JP3542183B2

JP3542183B2 - Magnetic field sensor

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Publication number: JP3542183B2
Application number: JP29070494A
Authority: JP
Inventors: 正洋山口; 賢一荒井
Original assignee: 凌和電子株式会社
Priority date: 1994-10-31
Filing date: 1994-10-31
Publication date: 2004-07-14
Anticipated expiration: 2019-07-14
Also published as: JPH08129058A

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明はパーミアンス測定装置の検出コイルなどに利用することができる磁界センサに関し、さらに言えばマイクロストリップ線路を用いた磁界センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来の磁界センサとしては、磁気抵抗素子やホール素子が一般的に知られている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の上記した磁界センサは、使用周波数帯域が低く、例えばホール素子の場合１００ｋＨｚ程度の高周波磁界の検出が限度であって、ＧＨｚ帯域の高周波磁界の検出はできず、ＧＨｚ帯域の高周波磁界の検出可能な磁界センサはなかった。
【０００４】
本発明は、ＧＨｚ帯域の高周波磁界の検出も可能な磁界センサを提供することを目的とする。
【０００５】
前記の目的を達成するために、本発明の磁界センサは、裏面に接地導体が形成された誘電体基板と、前記誘電体基板の表面に形成したほぼ１ターンのマイクロストリップ導体と、マイクロストリップ線路の特性インピーダンスの抵抗値とほぼ等しい抵抗値を有し、かつ前記マイクロストリップ導体の先端部と前記接地導体とを電気的に接続する抵抗とを備えたことを特徴とする。
【０００６】
【作用】
本発明の磁界センサは、マイクロストリップ線路によって形成されるコイルに磁界を鎖交させることにより誘起するマイクロストリップ線路の誘起電圧に基づいて高周波磁界を検出することができる。
【０００７】
【実施例】
以下、本発明を実施例により説明する。
【０００８】
図１は本発明にかかる磁界センサの一実施例の斜視図である。
【０００９】
本実施例の磁界センサ１は、裏面に接地導体２が形成された誘電体基板３の表面に、１ターンのマイクロストリップ導体４を形成し、マイクロストリップ導体４の終端側に、マイクロストリップ線路４０の特性インピーダンスの値にほぼ等しい抵抗値のチップ抵抗５を形成して、チップ抵抗５の一端とマイクロストリップ導体４と電気的に接続し、チップ抵抗５の他端はマイクロストリップ導体４との間に僅かの間隙を有するように形成するとともに、誘電体基板３を貫通して接地導体２と電気的に接続して、マイクロストリップ導体４をチップ抵抗５によって終端してある。
【００１０】
マイクロストリップ導体４は誘電体基板３上に形成した導体をいう。マイクロストリップ線路４０はマイクロストリップ導体４と、マイクロストリップ導体４と同心状にマイクロストリップ導体４の導体幅の数倍の幅を持った誘電体基板３の部分と、誘電体基板３の前記部分を投影した位置にある接地導体２の部分とを含む総称である。
【００１１】
一般にマイクロストリップ線路の特性インピーダンスＺ₀を求める近似式は、Ｗｈｅｅｌｅｒによって（１）〜（４）式で与えられている。
【００１２】
【数１】

【００１３】
【数２】

【００１４】
【数３】

【００１５】
【数４】

【００１６】
（１）〜（４）式において、εｒは誘電体基板３の比誘電率、ｔｄは誘電体基板３の膜厚、ｔｃは導体の膜厚、すなわちマイクロストリップ線路４０の膜厚、ｗｃは導体の幅、すなわちマイクロストリップ導体４の幅である。
【００１７】
マイクロストリップ導体４の幅は、マイクロストリップ線路４０の特性インピーダンスが５０Ωとなるように（１）〜（４）式より決定し、エッチングにより１ターン形状に加工した。
【００１８】
さらにいえば、磁界センサ１は、接地導体２の面上に誘電体基板３を密着させ、その上に特性インピーダンスが５０Ωとなるような幅のマイクロストリップ導体４を１ターン形状に加工したものである。本実施例のマイクロストリップ導体４では、１ターン形状を図１に示すように窓幅ｘ、窓高ｙ、ｄはコイル終端部分、すなわちチップ抵抗５と近接線路との空隙長ｄに形成してある。マイクロストリップ線路４０の形状例は、表１に示すごとくである。
【００１９】
【表１】

