JP3554275B2 - 負荷通信チャンネルの部品の特性を決定する方法および装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
本発明は、通信チャンネルの部品、特に負荷がかかっている通信衛星のトランスポンダの特性を決定する方法および装置に関する。
【０００２】
通信チャンネルの特性は使用機器の寿命中に変わり得る。種々のテストは寿命の初期だけでなく寿命中に繰り返しても行われ、通信チャンネルが所定の仕様を満たしているかどうかを確認できる。通常、正常なトラヒックを使用することなく、すなわち、通信信号の送信用の通信チャンネルを使用することなく、これらテストは実行される。次に、このシナリオについて通信衛星を参照してより詳細に説明するが、以下に開示する発明は、特にこの分野に適用できるが、この応用のみに限定されるものではない。
【０００３】
通信衛星では、通信チャンネルは、受信アンテナのような種々の部品と入力デマルチプレクサとパワーアンプと出力マルチプレクサと送信アンテナとを含む衛星のトランスポンダによって組み立てられる。振幅応答および群遅延のようなトランスポンダの特性は、地上での衛星の寿命の開始時、打ち上げ後、軌道にある時だけでなく、寿命中にも測定される。これら測定は、従来、トランスポンダで通常のトラヒックなしに、すなわち、ペイロード信号がトランスポンダに送信されたりトランスポンダによって再送信されずに、行われていた。
【０００４】
テスト中にペイロード信号をスイッチ・オフしなければならないことは、通信を中断しなければならないのでトランスポンダのユーザーにとってかなりの欠点となるだけでなく、中断をできるだけ短くできるように迅速にテストを実行しなければならないので衛星の運用者にとってもかなりの欠点となっている。通信チャンネルを介して通信を中断することは不可能であるために、運用段階に入った後は、これらチャンネルの部品をテストできないようなケースもある。
米国特許第４，６３７，０１７号は、ＴＤＭＡ通信衛星システムのトランスポンダへの入力電力をモニタすることに関する。ＴＤＭＡシステムでは、進行波管増幅器の入力側には１つの搬送波周波数しか存在せず、したがって、この増幅器は非線形および相互変調のないＴＷＴの飽和点近くで作動できる。入力バックオフを測定するために、モニタ局は増幅器帯域幅内でＣＷパイロット信号を送信する。バースト間のガード時間で、モニタ局は増幅器によって出力される非抑制パイロットレベルを測定する。地上局が搬送波回復中に無変調搬送波を送信するか、クロック回復中にクロック周波数で変調された搬送波を送信する間、モニタ局はパイロット信号および搬送波の非線形相互作用によって抑制された抑制パイロットレベルを測定する。パイロット抑制量は、先に測定された関係または理論的に誘導された関係によって搬送波の入力電力バックオフと関連付けられる。搬送波の回復中の搬送波のレベルを測定することによって、また、送信信号またはそれらの相互変調積から中心のずれたノイズフィルタを使った搬送波またはクロック回復中の抑制されたノイズを測定することによって、搬送波対抑制ノイズ比が決定される。
ドイツ特許出願第ＤＥ−Ａ−３６４４１７５号は、データチャンネルまたはデータネットワークをそれぞれ制御する衛星データおよび補助情報を介して送信する方法を開示している。データ送信および補助情報送信のために同一周波数を使用できるように、補助情報は擬似ノイズシーケンとして送信される。
【０００５】
本発明の目的は、通信チャンネルを介してトラヒックを中断する必要なく、衛星の通信チャンネルの部品、特にトランスポンダの特性を決定できる方法および装置を提供することにある。
【０００６】
この目的および他の目的は、ペイロード信号を所定のレベルで送信するよう設計された通信チャンネルの部品の特性を決定する方法であって、第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）を発生するステップと、クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）を前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）で変調してＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）を発生するステップと、前記ペイロード信号のレベルよりも低いレベルで前記通信チャンネルを介して前記ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）を送信するステップと、前記通信チャンネルを通過した後に前記ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）に対応する受信信号ｓ’（ｔ）を受信するステップと、前記受信信号ｓ’（ｔ）と前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）との相関を求めて再生搬送波信号ｆ’（ｔ）を発生するステップと、前記クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）と前記再生搬送波信号ｆ’（ｔ）との比較に基づいて前記通信チャンネルの部品の特性を決定するステップと、を具備する方法によって達成される。
【０００７】
前記ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）のレベルは、前記ペイロード信号のレベルよりも少なくとも１５ｄＢ好ましくは２５ｄＢ以上低い。
【０００８】
別の実施の形態では、前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）は、好ましくはフィードバック・シフトレジスタによって発生される２進擬似ノイズ・シーケンスである。
【０００９】
前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）のチップレートは、５ＭＣｈｉｐ／ｓより小さく、好ましくは２．５ＭＣｈｉｐ／ｓ以下である
【００１０】
別の実施の形態では、前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）を遅延するとともに該遅延された第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）と前記受信信号ｓ’（ｔ）とを乗算することによって、前記受信信号ｓ’（ｔ）と前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）との前記相関が求められる。
【００１１】
基準を発生するために、本発明による方法は、第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）を発生するステップと、基準搬送波信号ｆＲ（ｔ）を前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）で変調してＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）を発生するステップと、前記ペイロード信号のレベルよりも低いレベルで前記通信チャンネルを介して前記ＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）を送信するステップと、前記通信チャンネルを通過した後に前記ＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）に対応する基準受信信号ｓＲ’（ｔ）を受信するステップと、前記受信信号ｓＲ’（ｔ）と前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）との相関を求めて再生基準搬送波信号ｆＲ’（ｔ）を発生するステップと、前記基準搬送波信号ｆＲ（ｔ）と前記再生搬送波信号ｆＲ’（ｔ） との比較に基づいて前記通信チャンネルの部品の特性を決定するステップと、をさらに具備する。
