は電圧制御発振器、１８は第二の低域通過フィルタ、１９，１０３は位相検出器、２０は第二の固定遅延手段、１０２は第三の低域通過フィルタ、１０６は第二の可変遅延手段、１０７は第四の固定遅延手段である。
【００５１】
本実施形態のタイミング再生回路が図１に示す実施の形態１の回路と異なる点は、Ｐｃｈの可変遅延手段１０６およびＱｃｈの固定遅延手段１０７が、標本化タイミングを遅延させるのではなく、標本化タイミングに合うようにアナログのベースバンド信号をそれぞれ適当に遅延させるところである。このような構成によれば、実施の形態１の場合と同様に、第一の低域通過フィルタ１，２および増幅器３，４の遅延特性の相違に関わらず、Ｐｃｈの判定器７およびＱｃｈの判定器８の双方において、精度良くディジタル値を判定することが可能となる。
【００５２】
本実施形態において、再生タイミングの位相、すなわち、抽出タイミングの位相と、Ａ／Ｄ変換器５，６の入力段におけるベースバンド信号の位相との差は、判定器７，８と分周器１６との間に配置される第二の固定遅延手段により補償されている。本実施形態のタイミング再生回路は、例えばタイミング周波数が高く、ディジタル処理で遅延時間を制御することができない場合等に有効である。
【００５３】
尚、上記の実施形態においては、Ａ／Ｄ変換器６が前記請求項２記載の「第一のＡ／Ｄ変換器」に、Ａ／Ｄ変換器５が前記請求項２記載の「第二のＡ／Ｄ変換器」に、掛け算器１２および第二の帯域通過フィルタ１０４が前記請求項２記載の「第一のタイミング抽出手段」に、掛け算器１１および第二の帯域通過フィルタ１５が前記請求項２記載の「第二のタイミング抽出手段」に、分周器１６、電圧制御発振器１７、第二の低域通過フィルタ１８、および位相差検出器１９が前記請求項２記載の「標本化タイミング生成手段」に、それぞれ相当している。
【００５４】
実施の形態３．
次に、図３を参照して本発明の実施の形態３のタイミング再生回路について説明する。
図３は、本実施形態のタイミング再生回路のブロック図を示す。図３において、符号１，２は第一の低域通過フィルタ、３，４は増幅器、５，６はＡ／Ｄ変換器、７，８は判定器、９，１０は第一の帯域通過フィルタ、１１，１２は掛け算器、１５，１０４は第二の帯域通過フィルタ、１６は分周器、１７は電圧制御発振器、１８は第二の低域通過フィルタ、１９，１０３は位相検出器、２０は第二の固定遅延手段、１０２は第三の低域通過フィルタ、１０８は第三の可変遅延手段、１０９は第五の固定遅延手段である。
【００５５】
本実施形態のタイミング再生回路が図１に示す実施の形態１の回路と異なる点は、Ｐｃｈの可変遅延手段１０８およびＱｃｈの固定遅延手段１０９が、標本化タイミングを遅延させるのではなく、Ａ／Ｄ変換器５，６でディジタル化されたベースバンド信号を再生タイミングに対して最適な識別情報に変換するところである。
【００５６】
すなわち、本実施形態において、Ａ／Ｄ変換器５，６は、それぞれ電圧制御発振器１７から標本化タイミングが発せられるタイミングでベースバンド信号のサンプリング処理を実行する。電圧制御発振器１７から標本化タイミングが発せられるタイミングは、ベースバンド信号のアイパターンが最も開くタイミング（例えば、ベースバンド信号が上限値または下限値となるタイミング）と相違している。従って、Ａ／Ｄ変換器５，６がサンプリングするアナログデータは、ディジタル値の判定を行ううえで最適なデータではない。
【００５７】
Ｐｃｈの可変遅延手段１０８、およびＱｃｈの固定遅延手段１０９は、それぞれＡ／Ｄ変換器５，６から出力される出力信号と標本化タイミングとの位相差を検出し、その位相差を消滅させるための所定の遅延処理を実行することで、Ａ／Ｄ変換器５，６の出力信号を最適な識別信号に変換する。より具体的には、Ｐｃｈの可変遅延手段１０８は、Ｐｃｈの抽出タイミングとＱｃｈで生成された再生タイミングとの位相差に基づいて、同相成分Ｐｃｈベースバンド信号（アナログ信号）のアイパターンが最も開くタイミング（例えば、その信号が上限値または下限値となるタイミング）でサンプリングされた場合に得られる識別信号（ディジタル信号）を生成する。一方、Ｑｃｈの固定遅延手段１０９は、直交成分Ｑｃｈベースバンド信号（アナログ信号）のアイパターンが最も開くタイミング（例えば、その信号が上限値または下限値となるタイミング）でサンプリングが行われた場合に得られる識別信号（ディジタル信号）が生成されるように調整されている。
【００５８】
このような構成によれば、実施の形態１の場合と同様に、第一の低域通過フィルタ１，２および増幅器３，４の遅延特性の相違に関わらず、Ｐｃｈの判定器７およびＱｃｈの判定器８の双方において、精度良くディジタル値を判定することが可能となる。
【００５９】
尚、上記の実施形態においては、Ａ／Ｄ変換器６が前記請求項５記載の「第一のＡ／Ｄ変換器」に、Ａ／Ｄ変換器５が前記請求項５記載の「第二のＡ／Ｄ変換器」に、掛け算器１２および第二の帯域通過フィルタ１０４が前記請求項５記載の「第一のタイミング抽出手段」に、掛け算器１１および第二の帯域通過フィルタ１５が前記請求項５記載の「第二のタイミング抽出手段」に、分周器１６、電圧制御発振器１７、第二の低域通過フィルタ１８、および位相差検出器１９が前記請求項５記載の「標本化タイミング生成手段」に、それぞれ相当している。
【００６０】
ところで、上述した実施の形態１乃至３では、Ｑｃｈ側の再生タイミングを基準として各チャネルの位相差を検出することとしているが、本発明はこれに限定されるものではなく、Ｐｃｈ側を基準にして各チャネルの位相差を検出することとしてもよい。
【００６１】
また、上述した実施の形態１乃至３では、Ｑｃｈにおいて再生タイミングの同期を確立する処理が実行されている間に、遅延時間差を調整するための制御を実行することとしているが、本発明はこれに限定されるものではなく、Ｑｃｈ（またはＰｃｈ）において再生タイミングの同期が確立した後に、遅延時間差の調整制御を実行することとしてもよい。
【００６２】
また、上述した実施の形態１乃至３では、ＰｃｈおよびＱｃｈを流れる信号の帯域を、主に第一の低域通過フィルタ１，２で制限することとしているが、本発明はこれに限定されるものではなく、Ａ／Ｄ変換器５，６の後段にディジタルフィルタを追加することとしてもよい。
【００６３】
【発明の効果】
この発明は以上説明したように構成されているので、以下に示すような効果を奏する。
請求項１または２記載の発明によれば、同相成分および直交成分の一方の供給を受けるチャネルにおいては固定遅延手段により、アナログ信号の変動タイミングと標本化タイミングとを一致させることができる。また、他方のチャネルでは、可変遅延手段により、自動的にアナログ信号の変動タイミングと標本化タイミングとを一致させることができる。このため、本発明によれば、２つのチャネルにおける遅延特性の相違を自動的に補償して、調整工数の削減、およびＢＥＲ劣化の防止を図りつつ、高精度なディジタル処理を行うことができる。
【００６４】
請求項３記載の発明によれば、固定遅延手段を備えるチャネルのＡ／Ｄ変換器において、最適なタイミングでアナログ信号のサンプリングを行うことができる。従って、本発明によれば、そのチャネルにおいて精度良くディジタル値を判別することができる。