【００２０】
誘電体基板３としてテフロンのプリント基板およびガラス基板を用い、テフロン基板の場合は空隙長ｄを１ｍｍに一定として窓幅ｘを４〜３２ｍｍと変化させた場合、および窓幅ｘを８ｍｍに一定として空隙長ｄを１〜８ｍｍと変化させたものを示している。ここで、導体幅は隣接する線路の影響を無視して決定した。
【００２１】
マイクロストリップ線路４０の基礎的特性の測定において、マイクロストリップ導体４の一端をＨＰ８７５２Ａ（ヒューレットパッカード社製）ネットワークアナライザ（入力インピーダンス５０Ω）へ接続し、反射法により特性を計測した。
【００２２】
マイクロストリップ線路４０の特性インピーダンスＺ₀はマイクロストリップ導体４の終端を短絡、開放した場合の入力インピーダンスをそれぞれをＺshort 、Ｚopenとすると、（５）式により算出される。
【００２３】
Ｚ₀＝√（Ｚshort ×Ｚopen） ……（５）
本実施例におけるマイクロストリップ線路４０の特性インピーダンスの測定時にはチップ抵抗５を除去して、終端を開放、短絡して入力インピーダンスＺshort 、Ｚopenをそれぞれ測定し、上記（５）式による演算によって求めた。この場合、マイクロストリップ線路４０の特性インピーダンスは５０Ωであった。
【００２４】
磁界センサ１による磁界検出の説明に先立って、まず、誘電体基板３にテフロン基板を用いた場合のマイクロストリップ線路４０の基礎的特性について説明する。
【００２５】
一般に、マイクロストリップ線路４０における電磁界の存在範囲は導体幅の７倍程度であると言われている。マイクロストリップ線路４０においては図１に示したようにマイクロストリップ導体４の終端部においてマイクロストリップ導体４同士の近接した領域が存在するので、この部分における電磁界の振舞いについて説明する。
【００２６】
図２はマイクロストリップ導体４の終端部分の様子を説明したものである。マイクロストリップ導体４の終端部分にホールを開けてチップ抵抗５を設けた。いま、マイクロストリップ導体４の窓高ｙが８ｍｍであるため、空隙長ｄが１〜７ｍｍの場合は図２（ａ）に示すようにチップ抵抗５の電極が図２（ａ）の図面上において上下方向に向いているのに対し、空隙長ｄが８ｍｍで３辺構造の場合は図２（ｂ）のようにチップ抵抗５の電極は図２（ｂ）の図面上において左右方向を向いている。
【００２７】
窓幅１０ｍｍ、窓高６ｍｍのマイクロストリップ導体４において、空隙長ｄを変化させた場合、図３に示したようにマイクロストリップ線路４０の特性インピーダンスＺ_0Cは増加し、直線状のストリップ線路４０の特性インピーダンスＺ₀より大きくなるが、変化は高々１０％程度である。空隙長ｄが８ｍｍの場合、すなわち、図２（ｂ）のように３辺構造となっている場合は特性インピーダンスＺ_0Cが直線状のストリップ線路４０の特性インピーダンスＺ₀の値とほぼ等しかった。この場合、マイクロストリップ線路４０の面内における上下の線路（マイクロストリップ線路４０の終端部とマイクロストリップ線路４０と）の結合がきわめて小さいため、特性インピーダンスは直線状のマイクロストリップ線路と等しかったと推察される。
【００２８】
空隙長ｄが８ｍｍの場合と１〜７ｍｍの場合とで特性インピーダンスの傾向が異なる理由としては、図２（ａ）、（ｂ）に示すように、マイクロストリップ線路４０の終端部のホールを開ける方向が図２（ａ）の場合と図２（ｂ）の場合とで異なっていることが影響していると考えられる。
【００２９】
図４は窓幅ｘとマイクロストリップ線路４０の特性インピーダンスとの関係を示したものである。図４は窓高ｙが６ｍｍ、空隙長ｄが０．５ｍｍの場合の例である。窓幅ｘの増加とともに特性インピーダンスは増加している。図３の場合と同様に、直線状線路の場合に対して特性インピーダンスの変化は高々１０％程度である。
【００３０】
図５（ａ）、（ｂ）はマイクロストリップ導体４を５０Ωで終端した場合の入力インピーダンスを測定し、その抵抗分およびリアクタンス分を示したものである。図５はマイクロストリップ導体４の窓幅ｘが８ｍｍ、窓高ｙが８ｍｍ、空隙長ｄが１ｍｍの場合の例である。比較のためマイクロストリップ導体４によるコイルと寸法が等しい２端子コイルについても測定して比較できるように表示した。図５（ａ）から２端子コイルの抵抗は共振の影響で１２Ω〜２１０Ωの範囲で大きく変化するのに対し、マイクロストリップ線路４０の抵抗は１ＭＨｚ〜３ＧＨｚの周波数において４２〜５９Ωの小さな変化にとどまっている。これに加え、図５（ｂ）から線路のリアクタンスは２端子コイルの場合よりも小さく、ＬＣ共振によって急増することもない。これよりマイクロストリップ線路４０のインピーダンスは抵抗分によってほぼ決定され、共振の影響が少なく、高周波特性が優れていることがわかる。
【００３１】
次に、磁界センサ１による磁界検出について説明する。
【００３２】
図６に示すように、磁界発生のための厚さ２ｍｍ、長さ７０ｍｍの板状導体を２０ｍｍ×４０ｍｍの断面矩形状に巻き回し、かつ巻き回された板状導体の対向する端部間は電気的に絶縁するべく間隙部１１が設けてある断面矩形状の中空矩形筒を形成して励磁コイル１０とし、励磁コイル１０を形成する中空矩形筒内に磁界センサ１を突出して設け、通電することにより励磁コイル１０によって発生する磁界の方向とマイクロストリップ線路４０によるコイル面とが直交するように磁界センサ１を取り付け、ネットワークアナライザ１２（前記ＨＰ８７５２Ａ）から同軸ケーブル１３を介して励磁コイル１０を励磁し、マイクロストリップ線路４０のコイル面と垂直な外部磁界を印加し、マイクロストリップ線路４０からの誘起電圧を同軸ケーブル１４を介してネットワークアナライザ１２に導いて測定した。
【００３３】
この磁界検出の場合における電気的等価回路は図７に示すごとくである。磁界検出において、検出コイルとしてのマイクロストリップ線路４０を除去したバックグランド電圧も測定し、マイクロストリップ線路４０の誘起電圧からバックグランド電圧を差し引いて誘起電圧とした。
【００３４】
この場合、励磁コイル１０の共振周波数は７００ＭＨｚであり、接地導体２の面を含めて、励磁コイル１０によって生じた磁界の均一性は±８．９％以内であった。
【００３５】
ネットワークアナライザ１２から励磁コイル１０へ印加した電圧とマイクロストリップ線路４０において誘起された電圧とのＳ２１を測定した。Ｓ２１のゲインより誘起電圧の振幅を求め、Ｓ２１の位相から磁界に対する誘起電圧の位相差を求めた。１００ＭＨｚ以下であれば同軸ケーブル１３、１４中の位相変化が無視できるため、Ｓ２１の位相が磁界と誘起電圧との位相差と考えることができる。
【００３６】
図８はマイクロストリップ導体４の窓幅ｘを変化させた場合の励磁コイル１０への印加電圧と誘起電圧との関係を表している。図８は窓幅ｘが８ｍｍ、空隙長ｄが１ｍｍ、印加電圧の周波数が１００ＭＨｚの場合を例示している。図８から印加電圧と誘起電圧はほぼ比例していることから、この場合も磁界検出が可能であることが明らかである。また、マイクロストリップ導体４の窓幅ｘと誘起電圧とはほぼ比例している。窓高ｙは一定であるから、コイルの断面積と誘起電圧は比例していることになる。このような意味ではマイクロストリップ線路４０は２端子磁界検出コイルと共通の性質を有していることがわかる。
【００３７】
さらに、入力電圧に対する誘起電圧の位相変化は十分小さかった。以上の結果より、マイクロストリップ線路４０は磁界検出特性に関しては通常の２端子コイルと同様の特性を有していることがわかった。
【００３８】
一方、図９はマイクロストリップ線路４０と２端子コイルとで誘起電圧を比較したものである。図９はマイクロストリップ線路４０の窓幅ｘが８ｍｍ、窓高ｙが８ｍｍ、空隙長ｄが１ｍｍ、印加電圧の周波数が１００ＭＨｚの場合の例である。図９は窓幅ｘが導体線路の形状、寸法は同一であり、２端子コイルはマイクロストリップ線路４０から接地導体面を除去した構造である。マイクロストリップ線路４０の誘起電圧は２端子コイルの場合の約１０％に減少する。すなわちマイクロストリップ線路４０は入力インピーダンスが共振の影響をほとんど受けずにＧＨｚ帯域の周波数まで安定である一方で、２端子コイルに比較して交番磁界による誘起電圧が小さい点が特徴である。
【００３９】
次に、マイクロストリップ線路４０の磁界検出のときの誘起電圧、直線状マイクロストリップ線路との比較、接地導体面の影響について説明する。
【００４０】
この場合、マイクロストリップ線路４０の基本寸法として、窓幅ｘを１０ｍｍ、窓高ｙを６．０ｍｍ、空隙長ｄを０．５ｍｍ、接地導体２の高さｙｇを１２ｍｍとし、それぞれ表２に示す範囲で変化させた。前記表１に示した例の場合と同様に、（１）式〜（４）式および（５）式に基づき、マイクロストリップ導体４の線路幅ｗｃはマイクロストリップ線路４０の特性インピーダンスが５０Ωとなるように０．８ｍｍとした。
【００４１】
【表２】