【００１２】
前記ＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）のレベルは、前記ペイロード信号のレベルよりも少なくとも１５ｄＢ好ましくは２５ｄＢ以上低い。
【００１３】
別の実施の形態では、前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）は、好ましくはフィードバック・シフトレジスタによって発生される２進擬似ノイズ・シーケンスである。
【００１４】
別の実施の形態では、前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）を遅延するとともに該遅延された第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）と前記基準受信信号ｓＲ’（ｔ）とを乗算することによって、前記基準受信信号ｓＲ’（ｔ）と前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）との相関を求める。
【００１５】
上記の事項を特徴とする本発明の方法は、特に、前記通信チャンネルが通信衛星のトランスポンダである場合に適用できる。前記ＰＮ変調基準信号ｓＲ（ｔ）は衛星の同じトランスポンダを介して送信することができるが、前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）と前記擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）との相関を求めてはならない。前記ＰＮ変調基準信号ｓＲ（ｔ）も、衛星の異なるトランスポンダを介して送信できる。
【００１６】
前記通信チャンネルの特性は群遅延および振幅応答でよい。
【００１７】
上記の目的および他の目的は、ペイロード信号を所定のレベルで送信するように設計された通信チャンネルの部品の特性を決定する装置であって、擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）を発生する第１の擬似ノイズ信号発生手段と、クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）を前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）で変調してＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）を発生する第１の変調手段と、前記ペイロード信号のレベルよりも低いレベルで前記通信チャンネルを介して前記ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）を送信する送信手段と、前記通信チャンネルを通過した後に前記ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）に対応する受信信号ｓ’（ｔ）を受信する受信手段と、前記受信信号ｓ’（ｔ）と前記擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）との相関を求めて再生搬送波信号ｆ’（ｔ）を発生する第１の相関手段と、を具備する装置によっても達成される。
【００１８】
前記ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）のレベルは、前記ペイロード信号のレベルよりも少なくとも１５ｄＢ好ましくは２５ｄＢ以上低い。
【００１９】
別の実施の形態では、前記第１の擬似ノイズ信号発生手段は、フィードバック・シフトレジスタである。
【００２０】
前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）のチップレートは、５ＭＣｈｉｐ／ｓより小さく、好ましくは２．５Ｍｃｈｉｐ／ｓ以下である。
【００２１】
別の実施の形態では、上記装置は、前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）を遅延する第１の遅延手段を具備する。
【００２２】
基準信号を得るため、上記装置は、第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）を発生する第２の擬似ノイズ信号発生手段と、基準搬送波信号ｆＲ（ｔ）を前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）で変調してＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）を発生する第２の変調手段と、前記ペイロード信号のレベルよりも低いレベルで前記通信チャンネルを介して前記ＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）を送信する送信手段と、前記通信チャンネルを通過した後に前記ＰＮ変調基準搬送波信号ｓ（ｔ）に対応する基準受信信号ｓＲ’（ｔ）を受信する受信手段と、前記基準受信信号ｓＲ’（ｔ）と前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）との相関を求めて再生搬送波信号ｆＲ’（ｔ）を発生する第２の相関手段と、をさらに具備する。
【００２３】
前記ＰＮ変調基準搬送波信号ｓ（ｔ）のレベルは、前記ペイロード信号のレベルよりも少なくとも１５ｄＢ好ましくは２５ｄＢ以上低い。
【００２４】
前記第２の擬似ノイズ信号発生手段は、フィードバック・シフトレジスタである。
【００２５】
別の実施の形態では、上記装置は、前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）を遅延する第２の遅延手段をさらに具備する。
【００２６】
要約すれば、通信チャンネルの部品、例えば通信衛星のトランスポンダの特性を決定するために、クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）は、擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）で変調されるとともに、通信チャンネルを介して同時に送信されるペイロード信号のレベルよりも低いレベルで通信チャンネルを介して送信される。受信信号ｓ’（ｔ）と同じ擬似ノイズ信号ＰＮ（Ｔ）との相関を求めて、再生搬送波信号ｆ’（ｔ）を得る。クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）と再生搬送波信号ｆ’（ｔ）とを共に使用して、所望する特性を決定する。ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）は低レベルで送信されるので、ペイロード信号をスイッチ・オフすることなく測定を実施できる。
【００２７】
本発明による方法および装置の最も重要な利点は、当然ながら、測定を実施するためにペイロード信号をスイッチ・オフする必要がないことである。これにより、通信チャンネルのメンテナンスおよび検証に必要な停止時間はかなり制限され、したがって、サービスの利用可能性も向上する。
【００２８】
別のかなり重要な利点は、本方法および本装置により、現実的な条件下で通信チャンネルの部品の特性を測定できることである。例えば、衛星トランスポンダでは、ＩＭＵＸおよびＯＭＵＸフィルタは導波フィルタであり、これらフィルタの特性は温度で変化する。通常、フィルタは、作動中に均一に加熱されず、ペイロード信号に応じて加熱される。ペイロード信号がスイッチ・オフされると、テスト信号がフィルタを加熱する所定の電力を給電しても、温度分布は正常動作に比べて変化する。したがって、従来の方法では、負荷がかかっている通信チャンネルに存在する条件下では、特性を測定できない。さらに、提案されている方法では、測定信号のスペクトルパワー密度はペイロード信号のスペクトルパワー密度よりもかなり小さいので、最も現実的な環境下にある通信チャンネルの挙動の特徴を定めることができる。