【００６５】
請求項４記載の発明によれば、可変遅延手段を備えるチャネルのＡ／Ｄ変換器において、最適なタイミングでアナログ信号のサンプリングを行うことができる。従って、本発明によれば、そのチャネルにおいて精度良くディジタル値を判別することができる。
【００６６】
請求項５記載の発明によれば、アナログ信号のアイパターンが最も大きく開くタイミング、すなわち、アナログ信号に大きな振幅が生ずるタイミングと標本化タイミングとが一致していないにも関わらず、一方のチャネルではその不一致を固定遅延手段によって補償することができ、他方のチャネルでは可変遅延手段によってその不一致を補償することができる。このため、本発明によれば、２つのチャネルにおける遅延特性の相違を自動的に補償して、調整工数の削減、およびＢＥＲ劣化の防止を図りつつ、高精度なディジタル処理を行うことができる。
【００６７】
請求項６記載の発明によれば、固定遅延手段を備えるチャネルにおいて、ディジタル値を判定するうえで最適な変換値を得ることができる。従って、本発明によれば、そのチャネルにおいて精度良くディジタル値を判別することができる。
【００６８】
請求項７記載の発明によれば、可変遅延手段を備えるチャネルにおいて、ディジタル値を判定するうえで最適な変換値を得ることができる。従って、本発明によれば、そのチャネルにおいて精度良くディジタル値を判別することができる。
【００６９】
請求項８記載の発明によれば、可変遅延手段は、分周器で生成される再生タイミングを第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとして遅延時間を設定することができる。再生タイミングは、第一のタイミング抽出手段が受信信号から抽出する信号に比して整った波形を有している。このため、本発明によれば、可変遅延手段における遅延時間を精度良く設定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１のタイミング再生回路のブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態２のタイミング再生回路のブロック図である。
【図３】本発明の実施の形態３のタイミング再生回路のブロック図である。
【図４】従来のタイミング再生回路のブロック図である。
【符号の説明】
１，２ 第一の低域通過フィルタ、 ３，４ 増幅器、 ５，６ Ａ／Ｄ変換器、 ７，８ 判定器、９，１０ 第一の帯域通過フィルタ、 １１，１２ 掛け算器、 １３ 固定遅延手段、 １４ 足し算器、 １５，１０４ 第二の帯域通過フィルタ、 １６ 分周器、 １７電圧制御発振器、１８ 第二の低域通過フィルタ、 １９，１０３ 位相検出部、 ２０第二の固定遅延手段、 １０１ 可変遅延手段、 １０２ 第三の低域通過フィルタ、 １０５ 第三の固定遅延手段、 １０６ 第二の可変遅延手段、 １０７ 第四の固定遅延手段、 １０８ 第三の可変遅延手段、 １０９ 第五の固定遅延手段
【発明の属する技術分野】
本発明はタイミング再生回路に係り、特に、ディジタル直交変調方式のディジタル無線通信に用いられるタイミング再生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ディジタル無線通信用の受信機には、ディジタル信号の再生を可能とするため、受信信号からタイミング周波数（クロック周波数）を再生するタイミング再生回路を搭載する必要がある。ディジタル直交変調方式のディジタル無線通信で用いられるタイミング再生回路としては、例えば特開平６−１２０９９１号公報に開示される装置が知られている。
【０００３】
図４は、上記公報に開示される装置と同様の構成を有する従来のタイミング再生回路のブロック図を示す。図４において、符号１，２は第一の低域通過フィルタ、３，４は増幅器、５，６はＡ／Ｄ変換器、７，８は判定器、９，１０は第一の帯域通過フィルタ、１１，１２は掛け算器、１３は第一の固定遅延手段、１４は足し算器、１５は第二の帯域通過フィルタ、１６は分周器、１７は電圧制御発振器、１８は第二の低域通過フィルタ、１９は位相検出器、２０は第二の固定遅延手段である。
【０００４】
次に、従来のタイミング再生回路の動作について説明する。従来のタイミング再生回路は、ディジタル直交変調方式のディジタル無線通信に用いられる。ディジタル直交変調方式のディジタル無線通信では、９０度位相の異なる２つの搬送波が別個の情報信号で変調されて送信される。以下、それらの信号波のうち一方の信号波を「同相成分」と、また、同相成分に対して９０度位相のずれた信号波を「直交成分」と称す。
【０００５】
タイミング再生回路を搭載する受信機は、同相成分と直交成分とが混在する信号を受信し、公知の直交検波を行うことでその信号から同相成分と直交成分とを抽出し、更に、それらの信号成分を所定周波数のベースバンド信号に変換する。同相成分の信号に基づいて生成されたベースバンド信号、および直交成分の信号に基づいて生成されたベースバンド信号はそれぞれ別個のチャネルに供給される。以下、それらのチャネルを「Ｐｃｈ」および「Ｑｃｈ」と、また、それらのチャネルに供給されるベースバンド信号を「同相成分Ｐｃｈベースバンド信号」および「直交成分Ｑｃｈベースバンド信号」と称す。
【０００６】
図４に示す第一の低域通過フィルタ１には、「同相成分Ｐｃｈベースバンド信号」が供給される。また、図４に示す第一の低域通過フィルタ２には、「直交成分Ｑｃｈベースバンド信号」が供給される。尚、同相成分Ｐｃｈベースバンド信号と直交成分Ｑｃｈベースバンド信号とは、第一の低域通過フィルタ１，２に供給される段階では、互いに位相の等しい信号とされている。
【０００７】
同相成分Ｐｃｈベースバンド信号、および直交成分Ｑｃｈベースバンド信号はそれぞれ第一の低域通過フィルタ１，２を通過することにより、Ａ／Ｄ変換器５で処理可能な周波数帯域に帯域制限される。第一の低域通過フィルタ１，２を通過したベースバンド信号は増幅器３，４で必要なレベルに増幅された後、それぞれＡ／Ｄ変換器５，６に入力される。
【０００８】
同相成分Ｐｃｈベースバンド信号、および直交成分Ｑｃｈベースバンド信号には、直交変調方式によるディジタル無線通信の特性により、抽出すべきタイミング周波数（クロック周波数）の１／２の周波数成分がそれぞれ含まれている。以下、その成分を「１／２周波数成分」と称す。第一の帯域通過フィルタ９，１０は、ディジタル信号に変換されたＰｃｈ成分およびＱｃｈ成分から、上記の１／２周波数成分を抽出するように構成されている。
【０００９】
第一の帯域通過フィルタ９，１０で抽出された１／２周波数成分は、掛け算器１１，１２でそれぞれ自乗されることにより、その２倍の周波数成分に、すなわち、抽出すべきタイミング周波数と同じ周波数成分に変換される。また、掛け算器１１，１２でそれぞれ処理された信号成分は、足し算器１４で加算された後、第二の帯域通過フィルタに供給される。
【００１０】
第二の帯域通過フィルタ１５は、タイミング周波数近傍の周波数帯のみを通過させるように構成されている。従って、第二の帯域通過フィルタ１５によればＰｃｈベースバンド信号およびＱｃｈベースバンド信号と同期して変動するタイミング成分を抽出することができる。以下、この成分を「抽出タイミング」と称す。
