JP3557665B2

JP3557665B2 - 照明装置

Info

Publication number: JP3557665B2
Application number: JP23153794A
Authority: JP
Inventors: 純松▲崎▼
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1994-09-27
Filing date: 1994-09-27
Publication date: 2004-08-25
Anticipated expiration: 2019-08-25
Also published as: JPH0898434A

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、照明負荷を点灯させる照明装置に関するものであり、更に詳しくは照明装置の非常用電源の充電回路、及び停電の検出回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、照明装置に於いて、交流電源の電圧変動に対して、停電時の非常用電源となる充電可能な補助電源を定電流で充電する為の手段として、補助電源への充電電流の位相を制御する方法があり、その回路例を図８に示す。（第１従来例）
交流電源ＶａｃをダウントランスＴで降圧して整流器ＤＢで全波整流した脈流電圧Ｖ１により、直列接続されたスイッチング素子Ｑ２，ダイオードＤ２を介して充電可能な補助電源ＢＡＴＴに充電する経路を設け、補助電源ＢＡＴＴに充電される。
【０００３】
補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１を充電する充電電流Ｉの位相制御はスイッチング素子Ｑ２により行い、スイッチング素子Ｑ２の制御は抵抗Ｒ８を介してスイッチング素子Ｑ２のベースとグランドとの間に接続されたスイッチング素子Ｑ１により行う。抵抗Ｒ１，Ｒ２により外部電源Ｖｒｅｆを分圧した基準電圧Ｖ３Ｈと、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖ２とを、抵抗Ｒ３を介して抵抗Ｒ２の両端に接続されたスイッチング素子Ｑ３がオフしている時は、比較器ＣＯ１により比較出力してＮＯＴゲート（Ｎ１）を介してスイッチング素子Ｑ１のベースに入力することによりスイッチング素子Ｑ１を制御する。
【０００４】
また、スイッチング素子Ｑ_３がオンしている時は、抵抗Ｒ_１，Ｒ_３により外部電源Ｖｒｅｆを分圧した基準電圧Ｖ_３Ｌと、コンデンサＣ_１の両端電圧Ｖ_２とを、比較器ＣＯ_１により比較出力してスイッチング素子Ｑ_１のベ−スに入力することによりスイッチング素子Ｑ_１を制御する。ここで、
Ｒ_２＞Ｒ_３・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）
とすると、
Ｖ_３Ｈ＞Ｖ_３Ｌ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
となる。
【０００５】
スイッチング素子Ｑ_３のベ−ス端子には比較器ＣＯ_１の出力端が接続され、比較器ＣＯ_１の出力によりスイッチング素子Ｑ_３の制御を行い、スイッチング素子Ｑ_２のベ−ス・エミッタ間には抵抗Ｒ_７が、コンデンサＣ_１の両端には抵抗Ｒ_６が、抵抗Ｒ_５と抵抗Ｒ_６との直列回路の両端には抵抗Ｒ_４が接続されている。
【０００６】