【００２９】
本発明のさらに別の利点は、衛星通信チャンネルの場合には、ペイロード信号を中断することなく、かつ、他の測定と同時に、アップリンク／ダウンリンクの変換周波数を測定できることである。
【００３０】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態についてより詳細に説明する。
【００３１】
本発明の実施の形態を説明するため、図１は、通信チャンネルの一例として通信衛星のトランスポンダの部品を示す。
【００３２】
通信衛星のトランスポンダは、地上局（不図示）から送られたアップリンク信号を受信する受信アンテナ１を含む。受信アンテナ１の出力信号は、周波数コンバータ２で周波数変換された後に、入力デマルチプレクサ（ＩＭＵＸ）３へ送られる。入力デマルチプレクサ３は、アンテナからの信号内の個々の信号を分離するいくつかの第１のフィルタ４−１〜４−ｎを含む。一般に、１つのフィルタが、受信アンテナ１を介して受信された他の信号から分離されるべき信号ごとに設けられており、１つの通信チャンネルに対応する。入力デマルチプレクサ３のｎ個の出力信号は、対応する数のハイパワーアンプ５−１〜５−ｎへ送られる。各ハイパワーアンプでは、進行波管（ＴＷＴ）が入力デマルチプレクサ３の出力信号を増幅するために使用されている。各ハイパワーアンプは飽和点で通常作動されるので、多数の信号が、これらの信号の相互変調積およびひずみを生じさせる。アンプ出力信号は、ｎ個のアンプ出力信号を結合する出力マルチプレクサ（ＯＭＵＸ）７の一部となっている第２のフィルタ６−１〜６−ｎを通過される。出力マルチプレクサ７の出力信号は、地上の所望するエリアへ送信されるように、送信アンテナ８へ送られる。
【００３３】
入力デマルチプレクサ（ＩＭＵＸ）３および出力マルチプレクサ（ＯＭＵＸ）７に設けられたフィルタはトランスポンダの性能に強力に影響するので、トランスポンダ通信チャンネルのこれら部品の２つの特性、すなわち振幅応答および群遅延の測定に関連させて、本発明による方法について以下に説明する。なお、本発明の方法は、特に、この用途に適す。しかしながら、通信チャンネルの他の部品の同じまたは他の特性も、本発明による方法および装置によって測定できる。
【００３４】
本発明によれば、図２に示されるような地上局では、擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）は、擬似ノイズ信号発生器９、例えばフィードバック・シフトレジスタまたは擬似ノイズ信号の値のシーケンスが記憶されるメモリデバイスによって発生される。擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）は、遅延時間がゼロで、極めてシャープな自己相関関数を有する。これにより、局部的に発生された擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）と伝搬時間に起因して遅延された受信信号との間の時間遅延を測定できる。以下に説明するように変化する可変周波数を有するクリーン搬送波信号ｆ（ｔ）が第１の乗算器１０によって擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）で変調されて、ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）＝ＰＮ（ｔ）×ｆ（ｔ）が形成される。この信号の帯域幅を決定する擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）のチップレートは、通信チャンネルの群遅延の予想ピークと比較してＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）の帯域幅が狭くなるように選定されている。一般に、擬似ノイズ信号のチップレートは５ＭＣｈｉｐ／ｓより低く選択される。
【００３５】
ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）は、アップコンバータ１１へ送られ、テスト中の通信衛星のトランスポンダへＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）を送信するアンテナ１３へハイパワーアンプ１２を介して送られる。しかしながら、ペイロード信号を衛星へ送信するユーザーの観点から、トランスポンダは、テスト中も利用可能な状態のままであり、ペイロード信号を連続して供給できる。
【００３６】
本発明によれば、送信されるＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）のレベルは、ペイロード信号のレベルよりも十分低く、例えば約１５〜２５ｄＢ以上低いので、ペイロード信号は顕著には劣化することはない。この理由から、通信チャンネルを使用しながら、すなわち、同じまたは別の地上局から衛星のトランスポンダにペイロード信号を送信するのと同時にＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）を送信できる。
【００３７】
クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）の周波数は、衛星トランスポンダのフィルタまたはテスト中の一般的な通信チャンネルの他の部品の通過帯域の最低周波数から最高周波数までスイープするように変えられる。ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）は、以下に説明するように、選択された離散周波数で通信チャンネルの振幅応答および群遅延を測定できるように、擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）に起因する狭い帯域幅を有する。
【００３８】
本実施の形態では、アンテナ１３は、衛星のトランスポンダによって再送信される信号すなわち通信チャンネルを通過した信号を受信するためにも使用される。アンテナ１３の出力信号はダウンコンバータ１４を通過させられて、同じであるが遅延された擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）も受信する第２の乗算器１５へ送られる受信信号ｓ’（ｔ）を得る。この遅延時間は、第２の乗算器１５の出力が最大となるようにセットされた遅延手段１６によって発生される。これにより、受信信号ｓ’（ｔ）が乗算される。すなわち、ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）を発生するのに使用されたのと全く同じ擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）との相関が求められ、また、クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）と比較して遅延され減衰されただけの再生キャリア信号ｆ’（ｔ）が得られる。したがって、一般的な通信チャンネルの一例である衛星のトランスポンダの再生搬送波信号ｆ’（ｔ）の減衰に対応する振幅応答とこの再生キャリア信号ｆ’（ｔ）の遅延に対応する群遅延を容易に決定できる。位相を信号帯域幅内で線形に近似できる場合には、その中心周波数における狭帯域信号の実行時間はフィルタの群遅延に対応する。したがって、ＰＮ信号のチップレートが決定される。
【００３９】
通信衛星に関する限り、通過帯域の中心周波数における振幅応答および群遅延だけに関するトランスポンダの通過帯域にわたる振幅応答および群遅延を決定すれば充分である。したがって、再生搬送波信号ｆ’（ｔ）の振幅が最大となるように擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）を遅延するとともに、中心周波数における振幅および遅延を通過帯域内の他の周波数における振幅および遅延からそれぞれ減算すれば充分である。
【００４０】