【００１１】
第二の帯域通過フィルタ１５で抽出された抽出タイミングは、位相検出器１９に供給される。位相検出器１９には、また、タイミング周波数と同じ周波数で変動する再生タイミングが分周器１６から供給されている。位相検出器１９は、抽出タイミングと再生タイミングとの位相差を検出し、その位相差に応じた制御信号を、第二の低域通過フィルタ１８を介して電圧制御発振器１７に供給する。
【００１２】
電圧制御発振器１７は、位相検出器１９から供給される制御信号に基づいて、例えばタイミング周波数の２倍の周波数で変動する標本化タイミングを発生する。標本化タイミングは、第一の固定遅延手段１３を介してＡ／Ｄ変換器５，６に供給されると共に、分周器１６に供給される。分周器１６は、その標本化タイミングを周波数変換することで（例えば１／２にすることで）、上述した再生タイミングを生成する。従って、再生タイミングと標本化タイミングとは、互いに同期した信号となる。
【００１３】
電圧制御発振器１７は、位相検出器１９から供給される制御信号に基づいて、再生タイミングと抽出タイミングとの位相差が消滅するように標本化タイミングを生成する。従って、再生タイミングは、Ｐｃｈベースバンド信号およびＱｃｈベースバンド信号と同期して変動する信号となる。
【００１４】
分周器から出力された再生タイミングは、第二の固定遅延部２０を介して判定器７，８に供給される。判定器７，８は、その再生タイミングに基づいて、適当なタイミングでＡ／Ｄ変換器５，６の出力を読み込み、その出力のディジタル値を判定する。一方、Ａ／Ｄ変換器５，６は、電圧制御発振器１７から出力される標本化タイミングに基づいて、Ａ／Ｄ変換のためのサンプリング処理を行う。
【００１５】
従来のタイミング再生回路において、判定器７，８に正確な判定（ディジタル値の判定）を行わせるためには、同相成分Ｐｃｈベースバンド信号（アナログ信号）、および直交成分Ｑｃｈベースバンド信号（アナログ信号）が上限値または下限値となるタイミングでＡ／Ｄ変換器５，６にサンプリングを実行させ、また、同様のタイミングで判定器７，８にＡ／Ｄ変換器５，６の出力を読み込ませることが適当である。従って、Ａ／Ｄ変換器５，６が標本化タイミングを受けるタイミング、および判定器７，８が再生タイミングを受けるタイミングは、ベースバンド信号が上限値または下限値となるタイミングに一致していることが望ましい。
【００１６】
従来のタイミング再生回路において、再生タイミングの位相、および標本化タイミングの位相は抽出タイミングの位相を基準に決定される。ところで、抽出タイミングの生成過程では、信号の遅延を伴う処理、すなわち、第一および第二の帯域通過フィルタ９，１０，１５による処理が実行される。このため、同相成分Ｐｃｈベースバンド信号および直交成分Ｑｃｈベースバンド信号と、抽出タイミングとの間には、所定の位相差が存在する。従って、電圧制御発振器１７から標本化タイミングが発せられるタイミング、或いは分周器１６から再生タイミングが発せられるタイミングと、ＰｃｈまたはＱｃｈのベースバンド信号が上限値または下限値となるタイミングとの間には所定の時間差が存在する。
【００１７】
従来のタイミング再生回路において、第一の固定遅延手段１３の遅延特性、および第二の固定遅延手段２０の遅延特性は、それぞれ上述した時間差が消滅するように調整されている。このため、従来のタイミング再生回路において、Ａ／Ｄ変換器５，６は、アナログ信号をディジタル信号に変換するうえで好適なタイミングでサンプリング処理を実行することができ、また、判定器７，８は、ディジタル化された信号を好適なタイミングで取り込むことができる。従って、従来のタイミング再生回路によれば、精度良くディジタル値の判定を行うことができる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、従来のタイミング再生回路は、ＰｃｈとＱｃｈとに別個独立の遅延処理を施すことができなかった。より具体的には、ＰｃｈのＡ／Ｄ変換器５とＱｃｈのＡ／Ｄ変換器６、およびＰｃｈの判定器７と判定器８とに、それぞれ同一の遅延処理を施すことしかできなかった。このため、従来のタイミング再生回路によっては、第一の低域通過フィルタ１，２や増幅器３，４にて発生するＰ−Ｑ間の遅延量の偏差を調整することが出来なかった。
【００１９】
このような遅延量の偏差は、再生タイミングの周波数が低い場合はあまり問題とならないが、再生タイミング周波数が高い場合には無視できなくなり、ＢＥＲの劣化等の原因となる。その影響は、特に多値直交変調方式において顕著に現れる。
【００２０】
また、従来のタイミング再生回路において、Ａ／Ｄ変換器５，６における標本化タイミング、および判定器７，８における再生タイミングを適正な時期とするためには、第一および第二の固定遅延手段１３，２０の遅延特性を調整することが必要である。このため、従来のタイミング再生回路は、回路毎に調整工数がかかるという問題を有していた。
【００２１】
本発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、複数のチャネル間の遅延量の偏差を自動的に調整することのできるタイミング再生回路を提供することを目的とする。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、ディジタル直交変調方式で、受信信号から変調信号のタイミング成分を再生するために用いられるタイミング再生回路であって、
直交検波された同相成分のアナログ信号を、標本化タイミング毎にディジタル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、
直交検波された直交成分のアナログ信号を、標本化タイミング毎にディジタル信号に変換する第二のＡ／Ｄ変換器と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器の一方の出力に基づいてクロックのタイミングを抽出する第一のタイミング抽出手段と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器の他方の出力に基づいてクロックのタイミングを抽出する第二のタイミング抽出手段と、
前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングに基づいて標本化タイミングを生成する標本化タイミング生成手段と、
前記標本化タイミングを所定の遅延時間の後に前記一方のＡ／Ｄ変換器に供給する固定遅延手段と、
前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと前記第二のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとの位相差に基づいて設定した遅延時間の後に、前記標本化タイミングを前記他方のＡ／Ｄ変換器に供給する可変遅延手段と、
を備えることを特徴とするものである。
【００２３】
請求項２記載の発明は、ディジタル直交変調方式で、受信信号から変調信号のタイミング成分を再生するために用いられるタイミング再生回路であって、