【００４２】
磁界センサ１、すなわち、マイクロストリップ線路４０の誘起電圧について説明する。
【００４３】
図１０はマイクロストリップ線路４０の誘起電圧と周波数との関係を示したもので、同一寸法の２端子コイルと比較している。図１０はマイクロストリップ線路４０の窓幅ｘが１０ｍｍ、窓高ｙが６ｍｍ、空隙長ｄが０．５ｍｍ、誘電体基板３（εｒ＝５．０、基板厚さｔｄ＝０．５ｍｍのテフロン）の高さｙｇが１２ｍｍ、印加電圧０．５Ｖの場合の例である。図１０（ａ）はその振幅、図１０（ｂ）は位相差を表している。図１０（ａ）から誘起電圧の振幅は周波数に比例して増加し、かつマイクロストリップ線路４０の場合、誘起電圧の振幅は２端子コイルよりおよそ１桁小さいことがわかる。また、図１０（ｂ）から誘起電圧の位相は印加磁界よりおよそ９０°進んでいることがわかる。ただし、マイクロストリップ線路４０において１ＭＨｚ〜１０ＭＨｚにおいて位相差が９０°より小さくなっている点については、接地導体面が影響していると考えられる。
【００４４】
次に、マイクロストリップ導体４の寸法を変えて誘起電圧との関係から電圧発生機構について説明する。変数はマイクロストリップ導体４の窓幅ｘ、窓高ｙ、空隙長ｄとした。図６の測定系において接地導体面の高さｙｇを１２ｍｍに固定し、マイクロストリップ線路４０の寸法を変化させて磁界検出を行った。図１１（ａ）はマイクロストリップ導体４の窓高ｙを一定として、窓幅ｘと誘起電圧の振幅との関係を示したものであり、両者は比例する。また、図１１（ｂ）は窓幅ｘを一定として、窓高ｙと誘起電圧の振幅との関係を示したものであり、両者はほぼ比例する。ただし、隣接した導体の間隔が小さくなって結合線路の影響が強まる場合は比例傾向からややずれており、磁界検出の機構が複雑化していると考えられる。
【００４５】
また、マイクロストリップ線路４０の場合、マイクロストリップ線路４０の終端部分と近接する線路との間には必ず空隙が存在するため、この影響について説明する。図１１（ｃ）に空隙長ｄと誘起電圧の振幅との関係を示す。空隙長ｄに関してマイクロストリップ導体４の４辺のうち１辺を除去するところまでｄを増加させても、誘起電圧は変化しない。
【００４６】
以上のマイクロストリップ線路４０の寸法を変えた場合における測定結果から誘起電圧の振幅はマイクロストリップ導体４で囲まれる面積にほぼ比例していることがわかる。これから誘起電圧の振幅が２端子コイルに比較して約１桁小さくなる点を除けば、誘起電圧はファラデーの電磁誘導則によって説明できる。さらに、図１１（ｃ）に示した結果は誘起電圧発生時の電流経路が１ターンのマイクロストリップ導体４が切れた終端部分では接地導体面内を通っていることを示している。
【００４７】
次に、マイクロストリップ線路４０の形状と誘起電圧との関係を明らかにするとともに、１ターンループ以外の形状における誘起電圧の有無について説明する。
【００４８】
図１２は直線状マイクロストリップ線路２０の概観図であり、誘電体基板２２の表面上に直線状マイクロストリップ線路２０を形成し、直線状マイクロストリップ線路２０の一端をチップ抵抗２１に接続し、チップ抵抗２１の他端を誘電体基板２２の裏面に形成した接地導体２３に接続して、直線状マイクロストリップ線路２０をチップ抵抗２１により終端する。この場合、直線状マイクロストリップ線路２０の特性インピーダンスは５０Ωであり、チップ抵抗２１は５０Ωの抵抗である。磁界は図１２に示すように直線状マイクロストリップ線路２０の面に直角な方向に印加した。
【００４９】
図１３（ａ）に励磁周波数と誘起電圧の振幅との関係を、図１３（ｂ）に励磁周波数と磁界に対する誘起電圧の位相差との関係を示す。
【００５０】
マイクロストリップ線路４０の場合と比較すると、誘起電圧の振幅が周波数に対して比例していないこと、および磁界と誘起電圧との位相差が０〜３０°であり、マイクロストリップ線路４０の場合の９０°と異なっていること等から磁界検出原理が異なっていることが明らかである。
【００５１】
次に、マイクロストリップ線路４０の広帯域性について説明する。
【００５２】
マイクロストリップ線路４０を広帯域で使用するには、特性インピーダンスを５０Ω付近に保持することが望ましい。ここではマイクロストリップ線路４０の寸法を変えた時の特性インピーダンスの変化を説明する。図１４は窓高ｙの異なるマイクロストリップ線路４０の特性インピーダンスＺ_0Cを測定により求め、直線状マイクロストリップ線路２０の特性インピーダンスＺ_Cで基準化して示したものである。図１４はマイクロストリップ線路４０の窓幅ｘが１０ｍｍ、空隙長ｄが０．５ｍｍ、接地導体２の高さｙｇを１２ｍｍとした場合の例である。隣接する導体の間隔が３ｍｍ未満となると線路の結合が起こり、特性インピーダンスが減少する。特性インピーダンスは無損失線路を仮定すると線路の一次定数としてのインダクタンスＬａ、静電容量Ｃａによって、Ｚ₀＝√（Ｌａ／Ｃａ）となる。ここで逆方向の電流が流れている平行な線路が接近すると負の相互インダクタンスが増加するためにＬａが減少し、Ｃａが増加するため、図１４の結果は定性的に妥当である。上記の特性インピーダンスのずれは結合線路の影響を考慮した上で特性インピーダンスが５０Ωとなる線路幅とすることで解決できる。
【００５３】
また、図示していないが、平行なストリップ導体の間隔が３ｍｍ以上の場合、および空隙長ｄを０．３ｍｍからコイルの４辺のうち１辺を切り取った３辺構造とするまで変化させたいずれの場合についても特性インピーダンスはほぼ一定であった。
【００５４】
図１５はマイクロストリップ線路４０と通常の２端子コイルとの入力インピーダンスを比較したものである。マイクロストリップ導体４の窓幅ｘと窓高ｙとはそれぞれ１０．０ｍｍと６．０ｍｍであって、２端子コイルの寸法は１０．０ｍｍ×６．０ｍｍで、２端子コイルには５０Ωの抵抗を直列に接続した。図１５（ａ）は抵抗分を示し、２端子コイルが共振の影響で２０Ω〜１８０Ωの範囲で大きく変動しているのに対して、マイクロストリップ線路４０の場合は４０Ω〜６０Ωに保たれている。また、図１５（ｂ）はリアクタンス分を示し、マイクロストリップ線路４０のリアクタンス分は抵抗分に比べて１／１０以下であるため入力インピーダンスはほぼ純抵抗とみなせる。
【００５５】
入力インピーダンスがほぼ５０Ωの純抵抗であることによって広帯域性が得られることは伝送線路の回路理論ではよく知られており、次の通り説明されている。磁界検出の測定系の回路図を示した図７において、Ｖｃは交番磁界によって発生する電圧、Ｖｒはネットワークアナライザ１２の内部で観測される５０Ω抵抗の端子電圧である。マイクロストリップ線路４０の場合、マイクロストリップ線路４０を見た入力インピーダンスＺ_inが伝送性の特性インピーダンスＺ₀に整合されているため、高周波にわたって観測される電圧ＶｒはＶｒ≒Ｖｃ／２となる。これが広帯域に誘起電圧を測定する上での利点である。
【００５６】
次に、接地導体面の影響について説明する。
【００５７】
マイクロストリップ導体４の寸法を、窓幅ｘを１０．０ｍｍ、窓高ｙを３．０ｍｍ、空隙長ｄを０．５ｍｍに固定し、接地導体面の寸法を変化させたときにおける誘起電圧および入力インピーダンスについて説明する。図１６は接地導体面の寸法の説明図である。図１６（ａ）はマイクロストリップ線路４０側の表面であり、図１６（ｂ）は接地導体面側である。ｙｇは接地導体面の高さであり、ｈはマイクロストリップ導体４のパターンの内側に設けた開口部３０の高さである。開口部３０の横幅は１０．０ｍｍとマイクロストリップ導体４の窓幅ｘと等しくした。これはパーミアンス測定装置用の検出コイルにおける開口部３０の影響を調べるためである。さらに、図１６（ｂ）のｗｇは開口部３０がある場合における接地導体面の幅を表している。測定では接地導体面の寸法を次の３段階にわたって順次小さくした。
（イ）接地導体面の高さｙｇを１２．０ｍｍから５．０ｍｍまで小さくした。
（ロ）マイクロストリップ導体４の内側に幅が１０．０ｍｍ、高さがｈの開口部３０を作り、開口部３０の高さｈを０ｍｍから３．０ｍｍまで大きくした。
（ハ）マイクロストリップ導体４の幅ｗｃ０．８ｍｍに対して接地導体面の幅ｗｇを１ｍｍから０．３ｍｍまで小さくした。この手順により変化させた寸法の範囲を表３に示した。
【００５８】
【表３】