図３ａおよび３ｂは、本発明による方法によって得られる振幅応答（図３ａ）および群遅延（図３ｂ）の代表的な測定結果を示す。
【００４１】
衛星通信チャンネルすなわちトランスポンダの場合には、測定中は衛星の移動に起因して衛星までの距離が変化することに留意すべきである。また、測定中は大気効果に起因して地上局と衛星との間の通過損失による減衰が変化し得る。上記実施の形態では、中心周波数における振幅応答および群遅延を他の離散周波数におけるそれぞれの値から減算することによって振幅応答および群遅延を決定するので、上記衛星の移動および大気効果または他の影響に起因して誤差が生じることがある。
【００４２】
図４に示すように、先に述べた測定誤差を補償するのに基準信号ｓ（ｔ）を使用できる。図４では、既に述べた部品には同じ参照符号を使用しており、これら部品のこれまでの説明を参照する。基準信号ｓＲ（ｔ）は第３の乗算器１８によって発生される。第３の乗算器１８は、第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）との相関は求められない、第２の擬似ノイズ発生器１７によって発生された第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）と、中心周波数が異なる同じ衛星の同じトランスポンダの通過帯域内または別のトランスポンダの通過帯域内のある固定周波数にあり得る基準搬送波信号ｆＲ（ｔ）とを受信する。上記実施の形態と同じように、ＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）は衛星へ送信され、基準受信信号ｓＲ’（ｔ）は第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）と乗算されて再生基準信号ｆＲ’（ｔ）を得る。測定信号の周波数はトランスポンダの通過帯域にわたってスイープされるが、基準搬送波信号ｆＲ（ｔ）の周波数は固定周波数のままである。したがって、通信チャンネルの補正された振幅応答および群遅延は、基準信号の値を各時間における測定信号の値から減算することによって得られる。
【００４３】
群遅延を測定するこれまで説明した方法の変形例として、第１の周波数に極めて近い特定周波数においてＰＮ変調信号の再構成された搬送波の位相を測定する方法があるが、位相差を計算し周波数差で割ることによって双方の測定周波数の中間にある周波数で群遅延を近似することができる。
【００４４】
擬似ノイズ信号は比較的容易に発生できるので、擬似ノイズ信号についてしかこれまで説明しなかった。しかしながら、本発明による方法および装置では、真のノイズ信号も使用できる。当業者には真のノイズ信号および擬似ノイズ信号の特性は周知であり、これについては、例えば、ベルナード・スクラー著，「デジタル通信−基礎および応用」，プレンティス・ホール社，１９８８年発行に記載されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】通信衛星のトランスポンダの略図を示す図である。
【図２】本発明による装置の第１の実施の形態の略図である。
【図３ａ】測定結果を示すグラフである。
【図３ｂ】測定結果を示すグラフである。
【図４】本発明による装置の第２の実施の形態の略図である。
本発明は、通信チャンネルの部品、特に負荷がかかっている通信衛星のトランスポンダの特性を決定する方法および装置に関する。
【０００２】
通信チャンネルの特性は使用機器の寿命中に変わり得る。種々のテストは寿命の初期だけでなく寿命中に繰り返しても行われ、通信チャンネルが所定の仕様を満たしているかどうかを確認できる。通常、正常なトラヒックを使用することなく、すなわち、通信信号の送信用の通信チャンネルを使用することなく、これらテストは実行される。次に、このシナリオについて通信衛星を参照してより詳細に説明するが、以下に開示する発明は、特にこの分野に適用できるが、この応用のみに限定されるものではない。
【０００３】
通信衛星では、通信チャンネルは、受信アンテナのような種々の部品と入力デマルチプレクサとパワーアンプと出力マルチプレクサと送信アンテナとを含む衛星のトランスポンダによって組み立てられる。振幅応答および群遅延のようなトランスポンダの特性は、地上での衛星の寿命の開始時、打ち上げ後、軌道にある時だけでなく、寿命中にも測定される。これら測定は、従来、トランスポンダで通常のトラヒックなしに、すなわち、ペイロード信号がトランスポンダに送信されたりトランスポンダによって再送信されずに、行われていた。
【０００４】
テスト中にペイロード信号をスイッチ・オフしなければならないことは、通信を中断しなければならないのでトランスポンダのユーザーにとってかなりの欠点となるだけでなく、中断をできるだけ短くできるように迅速にテストを実行しなければならないので衛星の運用者にとってもかなりの欠点となっている。通信チャンネルを介して通信を中断することは不可能であるために、運用段階に入った後は、これらチャンネルの部品をテストできないようなケースもある。
米国特許第４，６３７，０１７号は、ＴＤＭＡ通信衛星システムのトランスポンダへの入力電力をモニタすることに関する。ＴＤＭＡシステムでは、進行波管増幅器の入力側には１つの搬送波周波数しか存在せず、したがって、この増幅器は非線形および相互変調のないＴＷＴの飽和点近くで作動できる。入力バックオフを測定するために、モニタ局は増幅器帯域幅内でＣＷパイロット信号を送信する。バースト間のガード時間で、モニタ局は増幅器によって出力される非抑制パイロットレベルを測定する。地上局が搬送波回復中に無変調搬送波を送信するか、クロック回復中にクロック周波数で変調された搬送波を送信する間、モニタ局はパイロット信号および搬送波の非線形相互作用によって抑制された抑制パイロットレベルを測定する。パイロット抑制量は、先に測定された関係または理論的に誘導された関係によって搬送波の入力電力バックオフと関連付けられる。搬送波の回復中の搬送波のレベルを測定することによって、また、送信信号またはそれらの相互変調積から中心のずれたノイズフィルタを使った搬送波またはクロック回復中の抑制されたノイズを測定することによって、搬送波対抑制ノイズ比が決定される。
ドイツ特許出願第ＤＥ−Ａ−３６４４１７５号は、データチャンネルまたはデータネットワークをそれぞれ制御する衛星データおよび補助情報を介して送信する方法を開示している。データ送信および補助情報送信のために同一周波数を使用できるように、補助情報は擬似ノイズシーケンとして送信される。
【０００５】
本発明の目的は、通信チャンネルを介してトラヒックを中断する必要なく、衛星の通信チャンネルの部品、特にトランスポンダの特性を決定できる方法および装置を提供することにある。
【０００６】
この目的および他の目的は、ペイロード信号を所定のレベルで送信するよう設計された通信チャンネルの部品の特性を決定する方法であって、第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）を発生するステップと、クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）を前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）で変調してＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）を発生するステップと、前記ペイロード信号のレベルよりも低いレベルで前記通信チャンネルを介して前記ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）を送信するステップと、前記通信チャンネルを通過した後に前記ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）に対応する受信信号ｓ’（ｔ）を受信するステップと、前記受信信号ｓ’（ｔ）と前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）との相関を求めて再生搬送波信号ｆ’（ｔ）を発生するステップと、前記クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）と前記再生搬送波信号ｆ’（ｔ）との比較に基づいて前記通信チャンネルの部品の特性を決定するステップと、を具備する方法によって達成される。