直交検波された同相成分のアナログ信号を、標本化タイミング毎にディジタル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、
直交検波された直交成分のアナログ信号を、標本化タイミング毎にディジタル信号に変換する第二のＡ／Ｄ変換器と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器の一方の出力に基づいてクロックのタイミングを抽出する第一のタイミング抽出手段と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器の他方の出力に基づいてクロックのタイミングを抽出する第二のタイミング抽出手段と、
前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングに基づいて標本化タイミングを生成し、その標本化タイミングを前記第一および第二のＡ／Ｄ変換器に供給する標本化タイミング生成手段と、
前記同相或いは直交成分のアナログ信号を所定の遅延時間の後に前記一方のＡ／Ｄ変換器に供給する固定遅延手段と、
前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと前記第二のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとの位相差に基づいて設定した遅延時間の後に、前記同相或いは直交成分のアナログ信号を前記他方のＡ／Ｄ変換器に供給する可変遅延手段と、
を備えることを特徴とするものである。
【００２４】
請求項３記載の発明は、請求項１または２記載のタイミング再生回路であって、
前記固定遅延手段の遅延特性は、前記一方のＡ／Ｄ変換器に供給されるアナログ信号のアイパターンが最も開くタイミングと、前記標本化タイミングが前記一方のＡ／Ｄ変換器に供給されるタイミングとが一致するように予め設定されていることを特徴とするものである。
【００２５】
請求項４記載の発明は、請求項１乃至３の何れか１項記載のタイミング再生回路であって、
前記可変遅延手段の遅延特性は、前記他方のＡ／Ｄ変換器に供給されるアナログ信号のアイパターンが最も開くタイミングと、前記標本化タイミングが前記他方のＡ／Ｄ変換器に供給されるタイミングとが一致するように、前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと前記第二のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとの位相差に基づいて制御されることを特徴とするものである。
【００２６】
請求項５記載の発明は、ディジタル直交変調方式で、受信信号から変調信号のタイミング成分を再生するために用いられるタイミング再生回路であって、
直交検波された同相成分のアナログ信号を、標本化タイミング毎にディジタル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、
直交検波された直交成分のアナログ信号を、標本化タイミング毎にディジタル信号に変換する第二のＡ／Ｄ変換器と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器の一方の出力に基づいてクロックのタイミングを抽出する第一のタイミング抽出手段と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器の他方の出力に基づいてクロックのタイミングを抽出する第二のタイミング抽出手段と、
前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングに基づいて標本化タイミングを生成し、その標本化タイミングを前記第一および第二のＡ／Ｄ変換器に供給する標本化タイミング生成手段と、
前記一方のＡ／Ｄ変換器から出力されるディジタル値を、所定の遅延時間後の標本化により得られるディジタル値に変換する固定遅延手段と、
前記他方のＡ／Ｄ変換器から出力されるディジタル値を、前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと前記第二のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとの位相差に基づいて設定した遅延時間後の標本化により得られるディジタル値に変換する可変遅延手段と、
を備えることを特徴とするものである。
【００２７】
請求項６記載の発明は、請求項５記載のタイミング再生回路であって、
前記一方のＡ／Ｄ変換器がアイパターンの最も開くタイミングでアナログ信号を標本化することで得られるディジタル値と、前記固定遅延手段によって変換されるディジタル値とが一致するように、前記固定遅延手段の遅延特性が予め設定されていることを特徴とするものである。
【００２８】
請求項７記載の発明は、請求項５または６記載のタイミング再生回路であって、
前記他方のＡ／Ｄ変換器がアイパターンの最も開くタイミングでアナログ信号を標本化することで得られるディジタル値と、前記可変遅延手段によって変換されるディジタル値とが一致するように、前記可変遅延手段の遅延特性が前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと前記第二のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとの位相差に基づいて制御されることを特徴とするものである。
【００２９】
請求項８記載の発明は、請求項１乃至７の何れか１項に記載のタイミング再生回路であって、
前記標本化タイミング生成手段は、
前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと同期して、そのタイミングの正数倍の周波数で変動する標本化タイミングを発生する電圧制御発振器と、
前記標本化タイミングを分周することにより、前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと同じ周期で変動する再生タイミングを生成する分周器とを備え、
前記電圧制御発振器は、前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと前記再生タイミングとの位相差とが無くなるように前記標本化タイミングを生成し、
前記可変遅延手段は、前記再生タイミングを前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとして前記遅延時間を設定することを特徴とするものである。
【００３０】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、図１を参照して本発明の実施の形態１のタイミング再生回路について説明する。
図１は、本実施形態のタイミング再生回路のブロック図を示す。図１において、符号１，２は第一の低域通過フィルタ、３，４は増幅器、５，６はＡ／Ｄ変換器、７，８は判定器、９，１０は第一の帯域通過フィルタ、１１，１２は掛け算器、１５，１０４は第二の帯域通過フィルタ、１６は分周器、１７は電圧制御発振器、１８は第二の低域通過フィルタ、１９，１０３は位相検出器、１０１は可変遅延手段、１０２は第三の低域通過フィルタ、１０５は第三の固定遅延手段である。