【００５９】
（イ）接地導体面の高さｙｇの影響について説明する。
【００６０】
図１７は地導体面の高さｙｇとマイクロストリップ線路４０の誘起電圧の振幅との関係を示したもので、電圧の値はマイクロストリップ導体４と同一寸法の２端子コイルによる誘起電圧の値Ｖ₀で基準化して示した。図１７は励磁コイル１０に印加した電圧の周波数が１０ＭＨｚ、５ＭＨｚ、１ＭＨｚの場合の例である。図１７から接地導体面の高さｙｇが減少するとマイクロストリップ線路４０の誘起電圧はほぼ反比例して増大する。これは接地導体面の高さｙｇを減少させると接地導体面の内部を環流する渦電流が減少することを示唆している。
【００６１】
この考察に基づきマイクロストリップ導体４によるコイルパターンに鎖交する磁束量をＴ−Ω法による３次元の電磁界解析から求め、誘起電圧Ｖ_CをＶ_C＝（ｄφ／ｄｔ）／２により計算した結果を図１７に示した。ｄφ／ｄｔを２で除したのは、終端のチップ抵抗５（５０Ω）とネットワークアナライザ１２の入力抵抗とで分圧するためである。図１７によって示した接地導体面の高さｙｇとマイクロストリップ線路４０の誘起電圧の振幅の関係は測定結果とよく一致し、解析結果より接地導体面で渦電流が発生し、かつ導体部分の端部に局在化されていることが判った。これより交番磁界の印加により渦電流が生じて、マイクロストリップ導体４を鎖交する磁界強度が減少することが定量的に明らかになった。一方、図１７に対応する入力インピーダンスは、図１８に示すように、抵抗分が支配的であり接地導体面の高さｙｇによる変化は４０Ω〜６０Ωの範囲にとどまりインピーダンス整合上問題は少ないことが判る。
（ロ）開口部の高さｈの影響について説明する。
【００６２】
図１９は接地導体面の開口部３０の高さｈとマイクロストリップ線路４０の誘起電圧の振幅とを示したもので、開口部３０の高さｈを変えてもマイクロストリップ線路４０の誘起電圧の振幅は変化しない。これは渦電流が接地導体面内の端部に集中しているためである。
【００６３】
図２０は開口部３０の高さｈを変化させたときの磁界センサ１、すなわち、マイクロストリップ線路４０の入力インピーダンスの周波数依存性を示したもので、開口部３０の高さｈを大きくするにしたがって入力インピーダンスの変化は大きくなる。開口部３０の高さｈが３ｍｍの場合、すなわち図１６（ｂ）のように接地導体面の幅ｗｇがマイクロストリップ導体４の幅ｗｃとほぼ等しい１ｍｍの場合、入力抵抗は３５Ω〜７０Ωの範囲で大きく変化する。
（ハ）接地導体面の幅ｗｇの影響について説明する。
【００６４】
図２１は接地導体面の幅ｗｇとマイクロストリップ線路４０の誘起電圧の振幅との関係を示したものであり、接地導体面の幅ｗｇを小さくするとマイクロストリップ線路４０の誘起電圧は増加する。接地導体面の幅ｗｇが０ｍｍの値は２端子コイルの場合のマイクロストリップ線路４０の誘起電圧を示している。
【００６５】
図２２は磁界センサ１の入力インピーダンスの周波数依存性を示したものであり、接地導体面の幅ｗｇが１ｍｍ、０．８ｍｍ、０．６ｍｍ、０．３ｍｍの場合と２端子コイルの場合の例である。接地導体面の幅ｗｇが小さくなると磁界センサ１の入力インピーダンスの変化が大きくなる。接地導体面の幅ｗｇを０．３ｍｍまで小さくすると、磁界センサ１の誘起電圧は２端子コイルの約５０％まで増加する一方で、入力インピーダンスの変化は３０Ω〜１００Ωの範囲で大きく変化する。
【００６６】
以上、（イ）〜（ハ）から接地導体面を渦電流が環流することによって、マイクロストリップ導体４によるループを鎖交する磁界強度が２端子コイルの場合より減少し、誘起電圧が減少する。渦電流が接地導体面の端部に集中するため、誘起電圧は接地導体面に開口部を設けても変化しない。入力インピーダンスの変化は接地導体面の幅による影響が大きい。入力インピーダンスが５０Ωに対して±２０％の範囲までの変化を許容するならば、誘起電圧の振幅が２端子コイルの場合の約３７％まで増加させることができる。このときの接地導体面の寸法は接地導体面の高さｙｇがマイクロストリップ導体４のループ外形と同程度の大きさである。
【００６７】
次に、薄膜によるマイクロストリップ線路の場合について説明する。
【００６８】
１５０μｍ厚のカバーガラス基板上に銅を膜厚１μｍスパッタし、イオントリミングにより１ターン形状に加工してマイクロストリップ線路４０とした。マイクロストリップ導体４の幅はマイクロストリップ線路４０の特性インピーダンスが５０Ωとなるように（１）式〜（４）式より求め、０．３１ｍｍとした。
【００６９】
図２３は、図２（ａ）に示した４辺構造であり、マイクロストリップ導体４の窓幅ｘ、窓高ｙがともに３ｍｍのマイクロストリップ線路４０の磁界検出特性を表している。励磁周波数はテフロン基板の場合と同様に１００ＭＨｚとした。励磁コイル１０への印加電圧とマイクロストリップ線路４０の誘起電圧はほぼ比例しており、薄膜で作成したマイクロストリップ線路４０についても磁界検出が可能であることが判る。また、単位面積当たりの誘起電圧は４辺構造のテフロン基板を用いた場合と比較すると、約３０％に低下していた。
【００７０】
しかし、上記の結果（図１７参照）をもとに、接地導体面の高さｙｇと誘起電圧の振幅が反比例することを仮定すると、接地導体面の寸法を縮小することで、広帯域性を損なわずに誘起電圧を少なくとも４倍以上に大きくできると考えられる。
【００７１】
【発明の効果】
以上説明したように本発明の磁界センサによれば、裏面に接地導体が形成された誘電体基板の表面にほぼ１ターンのマクロストリップ導体を形成し、マイクロストリップ線路の特性インピーダンスの抵抗値とほぼ等しい抵抗値を有する抵抗によってマイクロストリップ導体の先端部と接地導体とを電気的に接続してマイクロストリップ導体の先端部を終端して構成したため、マイクロストリップ導体によって囲まれる面に鎖交する磁界によってマイクロストリップ線路に誘起電圧を発生し、この誘起電圧によって磁界の検出ができる効果がある。
【００７２】
さらに本発明によれば、マイクロストリップ導体が囲む面積にほぼ比例した誘起電圧を得ることができて磁界を検出することができる効果が得られる。
【００７３】
また、本発明の磁界センサによれば、マイクロストリップ導体を薄膜またはプリント基板で形成した場合も同様に磁界の検出ができる効果がある。
【００７４】
また、本発明の磁界センサによれば、マイクロストリップ線路の終端部と対向するマイクロストリップ線路との間の空隙長を変化させてもほぼ一定の誘起電圧が得られる効果がある。
【００７５】
本発明によれば、接地導体面はマイクロストリップ線路の特性インピーダンスを一定値（５０Ω）に保つ役割を果たしており、このためにＧＨｚ帯までの高周波の磁界センサとして使用できる。
【００７６】
また、本発明の磁界センサによれば、接地導体面の幅、高さを小さくするとマイクロストリップ線路によるコイルパターンの磁界強度が増大するため、大振幅の誘起電圧が得られる効果がある。
【００７７】
本発明によれば、接地導体面は特性インピーダンスを上述のように指定値（実施例では（５０Ω）に保つ効果（望ましい効果）と同面内の渦電流によりマイクロストリップ線路に誘起される電圧を減少させる効果（望ましくない効果）の双方の役割を有する。したがって、特性インピーダンスを指定値に保ちつつ、接地導体面の寸法を最適化する（幅と高さを小さくする）ことを最適設計の指針とする。
【００７８】
また、本発明の磁界センサによれば、特性インピーダンスを設計値に保持したままでマイクロストリップ導体と接地導体面との距離を大きくすれば、大振幅の誘起電圧を得ることができる効果もある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかる磁界センサの一実施例の構成を示す斜視図である。
【図２】本発明にかかる磁界センサの一実施例におけるマイクロストリップ線路の終端部とチップ抵抗との位置関係を示す平面図である。
【図３】本発明にかかる磁界センサの一実施例における空隙長とＺ_0C／Ｚ₀との関係を示す特性図である。
【図４】本発明にかかる磁界センサの一実施例における窓幅とＺ_0C／Ｚ₀との関係を示す特性図である。
【図５】本発明にかかる磁界センサの一実施例における入力インピーダンスの周波数特性図である。
【図６】本発明にかかる磁界センサの一実施例による磁界検出の測定系の概観図である。
【図７】本発明にかかる磁界センサの一実施例による磁界検出の測定系の等価回路図である。
【図８】本発明にかかる磁界センサの一実施例における窓幅をパラメータとしたときの印加電圧対誘起電圧の特性図である。
【図９】本発明にかかる磁界センサの一実施例におけるマイクロストリップ線路と２端子コイルとの磁界検出特性を示す印加電圧対誘起電圧の特性図である。
【図１０】本発明にかかる磁界センサの一実施例におけるマイクロストリップ線路と２端子コイルにおける誘起電圧の比較図である。
【図１１】本発明にかかる磁界センサの一実施例におけるマイクロストリップ線路のサイズと誘起電圧の振幅との関係を示す特性図である。