【０００７】
前記ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）のレベルは、前記ペイロード信号のレベルよりも少なくとも１５ｄＢ好ましくは２５ｄＢ以上低い。
【０００８】
別の実施の形態では、前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）は、好ましくはフィードバック・シフトレジスタによって発生される２進擬似ノイズ・シーケンスである。
【０００９】
前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）のチップレートは、５ＭＣｈｉｐ／ｓより小さく、好ましくは２．５ＭＣｈｉｐ／ｓ以下である
【００１０】
別の実施の形態では、前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）を遅延するとともに該遅延された第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）と前記受信信号ｓ’（ｔ）とを乗算することによって、前記受信信号ｓ’（ｔ）と前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）との前記相関が求められる。
【００１１】
基準を発生するために、本発明による方法は、第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）を発生するステップと、基準搬送波信号ｆＲ（ｔ）を前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）で変調してＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）を発生するステップと、前記ペイロード信号のレベルよりも低いレベルで前記通信チャンネルを介して前記ＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）を送信するステップと、前記通信チャンネルを通過した後に前記ＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）に対応する基準受信信号ｓＲ’（ｔ）を受信するステップと、前記受信信号ｓＲ’（ｔ）と前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）との相関を求めて再生基準搬送波信号ｆＲ’（ｔ）を発生するステップと、前記基準搬送波信号ｆＲ（ｔ）と前記再生搬送波信号ｆＲ’（ｔ） との比較に基づいて前記通信チャンネルの部品の特性を決定するステップと、をさらに具備する。
【００１２】
前記ＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）のレベルは、前記ペイロード信号のレベルよりも少なくとも１５ｄＢ好ましくは２５ｄＢ以上低い。
【００１３】
別の実施の形態では、前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）は、好ましくはフィードバック・シフトレジスタによって発生される２進擬似ノイズ・シーケンスである。
【００１４】
別の実施の形態では、前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）を遅延するとともに該遅延された第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）と前記基準受信信号ｓＲ’（ｔ）とを乗算することによって、前記基準受信信号ｓＲ’（ｔ）と前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）との相関を求める。
【００１５】
上記の事項を特徴とする本発明の方法は、特に、前記通信チャンネルが通信衛星のトランスポンダである場合に適用できる。前記ＰＮ変調基準信号ｓＲ（ｔ）は衛星の同じトランスポンダを介して送信することができるが、前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）と前記擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）との相関を求めてはならない。前記ＰＮ変調基準信号ｓＲ（ｔ）も、衛星の異なるトランスポンダを介して送信できる。
【００１６】
前記通信チャンネルの特性は群遅延および振幅応答でよい。
【００１７】
上記の目的および他の目的は、ペイロード信号を所定のレベルで送信するように設計された通信チャンネルの部品の特性を決定する装置であって、擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）を発生する第１の擬似ノイズ信号発生手段と、クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）を前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）で変調してＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）を発生する第１の変調手段と、前記ペイロード信号のレベルよりも低いレベルで前記通信チャンネルを介して前記ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）を送信する送信手段と、前記通信チャンネルを通過した後に前記ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）に対応する受信信号ｓ’（ｔ）を受信する受信手段と、前記受信信号ｓ’（ｔ）と前記擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）との相関を求めて再生搬送波信号ｆ’（ｔ）を発生する第１の相関手段と、を具備する装置によっても達成される。
【００１８】
前記ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）のレベルは、前記ペイロード信号のレベルよりも少なくとも１５ｄＢ好ましくは２５ｄＢ以上低い。
【００１９】
別の実施の形態では、前記第１の擬似ノイズ信号発生手段は、フィードバック・シフトレジスタである。
【００２０】
前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）のチップレートは、５ＭＣｈｉｐ／ｓより小さく、好ましくは２．５Ｍｃｈｉｐ／ｓ以下である。
【００２１】
別の実施の形態では、上記装置は、前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）を遅延する第１の遅延手段を具備する。
【００２２】
基準信号を得るため、上記装置は、第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）を発生する第２の擬似ノイズ信号発生手段と、基準搬送波信号ｆＲ（ｔ）を前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）で変調してＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）を発生する第２の変調手段と、前記ペイロード信号のレベルよりも低いレベルで前記通信チャンネルを介して前記ＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）を送信する送信手段と、前記通信チャンネルを通過した後に前記ＰＮ変調基準搬送波信号ｓ（ｔ）に対応する基準受信信号ｓＲ’（ｔ）を受信する受信手段と、前記基準受信信号ｓＲ’（ｔ）と前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）との相関を求めて再生搬送波信号ｆＲ’（ｔ）を発生する第２の相関手段と、をさらに具備する。