次に、図９を用いて動作を簡単に説明する。先ずスイッチング素子Ｑ３がオンした状態でコンデンサＣ１の両端電圧Ｖ２が基準電圧Ｖ３Ｌより低くなると、比較器ＣＯ１はロ−（Ｌ）レベルの信号を出力し、スイッチング素子Ｑ３はオフされる。スイッチング素子Ｑ３がオフすると、基準電圧Ｖ３はＶ３ＬからＶ３Ｈに変化する。また、ＮＯＴゲ−ト（Ｎ１）を介してＨレベルの信号が入力されるスイッチング素子Ｑ１はオンする。スイッチング素子Ｑ１がオンするとスイッチング素子Ｑ２のベ−ス電圧が低下するので、スイッチング素子Ｑ２はオンされる。この場合、脈流電圧Ｖ１が補助電源ＢＡＴＴよりも低ければ充電電流Ｉは流れないので補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１は充電されない。脈流電圧Ｖ１が補助電源ＢＡＴＴよりも高くなると、充電電流Ｉがスイッチング素子Ｑ２，ダイオ−ドＤ２を介して補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１が充電され、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ５とで決まる時定数によってコンデンサＣ１の両端電圧Ｖ２は上昇していく。
【０００７】
コンデンサＣ_１の両端電圧Ｖ_２が基準電圧Ｖ_３Ｈを越えると、比較器ＣＯ_１はＨレベルの信号を出力し、スイッチング素子Ｑ_３はオンされ、基準電圧Ｖ_３はＶ_３ＨからＶ_３Ｌに変化する。また、ＮＯＴゲ−ト（Ｎ_１）を介してＬレベルの信号が入力されるスイッチング素子Ｑ_１はオフするので、スイッチング素子Ｑ_２もオフされ、充電電流Ｉは流れない。この場合、コンデンサＣ_１は抵抗Ｒ_４，Ｒ_５，Ｒ_６を介して放電され、コンデンサＣ_１と抵抗Ｒ_４，Ｒ_５，Ｒ_６とで決まる時定数によってコンデンサＣ_１の両端電圧Ｖ_２は低下していく。以上の様な動作を繰り返してコンデンサＣ_１は充放電し、充電電流Ｉは制御される。図９の斜線部Ａに示す部分が充電電流Ｉが流れている部分を示す。ここで基準電圧Ｖ_３Ｈを変化させることにより、斜線部Ａの面積が変化するので充電電流Ｉを変化させることができる。
【０００８】
しかし、基準電圧Ｖ_３Ｈが一定でも図１０に示す様に交流電源Ｖ_ａｃが変化すると、斜線部Ａの面積が変化するので充電電流Ｉが変化してしまう。つまり交流電源Ｖ_ａｃが低下すると、充電電流Ｉは上昇してしまうという、第１の問題点が生じる。
【０００９】
上記第１の問題点に対して、交流電源Ｖ_ａｃが変動しても斜線部Ａの面積を略一定に保つ為に、図１２の回路図に示す様に抵抗Ｒ_１，Ｒ_２との接点Ｂとダイオ−ドＤ_１のカソ−ド端子とを抵抗Ｒ_９で接続して基準電圧Ｖ_３Ｈが交流電源Ｖ_ａｃの変動に併せて図１３に示す様に変化させることにより、図１１に示す様に交流電源Ｖ_ａｃが変動しても斜線部Ａを略一定にできる。（第２従来例）
しかし、交流電源Ｖ_ａｃが低下しすぎると、図１４に示す様に充電電流Ｉは常に流れてしまうことになる。つまり、交流電源Ｖ_ａｃの大きな変動に対しては充電電流Ｉを制御しきれないという第２の問題点も生じる。
【００１０】
上記第２の問題点に対して、交流電源Ｖ_ａｃが略一定値以下になった場合は、基準電圧Ｖ_３を零ＶとしてコンデンサＣ_１への充電を停止する方法があり、その回路例を図１５に示す。（第３従来例）