【図１２】直線状マイクロストリップ線路の斜視図である。
【図１３】直線状マイクロストリップ線路の周波数対誘起電圧特性図である。
【図１４】本発明にかかる磁界センサの一実施例におけるマイクロストリップ線路の窓高と特性インピーダンスとの関係を示す特性図である。
【図１５】本発明にかかる磁界センサの一実施例におけるマイクロストリップ線路の入力インピーダンスの周波数特性図である。
【図１６】本発明にかかる磁界センサの一実施例における接地導体面の形状の説明に供する平面図である。
【図１７】本発明にかかる磁界センサの一実施例における接地導体面の高さと誘起電圧の振幅との関係を示す特性図である。
【図１８】本発明にかかる磁界センサの一実施例における接地導体面の高さと入力インピーダンスとの関係を示す特性図である。
【図１９】本発明にかかる磁界センサの一実施例における開口部の高さと誘起電圧の振幅との関係を示す特性図である。
【図２０】本発明にかかる磁界センサの一実施例における開口部の高さと入力インピーダンスとの関係を示す特性図である。
【図２１】本発明にかかる磁界センサの一実施例における接地導体面の幅と誘起電圧の振幅との関係を示す特性図である。
【図２２】本発明にかかる磁界センサの一実施例における接地導体面と入力インピーダンスとの関係を示す特性図である。
【図２３】本発明にかかる磁界センサの一実施例における薄膜マイクロストリップ線路の誘起電圧の振幅と印加電圧との関係を示す特性図である。
【符号の説明】
１……磁界センサ
２……接地導体
３……誘電体基板
４……マイクロストリップ導体
５……チップ抵抗
１０…励磁コイル
４０……マイクロストリップ線路[0001]
[Industrial applications]
The present invention relates to a magnetic field sensor that can be used as a detection coil of a permeance measuring device, and more particularly to a magnetic field sensor using a microstrip line.
[0002]
[Prior art]
As a conventional magnetic field sensor, a magnetoresistive element and a Hall element are generally known.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
However, the above-mentioned conventional magnetic field sensor has a low operating frequency band. For example, in the case of a Hall element, the detection of a high-frequency magnetic field of about 100 kHz is a limit, and the high-frequency magnetic field of a GHz band cannot be detected. There was no detectable magnetic field sensor.
[0004]
An object of the present invention is to provide a magnetic field sensor that can detect a high-frequency magnetic field in a GHz band.
[0005]
In order to achieve the above object, a magnetic field sensor according to the present invention comprises a dielectric substrate having a ground conductor formed on the back surface, a microstrip conductor having approximately one turn formed on the surface of the dielectric substrate, and a microstrip line. Having a resistance value substantially equal to the resistance value of the characteristic impedance of Strike It is characterized by comprising a resistor for electrically connecting the tip of the lip conductor and the ground conductor.
[0006]
[Action]
ADVANTAGE OF THE INVENTION The magnetic field sensor of this invention can detect a high frequency magnetic field based on the induced voltage of the microstrip line induced by linking a magnetic field to the coil formed by the microstrip line.
[0007]
【Example】
Hereinafter, the present invention will be described with reference to examples.
[0008]
FIG. 1 is a perspective view of one embodiment of a magnetic field sensor according to the present invention.
[0009]
In the magnetic field sensor 1 of the present embodiment, a one-turn microstrip conductor 4 is formed on the surface of a dielectric substrate 3 having a ground conductor 2 formed on the back surface, and a microstrip line 40 is provided on the end side of the microstrip conductor 4. Is formed, and one end of the chip resistor 5 is electrically connected to the microstrip conductor 4, and the other end of the chip resistor 5 is connected to the microstrip conductor 4. The microstrip conductor 4 is terminated by a chip resistor 5 while penetrating the dielectric substrate 3 and electrically connecting to the ground conductor 2.
[0010]
The microstrip conductor 4 is a conductor formed on the dielectric substrate 3. The microstrip line 40 includes a microstrip conductor 4, a portion of the dielectric substrate 3 having a width several times the conductor width of the microstrip conductor 4 concentrically with the microstrip conductor 4, and the portion of the dielectric substrate 3. This is a general term including the portion of the ground conductor 2 at the projected position.
[0011]
Generally, the characteristic impedance Z of a microstrip line ₀ Is given by Wheeler as equations (1) to (4).
[0012]
(Equation 1)