【００３１】
本実施形態のタイミング再生回路は、ディジタル直交変調方式のディジタル無線通信に用いられる。ディジタル直交変調方式のディジタル無線通信では、９０度位相の異なる２つの信号波、すなわち、同相成分および直交成分が送信される。タイミング再生回路は、受信機側でディジタル信号を再生するために、上記の如く送信される信号からタイミング周波数（クロック周波数）を再生する回路である。
【００３２】
タイミング再生回路を搭載する受信機は、公知の直交検波を行うことで、同相成分と直交成分とが混在する信号から同相成分と直交成分とを抽出し、更に、それらの信号成分を所定周波数のベースバンド信号に変換する。同相成分のベースバンド信号（同相成分Ｐｃｈベースバンド信号）と、直交成分のベースバンド信号（直交成分Ｑｃｈベースバンド信号）とは、それぞれ別個のチャネル、すなわち、ＰｃｈおよびＱｃｈに供給される。
【００３３】
以下、本実施形態のタイミング再生回路の動作について詳細に説明する。本実施形態のタイミング再生回路が図４に示す従来の回路と異なる点は、ＰｃｈおよびＱｃｈのそれぞれが別々に位相差の検出を行っていることである。
【００３４】
図１に示す第一の低域通過フィルタ１には、「同相成分Ｐｃｈベースバンド信号」が供給される。また、図１に示す第一の低域通過フィルタ２には、「直交成分Ｑｃｈベースバンド信号」が供給される。尚、同相成分Ｐｃｈベースバンド信号と直交成分Ｑｃｈベースバンド信号とは、第一の低域通過フィルタ１，２に供給される段階では、互いに位相の等しい信号とされている。
【００３５】
同相成分Ｐｃｈベースバンド信号、および直交成分Ｑｃｈベースバンド信号はそれぞれ第一の低域通過フィルタ１，２を通過することにより、Ａ／Ｄ変換器５で処理可能な周波数帯域に帯域制限される。第一の低域通過フィルタ１，２で帯域制限されたベースバンド信号は増幅器３，４で必要なレベルに増幅された後、それぞれＡ／Ｄ変換器５，６に入力される。
【００３６】
同相成分Ｐｃｈベースバンド信号、および直交成分Ｑｃｈベースバンド信号には、直交変調方式によるディジタル無線通信の特性により、抽出すべきタイミング周波数（クロック周波数）の１／２の周波数成分がそれぞれ含まれている。第一の帯域通過フィルタ９，１０は、ディジタル信号に変換されたＰｃｈ成分およびＱｃｈ成分から、上記の１／２周波数成分を抽出するように構成されている。
【００３７】
第一の帯域通過フィルタ９，１０で抽出された１／２周波数成分は、掛け算器１１，１２でそれぞれ自乗されることにより、その２倍の周波数成分に、すなわち、抽出すべきタイミング周波数と同じ周波数成分に変換される。掛け算器１１，１２でそれぞれ処理された信号成分は、第二の帯域通過フィルタ１５または１０４に供給される。
【００３８】
第二の帯域通過フィルタ１５、１０４は、タイミング周波数近傍の周波数帯のみを通過させるように構成されている。従って、第二の帯域通過フィルタ１５、１０４によれば、それぞれＰｃｈベースバンド信号またはＱｃｈベースバンド信号と同期して、抽出すべきタイミング周波数で変動する成分を抽出することができる。以下、これらの成分を「抽出タイミング」と称す。
【００３９】
本実施形態のタイミング再生回路において、Ｑｃｈの帯域通過フィルタ１０４で抽出された抽出タイミングは位相検出器１９に供給される。位相検出器１９には、また、タイミング周波数と同じ周波数で変動する再生タイミングが分周器１６から供給されている。位相検出器１９は、抽出タイミングと再生タイミングとの位相差を検出し、その位相差に応じた制御信号を、第二の低域通過フィルタ１８を介して電圧制御発振器１７に供給する。
【００４０】
電圧制御発振器１７は、位相検出器１９から供給される制御信号に基づいて、例えばタイミング周波数の２倍の周波数で変動する標本化タイミングを発生する。標本化タイミングは、可変遅延手段１０１を介してＰｃｈのＡ／Ｄ変換器５に供給され、第三の固定遅延手段１０５を介してＱｃｈのＡ／Ｄ変換器６に供給され、更に、電圧制御発振器１７から直接分周器１６に供給される。分周器１６は、その標本化タイミングを周波数変換することで（例えば１／２にすることで）、上述した再生タイミングを生成する。従って、再生タイミングと標本化タイミングとは、互いに同期した信号となる。
【００４１】
電圧制御発振器１７は、位相検出器１９から供給される制御信号に基づいて、Ｑｃｈで抽出された抽出タイミングの位相と再生タイミングの位相とが一致するように標本化タイミングを生成する。従って、再生タイミングは、直交成分Ｑｃｈベースバンド信号と同期して変動する信号となる。
【００４２】
分周器から出力された再生タイミングは判定器７，８に供給される。判定器７，８は、その再生タイミングに基づいて適当なタイミングでＡ／Ｄ変換器５，６の出力を読み込み、その出力のディジタル値を判定する。一方、Ａ／Ｄ変換器５，６は、可変遅延手段１０１、或いは第三の固定遅延手段１０５を介して供給される標本化タイミングに基づいて、Ａ／Ｄ変換のためのサンプリング処理を行う。
【００４３】
本実施形態のタイミング再生回路において、Ｐｃｈに配置された第二の帯域通過フィルタ１５で抽出された抽出タイミングは、位相検出器１０３に供給される。位相検出器１０３には、また、分周器１６で生成される再生タイミング、すなわち、直交成分Ｑｃｈベースバンド信号と同期して変動する再生タイミングが供給されている。位相検出器１０３は、Ｐｃｈで抽出された抽出タイミングと、Ｑｃｈで生成された再生タイミングとの位相差を検出し、その位相差に応じた制御信号を第三の低域通過フィルタ１０２を介して可変遅延手段１０１に供給する。可変遅延手段１０１は、上記の如く供給される制御信号に基づいて適当な遅延特性を実現し、その遅延特性に応じたタイミングで標本化タイミングをＡ／Ｄ変換器５に供給する。
【００４４】
本実施形態のタイミング再生回路において、判定器７，８に正確な判定（ディジタル値の判定）を行わせるためには、同相成分Ｐｃｈベースバンド信号（アナログ信号）のアイパターンが最も開くタイミングでＡ／Ｄ変換器５にサンプリングを実行させ、かつ、直交成分Ｑｃｈベースバンド信号（アナログ信号）のアイパターンが最も開くタイミングでＡ／Ｄ変換器６にサンプリングを実行させることが適当である。尚、上記のアイパターンは、直交成分Ｑｃｈベースバンド信号をオシロスコープ等を用いて公知の手法で観測することにより得られるパターンである。アナログ信号のアイパターンは、その信号が最も大きく振幅するタイミングで最も大きく開いた状態となる。従って、Ａ／Ｄ変換器５，６が標本化タイミングを受けるタイミングは、Ａ／Ｄ変換器５，６の入力段に到達するベースバンド信号のアイパターンが最も開くタイミング（例えば、その信号が上限値または下限値となるタイミング）に一致していることが望ましい。
【００４５】
