JP3552371B2 - 波形整形回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、所定の回転センサから入力される交番アナログ信号を２値化する波形整形回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、自動車等に搭載されたエンジンの電子制御システムにおいては、
エンジンの運転状態を検出する各種センサ等からの検出信号をマイクロコンピュータに入力し、これら検出信号に基づきマイクロコンピュータが燃料噴射装置に対する噴射信号や点火装置に対する点火信号等を生成することにより、エンジンの運転状態に応じたエンジン制御を行っている。
【０００３】
そして、マイクロコンピュータは、これら噴射信号や点火信号の制御量や制御タイミングを適正に決定するために少なくともエンジンの回転数を正確に把握する必要がある。
このため、このようなシステムには、図８に示すように、エンジンのカム軸と同期して回転する回転軸に取り付けられ、所定間隔毎に突起が形成されたシグナルロータ１０２、及びこのシグナルロータ１０２の近傍に配置され、磁性体材料からなるコアにコイルを巻装することで構成された電磁ピックアップ１０４からなり、シグナルロータ１０２の回転に伴って突起が電磁ピックアップ１０４の近傍を順次通過することにより、電磁ピックアップ１０４に誘起される交番アナログ信号Ｓｉｎを出力する回転センサ１０６と、回転センサ１０６からの交番アナログ信号Ｓｉｎを、所定の比較基準値Ｖｔｈにて２値化することにより波形整形する波形整形回路１０８とが備えられ、この波形整形回路１０８から出力される２値化信号Ｓｏｕｔ をマイクロコンピュータに入力し、この２値化信号Ｓｏｕｔ からシグナルロータ１０２の回転数、延いてはエンジンの回転数等を算出するようにされている。
【０００４】
そして２値化信号Ｓｏｕｔ が正確に交番アナログ信号Ｓｉｎに対応するような精度のよい２値化を行うために、波形整形回路１０８は、交番アナログ信号Ｓｉｎを所定の比較基準値Ｖｔｈと大小比較して２値化するコンパレータ１２２と、コンパレータ１２２から出力される２値化信号Ｓｏｕｔ に基づいて比較基準信号Ｖｔｈを生成するスレッショルド生成回路１２４とにより構成され、しかも、スレッショルド生成回路１２４は、ヒステリシスを有し、且つ２値化信号Ｓｏｕｔ の周波数、即ちエンジン回転数に応じてヒステリシスの幅が変化する比較基準値Ｖｔｈを生成するように構成されたものが用いられている。なお、ここでは、図１１に示すように、比較基準値Ｖｔｈの一方のレベルを固定し、他方のレベル（以下、スレッショルド電圧Ｖｆとよぶ）をエンジン回転数、即ち交番アナログ信号Ｓｉｎの周波数に応じて変化させることにより、ヒステリシスの幅を変化させている。
【０００５】
即ちこれは、図８に示すように、シグナルロータ１０３及び電磁ピックアップ１０５を用いて同様に形成された他の回転センサ１０７が、回転センサ１０６に近接して配置されている場合、回転センサ１０６の電磁ピックアップ１０４は、他の回転センサ１０７のシグナルロータ１０３の影響を受け、図９（ａ）に示すように、干渉ノイズＮが重畳された交番アナログ信号Ｓｉｎを出力する。このような交番アナログ信号Ｓｉｎを、例えば固定レベルの比較基準信号Ｖｔｈにて２値化したとすると、図９（ｂ）に示すように、２値化信号Ｓｏｕｔ のレベル反転時にばたつきが生じるため、このような２値化信号Ｓｏｕｔ からでは、エンジン回転数を正確に求めることができず、延いては、電子制御システムの信頼性を低下させてしまうことになる。
【０００６】
ところが、比較基準信号Ｖｔｈがヒステリシスを有しており、しかもヒステリシスの幅，即ちヒステリシス電圧Ｖｆが干渉ノイズＮの振幅より大きく設定されていれば、図９（ｃ）に示すように、２値化信号Ｓｏｕｔ のばたつきを確実に防止することができ、延いては、この２値化信号Ｓｏｕｔ からエンジン回転数を正確に求めることができるのである。
【０００７】
なお、スレッショルド電圧Ｖｆが大きいほど、干渉ノイズＮの影響を確実に除去できるのであるが、スレッショルド電圧Ｖｆを、２値化の対象である電磁ピックアップ１０４の出力、即ち交番アナログ信号Ｓｉｎの振幅より大きくすることはできない。
【０００８】
しかも、これら干渉ノイズＮの振幅や、電磁ピックアップ１０４の出力は、図１０に示すように、一般的に、エンジン回転数が比較的小さい時には、エンジン回転数に略比例して増大し、ある程度以上にエンジン回転数が大きくなると、エンジン回転数に対して増大する割合が小さくなったり、逆に減少するというような特性を有する。つまり、スレッショルド電圧Ｖｆが干渉ノイズＮの振幅より小さい（領域Ｂ）と、干渉ノイズＮの影響を除去することができず、電磁ピックアップ１０４の出力より大きい（領域Ｃ）と、回転センサ１０６の出力を２値化できなくなる。このため、スレッショルド電圧Ｖｆ、即ちヒステリシスの幅がこの領域Ｂ，Ｃの間の範囲内に常に納まるように、エンジン回転数に応じてスレッショルド電圧Ｖｆを変化させているのである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、干渉ノイズＮの特性（領域Ｂの形状）は他の回転センサとの配置等によって変化し、また、電磁ピックアップ１０４の出力特性（領域Ｃの形状）は、回転センサ１０６単体のばらつきによって変化するため、センサや周辺装置の配置が異なる電子制御システム毎、例えば電子制御システムを搭載する車種が異なる毎に、スレッショルド電圧Ｖｆの最適な特性が異なったものとなる。つまり、システム毎にスレッショルド電圧Ｖｆの特性が夫々異なる波形整形回路１０８を用意しなければならなず、波形整形回路１０８を各システムで共通に使用できないという問題があった。
【００１０】
また、例えば、既に自動車等に組み込まれた電子制御システムに、新たなセンサや装置を追加したり、また、経年変化等により回転センサの特性が変化する等して、干渉ノイズＮや電磁ピックアップ１０４の出力特性が変化してしまうと、予め設定されたスレッショルド電圧Ｖｆの特性は、最適値からはずれてしまうことになるため、２値化の精度が劣化してしまうという問題もあった。
【００１１】
本発明は、上記問題点を解決するために、干渉ノイズや回転センサの特性によらず、回転センサからの交番アナログ信号を、常に精度よく２値化することが可能な波形整形回路を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するためになされた請求項１に記載の発明においては、比較手段が、回転センサから入力される交番アナログ信号と、判定信号とを比較することにより２値化信号を生成する。なお、判定信号は、大小２つの判定レベルを有し、交番アナログ信号が大きい判定レベルより大きくなると小さい判定レベルに変化し、小さい判定レベルより小さくなると大きい判定レベルに変化する。即ち、ヒステリシスを有する。
【００１３】
つまり、判定レベルの差、即ちヒステリシスの幅より振幅の小さなノイズが、交番アナログ信号に重畳されていたとしても、２値化信号のレベルが反転する近傍にてレベルのばたつきが生じることがないようにされている。
しかも比較手段からの２値化信号に基づいて、この判定信号を生成する判定信号生成手段は、判定信号の２つの判定レベルの差を、交番アナログ信号の周波数に応じて変化させ、しかも、その周波数特性を、外部から入力される設定信号により変更できるように構成されている。
【００１４】
従って、本発明の波形整形回路によれば、判定信号の２つの判定レベルの差が、交番アナログ信号に重畳されるノイズの振幅より常に大きくなるように、その周波数特性を設定することにより、この判定信号を用いて交番アナログ信号を、ノイズの影響を受けることなく正確に２値化することができる。
【００１５】
また、本発明の波形整形回路は、当該波形整形回路の使用環境に応じて干渉ノイズの周波数特性が様々に異なっていても、設定信号により、この使用環境に応じて判定レベルの差の周波数特性を常に最適なものに設定できるため、様々なシステムや装置において共通に且つ好適に使用することができる。
【００１６】
次に、請求項２に記載の発明においては、基本信号生成手段が、交番アナログ信号の周波数に比例した大きさの基本信号を生成し、この基本信号に基づき、第１判定レベル生成手段が、所定の周波数特性を有する第１の判定レベルを生成すると共に、第２判定レベル生成手段が、所定の固定レベルとなる第２の判定レベルを生成することにより、２つの判定レベルの差が所定の周波数特性を有する判定信号を生成する。