[0013]
(Equation 2)

[0014]
[Equation 3]

[0015]
(Equation 4)

[0016]
In the equations (1) to (4), εr is the relative permittivity of the dielectric substrate 3, td is the thickness of the dielectric substrate 3, tc is the thickness of the conductor, that is, the thickness of the microstrip line 40, and wc is the conductor. , That is, the width of the microstrip conductor 4.
[0017]
The width of the microstrip conductor 4 was determined from the equations (1) to (4) so that the characteristic impedance of the microstrip line 40 became 50Ω, and processed into a one-turn shape by etching.
[0018]
Furthermore, the magnetic field sensor 1 has a dielectric substrate 3 adhered to the surface of the ground conductor 2 and a microstrip conductor 4 having a width of a characteristic impedance of 50Ω processed into a one-turn shape thereon. is there. In the microstrip conductor 4 of the present embodiment, the window width x and the window heights y and d are formed in the coil end portion, that is, the gap length d between the chip resistor 5 and the adjacent line as shown in FIG. is there. An example of the shape of the microstrip line 40 is as shown in Table 1.
[0019]
[Table 1]

[0020]
A printed circuit board and a glass substrate of Teflon are used as the dielectric substrate 3, and in the case of a Teflon substrate, the gap length d is fixed at 1 mm and the window width x is changed from 4 to 32 mm, and the window width x is fixed at 8 mm. The figure shows a case where the gap length d is changed from 1 to 8 mm. Here, the conductor width was determined ignoring the influence of the adjacent line.
[0021]
In measuring the basic characteristics of the microstrip line 40, one end of the microstrip conductor 4 was connected to an HP8752A (manufactured by Hewlett-Packard) network analyzer (input impedance 50Ω), and the characteristics were measured by a reflection method.
[0022]
Characteristic impedance Z of microstrip line 40 ₀ Is calculated by equation (5), where Zshort and Zopen are input impedances when the end of the microstrip conductor 4 is short-circuited and opened, respectively.
[0023]
Z ₀ = √ (Zshort × Zopen) …… (5)
In the measurement of the characteristic impedance of the microstrip line 40 in the present embodiment, the chip resistance 5 was removed, the termination was opened and short-circuited, and the input impedances Zshort and Zopen were measured, respectively, and were calculated by the above equation (5). In this case, the characteristic impedance of the microstrip line 40 was 50Ω.
[0024]
Prior to the description of magnetic field detection by the magnetic field sensor 1, first, basic characteristics of the microstrip line 40 when a Teflon substrate is used for the dielectric substrate 3 will be described.
[0025]
Generally, it is said that the existence range of the electromagnetic field in the microstrip line 40 is about seven times the conductor width. In the microstrip line 40, as shown in FIG. 1, there is a region where the microstrip conductors 4 are close to each other at the end of the microstrip conductor 4, and the behavior of the electromagnetic field in this portion will be described.
[0026]
FIG. 2 illustrates the state of the terminal portion of the microstrip conductor 4. A hole was made in the terminal portion of the microstrip conductor 4 to provide a chip resistor 5. Now, since the window height y of the microstrip conductor 4 is 8 mm, when the gap length d is 1 to 7 mm, as shown in FIG. 2A, the electrode of the chip resistor 5 is placed on the drawing of FIG. In the case of a three-sided structure having a gap length d of 8 mm and an air gap length of 8 mm, the electrodes of the chip resistor 5 are oriented in the horizontal direction on the drawing of FIG. I have.
[0027]
When the gap length d is changed in the microstrip conductor 4 having a window width of 10 mm and a window height of 6 mm, as shown in FIG. _0C Increases, and the characteristic impedance Z of the linear strip line 40 increases. ₀ Although larger, the change is at most about 10%. When the gap length d is 8 mm, that is, when the gap length d has a three-sided structure as shown in FIG. _0C Is the characteristic impedance Z of the linear strip line 40 ₀ Was almost equal to the value of In this case, since the coupling between the upper and lower lines (the end portion of the microstrip line 40 and the microstrip line 40) in the plane of the microstrip line 40 is extremely small, it is assumed that the characteristic impedance is equal to that of the linear microstrip line. You.
[0028]
The reason why the tendency of the characteristic impedance is different between the case where the gap length d is 8 mm and the case where the gap length d is 1 to 7 mm is to form a hole at the end of the microstrip line 40 as shown in FIGS. It is considered that the direction is different between the case of FIG. 2A and the case of FIG. 2B.
[0029]
FIG. 4 shows the relationship between the window width x and the characteristic impedance of the microstrip line 40. FIG. 4 shows an example in which the window height y is 6 mm and the gap length d is 0.5 mm. The characteristic impedance increases as the window width x increases. As in the case of FIG. 3, the change of the characteristic impedance is at most about 10% with respect to the case of the straight line.
[0030]
FIGS. 5A and 5B show the measured input impedance when the microstrip conductor 4 is terminated with 50Ω, and show the resistance and reactance thereof. FIG. 5 shows an example in which the window width x of the microstrip conductor 4 is 8 mm, the window height y is 8 mm, and the gap length d is 1 mm. For comparison, a two-terminal coil having the same dimensions as the coil formed by the microstrip conductor 4 was also measured and displayed so as to be compared. From FIG. 5A, the resistance of the two-terminal coil greatly changes in the range of 12Ω to 210Ω due to the effect of resonance, while the resistance of the microstrip line 40 changes only as small as 42 to 59Ω at a frequency of 1 MHz to 3 GHz. ing. In addition, from FIG. 5B, the reactance of the line is smaller than that of the two-terminal coil, and does not suddenly increase due to LC resonance. From this, it can be seen that the impedance of the microstrip line 40 is substantially determined by the resistance component, the influence of resonance is small, and the high frequency characteristics are excellent.
[0031]
Next, detection of a magnetic field by the magnetic field sensor 1 will be described.
[0032]
As shown in FIG. 6, a plate-like conductor having a thickness of 2 mm and a length of 70 mm for generating a magnetic field is wound in a rectangular shape having a cross section of 20 mm × 40 mm, and a distance between opposed ends of the wound plate-like conductor is A hollow rectangular tube having a rectangular cross section provided with a gap portion 11 for electrical insulation is formed as an exciting coil 10, and the magnetic field sensor 1 is provided protruding from the hollow rectangular tube forming the exciting coil 10, and is energized. Accordingly, the magnetic field sensor 1 is mounted so that the direction of the magnetic field generated by the exciting coil 10 and the coil surface formed by the microstrip line 40 are orthogonal to each other, and the exciting coil 10 is excited via the coaxial cable 13 from the network analyzer 12 (HP8752A). Then, an external magnetic field perpendicular to the coil surface of the microstrip line 40 is applied, and the induced voltage from the microstrip line 40 is coaxially connected. It was determined led to the network analyzer 12 through the table 14.
[0033]
The electrical equivalent circuit in the case of this magnetic field detection is as shown in FIG. In the magnetic field detection, the background voltage from which the microstrip line 40 as the detection coil was removed was also measured, and the background voltage was subtracted from the induced voltage of the microstrip line 40 to obtain an induced voltage.
[0034]
In this case, the resonance frequency of the excitation coil 10 was 700 MHz, and the uniformity of the magnetic field generated by the excitation coil 10 including the surface of the ground conductor 2 was within ± 8.9%.
[0035]
S21 of the voltage applied to the exciting coil 10 from the network analyzer 12 and the voltage induced in the microstrip line 40 was measured. The amplitude of the induced voltage was determined from the gain of S21, and the phase difference of the induced voltage with respect to the magnetic field was determined from the phase of S21. If the frequency is 100 MHz or less, the phase change in the