本実施形態のタイミング再生回路において、分周器１６で生成される再生タイミングの位相、および電圧制御発振器１７で生成される標本化タイミングの位相は、Ｑｃｈで抽出される抽出タイミングの位相を基準に決定される。ところで、Ｑｃｈで抽出される抽出タイミングの位相と、Ａ／Ｄ変換器６の入力段における直交成分Ｑｃｈベースバンド信号の位相との間には、第一および第二の帯域通過フィルタ１０，１０４に起因する位相差が存在する。このため、電圧制御発振器１７から標本化タイミングが発せられるタイミングと、直交成分Ｑｃｈベースバンド信号がＡ／Ｄ変換器６の入力段で最も大きな振幅を示すタイミングとの間には所定の時間差が存在する。
【００４６】
本実施形態において、第三の固定遅延手段１０５の遅延特性は、その時間差が相殺されるように調整される。より具体的には、第三の固定遅延手段１０５の遅延特性は、直交成分Ｑｃｈベースバンド信号のアイパターンが最も開くタイミングと、電圧制御発振器１７で発せられる標本化タイミングとが一致するように調整されている。従って、本実施形態の装置において、Ａ／Ｄ変換器６では、直交成分Ｑｃｈベースバンド信号が最も大きく振幅するタイミングで、例えば、その信号が上限値或いは下限値となるタイミングでサンプリング処理が実行される。その結果、Ｑｃｈの判定器８では、精度良くディジタル値の判定が行われる。
【００４７】
本実施形態のタイミング再生回路において、同相成分Ｐｃｈベースバンド信号の位相と、直交成分Ｑｃｈベースバンド信号の位相との間には、第一の低域通過フィルタ１，２や増幅器３，４の遅延特性の相違により、Ａ／Ｄ変換器５、６の入力段において一致しない場合がある。このため、Ａ／Ｄ変換器５に対して、Ａ／Ｄ変換器６と同じタイミングで標本化タイミングを供給した場合は、同相成分Ｐｃｈベースバンド信号を最適なタイミングでサンプリングすることができないことがある。
【００４８】
本実施形態のタイミング再生回路において、Ｐｃｈの可変遅延手段１０１は、Ｐｃｈで抽出された抽出タイミングとＱｃｈで生成された再生タイミングとの位相差に基づいて、適当な遅延特性を実現する。より具体的には、可変遅延手段１０１は、上記の位相差に基づいて、同相成分Ｐｃｈベースバンド信号のアイパターンが最も開くタイミングと、可変遅延手段１０１を介してＡ／Ｄ変換器５に供給される標本化タイミングとが一致するように制御される。この場合、第一の低域通過フィルタ１，２や増幅器３，４の遅延特性の相違に関わらず、常に精度良く同相成分Ｐｃｈベースバンド信号を最適なタイミングでサンプリングすることが可能となる。従って、本実施形態のタイミング再生回路によれば、Ｐｃｈの遅延手段の調整に工数をかけることなく、Ｑｃｈの判定部８と同様にＰｃｈの判定部７においても精度良くディジタル値を判定することができる。
【００４９】
尚、上記の実施形態においては、Ａ／Ｄ変換器６が前記請求項１記載の「第一のＡ／Ｄ変換器」に、Ａ／Ｄ変換器５が前記請求項１記載の「第二のＡ／Ｄ変換器」に、掛け算器１２および第二の帯域通過フィルタ１０４が前記請求項１記載の「第一のタイミング抽出手段」に、掛け算器１１および第二の帯域通過フィルタ１５が前記請求項１記載の「第二のタイミング抽出手段」に、分周器１６、電圧制御発振器１７、第二の低域通過フィルタ１８、および位相差検出器１９が前記請求項１記載の「標本化タイミング生成手段」に、それぞれ相当している。
【００５０】
実施の形態２．
次に、図２を参照して本発明の実施の形態２のタイミング再生回路について説明する。
図２は、本実施形態のタイミング再生回路のブロック図を示す。図２において、符号１，２は第一の低域通過フィルタ、３，４は増幅器、５，６はＡ／Ｄ変換器、７，８は判定器、９，１０は第一の帯域通過フィルタ、１１，１２は掛け算器、１５，１０４は第二の帯域通過フィルタ、１６は分周器、１７は電圧制御発振器、１８は第二の低域通過フィルタ、１９，１０３は位相検出器、２０は第二の固定遅延手段、１０２は第三の低域通過フィルタ、１０６は第二の可変遅延手段、１０７は第四の固定遅延手段である。
【００５１】
本実施形態のタイミング再生回路が図１に示す実施の形態１の回路と異なる点は、Ｐｃｈの可変遅延手段１０６およびＱｃｈの固定遅延手段１０７が、標本化タイミングを遅延させるのではなく、標本化タイミングに合うようにアナログのベースバンド信号をそれぞれ適当に遅延させるところである。このような構成によれば、実施の形態１の場合と同様に、第一の低域通過フィルタ１，２および増幅器３，４の遅延特性の相違に関わらず、Ｐｃｈの判定器７およびＱｃｈの判定器８の双方において、精度良くディジタル値を判定することが可能となる。
【００５２】
本実施形態において、再生タイミングの位相、すなわち、抽出タイミングの位相と、Ａ／Ｄ変換器５，６の入力段におけるベースバンド信号の位相との差は、判定器７，８と分周器１６との間に配置される第二の固定遅延手段により補償されている。本実施形態のタイミング再生回路は、例えばタイミング周波数が高く、ディジタル処理で遅延時間を制御することができない場合等に有効である。
【００５３】
尚、上記の実施形態においては、Ａ／Ｄ変換器６が前記請求項２記載の「第一のＡ／Ｄ変換器」に、Ａ／Ｄ変換器５が前記請求項２記載の「第二のＡ／Ｄ変換器」に、掛け算器１２および第二の帯域通過フィルタ１０４が前記請求項２記載の「第一のタイミング抽出手段」に、掛け算器１１および第二の帯域通過フィルタ１５が前記請求項２記載の「第二のタイミング抽出手段」に、分周器１６、電圧制御発振器１７、第二の低域通過フィルタ１８、および位相差検出器１９が前記請求項２記載の「標本化タイミング生成手段」に、それぞれ相当している。
【００５４】
実施の形態３．
次に、図３を参照して本発明の実施の形態３のタイミング再生回路について説明する。
図３は、本実施形態のタイミング再生回路のブロック図を示す。図３において、符号１，２は第一の低域通過フィルタ、３，４は増幅器、５，６はＡ／Ｄ変換器、７，８は判定器、９，１０は第一の帯域通過フィルタ、１１，１２は掛け算器、１５，１０４は第二の帯域通過フィルタ、１６は分周器、１７は電圧制御発振器、１８は第二の低域通過フィルタ、１９，１０３は位相検出器、２０は第二の固定遅延手段、１０２は第三の低域通過フィルタ、１０８は第三の可変遅延手段、１０９は第五の固定遅延手段である。
【００５５】
本実施形態のタイミング再生回路が図１に示す実施の形態１の回路と異なる点は、Ｐｃｈの可変遅延手段１０８およびＱｃｈの固定遅延手段１０９が、標本化タイミングを遅延させるのではなく、Ａ／Ｄ変換器５，６でディジタル化されたベースバンド信号を再生タイミングに対して最適な識別情報に変換するところである。
【００５６】
すなわち、本実施形態において、Ａ／Ｄ変換器５，６は、それぞれ電圧制御発振器１７から標本化タイミングが発せられるタイミングでベースバンド信号のサンプリング処理を実行する。電圧制御発振器１７から標本化タイミングが発せられるタイミングは、ベースバンド信号のアイパターンが最も開くタイミング（例えば、ベースバンド信号が上限値または下限値となるタイミング）と相違している。従って、Ａ／Ｄ変換器５，６がサンプリングするアナログデータは、ディジタル値の判定を行ううえで最適なデータではない。
【００５７】