図１２に示した第２従来例の回路と異なる点は、抵抗Ｒ_２の両端にスイッチング素子Ｑ_４を並列接続し、交流電源Ｖ_ａｃが略一定値以下になった場合は、平滑コンデンサＣＨの両端電圧Ｖ_ＣＨを抵抗Ｒ_１０，Ｒ_１１で分圧した電圧Ｖ_４と、外部電源Ｖ_Ｔとを比較器ＣＯ_２で比較出力したハイ（Ｈ）レベルの信号によりスイッチング素子Ｑ_４をオンしてスイッチング素子Ｑ_１，スイッチング素子Ｑ_２をオフすることにより、充電電流Ｉを停止する様にしたものであり、その他の第２従来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略する。なお、抵抗Ｒ_１１と並列接続されたコンデンサＣ_２はノイズ除去用のコンデンサであり、基準電圧Ｖ_３Ｈと脈流電圧Ｖ_１との関係は、図１６に示す様になる。
【００１１】
従来、照明装置の電源回路に於いて、停電の検出を行う方法としては平滑コンデンサＣＨの両端電圧Ｖ_ＣＨを検出するものがあり、その回路例を図１７に示す。（第４従来例）
交流電源Ｖ_ａｃをダウントランスＴで降圧して整流器ＤＢで全波整流した脈流電圧Ｖ_１を平滑コンデンサＣＨで平滑した電圧Ｖ_ＣＨを、ダイオ−ドＤ_１を介して抵抗Ｒ_１０，Ｒ_１１で分圧した抵抗Ｒ_１１の両端電圧Ｖ_４と、基準電圧Ｖ_Ｓとを比較器ＣＯ_３で比較出力して、抵抗Ｒ_１１の両端電圧Ｖ_４が基準電圧Ｖ_Ｓを下回ることにより停電を検知して、Ｈレベルの停電検出信号Ｓ_２を得る。Ｈレベルの停電検出信号Ｓ_２が制御回路１に入力されると制御回路１は非常点灯状態に切り換える。なお、抵抗Ｒ_１１と並列接続されたコンデンサＣ_２はノイズ除去用のコンデンサである。
【００１２】
しかし、上記第４従来例に於いて、平滑コンデンサＣＨ，コンデンサＣ_２，抵抗Ｒ_１０，Ｒ_１１とで決まる時定数により、図１８に示す様に抵抗Ｒ_１１の両端電圧Ｖ_４が基準電圧Ｖ_Ｓを下回るまでに時間を要する（例えば無負荷時は時間ｔ_０を要する。）ので、停電が瞬時に検知できない。交流電源Ｖ_ａｃのピ−ク値の低下の検知に要する時間が長くなると、周囲温度が異常上昇した際などは、非常点灯状態への切り換えが行えず不点灯になってしまい、また、ダウントランスＴの２次電圧の変動が大きいと停電の検出レベルにばらつきが生じてしまう、という第３の問題点が生じる。
【００１３】
上記第３の問題点を解決する方法として、脈流電圧Ｖ_１のピ−ク電圧を検出するものがあり、その回路例を図１９に示す。（第５従来例）
脈流電圧Ｖ_１を抵抗Ｒ_１５，Ｒ_１６で分圧した電圧Ｖ_５と、外部電源Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ_１７，Ｒ_１８で分圧した電圧Ｖ_６とを比較器ＣＯ_４で比較して、電圧Ｖ_５が電圧Ｖ_６を下回ることにより停電を検知する。停電を検知すると、比較器ＣＯ_４はＬレベルの信号Ｓ_３をスイッチング素子Ｑ_７のベ−スに入力して、スイッチング素子Ｑ_７をオフする。スイッチング素子Ｑ_７がオフすると、外部電源Ｖｒｅｆより定電流源充電電流Ｉ_ＤＣを介してコンデンサＣ_３は充電され、コンデンサＣ_３の両端電圧Ｖ_Ｃ３が時間ｔ_１を要して徐々に上昇して、基準電圧Ｖ_７を上回ると、比較器ＣＯ_５よりＨレベルの停電検出信号Ｓ_２が制御回路１に入力される。Ｈレベル停電検出信号Ｓ_２が制御回路１に入力されると制御回路１は非常点灯状態に切り換える。
【００１４】
この様に構成することで、時間ｔ_１以内に停電を検出できるので、停電検出に要する時間が短くすることが可能である。（図２０）
【００１５】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、第３従来例に於いて、ダウントランスＴの２次電圧の変動が大きい場合は以下の様な第４の問題点が生じる。