coaxial cables

13 and 14 can be ignored, so that the phase of S21 can be considered as a phase difference between the magnetic field and the induced voltage.
[0036]
FIG. 8 shows the relationship between the voltage applied to the exciting coil 10 and the induced voltage when the window width x of the microstrip conductor 4 is changed. FIG. 8 illustrates a case where the window width x is 8 mm, the gap length d is 1 mm, and the frequency of the applied voltage is 100 MHz. Since the applied voltage and the induced voltage are almost proportional from FIG. 8, it is clear that the magnetic field can be detected also in this case. Further, the window width x of the microstrip conductor 4 is approximately proportional to the induced voltage. Since the window height y is constant, the sectional area of the coil and the induced voltage are proportional. In this sense, it can be seen that the microstrip line 40 has the same properties as the two-terminal magnetic field detection coil.
[0037]
Further, the phase change of the induced voltage with respect to the input voltage was sufficiently small. From the above results, it was found that the microstrip line 40 has the same magnetic field detection characteristics as those of a normal two-terminal coil.
[0038]
On the other hand, FIG. 9 compares the induced voltage between the microstrip line 40 and the two-terminal coil. FIG. 9 shows an example in which the window width x of the microstrip line 40 is 8 mm, the window height y is 8 mm, the gap length d is 1 mm, and the frequency of the applied voltage is 100 MHz. FIG. 9 shows a structure in which the window width x is the same as the shape and dimensions of the conductor line, and the two-terminal coil has the microstrip line 40 with the ground conductor surface removed. The induced voltage of the microstrip line 40 is reduced to about 10% of that of the two-terminal coil. That is, the microstrip line 40 is characterized in that the input impedance is stable up to a frequency in the GHz band without being affected by resonance, and the induced voltage due to the alternating magnetic field is smaller than that of the two-terminal coil.
[0039]
Next, the induced voltage at the time of detecting the magnetic field of the microstrip line 40, the comparison with the linear microstrip line, and the influence of the ground conductor surface will be described.
[0040]
In this case, as the basic dimensions of the microstrip line 40, the window width x is 10 mm, the window height y is 6.0 mm, the gap length d is 0.5 mm, and the height yg of the ground conductor 2 is 12 mm. Range. As in the case of the example shown in Table 1, based on the expressions (1) to (4) and (5), the line width wc of the microstrip conductor 4 is such that the characteristic impedance of the microstrip line 40 is 50Ω. 0.8 mm as described above.
[0041]
[Table 2]