【００１７】
そして、第１判定レベル生成手段おいて、レベル制限手段が、基本信号の上限および下限を制限することにより、上限の周波数以上および下限の周波数以下では、基本信号の信号レベルは、周波数に関係なく一定となり、また、増幅手段が、基本信号を増幅することにより、周波数に応じて基本信号の信号レベルが変化する割合が変化し、更に、レベルシフト手段が、基本信号の信号レベルをシフトすることにより、基本信号の動作範囲がシフトする。
【００１８】
従って、本発明の波形整形回路によれば、これらレベル制限手段の上限値および下限値、増幅手段の増幅率、レベルシフト手段のシフト量のうち少なくともいずれか一つが設定信号に応じて変更可能にされているため、第１の判定レベルの周波数特性を、干渉ノイズ等の特性に応じて変更できる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施例を図面と共に説明する。
図２は、本実施例の波形整形回路が適用された４気筒エンジンの電子制御システムの全体構成を表すブロック図である。
【００２０】
図２に示すように、電子制御システムは、４気筒エンジンのカム軸と同期して回転するシグナルロータ２、及びこのシグナルロータ２の回転を検出する電磁ピックアップ４からなる回転センサ６と、回転センサ６から入力される交番アナログ信号Ｓｉｎを２値化することで波形整形し、波形整形出力として２値化信号Ｓｏｕｔ を出力する波形整形回路８と、エンジン各部に配設された他の図示しないセンサを介して入力されるエンジン水温やバッテリ電圧に対応したアナログ信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータ１０と、エンジン制御のための各種電子回路の動作状態等を表す電気負荷信号、スロットルバルブがアイドル位置に有るか否か表すアイドル信号、スタータが動作しているか否かを表すスタータ信号等、いわゆるオンオフ信号を入力し、これらの信号レベルをデジタル処理に適したレベルに変換する入力バッファ１２と、波形整形回路８、Ａ／Ｄコンバータ１０、入力バッファ１２を介して得られる各種信号を随時取り込み、これら各種信号からエンジン状態を求め、求めたエンジン状態に応じて燃料噴射装置（図示せず）に対する噴射信号や点火装置（図示せず）に対する点火信号等を生成する処理や、波形整形回路８の特性を設定するための設定データＤ０〜Ｄ３を波形整形回路８に送信する処理等を実行するマイクロコンピュータ１４とにより構成されている。
【００２１】
このうち回転センサ６を構成するシグナルロータ２は、その外周面に磁性体からなる４つの突起２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄが９０°毎の等間隔に形成されている。一方、電磁ピックアップ４は、磁性体材料からなるコアにコイルを巻装することで構成され、シグナルロータ２の近傍に配置されている。
【００２２】
そして、シグナルロータ２の回転に伴って突起２ａ〜２ｄが電磁ピックアップ４の近傍を順次通過し、これに応じてコイルを通過する磁束が変化することにより、電磁ピックアップ４にはシグナルロータ２の回転、延いてはエンジンの回転に応じた交番アナログ信号Ｓｉｎが誘起される。この誘起された交番アナログ信号Ｓｉｎが波形整形回路８に入力される。
【００２３】
次に、波形整形回路８は、図１に示すように、反転入力が入力端子Ｔｉに接続され、出力が出力端子Ｔｏに接続され、入力端子Ｔｉを介して回転センサ６から入力される交番アナログ信号Ｓｉｎを２値化して、出力端子Ｔｏを介してマイクロコンピュータ１４に２値化信号Ｓｏｕｔ を出力するコンパレータ２２と、コンパレータ２２が出力する２値化信号Ｓｏｕｔ に基づき、交番アナログ信号Ｓｉｎを２値化するための比較基準信号Ｖｔｈを生成する比較基準信号生成回路２３と、マイクロコンピュータ１４から受信する設定データＤ０〜Ｄ３を保持して、比較基準信号生成回路２３に供給する設定回路３６と、により構成されている。
【００２４】
なお、設定回路３６は、設定データＤ０〜Ｄ３の値を保持するためのレジスタ３６ａ（図４参照）を備えており、波形整形回路８に電源が投入されると、予め用意された初期値をレジスタ３６ａに設定し、その後、マイクロコンピュータ１４から設定データＤ０〜Ｄ３を受信した場合には、レジスタ３６ａの設定値を受信した値に書き換えると共に、マイクロコンピュータ１４に対して確認信号ＡＣＫを送信するように構成されている。
【００２５】
また、比較基準信号生成回路２３は、コンパレータ２２からの２値化信号Ｓｏｕｔ に基づき、その周波数に対応した電圧変換信号Ｖｆｖを生成するＦ／Ｖ変換回路２４と、２値化信号Ｓｏｕｔ がＨｉｇｈレベルの時に、所定の波高値を有し、且つ電圧変換信号Ｖｆｖの電圧値に比例した速度にてそのレベルが減衰するダイナミックヒステリシス電流Ｉｍを生成し、ダイオード２６を介して出力するダイナミックヒステリシス生成回路２８と、同様に２値化信号Ｓｏｕｔ がＨｉｇｈレベルの時に、電圧変換信号Ｖｆｖの電圧値に応じてレベルが変化するスレッショルド電流Ｉｆを生成し、ダイオード３０を介して出力する第１スレッショルド生成回路３２と、電源電圧ＶＤＤを分圧すると共に、ダイナミックヒステリシス電流Ｉｍ及びスレッショルド電流Ｉｆを電圧値に変換し、これら分圧電圧と変換電圧とを加算した電圧を、交番アナログ信号Ｓｉｎを２値化するための比較基準信号Ｖｔｈとしてコンパレータ２２の非反転入力に印加する第１の分圧回路２０と、２値化信号Ｓｏｕｔ がＬｏｗ レベルの時に、第１の分圧回路２０と共に所定電圧を発生し、これを比較基準信号Ｖｔｈとしてコンパレータの非反転入力に印加する第２スレッショルド生成回路３４と、により構成されている。
【００２６】
このうち、第２スレッショルド生成回路３４は、一端がコンパレータ２２の非反転入力に接続された抵抗４５と、この抵抗４５の他端にコレクタが接続され、エミッタが接地されたトランジスタＱ７と、コンパレータ２２の出力を反転してトランジスタＱ７のベースに印加する反転回路４７とにより構成されており、２値化信号Ｓｏｕｔ がＬｏｗレベルの時に、トランジスタＱ７を導通させてコンパレータ２２の非反転入力を抵抗４５を介して接地することにより、第１の分圧回路２０の抵抗値と、抵抗４５の抵抗値とで決まる所定電圧を発生させている。
【００２７】
一方、第１スレッショルド生成回路３２は、図１に示すように、ベースに電圧変換信号Ｖｆｖが印加され、エミッタが抵抗３８を介して接地されたトランジスタＱ１と、エミッタがトランジスタＱ１のベースに接続され、コレクタが接地されたトランジスタＱ２と、電源電圧ＶＤＤを所定の分圧比にて分圧してトランジスタＱ２のベースに印加する第２の分圧回路４０と、コレクタがトランジスタＱ１のコレクタに接続され、エミッタが電源に接続されたトランジスタＱ３と、ベースがトランジスタＱ１のコレクタに接続され、エミッタが抵抗４２を介してトランジスタＱ３のベースに接続され、コレクタが接地されたトランジスタＱ５と、ベースがトランジスタＱ３のベースに接続され、エミッタが電源に接続され、トランジスタＱ３，Ｑ５及び抵抗４２と共にベース電流補正型のミラー回路を構成するトランジスタＱ４と、コレクタがトランジスタＱ４のコレクタに接続され、エミッタが接地され、ベースが２値化信号Ｓｏｕｔ を反転させる反転回路４３の出力に接続されたトランジスタＱ６と、トランジスタＱ６と並列接続され、所定電流Ｉｃを流す定電流回路４４と、により構成されている。
【００２８】
なお、定電流回路４４、第２の分圧回路４０およびトランジスタＱ２が本発明におけるレベル制限手段に相当し、また第１の分圧回路２０がレベルシフト手段、トランジスタＱ１，抵抗３８，及び第１の分圧回路２０が増幅手段に相当する。
【００２９】
このように構成された第１スレッショルド生成回路３２において、トランジスタＱ１は、電圧変換信号Ｖｆｖに応じた所定のコレクタ電流Ｉｒｅｆ を流す。そして、トランジスタＱ３，Ｑ４，Ｑ５及び抵抗４２がミラー回路を構成しているため、トランジスタＱ４も、トランジスタＱ１と同様のコレクタ電流Ｉｒｅｆ を流す。
【００３０】