Ｐｃｈの可変遅延手段１０８、およびＱｃｈの固定遅延手段１０９は、それぞれＡ／Ｄ変換器５，６から出力される出力信号と標本化タイミングとの位相差を検出し、その位相差を消滅させるための所定の遅延処理を実行することで、Ａ／Ｄ変換器５，６の出力信号を最適な識別信号に変換する。より具体的には、Ｐｃｈの可変遅延手段１０８は、Ｐｃｈの抽出タイミングとＱｃｈで生成された再生タイミングとの位相差に基づいて、同相成分Ｐｃｈベースバンド信号（アナログ信号）のアイパターンが最も開くタイミング（例えば、その信号が上限値または下限値となるタイミング）でサンプリングされた場合に得られる識別信号（ディジタル信号）を生成する。一方、Ｑｃｈの固定遅延手段１０９は、直交成分Ｑｃｈベースバンド信号（アナログ信号）のアイパターンが最も開くタイミング（例えば、その信号が上限値または下限値となるタイミング）でサンプリングが行われた場合に得られる識別信号（ディジタル信号）が生成されるように調整されている。
【００５８】
このような構成によれば、実施の形態１の場合と同様に、第一の低域通過フィルタ１，２および増幅器３，４の遅延特性の相違に関わらず、Ｐｃｈの判定器７およびＱｃｈの判定器８の双方において、精度良くディジタル値を判定することが可能となる。
【００５９】
尚、上記の実施形態においては、Ａ／Ｄ変換器６が前記請求項５記載の「第一のＡ／Ｄ変換器」に、Ａ／Ｄ変換器５が前記請求項５記載の「第二のＡ／Ｄ変換器」に、掛け算器１２および第二の帯域通過フィルタ１０４が前記請求項５記載の「第一のタイミング抽出手段」に、掛け算器１１および第二の帯域通過フィルタ１５が前記請求項５記載の「第二のタイミング抽出手段」に、分周器１６、電圧制御発振器１７、第二の低域通過フィルタ１８、および位相差検出器１９が前記請求項５記載の「標本化タイミング生成手段」に、それぞれ相当している。
【００６０】
ところで、上述した実施の形態１乃至３では、Ｑｃｈ側の再生タイミングを基準として各チャネルの位相差を検出することとしているが、本発明はこれに限定されるものではなく、Ｐｃｈ側を基準にして各チャネルの位相差を検出することとしてもよい。
【００６１】
また、上述した実施の形態１乃至３では、Ｑｃｈにおいて再生タイミングの同期を確立する処理が実行されている間に、遅延時間差を調整するための制御を実行することとしているが、本発明はこれに限定されるものではなく、Ｑｃｈ（またはＰｃｈ）において再生タイミングの同期が確立した後に、遅延時間差の調整制御を実行することとしてもよい。
【００６２】
また、上述した実施の形態１乃至３では、ＰｃｈおよびＱｃｈを流れる信号の帯域を、主に第一の低域通過フィルタ１，２で制限することとしているが、本発明はこれに限定されるものではなく、Ａ／Ｄ変換器５，６の後段にディジタルフィルタを追加することとしてもよい。
【００６３】
【発明の効果】
この発明は以上説明したように構成されているので、以下に示すような効果を奏する。
請求項１または２記載の発明によれば、同相成分および直交成分の一方の供給を受けるチャネルにおいては固定遅延手段により、アナログ信号の変動タイミングと標本化タイミングとを一致させることができる。また、他方のチャネルでは、可変遅延手段により、自動的にアナログ信号の変動タイミングと標本化タイミングとを一致させることができる。このため、本発明によれば、２つのチャネルにおける遅延特性の相違を自動的に補償して、調整工数の削減、およびＢＥＲ劣化の防止を図りつつ、高精度なディジタル処理を行うことができる。
【００６４】
請求項３記載の発明によれば、固定遅延手段を備えるチャネルのＡ／Ｄ変換器において、最適なタイミングでアナログ信号のサンプリングを行うことができる。従って、本発明によれば、そのチャネルにおいて精度良くディジタル値を判別することができる。
【００６５】
請求項４記載の発明によれば、可変遅延手段を備えるチャネルのＡ／Ｄ変換器において、最適なタイミングでアナログ信号のサンプリングを行うことができる。従って、本発明によれば、そのチャネルにおいて精度良くディジタル値を判別することができる。
【００６６】
請求項５記載の発明によれば、アナログ信号のアイパターンが最も大きく開くタイミング、すなわち、アナログ信号に大きな振幅が生ずるタイミングと標本化タイミングとが一致していないにも関わらず、一方のチャネルではその不一致を固定遅延手段によって補償することができ、他方のチャネルでは可変遅延手段によってその不一致を補償することができる。このため、本発明によれば、２つのチャネルにおける遅延特性の相違を自動的に補償して、調整工数の削減、およびＢＥＲ劣化の防止を図りつつ、高精度なディジタル処理を行うことができる。
【００６７】
請求項６記載の発明によれば、固定遅延手段を備えるチャネルにおいて、ディジタル値を判定するうえで最適な変換値を得ることができる。従って、本発明によれば、そのチャネルにおいて精度良くディジタル値を判別することができる。
【００６８】
請求項７記載の発明によれば、可変遅延手段を備えるチャネルにおいて、ディジタル値を判定するうえで最適な変換値を得ることができる。従って、本発明によれば、そのチャネルにおいて精度良くディジタル値を判別することができる。
【００６９】
請求項８記載の発明によれば、可変遅延手段は、分周器で生成される再生タイミングを第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとして遅延時間を設定することができる。再生タイミングは、第一のタイミング抽出手段が受信信号から抽出する信号に比して整った波形を有している。このため、本発明によれば、可変遅延手段における遅延時間を精度良く設定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１のタイミング再生回路のブロック図である。
【図２】本発明の実施の形態２のタイミング再生回路のブロック図である。
【図３】本発明の実施の形態３のタイミング再生回路のブロック図である。
【図４】従来のタイミング再生回路のブロック図である。
【符号の説明】
１，２ 第一の低域通過フィルタ、 ３，４ 増幅器、 ５，６ Ａ／Ｄ変換器、 ７，８ 判定器、９，１０ 第一の帯域通過フィルタ、 １１，１２ 掛け算器、 １３ 固定遅延手段、 １４ 足し算器、 １５，１０４ 第二の帯域通過フィルタ、 １６ 分周器、 １７電圧制御発振器、１８ 第二の低域通過フィルタ、 １９，１０３ 位相検出部、 ２０第二の固定遅延手段、 １０１ 可変遅延手段、 １０２ 第三の低域通過フィルタ、 １０５ 第三の固定遅延手段、 １０６ 第二の可変遅延手段、 １０７ 第四の固定遅延手段、 １０８ 第三の可変遅延手段、 １０９ 第五の固定遅延手段
Claims (8)
- ディジタル直交変調方式で、受信信号から変調信号のタイミング成分を再生するために用いられるタイミング再生回路であって、
直交検波された同相成分のアナログ信号を、標本化タイミング毎にディジタル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、
直交検波された直交成分のアナログ信号を、標本化タイミング毎にディジタル信号に変換する第二のＡ／Ｄ変換器と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器の一方の出力に基づいてクロックのタイミングを抽出する第一のタイミング抽出手段と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器の他方の出力に基づいてクロックのタイミングを抽出する第二のタイミング抽出手段と、