【００２３】
前記ＰＮ変調基準搬送波信号ｓ（ｔ）のレベルは、前記ペイロード信号のレベルよりも少なくとも１５ｄＢ好ましくは２５ｄＢ以上低い。
【００２４】
前記第２の擬似ノイズ信号発生手段は、フィードバック・シフトレジスタである。
【００２５】
別の実施の形態では、上記装置は、前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）を遅延する第２の遅延手段をさらに具備する。
【００２６】
要約すれば、通信チャンネルの部品、例えば通信衛星のトランスポンダの特性を決定するために、クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）は、擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）で変調されるとともに、通信チャンネルを介して同時に送信されるペイロード信号のレベルよりも低いレベルで通信チャンネルを介して送信される。受信信号ｓ’（ｔ）と同じ擬似ノイズ信号ＰＮ（Ｔ）との相関を求めて、再生搬送波信号ｆ’（ｔ）を得る。クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）と再生搬送波信号ｆ’（ｔ）とを共に使用して、所望する特性を決定する。ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）は低レベルで送信されるので、ペイロード信号をスイッチ・オフすることなく測定を実施できる。
【００２７】
本発明による方法および装置の最も重要な利点は、当然ながら、測定を実施するためにペイロード信号をスイッチ・オフする必要がないことである。これにより、通信チャンネルのメンテナンスおよび検証に必要な停止時間はかなり制限され、したがって、サービスの利用可能性も向上する。
【００２８】
別のかなり重要な利点は、本方法および本装置により、現実的な条件下で通信チャンネルの部品の特性を測定できることである。例えば、衛星トランスポンダでは、ＩＭＵＸおよびＯＭＵＸフィルタは導波フィルタであり、これらフィルタの特性は温度で変化する。通常、フィルタは、作動中に均一に加熱されず、ペイロード信号に応じて加熱される。ペイロード信号がスイッチ・オフされると、テスト信号がフィルタを加熱する所定の電力を給電しても、温度分布は正常動作に比べて変化する。したがって、従来の方法では、負荷がかかっている通信チャンネルに存在する条件下では、特性を測定できない。さらに、提案されている方法では、測定信号のスペクトルパワー密度はペイロード信号のスペクトルパワー密度よりもかなり小さいので、最も現実的な環境下にある通信チャンネルの挙動の特徴を定めることができる。
【００２９】
本発明のさらに別の利点は、衛星通信チャンネルの場合には、ペイロード信号を中断することなく、かつ、他の測定と同時に、アップリンク／ダウンリンクの変換周波数を測定できることである。
【００３０】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態についてより詳細に説明する。
【００３１】
本発明の実施の形態を説明するため、図１は、通信チャンネルの一例として通信衛星のトランスポンダの部品を示す。
【００３２】
通信衛星のトランスポンダは、地上局（不図示）から送られたアップリンク信号を受信する受信アンテナ１を含む。受信アンテナ１の出力信号は、周波数コンバータ２で周波数変換された後に、入力デマルチプレクサ（ＩＭＵＸ）３へ送られる。入力デマルチプレクサ３は、アンテナからの信号内の個々の信号を分離するいくつかの第１のフィルタ４−１〜４−ｎを含む。一般に、１つのフィルタが、受信アンテナ１を介して受信された他の信号から分離されるべき信号ごとに設けられており、１つの通信チャンネルに対応する。入力デマルチプレクサ３のｎ個の出力信号は、対応する数のハイパワーアンプ５−１〜５−ｎへ送られる。各ハイパワーアンプでは、進行波管（ＴＷＴ）が入力デマルチプレクサ３の出力信号を増幅するために使用されている。各ハイパワーアンプは飽和点で通常作動されるので、多数の信号が、これらの信号の相互変調積およびひずみを生じさせる。アンプ出力信号は、ｎ個のアンプ出力信号を結合する出力マルチプレクサ（ＯＭＵＸ）７の一部となっている第２のフィルタ６−１〜６−ｎを通過される。出力マルチプレクサ７の出力信号は、地上の所望するエリアへ送信されるように、送信アンテナ８へ送られる。
【００３３】
入力デマルチプレクサ（ＩＭＵＸ）３および出力マルチプレクサ（ＯＭＵＸ）７に設けられたフィルタはトランスポンダの性能に強力に影響するので、トランスポンダ通信チャンネルのこれら部品の２つの特性、すなわち振幅応答および群遅延の測定に関連させて、本発明による方法について以下に説明する。なお、本発明の方法は、特に、この用途に適す。しかしながら、通信チャンネルの他の部品の同じまたは他の特性も、本発明による方法および装置によって測定できる。
【００３４】
本発明によれば、図２に示されるような地上局では、擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）は、擬似ノイズ信号発生器９、例えばフィードバック・シフトレジスタまたは擬似ノイズ信号の値のシーケンスが記憶されるメモリデバイスによって発生される。擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）は、遅延時間がゼロで、極めてシャープな自己相関関数を有する。これにより、局部的に発生された擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）と伝搬時間に起因して遅延された受信信号との間の時間遅延を測定できる。以下に説明するように変化する可変周波数を有するクリーン搬送波信号ｆ（ｔ）が第１の乗算器１０によって擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）で変調されて、ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）＝ＰＮ（ｔ）×ｆ（ｔ）が形成される。この信号の帯域幅を決定する擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）のチップレートは、通信チャンネルの群遅延の予想ピークと比較してＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）の帯域幅が狭くなるように選定されている。一般に、擬似ノイズ信号のチップレートは５ＭＣｈｉｐ／ｓより低く選択される。
【００３５】
ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）は、アップコンバータ１１へ送られ、テスト中の通信衛星のトランスポンダへＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）を送信するアンテナ１３へハイパワーアンプ１２を介して送られる。しかしながら、ペイロード信号を衛星へ送信するユーザーの観点から、トランスポンダは、テスト中も利用可能な状態のままであり、ペイロード信号を連続して供給できる。
【００３６】
本発明によれば、送信されるＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）のレベルは、ペイロード信号のレベルよりも十分低く、例えば約１５〜２５ｄＢ以上低いので、ペイロード信号は顕著には劣化することはない。この理由から、通信チャンネルを使用しながら、すなわち、同じまたは別の地上局から衛星のトランスポンダにペイロード信号を送信するのと同時にＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）を送信できる。