ここで、電圧変換信号Ｖｆｖの電圧レベルが小さく、コレクタ電流Ｉｒｅｆ が定電流回路４４の流す定電流Ｉｃ以下である場合、トランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉｒｅｆ は全て定電流回路４４により吸い取られるため、当該第１スレッショルド生成回路３２から出力されるスレッショルド電流Ｉｆはゼロとなる。
【００３１】
一方、電圧変換信号Ｖｆｖの電圧レベルが増大し、コレクタ電流Ｉｒｅｆ が定電流Ｉｃより大きくなると、コレクタ電流Ｉｒｅｆ から定電流Ｉｃ分だけ差し引かれた電流（Ｉｒｅｆ −Ｉｃ）が、スレッショルド電流Ｉｆとなる。
そして、更に電圧変換信号Ｖｆｖの電圧レベルが増大し、トランジスタＱ２のベース電圧、即ち第２の分圧回路４０の出力電圧Ｖｂより大きくなると、トランジスタＱ２がオン状態となり、電圧変換信号Ｖｆｖの電圧レベルによらず、トランジスタＱ１のベース電圧は、第２の分圧回路４０の分圧値により決まる一定電圧に保持され、コレクタ電流Ｉｒｅｆ，延いてはスレッショルド電流Ｉｆも一定となる。 なお、コンパレータ２２からの２値化信号Ｓｏｕｔ が、Ｌｏｗ レベルである場合、トランジスタＱ６が導通することにより、スレッショルド電流Ｉｆの流出が禁止される。
【００３２】
ここで、図３は、第１の分圧回路２０、第２の分圧回路４０、及び定電流回路４４の構成を表す電気回路図である。
図３に示すように、定電流回路４４は、トランジスタＱ４のコレクタに接続される端子ａから電流の供給を受けて定電流Ｉｃ１を流す定電流源４６と、設定回路３６のレジスタ３６ａに設定された設定データＤ０がＨｉｇｈレベル（＝１）の時にオン状態となるスイッチＳＬ と、スイッチＳＬ を介して端子ａから電流の供給を受けて定電流Ｉｃ２を流す定電流源４８とからなる。
【００３３】
即ち、図４（ａ）に示すように、スイッチＳＬ がオフ状態（Ｄ０＝０）の時には、コレクタ電流Ｉｒｅｆ （図中点線）が定電流回路４４が流す定電流値Ｉｃ１に等しくなる所定エンジン回転数に達すると、スレッショルド電流Ｉｆが流れ始め、また、スイッチＳＬ がオン状態（Ｄ０＝１）の時には、コレクタ電流Ｉｒｅｆ が定電流値Ｉｃ１＋Ｉｃ２に等しくなる所定のエンジン回転数に達すると、スレッショルド電流Ｉｆが流れ始める。
【００３４】
また、第２の分圧回路４０は、一端が電源、他端がトランジスタＱ２のベースへの出力端子ｂに接続された抵抗５０（抵抗値Ｒａ）と、一端が出力端子ｂに接続され他端が接地された抵抗５２（抵抗値Ｒｂ１）と、レジスタ３６ａに設定された設定データＤ１がＨｉｇｈレベル（＝１）の時にオン状態となるスイッチＳＨ と、一端がスイッチＳＨ を介して出力端子ｂに接続され他端が接地された抵抗５４（抵抗値Ｒｂ２）とからなる。
【００３５】
即ち、スイッチＳＨ がオフ状態（Ｄ１＝０）の時の出力電圧Ｖｂ｛Ｄ１＝０｝は（１）式にて表され、スイッチＳＨ がオン状態（Ｄ１＝１）の時の出力電圧Ｖｂ｛Ｄ１＝１｝は（２）式にて表される。
Ｖｂ｛Ｄ１＝０｝＝ＶＤＤ・Ｒｂ１／（Ｒａ＋Ｒｂ１） ・・・（１）
Ｖｂ｛Ｄ１＝１｝＝ＶＤＤ・Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ） ・・・（２）
但し、Ｒｂ＝Ｒｂ１・Ｒｂ２／（Ｒｂ１＋Ｒｂ２）であり、Ｒｂ１＞Ｒｂであるため、スイッチＳＨ がオン状態の時には、オフ状態の時に比べて、トランジスタＱ２のベースに印加される電圧は低く（Ｖｂ｛Ｄ１＝０｝＞Ｖｂ｛Ｄ１＝１｝）なる。
【００３６】
そして、図４（ａ）の点線に示すように、電圧変換信号Ｖｆｖが、第２の分圧回路４０の出力電圧Ｖｂよりトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ分だけ大きいＶＨ０（＝Ｖｂ｛Ｄ１＝０｝＋Ｖｂｅ）、ＶＨ１（＝Ｖｂ｛Ｄ１＝１｝＋Ｖｂｅ）に等しくなる所定のエンジン回転数以上にて、コレクタ電流Ｉｒｅｆ は一定値となる。
【００３７】
このように、設定データＤ０，Ｄ１によりスレッショルド電流Ｉｆの特性が設定される。
次に、第１の分圧回路２０は、設定データＤ２，Ｄ３に応じて、出力ＳＬｉｊ（ｉ，ｊ＝０，１、但しｉはＤ２，ｊはＤ３の設定値を表す）のいずれか一つを選択するセレクタ６０と、出力ＳＬ００が選択されるとオン状態となるスイッチＳ１１，Ｓ２１と、出力ＳＬ０１が選択されるとオン状態となるスイッチＳ１２，Ｓ２２と、出力ＳＬ１０が選択されるとオン状態となるスイッチＳ１３，Ｓ２３と、出力ＳＬ１１が時にされるとオン状態となるスイッチＳ１４，Ｓ２４と、一端が電源ＶＤＤに接続され、他端が夫々スイッチＳ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４を介してコンパレータ２２の非反転入力への出力端子ｃに接続された抵抗６１（抵抗値Ｒ１１、以下同様），６３（Ｒ１２），６５（Ｒ１３），６７（Ｒ１４）と、一端が夫々スイッチＳ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ２４を介して出力端子ｃに接続され、他端が接地された抵抗６２（Ｒ２１），６４（Ｒ２２），６６（Ｒ２３），６８（Ｒ２４）とにより構成されている。
【００３８】
なお、各抵抗の抵抗値は、次式（３）〜（８）の関係を満たすように設定されている。
Ｒ２１／（Ｒ１１＋Ｒ２１）＝Ｒ２２／（Ｒ１２＋Ｒ２２）＝Ｋ０ ・・・（３）
（Ｒ１１／Ｒ２１＝Ｒ１２／Ｒ２２）
Ｒ２３／（Ｒ１３＋Ｒ２３）＝Ｒ２４／（Ｒ１４＋Ｒ２４）＝Ｋ１ ・・・（４）
（Ｒ１３／Ｒ２３＝Ｒ１４／Ｒ２４）
Ｋ０＞Ｋ１ ・・・（５）
Ｒ１１・Ｋ０＝Ｒ１３・Ｋ１＝α０ ・・・（６）
Ｒ１２・Ｋ０＝Ｒ１４・Ｋ１＝α１ ・・・（７）
α０＞α１ ・・・（８）
そして、セレクタ６０により信号ＳＬｉｊが選択されている時に、スレッショルド電流Ｉｆと第１の分圧回路２０とにより生成されるスレッショルド電圧Ｖｆは、次の（９）式にて表される。
【００３９】
Ｖｆ｛ＳＬｉｊ｝＝ＶＤＤ・Ｋｉ＋Ｉｆ・αｊ ・・・（９）
即ち、図４（ｂ）に示すように、スレッショルド電圧Ｖｆは、（９）式の第１項によりスレッショルド電流Ｉｆがゼロである領域Ａ１の電圧値、即ちスレッショルド電圧Ｖｆの下限値が決定され、第２項によりスレッショルド電流Ｉｆがエンジン回転数に応じてリニアに変化する領域Ａ２の傾き、延いてはスレッショルド電流Ｉｆが一定となる領域Ａ３の電圧値、即ちスレッショルド電圧Ｖｆの上限値が決定される。
【００４０】
そして、設定データＤ３を固定して設定データＤ２（即ち、ｉ）のみを変化させると、（９）式の第１項の値のみが変化するため、領域Ａ２の傾きを変化させることなくスレッショルド電圧Ｖｆの特性がシフトし、また、設定データＤ２を固定して設定データＤ３（即ち、ｊ）のみを変化させると、第２項の値のみが変化するため、スレッショルド電圧Ｖｆの下限値を変化させることなく、領域Ａ２の傾き、及びスレッショルド電圧Ｖｆの上限値が変化する。
【００４１】
なお、図４（ｂ）では、設定データＤ０＝１，Ｄ１＝１に固定して設定データＤ２，Ｄ３のみを変化させることにより得られる４つの特性を示しているが、設定データＤ０，Ｄ１の各組み合せ毎に、同様に４つの特性を実現できるため、合計１６通りの特性を設定することができる。
【００４２】
このように、設定データＤ０〜Ｄ３を適宜設定することにより、スレッショルド電圧Ｖｆ、即ち２値化信号Ｓｏｕｔ がＨｉｇｈレベルの時における比較基準値Ｖｔｈは所望の特性に設定される。つまり、２値化信号Ｓｏｕｔ がＬｏｗ レベルの時の比較基準信号Ｖｔｈは、第２スレッショルド生成回路３４により、一定値に固定されているので、このスレッショルド電圧Ｖｆを変化させることにより、比較基準信号Ｖｔｈのヒステリシスの幅を変化させることができるのである。
【００４３】
ところで、ダイナミックヒステリシス生成回路２８は、本願出願人が既に出願している特願平６−２１１４９９号に詳述されており、本発明の主要部分ではないので、その詳細な構成については説明を省略するが、図５に、ダイナミックヒステリシス生成回路２８が出力するダイナミックヒステリシス電流Ｉｍの波形図を示す。即ち、図５（ｂ）に示すように、ダイナミックヒステリシス電流Ｉｍは、２値化信号Ｓｏｕｔ がＬｏｗ レベルからＨｉｇｈレベルに反転した時に、所定の波高値を有し、以後電圧変換信号Ｖｆｖに応じた一定の割合で減衰して、所定時間Ｔｍ後にゼロとなる波形を有する。なお、波高値は電圧変換信号Ｖｆｖの大きさによらず一定であり、従って、電圧変換信号Ｖｆｖが大きい程、即ちエンジン回転数が大きい程、減衰に要する時間Ｔｍが短くなるようにされ、２値化信号Ｓｏｕｔ がＨｉｇｈレベルからＬｏｗ レベルに反転するまでの間に、必ず波高値がゼロとなるようにされている。なお、図５（ｃ）は、スレッショルド電流Ｉｆの波形図であり、図に示すように、スレショルド電流Ｉｆは、２値化信号Ｓｏｕｔ がＨｉｇｈレベルの時に、電圧変換信号Ｖｆｖに応じたレベルとなる。