【００１６】
先ず、交流電源Ｖ_ａｃの低下によりスイッチング素子Ｑ_４がオンして充電電流Ｉが停止すると、負荷側のインピ−ダンスが上昇するので、ダウントランスＴの２次電圧が上昇、つまり平滑コンデンサＣＨの両端電圧Ｖ_ＣＨが上昇する。平滑コンデンサＣＨの両端電圧Ｖ_ＣＨが上昇して外部電源Ｖ_Ｔを上回ると、再びスイッチング素子Ｑ_４がオンして充電電流Ｉが流れる。充電電流Ｉが流れると負荷側のインピ−ダンスが低下して、ダウントランスＴの２次電圧が低下、つまり平滑コンデンサＣＨの両端電圧Ｖ_ＣＨが低下する。平滑コンデンサＣＨの両端電圧Ｖ_ＣＨが低下して外部電源Ｖ_Ｔを下回ると、再びスイッチング素子Ｑ_４がオフして充電電流Ｉが停止する。この様に、ダウントランスＴの２次電圧変動によって充電電流Ｉの停止と流れることとが繰り返されてしまうという第４の問題点が生じる。
【００１７】
また、上記第３従来例に於いて、負荷側のインピ−ダンスが変化するなどにより脈流電圧Ｖ１のピ−ク電圧値が変動すると、正確な停電検出が不可能になる、という第５の問題点が生じる。
【００１８】
本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、交流電源の電圧変動によらずに補助電源への充電を行うことが可能であると共に、瞬時に停電を検出可能な照明装置を提供することである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】
上記問題点を解決する為に、請求項１記載の発明によれば、通常は交流電源からの電圧で動作し、交流電源の電圧値が低下すると動作して照明負荷を点灯させる共に充電可能な補助電源と、前記補助電源を充放電する充電制御手段と、交流電源の電圧値を検出する停電検出手段とを少なくとも備える照明装置に於いて、前記充電制御手段は、交流電源からの電圧が発生する個所に直列に接続された第１及び第２のツェナーダイオードからなり、交流電源の電圧変動がないときには、第１及び第２のツェナーダイオードがオンすることによって、前記補助電源の充電電流を一定にし、交流電源の電圧変動が発生し交流電圧が低下したときには、第１のツェナーダイオードがオンするとともに第２のツェナーダイオードがオフすることによって、前記充電電流の値を一定以下に制御することを特徴とする
【００２３】
請求項１記載の発明によれば、交流電源が定格値付近では、電源電圧変動に対して補助電源の定電流充電を行い、交流電源が定格値以下になった場合は、補助電源への充電電流値を絞る。
【００２７】
【実施例】
（実施例１）
図１は、本発明に係る第１実施例の回路図、図２は脈流電圧Ｖ_１と基準電圧Ｖ_３との関係を示す特性図であり、図１５に示した第３従来例と異なる点は、平滑コンデンサＣＨの両端電圧Ｖ_ＣＨをツェナ−ダイオ−ドＺＤ_１を介して抵抗Ｒ_２１，Ｒ_２２，Ｒ_２３で分圧して、抵抗Ｒ_２３の両端電圧を基準電圧Ｖ_３として比較器ＣＯ_１に入力すると共に、比較器ＣＯ_１の出力をＲＳフリップフロップ２のセット（Ｓ）端子に入力し、平滑コンデンサＣＨの両端電圧Ｖ_ＣＨを抵抗Ｒ_２０，スイッチング素子Ｑ_６を介してＲＳフリップフロップ２のリセット（Ｒ）端子に入力し、ＲＳフリップフロップ２の”−Ｑ”端子からの出力によりスイッチング素子Ｑ_１を制御する様にし、また、整流器ＤＢの出力端に抵抗Ｒ_２５，Ｒ_２６の直列回路を並列接続して、抵抗Ｒ_２６の両端電圧Ｖ_１０をスイッチング素子Ｑ_６のベ−ス・エミッタ間に印加してスイッチング素子Ｑ_６を制御する様にしたことであり、その他の第３従来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略する。なお、抵抗Ｒ_２２，Ｒ_２３の直列回路の両端にはツェナ−ダイオ−ドＺＤ_２が並列接続されている。