前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングに基づいて標本化タイミングを生成する標本化タイミング生成手段と、
前記標本化タイミングを所定の遅延時間の後に前記一方のＡ／Ｄ変換器に供給する固定遅延手段と、
前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと前記第二のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとの位相差に基づいて設定した遅延時間の後に、前記標本化タイミングを前記他方のＡ／Ｄ変換器に供給する可変遅延手段と、
を備えることを特徴とするタイミング再生回路。 - ディジタル直交変調方式で、受信信号から変調信号のタイミング成分を再生するために用いられるタイミング再生回路であって、
直交検波された同相成分のアナログ信号を、標本化タイミング毎にディジタル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、
直交検波された直交成分のアナログ信号を、標本化タイミング毎にディジタル信号に変換する第二のＡ／Ｄ変換器と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器の一方の出力に基づいてクロックのタイミングを抽出する第一のタイミング抽出手段と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器の他方の出力に基づいてクロックのタイミングを抽出する第二のタイミング抽出手段と、
前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングに基づいて標本化タイミングを生成し、その標本化タイミングを前記第一および第二のＡ／Ｄ変換器に供給する標本化タイミング生成手段と、
前記同相或いは直交成分のアナログ信号を所定の遅延時間の後に前記一方のＡ／Ｄ変換器に供給する固定遅延手段と、
前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと前記第二のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとの位相差に基づいて設定した遅延時間の後に、前記同相或いは直交成分のアナログ信号を前記他方のＡ／Ｄ変換器に供給する可変遅延手段と、
を備えることを特徴とするタイミング再生回路。 - 前記固定遅延手段の遅延特性は、前記一方のＡ／Ｄ変換器に供給されるアナログ信号のアイパターンが最も開くタイミングと、前記標本化タイミングが前記一方のＡ／Ｄ変換器に供給されるタイミングとが一致するように予め設定されていることを特徴とする請求項１または２記載のタイミング再生回路。
- 前記可変遅延手段の遅延特性は、前記他方のＡ／Ｄ変換器に供給されるアナログ信号のアイパターンが最も開くタイミングと、前記標本化タイミングが前記他方のＡ／Ｄ変換器に供給されるタイミングとが一致するように、前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと前記第二のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとの位相差に基づいて制御されることを特徴とする請求項１乃至３の何れか１項記載のタイミング再生回路。
- ディジタル直交変調方式で、受信信号から変調信号のタイミング成分を再生するために用いられるタイミング再生回路であって、
直交検波された同相成分のアナログ信号を、標本化タイミング毎にディジタル信号に変換する第一のＡ／Ｄ変換器と、
直交検波された直交成分のアナログ信号を、標本化タイミング毎にディジタル信号に変換する第二のＡ／Ｄ変換器と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器の一方の出力に基づいてクロックのタイミングを抽出する第一のタイミング抽出手段と、
前記２つのＡ／Ｄ変換器の他方の出力に基づいてクロックのタイミングを抽出する第二のタイミング抽出手段と、
前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングに基づいて標本化タイミングを生成し、その標本化タイミングを前記第一および第二のＡ／Ｄ変換器に供給する標本化タイミング生成手段と、
前記一方のＡ／Ｄ変換器から出力されるディジタル値を、所定の遅延時間後の標本化により得られるディジタル値に変換する固定遅延手段と、
前記他方のＡ／Ｄ変換器から出力されるディジタル値を、前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと前記第二のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとの位相差に基づいて設定した遅延時間後の標本化により得られるディジタル値に変換する可変遅延手段と、
を備えることを特徴とするタイミング再生回路。 - 前記一方のＡ／Ｄ変換器がアイパターンの最も開くタイミングでアナログ信号を標本化することで得られるディジタル値と、前記固定遅延手段によって変換されるディジタル値とが一致するように、前記固定遅延手段の遅延特性が予め設定されていることを特徴とする請求項５記載のタイミング再生回路。
- 前記他方のＡ／Ｄ変換器がアイパターンの最も開くタイミングでアナログ信号を標本化することで得られるディジタル値と、前記可変遅延手段によって変換されるディジタル値とが一致するように、前記可変遅延手段の遅延特性が前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと前記第二のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとの位相差に基づいて制御されることを特徴とする請求項５または６記載のタイミング再生回路。
- 前記標本化タイミング生成手段は、
前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと同期して、そのタイミングの正数倍の周波数で変動する標本化タイミングを発生する電圧制御発振器と、
前記標本化タイミングを分周することにより、前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと同じ周期で変動する再生タイミングを生成する分周器とを備え、
前記電圧制御発振器は、前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングと前記再生タイミングとの位相差とが無くなるように前記標本化タイミングを生成し、
前記可変遅延手段は、前記再生タイミングを前記第一のタイミング抽出手段に抽出されたタイミングとして前記遅延時間を設定することを特徴とする請求項１乃至７の何れか１項に記載のタイミング再生回路。
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