【００４４】
従って、比較基準信号生成回路２３にて、２値化信号Ｓｏｕｔ がＨｉｇｈレベルの時に生成される比較基準信号Ｖｔｈは、図６（ａ）に示すように、ヒステリシス電圧Ｖｆに、ダイナミックヒステリシス電流Ｉｍが第１の分圧回路２０に流れ込むことにより発生するダイナミックヒステリシス電圧Ｖｆを加算したものとなる。
【００４５】
なお、ダイナミックヒステリシス電圧Ｖｍは、次の（１０）式にて求めることができる。
Ｖｍ＝Ｉｍ・αｉ ・・・（１０）
このように、比較基準電圧Ｖｔｈがスレッショルド電圧Ｖｆ分のヒステリシスを有するため、干渉ノイズＮによる誤動作を防止できる共に、ダイナミックヒステリシス電圧Ｖｍが加算されていることにより、点火ノイズなど、スレッショルド電圧Ｖｆより大きな振幅を有するノイズＮ１が交番アナログ信号Ｓｉｎに重畳されたとしても、図６（ｂ）に示すように誤動作することがなく、図６（ｃ）に示すように、検出すべき交番アナログ信号Ｓｉｎに正しく対応した２値化信号Ｓｏｕｔ を得ることができる。
【００４６】
次に、マイクロコンピュータ１４にて実行される設定データＤ０〜Ｄ３の設定処理を、図７に示すフローチャートに沿って説明する。なお、この設定処理は、マイクロコンピュータ１４への電源投入直後に行われる初期化処理にて実行された後、所定周期にて繰り返し実行される。
【００４７】
本処理が起動されると、まず、ステップ１１０にて、予めＲＯＭに格納された設定データＤ０〜Ｄ３を読み出し、続くステップ１２０では、この読み出した設定データＤ０〜Ｄ３を波形整形回路８に転送し、ステップ１３０に進む。
ステップ１３０では、波形整形回路８からの確認信号ＡＣＫによる応答の有無を判断し、応答が有ればそのまま本処理を終了し、応答が無ければステップ１４０に移行して、異常処理を実行後、本処理を終了する。
【００４８】
なお、ステップ１４０にて実行される異常処理としては、例えば、設定データＤ０〜Ｄ３を再送し、それでも確認信号ＡＣＫの応答が無い時には、フロントパネル（図示せず）の所定エリアに通信異常を表す表示を行ったり、ブザー（図示せず）を鳴動させることにより、運転者に異常を知らせるようにしてもよい。
【００４９】
以上説明したように、本実施例の波形整形回路８によれば、スレッショルド電圧Ｖｆの特性を、設定データＤ０〜Ｄ３により様々に設定できるようにされているので、交番アナログ信号Ｓｏｕｔ に重畳される干渉ノイズＮの特性が夫々異なる様々な電子制御システムに共通に使用することができ、しかも使用されるシステムに応じて最適なスレッショルド電圧Ｖｆを設定することができるため、常に、交番アナログ信号Ｓｉｎに正確に対応した２値化信号Ｓｏｕｔ を供給することができ、電子制御システムの制御精度や信頼性を向上させることができる。
【００５０】
また、本実施例の波形整形回路８がシステムに組み込まれた後に、例えば、何等かの理由で回転センサ６の出力が劣化したり、回転センサ６の近傍に新たな回転センサが配置される等して使用条件が変化し干渉ノイズＮの特性が変化したとしても、当該波形整形回路８を取り外して最調整をすることなく、単に設定データＤ０〜Ｄ３を変更するだけで、新たな使用条件に応じた最適なスレッショルド電圧Ｖｆを簡単に再設定することができる。
【００５１】
更に、本実施例によれば、設定データＤ０，Ｄ１により、エンジン回転数に応じてスレッショルド電圧Ｖｆがリニアに変化する下限、及び上限のエンジン回転数を、また、設定データＤ２，Ｄ３により、スレッショルド電圧Ｖｆの下限値、及びスレッショルド電圧Ｖｆがリニアに変化する領域の特性の傾き（延いては、スレッショルド電圧Ｖｆの上限値）を、夫々独立に設定できるようにされているため、所望の特性を容易に設定することができる。
【００５２】
なお、上記実施例においては、スレッショルド電圧Ｖｆの特性を設定するために、合計４ビットの設定データＤ０〜Ｄ３を用いているが、必要に応じて５ビット以上に増やしてもよいし、第１の分圧回路２０、第２の分圧回路４０、定電流回路４４のいずれかの値を固定することにより、３ビット以下に減らしてもよい。
【００５３】
また、上記実施例では、設定データＤ３にて、第１の分圧回路２０の抵抗値を切り換えることにより、スレッショルド電圧Ｖｆの領域Ａ２での特性の傾きを変化させるようにしているが、トランジスタＱ１のエミッタに接続された抵抗３８の抵抗値を可変として、電圧変換信号Ｖｆｖに対するトランジスタＱ１のコレクタ電流Ｉｒｅｆ の傾きを可変とすることで、これを実現してもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施例の波形整形回路の全体構成を表す説明図である。
【図２】電子制御システムの全体構成を表すブロック図である。
【図３】判定信号の周波数特性を調整する調整回路を表す回路図である。
【図４】設定データにより判定信号の周波数特性が変化する様子を表す説明図である。
【図５】ダイナミックヒステリシス生成回路の動作を表す説明図である。
【図６】波形整形回路の動作を表す説明図である。
【図７】マイクロコンピュータにて実行される設定処理を表すフローチャートである。
【図８】従来装置の構成を表すブロック図である。
【図９】従来装置の問題点を表す説明図である。
【図１０】エンジン回転数とスレッショルド電圧との関係を表すグラフである。
【図１１】従来装置の動作を表す説明図である。
【符号の説明】
２…シグナルロータ ２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ…突起
４…電磁ピックアップ ６…回転センサ ８…波形整形回路
１０…Ａ／Ｄコンバータ １２…入力バッファ １４…マイクロコンピュータ
２０…第１の分圧回路 ２２…コンパレータ ２３…比較基準信号生成回路
２４…Ｆ／Ｖ変換回路 ２６，３０…ダイオード
２８…ダイナミックヒステリシス生成回路 ３２…第１スレッショルド生成回路
３４…第２スレッショルド生成回路 ３６…設定回路 ３６ａ…レジスタ
３８，４２，４５，５０，５２，５４，６１〜６８…抵抗
４０…第２の分圧回路 ４３，４７…反転回路 ４４…定電流回路
４６，４８…定電流源 ６０…セレクタ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７…トランジスタ
【発明の属する技術分野】
本発明は、所定の回転センサから入力される交番アナログ信号を２値化する波形整形回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、自動車等に搭載されたエンジンの電子制御システムにおいては、
エンジンの運転状態を検出する各種センサ等からの検出信号をマイクロコンピュータに入力し、これら検出信号に基づきマイクロコンピュータが燃料噴射装置に対する噴射信号や点火装置に対する点火信号等を生成することにより、エンジンの運転状態に応じたエンジン制御を行っている。
【０００３】
そして、マイクロコンピュータは、これら噴射信号や点火信号の制御量や制御タイミングを適正に決定するために少なくともエンジンの回転数を正確に把握する必要がある。
このため、このようなシステムには、図８に示すように、エンジンのカム軸と同期して回転する回転軸に取り付けられ、所定間隔毎に突起が形成されたシグナルロータ１０２、及びこのシグナルロータ１０２の近傍に配置され、磁性体材料からなるコアにコイルを巻装することで構成された電磁ピックアップ１０４からなり、シグナルロータ１０２の回転に伴って突起が電磁ピックアップ１０４の近傍を順次通過することにより、電磁ピックアップ１０４に誘起される交番アナログ信号Ｓｉｎを出力する回転センサ１０６と、回転センサ１０６からの交番アナログ信号Ｓｉｎを、所定の比較基準値Ｖｔｈにて２値化することにより波形整形する波形整形回路１０８とが備えられ、この波形整形回路１０８から出力される２値化信号Ｓｏｕｔ をマイクロコンピュータに入力し、この２値化信号Ｓｏｕｔ からシグナルロータ１０２の回転数、延いてはエンジンの回転数等を算出するようにされている。