【００２８】
次に、図２を用いて動作を簡単に説明する。
平滑コンデンサＣＨの両端電圧Ｖ_ＣＨがツェナ−ダイオ−ドＺＤ_１とツェナ−ダイオ−ドＺＤ_２とをオンさせるのに必要な最小値を最小電圧Ｖ_Ｘ、ツェナ−ダイオ−ドＺＤ_１，ツェナ−ダイオ−ドＺＤ_２のツェナ−電圧をＶ_ＺＤ１，Ｖ_ＺＤ２とすると、
Ｖ_Ｘ＝｛（Ｒ_２１＋Ｒ_２２＋Ｒ_２３）／（Ｒ_２２＋Ｒ_２３）｝×Ｖ_ＺＤ２・・・（３）
となり、
Ｖ_ＣＨ≧Ｖ_Ｘ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
の場合、
Ｖ_３≧｛Ｒ_２３／（Ｒ_２２＋Ｒ_２３）｝×Ｖ_ＺＤ２・・・・・・・・・・・（５）
となる。
【００２９】
先ず平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶＣＨが最小電圧ＶＸ以上の場合、ツェナ−ダイオ−ドＺＤ１とツェナ−ダイオ−ドＺＤ２とはオンしているので、ツェナ−ダイオ−ドの電圧電流（ＶＦ−充電電流ＩＦ特性）を利用すると、図２（１）に示す様に平滑コンデンサＣＨの両端電圧ＶＣＨの上昇に対して基準電圧Ｖ３は上昇すると共に、傾きは図１３に示した傾きと略同一にすることにより、コンデンサＣ１の定電流充電を行うことが可能である。なお、抵抗Ｒ２１を変化させることによりツェナ−ダイオ−ドＺＤ１，ツェナ−ダイオ−ドＺＤ２に流れる電流ＩＦ１，ＩＦ２の値を変化させることができる。
【００３０】
次に平滑コンデンサＣＨの両端電圧Ｖ_ＣＨがツェナー電圧Ｖ_ＺＤ１以上で最小電圧Ｖ_Ｘ以下の場合、ツェナーダイオードＺＤ_１はオン、ツェナーダイオードＺＤ_２はオフするので、図２に示す様に平滑コンデンサＣＨの両端電圧Ｖ_ＣＨの上昇に対して基準電圧Ｖ_３は上昇すると共に、傾きは抵抗Ｒ_１，Ｒ_２，Ｒ_３を変化することにより容易に設定できるが、この場合にダウントランスＴの２次電圧変動によるコンデンサＣ_１への充電電流Ｉの停止と再開との繰り返し現象を解消するので、あまり傾きを大きくすることができないと共に、傾きが小さいと交流電源Ｖ_ａｃの低下時にコンデンサＣ_１への充電電流の位相幅が大きくなり停電検出が正確にできないので、抵抗Ｒ_１，Ｒ_２，Ｒ_３により適切な傾きを設定する必要がある。
【００３１】
この場合、基準電圧Ｖ_３がＣ_１の両端電圧Ｖ_２を下回ると、コンデンサＣ_１は充電から抵抗Ｒ_６を介しての放電を行う。平滑コンデンサＣＨの両端電圧Ｖ_ＣＨがツェナ−電圧Ｖ_ＺＤ１以下になると、ツェナ−ダイオ−ドＺＤ_１，ツェナ−ダイオ−ドＺＤ_２共にオフするので、図２▲３▼に示す様に基準電圧Ｖ_３は零になり、コンデンサＣ_１への充電が停止してコンデンサＣ_１は抵抗Ｒ_６を介して放電する。なお、コンデンサＣ_１への充放電の制御は、スイッチング素子Ｑ_１，スイッチング素子Ｑ_２を制御することにより容易に行うことができるが、スイッチング素子Ｑ_１，スイッチング素子Ｑ_２の制御は、セット（Ｓ）信号をリセット（Ｒ）信号よりも優先する様なＲＳフリップフロップ２を用いて行う。
【００３２】
以下にその動作を簡単に説明する。