【００３７】
クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）の周波数は、衛星トランスポンダのフィルタまたはテスト中の一般的な通信チャンネルの他の部品の通過帯域の最低周波数から最高周波数までスイープするように変えられる。ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）は、以下に説明するように、選択された離散周波数で通信チャンネルの振幅応答および群遅延を測定できるように、擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）に起因する狭い帯域幅を有する。
【００３８】
本実施の形態では、アンテナ１３は、衛星のトランスポンダによって再送信される信号すなわち通信チャンネルを通過した信号を受信するためにも使用される。アンテナ１３の出力信号はダウンコンバータ１４を通過させられて、同じであるが遅延された擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）も受信する第２の乗算器１５へ送られる受信信号ｓ’（ｔ）を得る。この遅延時間は、第２の乗算器１５の出力が最大となるようにセットされた遅延手段１６によって発生される。これにより、受信信号ｓ’（ｔ）が乗算される。すなわち、ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）を発生するのに使用されたのと全く同じ擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）との相関が求められ、また、クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）と比較して遅延され減衰されただけの再生キャリア信号ｆ’（ｔ）が得られる。したがって、一般的な通信チャンネルの一例である衛星のトランスポンダの再生搬送波信号ｆ’（ｔ）の減衰に対応する振幅応答とこの再生キャリア信号ｆ’（ｔ）の遅延に対応する群遅延を容易に決定できる。位相を信号帯域幅内で線形に近似できる場合には、その中心周波数における狭帯域信号の実行時間はフィルタの群遅延に対応する。したがって、ＰＮ信号のチップレートが決定される。
【００３９】
通信衛星に関する限り、通過帯域の中心周波数における振幅応答および群遅延だけに関するトランスポンダの通過帯域にわたる振幅応答および群遅延を決定すれば充分である。したがって、再生搬送波信号ｆ’（ｔ）の振幅が最大となるように擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）を遅延するとともに、中心周波数における振幅および遅延を通過帯域内の他の周波数における振幅および遅延からそれぞれ減算すれば充分である。
【００４０】
図３ａおよび３ｂは、本発明による方法によって得られる振幅応答（図３ａ）および群遅延（図３ｂ）の代表的な測定結果を示す。
【００４１】
衛星通信チャンネルすなわちトランスポンダの場合には、測定中は衛星の移動に起因して衛星までの距離が変化することに留意すべきである。また、測定中は大気効果に起因して地上局と衛星との間の通過損失による減衰が変化し得る。上記実施の形態では、中心周波数における振幅応答および群遅延を他の離散周波数におけるそれぞれの値から減算することによって振幅応答および群遅延を決定するので、上記衛星の移動および大気効果または他の影響に起因して誤差が生じることがある。
【００４２】
図４に示すように、先に述べた測定誤差を補償するのに基準信号ｓ（ｔ）を使用できる。図４では、既に述べた部品には同じ参照符号を使用しており、これら部品のこれまでの説明を参照する。基準信号ｓＲ（ｔ）は第３の乗算器１８によって発生される。第３の乗算器１８は、第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）との相関は求められない、第２の擬似ノイズ発生器１７によって発生された第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）と、中心周波数が異なる同じ衛星の同じトランスポンダの通過帯域内または別のトランスポンダの通過帯域内のある固定周波数にあり得る基準搬送波信号ｆＲ（ｔ）とを受信する。上記実施の形態と同じように、ＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）は衛星へ送信され、基準受信信号ｓＲ’（ｔ）は第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）と乗算されて再生基準信号ｆＲ’（ｔ）を得る。測定信号の周波数はトランスポンダの通過帯域にわたってスイープされるが、基準搬送波信号ｆＲ（ｔ）の周波数は固定周波数のままである。したがって、通信チャンネルの補正された振幅応答および群遅延は、基準信号の値を各時間における測定信号の値から減算することによって得られる。
【００４３】
群遅延を測定するこれまで説明した方法の変形例として、第１の周波数に極めて近い特定周波数においてＰＮ変調信号の再構成された搬送波の位相を測定する方法があるが、位相差を計算し周波数差で割ることによって双方の測定周波数の中間にある周波数で群遅延を近似することができる。
【００４４】
擬似ノイズ信号は比較的容易に発生できるので、擬似ノイズ信号についてしかこれまで説明しなかった。しかしながら、本発明による方法および装置では、真のノイズ信号も使用できる。当業者には真のノイズ信号および擬似ノイズ信号の特性は周知であり、これについては、例えば、ベルナード・スクラー著，「デジタル通信−基礎および応用」，プレンティス・ホール社，１９８８年発行に記載されている。
【図面の簡単な説明】
【図１】通信衛星のトランスポンダの略図を示す図である。
【図２】本発明による装置の第１の実施の形態の略図である。
【図３ａ】測定結果を示すグラフである。
【図３ｂ】測定結果を示すグラフである。
【図４】本発明による装置の第２の実施の形態の略図である。
Claims (18)
- ペイロード信号が所定のレベルで送信される通信チャンネルの部品の特性を決定する方法であって、
第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）を発生するステップと、
クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）を前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）で変調してＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）を発生するステップと、
前記ペイロード信号のレベルよりも低いレベルで前記通信チャンネルを介して前記ペイロード信号と同時に前記ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）を送信するステップと、
前記通信チャンネルを通過した後に前記ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）に対応する受信信号ｓ’（ｔ）を受信するステップと、
前記受信信号ｓ’（ｔ）と前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）との相関を求めて再生搬送波信号ｆ’（ｔ）を発生するステップと、
前記クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）と前記再生搬送波信号ｆ’（ｔ）との比較に基づいて、選択された離散周波数での前記通信チャンネルの振幅応答および群遅延を決定するステップと、