【０００４】
そして２値化信号Ｓｏｕｔ が正確に交番アナログ信号Ｓｉｎに対応するような精度のよい２値化を行うために、波形整形回路１０８は、交番アナログ信号Ｓｉｎを所定の比較基準値Ｖｔｈと大小比較して２値化するコンパレータ１２２と、コンパレータ１２２から出力される２値化信号Ｓｏｕｔ に基づいて比較基準信号Ｖｔｈを生成するスレッショルド生成回路１２４とにより構成され、しかも、スレッショルド生成回路１２４は、ヒステリシスを有し、且つ２値化信号Ｓｏｕｔ の周波数、即ちエンジン回転数に応じてヒステリシスの幅が変化する比較基準値Ｖｔｈを生成するように構成されたものが用いられている。なお、ここでは、図１１に示すように、比較基準値Ｖｔｈの一方のレベルを固定し、他方のレベル（以下、スレッショルド電圧Ｖｆとよぶ）をエンジン回転数、即ち交番アナログ信号Ｓｉｎの周波数に応じて変化させることにより、ヒステリシスの幅を変化させている。
【０００５】
即ちこれは、図８に示すように、シグナルロータ１０３及び電磁ピックアップ１０５を用いて同様に形成された他の回転センサ１０７が、回転センサ１０６に近接して配置されている場合、回転センサ１０６の電磁ピックアップ１０４は、他の回転センサ１０７のシグナルロータ１０３の影響を受け、図９（ａ）に示すように、干渉ノイズＮが重畳された交番アナログ信号Ｓｉｎを出力する。このような交番アナログ信号Ｓｉｎを、例えば固定レベルの比較基準信号Ｖｔｈにて２値化したとすると、図９（ｂ）に示すように、２値化信号Ｓｏｕｔ のレベル反転時にばたつきが生じるため、このような２値化信号Ｓｏｕｔ からでは、エンジン回転数を正確に求めることができず、延いては、電子制御システムの信頼性を低下させてしまうことになる。
【０００６】
ところが、比較基準信号Ｖｔｈがヒステリシスを有しており、しかもヒステリシスの幅，即ちヒステリシス電圧Ｖｆが干渉ノイズＮの振幅より大きく設定されていれば、図９（ｃ）に示すように、２値化信号Ｓｏｕｔ のばたつきを確実に防止することができ、延いては、この２値化信号Ｓｏｕｔ からエンジン回転数を正確に求めることができるのである。
【０００７】
なお、スレッショルド電圧Ｖｆが大きいほど、干渉ノイズＮの影響を確実に除去できるのであるが、スレッショルド電圧Ｖｆを、２値化の対象である電磁ピックアップ１０４の出力、即ち交番アナログ信号Ｓｉｎの振幅より大きくすることはできない。
【０００８】
しかも、これら干渉ノイズＮの振幅や、電磁ピックアップ１０４の出力は、図１０に示すように、一般的に、エンジン回転数が比較的小さい時には、エンジン回転数に略比例して増大し、ある程度以上にエンジン回転数が大きくなると、エンジン回転数に対して増大する割合が小さくなったり、逆に減少するというような特性を有する。つまり、スレッショルド電圧Ｖｆが干渉ノイズＮの振幅より小さい（領域Ｂ）と、干渉ノイズＮの影響を除去することができず、電磁ピックアップ１０４の出力より大きい（領域Ｃ）と、回転センサ１０６の出力を２値化できなくなる。このため、スレッショルド電圧Ｖｆ、即ちヒステリシスの幅がこの領域Ｂ，Ｃの間の範囲内に常に納まるように、エンジン回転数に応じてスレッショルド電圧Ｖｆを変化させているのである。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、干渉ノイズＮの特性（領域Ｂの形状）は他の回転センサとの配置等によって変化し、また、電磁ピックアップ１０４の出力特性（領域Ｃの形状）は、回転センサ１０６単体のばらつきによって変化するため、センサや周辺装置の配置が異なる電子制御システム毎、例えば電子制御システムを搭載する車種が異なる毎に、スレッショルド電圧Ｖｆの最適な特性が異なったものとなる。つまり、システム毎にスレッショルド電圧Ｖｆの特性が夫々異なる波形整形回路１０８を用意しなければならなず、波形整形回路１０８を各システムで共通に使用できないという問題があった。
【００１０】
また、例えば、既に自動車等に組み込まれた電子制御システムに、新たなセンサや装置を追加したり、また、経年変化等により回転センサの特性が変化する等して、干渉ノイズＮや電磁ピックアップ１０４の出力特性が変化してしまうと、予め設定されたスレッショルド電圧Ｖｆの特性は、最適値からはずれてしまうことになるため、２値化の精度が劣化してしまうという問題もあった。
【００１１】
本発明は、上記問題点を解決するために、干渉ノイズや回転センサの特性によらず、回転センサからの交番アナログ信号を、常に精度よく２値化することが可能な波形整形回路を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するためになされた請求項１に記載の発明においては、比較手段が、回転センサから入力される交番アナログ信号と、判定信号とを比較することにより２値化信号を生成する。なお、判定信号は、大小２つの判定レベルを有し、交番アナログ信号が大きい判定レベルより大きくなると小さい判定レベルに変化し、小さい判定レベルより小さくなると大きい判定レベルに変化する。即ち、ヒステリシスを有する。
【００１３】
つまり、判定レベルの差、即ちヒステリシスの幅より振幅の小さなノイズが、交番アナログ信号に重畳されていたとしても、２値化信号のレベルが反転する近傍にてレベルのばたつきが生じることがないようにされている。
しかも比較手段からの２値化信号に基づいて、この判定信号を生成する判定信号生成手段は、判定信号の２つの判定レベルの差を、交番アナログ信号の周波数に応じて変化させ、しかも、その周波数特性を、外部から入力される設定信号により変更できるように構成されている。
【００１４】
従って、本発明の波形整形回路によれば、判定信号の２つの判定レベルの差が、交番アナログ信号に重畳されるノイズの振幅より常に大きくなるように、その周波数特性を設定することにより、この判定信号を用いて交番アナログ信号を、ノイズの影響を受けることなく正確に２値化することができる。
【００１５】
また、本発明の波形整形回路は、当該波形整形回路の使用環境に応じて干渉ノイズの周波数特性が様々に異なっていても、設定信号により、この使用環境に応じて判定レベルの差の周波数特性を常に最適なものに設定できるため、様々なシステムや装置において共通に且つ好適に使用することができる。
【００１６】
次に、請求項２に記載の発明においては、基本信号生成手段が、交番アナログ信号の周波数に比例した大きさの基本信号を生成し、この基本信号に基づき、第１判定レベル生成手段が、所定の周波数特性を有する第１の判定レベルを生成すると共に、第２判定レベル生成手段が、所定の固定レベルとなる第２の判定レベルを生成することにより、２つの判定レベルの差が所定の周波数特性を有する判定信号を生成する。
【００１７】
そして、第１判定レベル生成手段おいて、レベル制限手段が、基本信号の上限および下限を制限することにより、上限の周波数以上および下限の周波数以下では、基本信号の信号レベルは、周波数に関係なく一定となり、また、増幅手段が、基本信号を増幅することにより、周波数に応じて基本信号の信号レベルが変化する割合が変化し、更に、レベルシフト手段が、基本信号の信号レベルをシフトすることにより、基本信号の動作範囲がシフトする。
【００１８】
従って、本発明の波形整形回路によれば、これらレベル制限手段の上限値および下限値、増幅手段の増幅率、レベルシフト手段のシフト量のうち少なくともいずれか一つが設定信号に応じて変更可能にされているため、第１の判定レベルの周波数特性を、干渉ノイズ等の特性に応じて変更できる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施例を図面と共に説明する。
図２は、本実施例の波形整形回路が適用された４気筒エンジンの電子制御システムの全体構成を表すブロック図である。
【００２０】