コンデンサＣ_１の両端電圧Ｖ_２が基準電圧Ｖ_３よりも低い場合は、比較器ＣＯ_１はＬレベルの信号をＲＳフリップフロップ２のＳ端子に入力するのでＲ端子に入力される信号に係わらず”−Ｑ”端子はＨレベルの信号を出力してスイッチング素子Ｑ_１，スイッチング素子Ｑ_２をオンするので、コンデンサＣ_１は充電される。
【００３３】
コンデンサＣ_１の両端電圧Ｖ_２が基準電圧Ｖ_３よりも高い場合は、比較器ＣＯ_１はＨレベルの信号をＲＳフリップフロップ２のＳ端子にセット信号として入力するので”−Ｑ”端子はＬレベルの信号を出力してスイッチング素子Ｑ_１，スイッチング素子Ｑ_２をオフし、コンデンサＣ_１への充電が停止する。
【００３４】
抵抗Ｒ_２５，Ｒ_２６で脈流電圧Ｖ_１のゼロクロス検出を行ってスイッチング素子Ｑ_６をオフすると、平滑コンデンサＣＨの正側の端子より抵抗Ｒ_２０を介してＲ端子にＨレベルのリセット信号を入力してＲＳフリップフロップ２の”−Ｑ”端子はＨレベルの信号を出力してスイッチング素子Ｑ_１，スイッチング素子Ｑ_２を再びオンして、コンデンサＣ_１は充電を再開する。
【００３５】
この様に構成したことにより、交流電源Ｖａｃの変動に対して定格値付近では定電流で補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１の充電を行い、定格値以下では補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１への充電電流を絞ることにより、補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１への充電電流の位相幅を一定値以下にすることが可能となる。
【００３６】
（実施例２）
図３は、本発明に係る第２実施例の回路図であり、図１に示した第１実施例と異なる点は、抵抗Ｒ２３の両端に抵抗Ｒ２６とコンデンサＣ５との直列回路を並列接続し、コンデンサＣ５の両端にスイッチング素子Ｑ９を並列接続し、停電検出回路３を介して整流器ＤＢの正側の出力端とスイッチング素子Ｑ９のベ−スとを接続し、スイッチング素子Ｑ４のエミッタ端子を比較器ＣＯ１の負端子に接続して、通常時と交流電源Ｖａｃのピ−ク値の低下との（通常点灯と非常点灯との）切り換え時に於ける補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１への充電電流を制御するものであり、その他の第１実施例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略する。
【００３７】
次に、図４，図５を用いて動作を簡単に説明する。
図４に示す様に、交流電源Ｖ_ａｃのピ−ク値が低下する、つまり脈流電圧Ｖ_１が低下して停電検出回路３が停電と判断すると、停電検出回路３よりＨレベルの停電検出信号Ｓ_２がスイッチング素子Ｑ_９のベ−スに入力されてスイッチング素子Ｑ_９はオンする。そして、コンデンサＣ_５の両端電圧Ｖ_３を零にしてコンデンサＣ_１への充電を停止する。
【００３８】
図５に示す様に、停電検出回路３が交流電源Ｖａｃの通電を判断すると、停電検出回路３よりＬレベルの停電検出信号Ｓ２がスイッチング素子Ｑ９のベ−スに入力されてスイッチング素子Ｑ９はオフし、ツェナ−ダイオ−ドＺＤ１，抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２６を介してコンデンサＣ５が徐々に充電され、補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１への充電が開始され、コンデンサＣ１の両端電圧Ｖ２はコンデンサＣ５の両端電圧Ｖ３の上昇に併せて徐々に上昇していく。この様に補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１の充電が定電流充電になるまでに時間を要するので、充電電流Ｉの流れる時間が徐々に大きくなっていく様に設定すれば良い。