を具備する方法。 - 前記ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）は狭い帯域幅を有して中心周波数での該ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）の伝搬時間が前記群遅延と対応するようにする、請求項１記載の方法。
- 前記再生搬送波信号ｆ’（ｔ）の減衰が、前記通信チャンネルの振幅応答に対応する、請求項１または２記載の方法。
- 前記受信信号ｓ’（ｔ）と前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）との相関を求めることが、該第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）を遅延し、該遅延された第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）と前記受信信号ｓ’（ｔ）とを乗算することによって行われる、請求項１乃至３いずれかに記載の方法。
- 前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）が、前記再生搬送波信号ｆ’（ｔ）の振幅が最大となるように、遅延される、請求項４記載の方法。
- 前記振幅応答および前記群遅延が、通過帯域の中心周波数での振幅応答および群遅延に関連して、通信チャンネルの通過帯域にわたって決定される、請求項１乃至５いずれかに記載の方法。
- 前記中心周波数での振幅および遅延が、通過帯域内の他の周波数での振幅および遅延から引かれる、請求項６記載の方法。
- 第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）を発生するステップと、
基準搬送波信号ｆＲ（ｔ）を前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）で変調してＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）を発生するステップと、
前記ペイロード信号のレベルよりも低いレベルで前記通信チャンネルを介して前記ペイロード信号と同時に前記ＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）を送信するステップと、
前記通信チャンネルを通過した後に前記ＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）に対応する基準受信信号ｓＲ’（ｔ）を受信するステップと、
前記基準受信信号ｓＲ’（ｔ）と前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）との相関を求めて再生基準搬送波信号ｆＲ’（ｔ）を発生するステップと、
前記基準搬送波信号ｆＲ（ｔ）と前記再生基準搬送波信号ｆＲ’（ｔ） との比較にも基づいて、選択された離散周波数での前記通信チャンネルの振幅応答および群遅延を決定するステップと、
をさらに具備する、請求項１乃至７いずれかに記載の方法。 - 前記通信チャンネルの補正された振幅応答および補正された群遅延が、前記基準搬送波信号ｆＲ（ｔ）および前記再生基準搬送波信号ｆＲ’（ｔ）によって得られた値を前記クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）および前記再生搬送波信号ｆ’（ｔ）によって得られた値から引くことによって、得られる、請求項８記載の方法。
- ペイロード信号が所定のレベルで送信される通信チャンネルの部品の特性を決定する装置であって、
第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）を発生する手段と、
クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）を前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）で変調してＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）を発生する手段と、
前記ペイロード信号のレベルよりも低いレベルで前記通信チャンネルを介して前記ペイロード信号と同時に前記ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）を送信する手段と、
前記通信チャンネルを通過した後に前記ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）に対応する受信信号ｓ’（ｔ）を受信する手段と、
前記受信信号ｓ’（ｔ）と前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）との相関を求めて再生搬送波信号ｆ’（ｔ）を発生する手段と、
前記クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）と前記再生搬送波信号ｆ’（ｔ）との比較に基づいて、選択された離散周波数での前記通信チャンネルの振幅応答および群遅延を決定する手段と、
を具備する装置。 - 前記ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）は狭い帯域幅を有して中心周波数での該ＰＮ変調クリーン搬送波信号ｓ（ｔ）の伝搬時間が前記群遅延と対応する、請求項１０記載の装置。
- 前記再生搬送波信号ｆ’（ｔ）の減衰が、前記通信チャンネルの振幅応答に対応する、請求項１０または１１記載の装置。
- 前記相関を求める手段が、前記第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）を遅延する遅延手段と、該遅延された第１の擬似ノイズ信号ＰＮ（ｔ）と前記受信信号ｓ’（ｔ）とを乗算する乗算手段とを含む、請求項１０乃至１２いずれかに記載の装置。
- 前記遅延手段の遅延時間が、前記再生搬送波信号ｆ’（ｔ）の振幅が最大となるようなものである、請求項１３記載の装置。
- 前記振幅応答および前記群遅延が、通過帯域の中心周波数での振幅応答および群遅延に関連して、通信チャンネルの通過帯域にわたって決定される、請求項１０乃至１４いずれかに記載の方法。
- 前記中心周波数での振幅および遅延が、通過帯域内の他の周波数での振幅および遅延から引かれる、請求項１５記載の装置。
- 第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）を発生する手段と、
基準搬送波信号ｆＲ（ｔ）を前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）で変調してＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）を発生する手段と、
前記ペイロード信号のレベルよりも低いレベルで前記通信チャンネルを介して前記ペイロード信号と同時に前記ＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）を送信する手段と、
前記通信チャンネルを通過した後に前記ＰＮ変調基準搬送波信号ｓＲ（ｔ）に対応する基準受信信号ｓＲ’（ｔ）を受信する手段と、
前記基準受信信号ｓＲ’（ｔ）と前記第２の擬似ノイズ信号ＰＮＲ（ｔ）との相関を求めて再生基準搬送波信号ｆＲ’（ｔ）を発生する手段と、
前記基準搬送波信号ｆＲ（ｔ）と前記再生基準搬送波信号ｆＲ’（ｔ）との比較にも基づいて、選択された離散周波数での前記通信チャンネルの振幅応答および群遅延を決定する手段と、
をさらに具備する、請求項１０乃至１６いずれかに記載の装置。 - 前記通信チャンネルの補正された振幅応答および補正された群遅延が、前記基準搬送波信号ｆＲ（ｔ）および前記再生基準搬送波信号ｆＲ’（ｔ）によって得られた値を前記クリーン搬送波信号ｆ（ｔ）および前記再生搬送波信号ｆ’（ｔ）によって得られた値から引くことによって、得られる、請求項１７記載の装置。
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