図２に示すように、電子制御システムは、４気筒エンジンのカム軸と同期して回転するシグナルロータ２、及びこのシグナルロータ２の回転を検出する電磁ピックアップ４からなる回転センサ６と、回転センサ６から入力される交番アナログ信号Ｓｉｎを２値化することで波形整形し、波形整形出力として２値化信号Ｓｏｕｔ を出力する波形整形回路８と、エンジン各部に配設された他の図示しないセンサを介して入力されるエンジン水温やバッテリ電圧に対応したアナログ信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータ１０と、エンジン制御のための各種電子回路の動作状態等を表す電気負荷信号、スロットルバルブがアイドル位置に有るか否か表すアイドル信号、スタータが動作しているか否かを表すスタータ信号等、いわゆるオンオフ信号を入力し、これらの信号レベルをデジタル処理に適したレベルに変換する入力バッファ１２と、波形整形回路８、Ａ／Ｄコンバータ１０、入力バッファ１２を介して得られる各種信号を随時取り込み、これら各種信号からエンジン状態を求め、求めたエンジン状態に応じて燃料噴射装置（図示せず）に対する噴射信号や点火装置（図示せず）に対する点火信号等を生成する処理や、波形整形回路８の特性を設定するための設定データＤ０〜Ｄ３を波形整形回路８に送信する処理等を実行するマイクロコンピュータ１４とにより構成されている。
【００２１】
このうち回転センサ６を構成するシグナルロータ２は、その外周面に磁性体からなる４つの突起２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄが９０°毎の等間隔に形成されている。一方、電磁ピックアップ４は、磁性体材料からなるコアにコイルを巻装することで構成され、シグナルロータ２の近傍に配置されている。
【００２２】
そして、シグナルロータ２の回転に伴って突起２ａ〜２ｄが電磁ピックアップ４の近傍を順次通過し、これに応じてコイルを通過する磁束が変化することにより、電磁ピックアップ４にはシグナルロータ２の回転、延いてはエンジンの回転に応じた交番アナログ信号Ｓｉｎが誘起される。この誘起された交番アナログ信号Ｓｉｎが波形整形回路８に入力される。
【００２３】
次に、波形整形回路８は、図１に示すように、反転入力が入力端子Ｔｉに接続され、出力が出力端子Ｔｏに接続され、入力端子Ｔｉを介して回転センサ６から入力される交番アナログ信号Ｓｉｎを２値化して、出力端子Ｔｏを介してマイクロコンピュータ１４に２値化信号Ｓｏｕｔ を出力するコンパレータ２２と、コンパレータ２２が出力する２値化信号Ｓｏｕｔ に基づき、交番アナログ信号Ｓｉｎを２値化するための比較基準信号Ｖｔｈを生成する比較基準信号生成回路２３と、マイクロコンピュータ１４から受信する設定データＤ０〜Ｄ３を保持して、比較基準信号生成回路２３に供給する設定回路３６と、により構成されている。
【００２４】
なお、設定回路３６は、設定データＤ０〜Ｄ３の値を保持するためのレジスタ３６ａ（図４参照）を備えており、波形整形回路８に電源が投入されると、予め用意された初期値をレジスタ３６ａに設定し、その後、マイクロコンピュータ１４から設定データＤ０〜Ｄ３を受信した場合には、レジスタ３６ａの設定値を受信した値に書き換えると共に、マイクロコンピュータ１４に対して確認信号ＡＣＫを送信するように構成されている。
【００２５】
また、比較基準信号生成回路２３は、コンパレータ２２からの２値化信号Ｓｏｕｔ に基づき、その周波数に対応した電圧変換信号Ｖｆｖを生成するＦ／Ｖ変換回路２４と、２値化信号Ｓｏｕｔ がＨｉｇｈレベルの時に、所定の波高値を有し、且つ電圧変換信号Ｖｆｖの電圧値に比例した速度にてそのレベルが減衰するダイナミックヒステリシス電流Ｉｍを生成し、ダイオード２６を介して出力するダイナミックヒステリシス生成回路２８と、同様に２値化信号Ｓｏｕｔ がＨｉｇｈレベルの時に、電圧変換信号Ｖｆｖの電圧値に応じてレベルが変化するスレッショルド電流Ｉｆを生成し、ダイオード３０を介して出力する第１スレッショルド生成回路３２と、電源電圧ＶＤＤを分圧すると共に、ダイナミックヒステリシス電流Ｉｍ及びスレッショルド電流Ｉｆを電圧値に変換し、これら分圧電圧と変換電圧とを加算した電圧を、交番アナログ信号Ｓｉｎを２値化するための比較基準信号Ｖｔｈとしてコンパレータ２２の非反転入力に印加する第１の分圧回路２０と、２値化信号Ｓｏｕｔ がＬｏｗ レベルの時に、第１の分圧回路２０と共に所定電圧を発生し、これを比較基準信号Ｖｔｈとしてコンパレータの非反転入力に印加する第２スレッショルド生成回路３４と、により構成されている。
【００２６】
このうち、第２スレッショルド生成回路３４は、一端がコンパレータ２２の非反転入力に接続された抵抗４５と、この抵抗４５の他端にコレクタが接続され、エミッタが接地されたトランジスタＱ７と、コンパレータ２２の出力を反転してトランジスタＱ７のベースに印加する反転回路４７とにより構成されており、２値化信号Ｓｏｕｔ がＬｏｗレベルの時に、トランジスタＱ７を導通させてコンパレータ２２の非反転入力を抵抗４５を介して接地することにより、第１の分圧回路２０の抵抗値と、抵抗４５の抵抗値とで決まる所定電圧を発生させている。
【００２７】
一方、第１スレッショルド生成回路３２は、図１に示すように、ベースに電圧変換信号Ｖｆｖが印加され、エミッタが抵抗３８を介して接地されたトランジスタＱ１と、エミッタがトランジスタＱ１のベースに接続され、コレクタが接地されたトランジスタＱ２と、電源電圧ＶＤＤを所定の分圧比にて分圧してトランジスタＱ２のベースに印加する第２の分圧回路４０と、コレクタがトランジスタＱ１のコレクタに接続され、エミッタが電源に接続されたトランジスタＱ３と、ベースがトランジスタＱ１のコレクタに接続され、エミッタが抵抗４２を介してトランジスタＱ３のベースに接続され、コレクタが接地されたトランジスタＱ５と、ベースがトランジスタＱ３のベースに接続され、エミッタが電源に接続され、トランジスタＱ３，Ｑ５及び抵抗４２と共にベース電流補正型のミラー回路を構成するトランジスタＱ４と、コレクタがトランジスタＱ４のコレクタに接続され、エミッタが接地され、ベースが２値化信号Ｓｏｕｔ を反転させる反転回路４３の出力に接続されたトランジスタＱ６と、トランジスタＱ６と並列接続され、所定電流Ｉｃを流す定電流回路４４と、により構成されている。
【００２８】
なお、定電流回路４４、第２の分圧回路４０およびトランジスタＱ２が本発明におけるレベル制限手段に相当し、また第１の分圧回路２０がレベルシフト手段、トランジスタＱ１，抵抗３８，及び第１の分圧回路２０が増幅手段に相当する。
【００２９】
このように構成された第１スレッショルド生成回路３２において、トランジスタＱ１は、電圧変換信号Ｖｆｖに応じた所定のコレクタ電流Ｉｒｅｆ を流す。そして、トランジスタＱ３，Ｑ４，Ｑ５及び抵抗４２がミラー回路を構成しているため、トランジスタＱ４も、トランジスタＱ１と同様のコレクタ電流Ｉｒｅｆ を流す。
【００３０】
ここで、電圧変換信号Ｖｆｖの電圧レベルが小さく、コレクタ電流Ｉｒｅｆ が定電流回路４４の流す定電流Ｉｃ以下である場合、トランジスタＱ４のコレクタ電流Ｉｒｅｆ は全て定電流回路４４により吸い取られるため、当該第１スレッショルド生成回路３２から出力されるスレッショルド電流Ｉｆはゼロとなる。
【００３１】
一方、電圧変換信号Ｖｆｖの電圧レベルが増大し、コレクタ電流Ｉｒｅｆ が定電流Ｉｃより大きくなると、コレクタ電流Ｉｒｅｆ から定電流Ｉｃ分だけ差し引かれた電流（Ｉｒｅｆ −Ｉｃ）が、スレッショルド電流Ｉｆとなる。
そして、更に電圧変換信号Ｖｆｖの電圧レベルが増大し、トランジスタＱ２のベース電圧、即ち第２の分圧回路４０の出力電圧Ｖｂより大きくなると、トランジスタＱ２がオン状態となり、電圧変換信号Ｖｆｖの電圧レベルによらず、トランジスタＱ１のベース電圧は、第２の分圧回路４０の分圧値により決まる一定電圧に保持され、コレクタ電流Ｉｒｅｆ，延いてはスレッショルド電流Ｉｆも一定となる。 なお、コンパレータ２２からの２値化信号Ｓｏｕｔ が、Ｌｏｗ レベルである場合、トランジスタＱ６が導通することにより、スレッショルド電流Ｉｆの流出が禁止される。
【００３２】
ここで、図３は、第１の分圧回路２０、第２の分圧回路４０、及び定電流回路４４の構成を表す電気回路図である。
図３に示すように、定電流回路４４は、トランジスタＱ４のコレクタに接続される端子ａから電流の供給を受けて定電流Ｉｃ１を流す定電流源４６と、設定回路３６のレジスタ３６ａに設定された設定データＤ０がＨｉｇｈレベル（＝１）の時にオン状態となるスイッチＳＬ と、スイッチＳＬ を介して端子ａから電流の供給を受けて定電流Ｉｃ２を流す定電流源４８とからなる。
【００３３】