【００３９】
（実施例３）
図６は本発明に係る第３実施例の回路図、図７はその動作波形図であり、図１９に示した第５従来例と異なる点は、抵抗Ｒ_１６とグランドとの間に抵抗Ｒ_３１を直列接続し、抵抗Ｒ_３１の両端にスイッチング素子Ｑ_１０を並列接続し、比較器ＣＯ_５の出力停電検出信号Ｓ_２をスイッチング素子Ｑ_１０のベ−スにも入力し、抵抗Ｒ_１８の両端に抵抗Ｒ_３２とスイッチング素子Ｑ_１１との直列回路を並列接続し、比較器ＣＯ_４の出力Ｓ_３をスイッチング素子Ｑ_１１のベ−スにも入力すると共に、充電制御回路４ａの代わりに図３で示した充電制御回路４ｂを設けたものであり、その他の第５従来例と同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略する。
【００４０】
本回路は、スイッチング素子Ｑ_１０がオンすると、脈流電圧Ｖ_１を抵抗Ｒ_１５と抵抗Ｒ_１６とで分圧した低い基準電圧Ｖ_５Ｌが得られ、スイッチング素子Ｑ_１０がオフすると、脈流電圧Ｖ_１を抵抗Ｒ_１５と抵抗Ｒ_１６と抵抗Ｒ_３１とで分圧した高い基準電圧Ｖ_５Ｈ（＞Ｖ_５Ｌ）が得られる。また、スイッチング素子Ｑ_１１がオフすると、外部電源Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ_１７と抵抗Ｒ_１８とで分圧した高い基準電圧Ｖ_６Ｈが得られ、スイッチング素子Ｑ_１１がオンすると、外部電源Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ_１７と抵抗Ｒ_１８と抵抗Ｒ_３２とで分圧した低い基準電圧Ｖ_６Ｌ（＜Ｖ_６Ｈ）が得られる。この様に、基準電圧Ｖ_６Ｈと基準電圧Ｖ_６Ｌとを切り換えてコンデンサＣ_１への充電にヒステリシスを設けることにより、ノイズによる誤動作を防ぐことが容易になる。
【００４１】
ここで、ダウントランスＴの電圧変動率が大きい場合は負荷インピ−ダンスの変化によってダウントランスＴの２次電圧が変化する為に、停電状態でないにも関わらず脈流電圧Ｖ_１が零近傍まで低下して、停電と判断する場合があるので、それを防ぐ為に充電制御回路４ｂを設けて充電電流Ｉの位相幅を一定値以下に保つ様にする。
【００４２】
次に、動作を簡単に説明する。
先ず、スイッチング素子Ｑ_１０がオフ、スイッチング素子Ｑ_１１がオンで基準電圧Ｖ_５Ｈ＜Ｖ_６Ｌの場合、基準電圧Ｖ_５Ｈと基準電圧Ｖ_６Ｌとを比較器ＣＯ_４で比較出力すると、ＬレベルのＳ_３を得てスイッチング素子Ｑ_１１，スイッチング素子Ｑ_７をオフする。スイッチング素子Ｑ_１１をオフすると、基準電圧Ｖ_６がＶ_６ＬからＶ_６Ｈに基準電位が上昇する。また、スイッチング素子Ｑ_７がオフしてコンデンサＣ_３の両端電圧Ｖ_Ｃ３が基準電圧Ｖ_７を越えると、比較器ＣＯ_５はＨレベルの停電検出信号Ｓ_２を出力して充電制御回路４ｂに入力すると共にスイッチング素子Ｑ_１０をオンする。スイッチング素子Ｑ_１０がオンすると、基準電圧Ｖ_５はＶ_５ＨからＶ_５Ｌへと低下してヒステリシスをかける。
【００４３】