即ち、図４（ａ）に示すように、スイッチＳＬ がオフ状態（Ｄ０＝０）の時には、コレクタ電流Ｉｒｅｆ （図中点線）が定電流回路４４が流す定電流値Ｉｃ１に等しくなる所定エンジン回転数に達すると、スレッショルド電流Ｉｆが流れ始め、また、スイッチＳＬ がオン状態（Ｄ０＝１）の時には、コレクタ電流Ｉｒｅｆ が定電流値Ｉｃ１＋Ｉｃ２に等しくなる所定のエンジン回転数に達すると、スレッショルド電流Ｉｆが流れ始める。
【００３４】
また、第２の分圧回路４０は、一端が電源、他端がトランジスタＱ２のベースへの出力端子ｂに接続された抵抗５０（抵抗値Ｒａ）と、一端が出力端子ｂに接続され他端が接地された抵抗５２（抵抗値Ｒｂ１）と、レジスタ３６ａに設定された設定データＤ１がＨｉｇｈレベル（＝１）の時にオン状態となるスイッチＳＨ と、一端がスイッチＳＨ を介して出力端子ｂに接続され他端が接地された抵抗５４（抵抗値Ｒｂ２）とからなる。
【００３５】
即ち、スイッチＳＨ がオフ状態（Ｄ１＝０）の時の出力電圧Ｖｂ｛Ｄ１＝０｝は（１）式にて表され、スイッチＳＨ がオン状態（Ｄ１＝１）の時の出力電圧Ｖｂ｛Ｄ１＝１｝は（２）式にて表される。
Ｖｂ｛Ｄ１＝０｝＝ＶＤＤ・Ｒｂ１／（Ｒａ＋Ｒｂ１） ・・・（１）
Ｖｂ｛Ｄ１＝１｝＝ＶＤＤ・Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ） ・・・（２）
但し、Ｒｂ＝Ｒｂ１・Ｒｂ２／（Ｒｂ１＋Ｒｂ２）であり、Ｒｂ１＞Ｒｂであるため、スイッチＳＨ がオン状態の時には、オフ状態の時に比べて、トランジスタＱ２のベースに印加される電圧は低く（Ｖｂ｛Ｄ１＝０｝＞Ｖｂ｛Ｄ１＝１｝）なる。
【００３６】
そして、図４（ａ）の点線に示すように、電圧変換信号Ｖｆｖが、第２の分圧回路４０の出力電圧Ｖｂよりトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅ分だけ大きいＶＨ０（＝Ｖｂ｛Ｄ１＝０｝＋Ｖｂｅ）、ＶＨ１（＝Ｖｂ｛Ｄ１＝１｝＋Ｖｂｅ）に等しくなる所定のエンジン回転数以上にて、コレクタ電流Ｉｒｅｆ は一定値となる。
【００３７】
このように、設定データＤ０，Ｄ１によりスレッショルド電流Ｉｆの特性が設定される。
次に、第１の分圧回路２０は、設定データＤ２，Ｄ３に応じて、出力ＳＬｉｊ（ｉ，ｊ＝０，１、但しｉはＤ２，ｊはＤ３の設定値を表す）のいずれか一つを選択するセレクタ６０と、出力ＳＬ００が選択されるとオン状態となるスイッチＳ１１，Ｓ２１と、出力ＳＬ０１が選択されるとオン状態となるスイッチＳ１２，Ｓ２２と、出力ＳＬ１０が選択されるとオン状態となるスイッチＳ１３，Ｓ２３と、出力ＳＬ１１が時にされるとオン状態となるスイッチＳ１４，Ｓ２４と、一端が電源ＶＤＤに接続され、他端が夫々スイッチＳ１１，Ｓ１２，Ｓ１３，Ｓ１４を介してコンパレータ２２の非反転入力への出力端子ｃに接続された抵抗６１（抵抗値Ｒ１１、以下同様），６３（Ｒ１２），６５（Ｒ１３），６７（Ｒ１４）と、一端が夫々スイッチＳ２１，Ｓ２２，Ｓ２３，Ｓ２４を介して出力端子ｃに接続され、他端が接地された抵抗６２（Ｒ２１），６４（Ｒ２２），６６（Ｒ２３），６８（Ｒ２４）とにより構成されている。
【００３８】
なお、各抵抗の抵抗値は、次式（３）〜（８）の関係を満たすように設定されている。
Ｒ２１／（Ｒ１１＋Ｒ２１）＝Ｒ２２／（Ｒ１２＋Ｒ２２）＝Ｋ０ ・・・（３）
（Ｒ１１／Ｒ２１＝Ｒ１２／Ｒ２２）
Ｒ２３／（Ｒ１３＋Ｒ２３）＝Ｒ２４／（Ｒ１４＋Ｒ２４）＝Ｋ１ ・・・（４）
（Ｒ１３／Ｒ２３＝Ｒ１４／Ｒ２４）
Ｋ０＞Ｋ１ ・・・（５）
Ｒ１１・Ｋ０＝Ｒ１３・Ｋ１＝α０ ・・・（６）
Ｒ１２・Ｋ０＝Ｒ１４・Ｋ１＝α１ ・・・（７）
α０＞α１ ・・・（８）
そして、セレクタ６０により信号ＳＬｉｊが選択されている時に、スレッショルド電流Ｉｆと第１の分圧回路２０とにより生成されるスレッショルド電圧Ｖｆは、次の（９）式にて表される。
【００３９】
Ｖｆ｛ＳＬｉｊ｝＝ＶＤＤ・Ｋｉ＋Ｉｆ・αｊ ・・・（９）
即ち、図４（ｂ）に示すように、スレッショルド電圧Ｖｆは、（９）式の第１項によりスレッショルド電流Ｉｆがゼロである領域Ａ１の電圧値、即ちスレッショルド電圧Ｖｆの下限値が決定され、第２項によりスレッショルド電流Ｉｆがエンジン回転数に応じてリニアに変化する領域Ａ２の傾き、延いてはスレッショルド電流Ｉｆが一定となる領域Ａ３の電圧値、即ちスレッショルド電圧Ｖｆの上限値が決定される。
【００４０】
そして、設定データＤ３を固定して設定データＤ２（即ち、ｉ）のみを変化させると、（９）式の第１項の値のみが変化するため、領域Ａ２の傾きを変化させることなくスレッショルド電圧Ｖｆの特性がシフトし、また、設定データＤ２を固定して設定データＤ３（即ち、ｊ）のみを変化させると、第２項の値のみが変化するため、スレッショルド電圧Ｖｆの下限値を変化させることなく、領域Ａ２の傾き、及びスレッショルド電圧Ｖｆの上限値が変化する。
【００４１】
なお、図４（ｂ）では、設定データＤ０＝１，Ｄ１＝１に固定して設定データＤ２，Ｄ３のみを変化させることにより得られる４つの特性を示しているが、設定データＤ０，Ｄ１の各組み合せ毎に、同様に４つの特性を実現できるため、合計１６通りの特性を設定することができる。
【００４２】
このように、設定データＤ０〜Ｄ３を適宜設定することにより、スレッショルド電圧Ｖｆ、即ち２値化信号Ｓｏｕｔ がＨｉｇｈレベルの時における比較基準値Ｖｔｈは所望の特性に設定される。つまり、２値化信号Ｓｏｕｔ がＬｏｗ レベルの時の比較基準信号Ｖｔｈは、第２スレッショルド生成回路３４により、一定値に固定されているので、このスレッショルド電圧Ｖｆを変化させることにより、比較基準信号Ｖｔｈのヒステリシスの幅を変化させることができるのである。
【００４３】
ところで、ダイナミックヒステリシス生成回路２８は、本願出願人が既に出願している特願平６−２１１４９９号に詳述されており、本発明の主要部分ではないので、その詳細な構成については説明を省略するが、図５に、ダイナミックヒステリシス生成回路２８が出力するダイナミックヒステリシス電流Ｉｍの波形図を示す。即ち、図５（ｂ）に示すように、ダイナミックヒステリシス電流Ｉｍは、２値化信号Ｓｏｕｔ がＬｏｗ レベルからＨｉｇｈレベルに反転した時に、所定の波高値を有し、以後電圧変換信号Ｖｆｖに応じた一定の割合で減衰して、所定時間Ｔｍ後にゼロとなる波形を有する。なお、波高値は電圧変換信号Ｖｆｖの大きさによらず一定であり、従って、電圧変換信号Ｖｆｖが大きい程、即ちエンジン回転数が大きい程、減衰に要する時間Ｔｍが短くなるようにされ、２値化信号Ｓｏｕｔ がＨｉｇｈレベルからＬｏｗ レベルに反転するまでの間に、必ず波高値がゼロとなるようにされている。なお、図５（ｃ）は、スレッショルド電流Ｉｆの波形図であり、図に示すように、スレショルド電流Ｉｆは、２値化信号Ｓｏｕｔ がＨｉｇｈレベルの時に、電圧変換信号Ｖｆｖに応じたレベルとなる。
【００４４】
従って、比較基準信号生成回路２３にて、２値化信号Ｓｏｕｔ がＨｉｇｈレベルの時に生成される比較基準信号Ｖｔｈは、図６（ａ）に示すように、ヒステリシス電圧Ｖｆに、ダイナミックヒステリシス電流Ｉｍが第１の分圧回路２０に流れ込むことにより発生するダイナミックヒステリシス電圧Ｖｆを加算したものとなる。
【００４５】
なお、ダイナミックヒステリシス電圧Ｖｍは、次の（１０）式にて求めることができる。
Ｖｍ＝Ｉｍ・αｉ ・・・（１０）
このように、比較基準電圧Ｖｔｈがスレッショルド電圧Ｖｆ分のヒステリシスを有するため、干渉ノイズＮによる誤動作を防止できる共に、ダイナミックヒステリシス電圧Ｖｍが加算されていることにより、点火ノイズなど、スレッショルド電圧Ｖｆより大きな振幅を有するノイズＮ１が交番アナログ信号Ｓｉｎに重畳されたとしても、図６（ｂ）に示すように誤動作することがなく、図６（ｃ）に示すように、検出すべき交番アナログ信号Ｓｉｎに正しく対応した２値化信号Ｓｏｕｔ を得ることができる。
【００４６】
次に、マイクロコンピュータ１４にて実行される設定データＤ０〜Ｄ３の設定処理を、図７に示すフローチャートに沿って説明する。なお、この設定処理は、マイクロコンピュータ１４への電源投入直後に行われる初期化処理にて実行された後、所定周期にて繰り返し実行される。
【００４７】
本処理が起動されると、まず、ステップ１１０にて、予めＲＯＭに格納された設定データＤ０〜Ｄ３を読み出し、続くステップ１２０では、この読み出した設定データＤ０〜Ｄ３を波形整形回路８に転送し、ステップ１３０に進む。