脈流電圧Ｖ_１が上昇、つまり基準電圧Ｖ_５Ｌが上昇してＶ_５Ｌ＞Ｖ_６Ｈになると、ＨレベルのＳ_３を得てスイッチング素子Ｑ_１１，スイッチング素子Ｑ_７をオンする。スイッチング素子Ｑ_１１をオンすると、基準電圧Ｖ_６がＶ_６ＨからＶ_６Ｌに低下する。また、スイッチング素子Ｑ_７がオンしてコンデンサＣ_３の両端電圧Ｖ_Ｃ３が基準電圧Ｖ_７を下回ると、比較器ＣＯ_５はＬレベルの停電検出信号Ｓ_２を出力して充電制御回路４ｂに入力すると共にスイッチング素子Ｑ_１０をオフする。
【００４４】
図７に示す基準電圧Ｖ５とＶＣ１と停電検出信号Ｓ２との動作波形図に於ける斜線部分が補助電源ＢＡＴＴ及びコンデンサＣ１へ充電される部分に相当する。つまり時間Ｔ１ではスイッチング素子Ｑ７がオフされてコンデンサＣ１は充電され、時間Ｔ２ではスイッチング素子Ｑ７がオンされてコンデンサＣ１が放電する。充電電流Ｉの位相を制御して交流電源Ｖａｃが変動しても位相が一定値を越えない様にすれば、時間Ｔ２での基準電圧Ｖ５の波形は充電電流Ｉの影響を受けにくくなる。その為に時間Ｔ２で停電検出を行う様に設定すれば、高精度の停電検出を行うことが可能となる。
【００４５】
請求項１記載の発明によれば、交流電源の電圧変動に対して補助電源への充電電流を略一定に保つことが可能である照明装置を提供できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る第１実施例を示す回路図である。
【図２】上記実施例に係る電圧特性を示す図である。
【図３】本発明に係る第２実施例を示す回路図である。
【図４】上記実施例に係る、通常状態から非常状態へ変化する場合の電圧特性を示す図である。
【図５】上記実施例に係る、非常状態から通常状態へ変化する場合の電圧特性を示す図である。
【図６】本発明に係る第３実施例を示す回路図である。
【図７】上記実施例に係る動作波形を示す図である。
【図８】本発明に係る第１従来例を示す回路図である。
【図９】上記従来例に係るコンデンサの電圧波形を示す図である。
【図１０】上記従来例に係るコンデンサの別の電圧波形を示す図である。
【図１１】上記従来例に係るコンデンサの更に別の電圧波形を示す図である。
【図１２】本発明に係る第２従来例を示す回路図である。
【図１３】上記従来例に係る電圧特性を示す図である。
【図１４】上記従来例に係るコンデンサの電圧波形を示す図である。
【図１５】本発明に係る第３従来例を示す回路図である。
【図１６】上記従来例に係る電圧特性を示す図である。
【図１７】本発明に係る第４従来例を示す回路図である。
【図１８】上記従来例に係るコンデンサの電圧波形を示す図である。
【図１９】本発明に係る第５従来例を示す回路図である。
【図２０】上記従来例に係る動作波形を示す図である。
【符号の説明】
Ｃコンデンサ
４充電制御手段

Claims

通常は交流電源からの電圧で動作し、交流電源の電圧値が低下すると動作して照明負荷を点灯させる共に充電可能な補助電源と、前記補助電源を充放電する充電制御手段と、交流電源の電圧値を検出する停電検出手段とを少なくとも備える照明装置に於いて、前記充電制御手段は、交流電源からの電圧が発生する個所に直列に接続された第１及び第２のツェナーダイオードからなり、交流電源の電圧変動がないときには、第１及び第２のツェナーダイオードがオンすることによって、前記補助電源の充電電流を一定にし、交流電源の電圧変動が発生し交流電圧が低下したときには、第１のツェナーダイオードがオンするとともに第２のツェナーダイオードがオフすることによって、前記充電電流の値を一定以下に制御することを特徴とする照明装置。