ステップ１３０では、波形整形回路８からの確認信号ＡＣＫによる応答の有無を判断し、応答が有ればそのまま本処理を終了し、応答が無ければステップ１４０に移行して、異常処理を実行後、本処理を終了する。
【００４８】
なお、ステップ１４０にて実行される異常処理としては、例えば、設定データＤ０〜Ｄ３を再送し、それでも確認信号ＡＣＫの応答が無い時には、フロントパネル（図示せず）の所定エリアに通信異常を表す表示を行ったり、ブザー（図示せず）を鳴動させることにより、運転者に異常を知らせるようにしてもよい。
【００４９】
以上説明したように、本実施例の波形整形回路８によれば、スレッショルド電圧Ｖｆの特性を、設定データＤ０〜Ｄ３により様々に設定できるようにされているので、交番アナログ信号Ｓｏｕｔ に重畳される干渉ノイズＮの特性が夫々異なる様々な電子制御システムに共通に使用することができ、しかも使用されるシステムに応じて最適なスレッショルド電圧Ｖｆを設定することができるため、常に、交番アナログ信号Ｓｉｎに正確に対応した２値化信号Ｓｏｕｔ を供給することができ、電子制御システムの制御精度や信頼性を向上させることができる。
【００５０】
また、本実施例の波形整形回路８がシステムに組み込まれた後に、例えば、何等かの理由で回転センサ６の出力が劣化したり、回転センサ６の近傍に新たな回転センサが配置される等して使用条件が変化し干渉ノイズＮの特性が変化したとしても、当該波形整形回路８を取り外して最調整をすることなく、単に設定データＤ０〜Ｄ３を変更するだけで、新たな使用条件に応じた最適なスレッショルド電圧Ｖｆを簡単に再設定することができる。
【００５１】
更に、本実施例によれば、設定データＤ０，Ｄ１により、エンジン回転数に応じてスレッショルド電圧Ｖｆがリニアに変化する下限、及び上限のエンジン回転数を、また、設定データＤ２，Ｄ３により、スレッショルド電圧Ｖｆの下限値、及びスレッショルド電圧Ｖｆがリニアに変化する領域の特性の傾き（延いては、スレッショルド電圧Ｖｆの上限値）を、夫々独立に設定できるようにされているため、所望の特性を容易に設定することができる。
【００５２】
なお、上記実施例においては、スレッショルド電圧Ｖｆの特性を設定するために、合計４ビットの設定データＤ０〜Ｄ３を用いているが、必要に応じて５ビット以上に増やしてもよいし、第１の分圧回路２０、第２の分圧回路４０、定電流回路４４のいずれかの値を固定することにより、３ビット以下に減らしてもよい。
【００５３】
また、上記実施例では、設定データＤ３にて、第１の分圧回路２０の抵抗値を切り換えることにより、スレッショルド電圧Ｖｆの領域Ａ２での特性の傾きを変化させるようにしているが、トランジスタＱ１のエミッタに接続された抵抗３８の抵抗値を可変として、電圧変換信号Ｖｆｖに対するトランジスタＱ１のコレクタ電流Ｉｒｅｆ の傾きを可変とすることで、これを実現してもよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施例の波形整形回路の全体構成を表す説明図である。
【図２】電子制御システムの全体構成を表すブロック図である。
【図３】判定信号の周波数特性を調整する調整回路を表す回路図である。
【図４】設定データにより判定信号の周波数特性が変化する様子を表す説明図である。
【図５】ダイナミックヒステリシス生成回路の動作を表す説明図である。
【図６】波形整形回路の動作を表す説明図である。
【図７】マイクロコンピュータにて実行される設定処理を表すフローチャートである。
【図８】従来装置の構成を表すブロック図である。
【図９】従来装置の問題点を表す説明図である。
【図１０】エンジン回転数とスレッショルド電圧との関係を表すグラフである。
【図１１】従来装置の動作を表す説明図である。
【符号の説明】
２…シグナルロータ ２ａ，２ｂ，２ｃ，２ｄ…突起
４…電磁ピックアップ ６…回転センサ ８…波形整形回路
１０…Ａ／Ｄコンバータ １２…入力バッファ １４…マイクロコンピュータ
２０…第１の分圧回路 ２２…コンパレータ ２３…比較基準信号生成回路
２４…Ｆ／Ｖ変換回路 ２６，３０…ダイオード
２８…ダイナミックヒステリシス生成回路 ３２…第１スレッショルド生成回路
３４…第２スレッショルド生成回路 ３６…設定回路 ３６ａ…レジスタ
３８，４２，４５，５０，５２，５４，６１〜６８…抵抗
４０…第２の分圧回路 ４３，４７…反転回路 ４４…定電流回路
４６，４８…定電流源 ６０…セレクタ
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７…トランジスタ
Claims (2)
- 所定の回転センサから入力される交番アナログ信号と、大小２つの判定レベルを有し、交番アナログ信号が大きい判定レベルより大きくなると小さい判定レベルに変化し、小さい判定レベルより小さくなると大きい判定レベルに変化する判定信号とを比較して、上記交番アナログ信号に対応した２値化信号を生成する比較手段と、
該比較手段からの２値化信号に基づき、２つの判定レベルの差が上記交番アナログ信号の周波数に対して所定の周波数特性を有する判定信号を生成する判定信号生成手段と、
を備えた波形整形回路において、
上記判定信号生成手段を、外部から入力される設定信号に応じて、上記２つの判定レベルの差の周波数特性を変更可能に構成したことを特徴とする波形整形回路。 - 上記判定信号生成手段は、
上記交番アナログ信号の周波数に比例した大きさの基本信号を生成する基本信号生成手段と、
上記基本信号の上限値および下限値を制限するレベル制限手段、該基本信号を増幅する増幅手段、該基本信号の信号レベルをシフトするレベルシフト手段を有し、該基本信号から所定の周波数特性を有する第１の判定レベルを生成する第１判定レベル生成手段と、
所定の固定レベルとなる第２の判定レベルを生成する第２判定レベル生成手段と、
を備え、上記レベル制限手段の上限値，上記増幅手段の増幅率，及び上記レベルシフト手段のシフト量のうち少なくともいずれか一つが、上記設定信号に応じて変更可能なように構成されていることを特徴とする請求項１に記載の波形整形回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29138495A JP3552371B2 (ja) | 1995-11-09 | 1995-11-09 | 波形整形回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29138495A JP3552371B2 (ja) | 1995-11-09 | 1995-11-09 | 波形整形回路 |
Publications (2)
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|---|---|
| JPH09133693A JPH09133693A (ja) | 1997-05-20 |
| JP3552371B2 true JP3552371B2 (ja) | 2004-08-11 |
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ID=17768226
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP29138495A Expired - Fee Related JP3552371B2 (ja) | 1995-11-09 | 1995-11-09 | 波形整形回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3552371B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5285627B2 (ja) * | 2010-01-07 | 2013-09-11 | 株式会社豊田中央研究所 | 電圧処理回路 |
-
1995
- 1995-11-09 JP JP29138495A patent/JP3552371B2/ja not_active Expired - Fee Related
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|---|---|
| JPH09133693A (ja) | 1997-05-20 |
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