[0042]
The induced voltage of the magnetic field sensor 1, that is, the microstrip line 40 will be described.
[0043]
FIG. 10 shows the relationship between the induced voltage of the microstrip line 40 and the frequency, which is compared with a two-terminal coil having the same dimensions. FIG. 10 shows that the window width x of the microstrip line 40 is 10 mm, the window height y is 6 mm, the air gap length d is 0.5 mm, and the dielectric substrate 3 (εr = 5.0, substrate thickness td = 0.5 mm Teflon). In this case, the height yg is 12 mm and the applied voltage is 0.5 V. FIG. 10A shows the amplitude, and FIG. 10B shows the phase difference. From FIG. 10A, it can be seen that the amplitude of the induced voltage increases in proportion to the frequency, and in the case of the microstrip line 40, the amplitude of the induced voltage is approximately one digit smaller than that of the two-terminal coil. Further, it can be seen from FIG. 10B that the phase of the induced voltage is ahead of the applied magnetic field by about 90 °. However, the fact that the phase difference is smaller than 90 ° at 1 MHz to 10 MHz in the microstrip line 40 is considered to be due to the ground conductor surface.
[0044]
Next, the voltage generation mechanism will be described based on the relationship with the induced voltage by changing the dimensions of the microstrip conductor 4. The variables were the window width x, window height y, and gap length d of the microstrip conductor 4. In the measurement system of FIG. 6, the height yg of the ground conductor surface was fixed to 12 mm, and the magnetic field was detected by changing the dimensions of the microstrip line 40. FIG. 11A shows the relationship between the window width x and the amplitude of the induced voltage, with the window height y of the microstrip conductor 4 being fixed, and both are proportional. FIG. 11B shows the relationship between the window height y and the amplitude of the induced voltage when the window width x is constant, and both are approximately proportional. However, when the distance between adjacent conductors becomes smaller and the influence of the coupling line becomes stronger, the proportion tends to deviate slightly from the proportional tendency, and it is considered that the mechanism of magnetic field detection is complicated.
[0045]
Further, in the case of the microstrip line 40, since there is always a gap between the end portion of the microstrip line 40 and the adjacent line, the effect will be described. FIG. 11C shows the relationship between the gap length d and the amplitude of the induced voltage. Regarding the gap length d, even if d is increased to the point where one of the four sides of the microstrip conductor 4 is removed, the induced voltage does not change.
[0046]
From the measurement results when the dimensions of the microstrip line 40 are changed, it is understood that the amplitude of the induced voltage is almost proportional to the area surrounded by the microstrip conductor 4. The induced voltage can be explained by Faraday's law of electromagnetic induction except that the amplitude of the induced voltage becomes smaller by about one digit than that of the two-terminal coil. Further, the result shown in FIG. 11C shows that the current path at the time of generation of the induced voltage passes through the ground conductor surface at the terminal portion where the one-turn microstrip conductor 4 is cut off.
[0047]
Next, the relationship between the shape of the microstrip line 40 and the induced voltage will be clarified, and the presence or absence of the induced voltage in shapes other than the one-turn loop will be described.
[0048]
FIG. 12 is a schematic view of the linear microstrip line 20. The linear microstrip line 20 is formed on the surface of the dielectric substrate 22, and one end of the linear microstrip line 20 is connected to the chip resistor 21. The other end of the resistor 21 is connected to a ground conductor 23 formed on the back surface of the dielectric substrate 22, and the linear microstrip line 20 is terminated by the chip resistor 21. In this case, the characteristic impedance of the linear microstrip line 20 is 50Ω, and the chip resistor 21 is a resistance of 50Ω. The magnetic field was applied in a direction perpendicular to the plane of the linear microstrip line 20, as shown in FIG.
[0049]
FIG. 13A shows the relationship between the excitation frequency and the amplitude of the induced voltage, and FIG. 13B shows the relationship between the excitation frequency and the phase difference of the induced voltage with respect to the magnetic field.
[0050]
Compared with the case of the microstrip line 40, the amplitude of the induced voltage is not proportional to the frequency, and the phase difference between the magnetic field and the induced voltage is 0 to 30 °. It is clear that the principle of the magnetic field detection is different from the fact that it is different from °.
[0051]
Next, the broadband property of the microstrip line 40 will be described.
[0052]
In order to use the microstrip line 40 in a wide band, it is desirable to maintain the characteristic impedance in the vicinity of 50Ω. Here, a change in the characteristic impedance when the size of the microstrip line 40 is changed will be described. FIG. 14 shows the characteristic impedance Z of the microstrip line 40 having different window heights y. _0C Is obtained by measurement, and the characteristic impedance Z of the linear microstrip line 20 is obtained. _C It is shown with reference to. FIG. 14 shows an example in which the window width x of the microstrip line 40 is 10 mm, the gap length d is 0.5 mm, and the height yg of the ground conductor 2 is 12 mm. When the distance between adjacent conductors is less than 3 mm, line coupling occurs and characteristic impedance decreases. Assuming a lossless line, the characteristic impedance is expressed as Z by the inductance La and the capacitance Ca as the linear constants of the line. ₀ = √ (La / Ca). Here, when a parallel line in which a current flows in the opposite direction approaches, La decreases due to an increase in negative mutual inductance and Ca increases, so the result of FIG. 14 is qualitatively appropriate. The above-described deviation of the characteristic impedance can be solved by setting the line width so that the characteristic impedance becomes 50Ω in consideration of the influence of the coupling line.
[0053]
Also, although not shown, in the case where the interval between the parallel strip conductors is 3 mm or more, and the gap length d is changed from 0.3 mm to a three-sided structure obtained by cutting one of four sides of the coil. Also in the case of the above, the characteristic impedance was almost constant.
[0054]
FIG. 15 compares the input impedances of the microstrip line 40 and a normal two-terminal coil. The window width x and the window height y of the microstrip conductor 4 are 10.0 mm and 6.0 mm, respectively. The dimensions of the two-terminal coil are 10.0 mm × 6.0 mm, and the two-terminal coil has a resistance of 50Ω. Connected in series. FIG. 15A shows the resistance, and the two-terminal coil greatly fluctuates in the range of 20Ω to 180Ω due to the effect of resonance, whereas the microstrip line 40 is maintained at 40Ω to 60Ω. . FIG. 15B shows the reactance, and the reactance of the microstrip line 40 is 1/10 or less of the resistance, so that the input impedance can be regarded as almost pure resistance.
[0055]
It is well known in the circuit theory of a transmission line that an input impedance is a pure resistance of about 50Ω to obtain a wide band, and is described as follows. In FIG. 7 showing a circuit diagram of a measurement system for magnetic field detection, Vc is a voltage generated by an alternating magnetic field, and Vr is a terminal voltage of a 50Ω resistor observed inside the network analyzer 12. In the case of the microstrip line 40, the input impedance Z when viewing the microstrip line 40 _in Is the transmission characteristic impedance Z ₀ , The voltage Vr observed over a high frequency is Vr ≒ Vc / 2. This is an advantage in measuring the induced voltage over a wide band.
[0056]
Next, the influence of the ground conductor surface will be described.
[0057]
The dimensions of the microstrip conductor 4 were fixed at a window width x of 10.0 mm, a window height y of 3.0 mm, a gap length d of 0.5 mm, and the induced voltage and input when the dimensions of the ground conductor surface were changed. The impedance will be described. FIG. 16 is an explanatory diagram of the dimensions of the ground conductor surface. FIG. 16A shows the surface on the microstrip line 40 side, and FIG. 16B shows the ground conductor surface side. yg is the height of the ground conductor surface, and h is the height of the opening 30 provided inside the pattern of the microstrip conductor 4. The width of the opening 30 was 10.0 mm, which was equal to the window width x of the microstrip conductor 4. This is for investigating the influence of the opening 30 in the detection coil for the permeance measuring device. Further, wg in FIG. 16B represents the width of the ground conductor surface when the opening 30 is provided. In the measurement, the dimensions of the ground conductor surface were sequentially reduced in the following three stages.
(A) The height yg of the ground conductor surface was reduced from 12.0 mm to 5.0 mm.
(B) An opening 30 having a width of 10.0 mm and a height of h was formed inside the microstrip conductor 4, and the height h of the opening 30 was increased from 0 mm to 3.0 mm.
(C) The width wg of the ground conductor surface is reduced from 1 mm to 0.3 mm with respect to the width wc of the microstrip conductor 4 of 0.8 mm. Table 3 shows the range of dimensions changed by this procedure.
[0058]
[Table 3]

[0059]
(B) The effect of the height yg of the ground conductor surface will be described.
[0060]
FIG. 17 shows the relationship between the height yg of the ground conductor surface and the amplitude of the induced voltage of the microstrip line 40. The value of the voltage is the value of the induced voltage V due to the two-terminal coil having the same dimensions as the microstrip conductor 4. ₀ The values are normalized. FIG. 17 shows an example in which the frequency of the voltage applied to the exciting coil 10 is 10 MHz, 5 MHz, and 1 MHz. As shown in FIG. 17, when the height yg of the ground conductor surface decreases, the induced voltage of the microstrip line 40 increases almost in inverse proportion. This suggests that reducing the height yg of the ground conductor surface reduces the eddy current circulating inside the ground conductor surface.
[0061]
Based on this consideration, the amount of magnetic flux interlinking the coil pattern formed by the microstrip conductor 4 is obtained from a three-dimensional electromagnetic field analysis by the T-Ω method, and the induced voltage V _C To V _C = (Dφ / dt) / 2 is shown in FIG. The reason why dφ / dt is divided by 2 is to divide the voltage between the terminal chip resistance 5 (50Ω) and the input resistance of the network analyzer 12. The relationship between the height yg of the ground conductor surface and the amplitude of the induced voltage of the microstrip line 40 shown in FIG. 17 agrees well with the measurement result. From the analysis result, an eddy current is generated on the ground conductor surface, and the end of the conductor portion is shown. Was found to be localized in the department. From this, it was quantitatively clarified that an eddy current was generated by the application of the alternating magnetic field, and the magnetic field strength interlinking the microstrip conductor 4 was reduced. On the other hand, as shown in FIG. 18, the input impedance corresponding to FIG. 17 is dominated by the resistance, and the change due to the height yg of the ground conductor surface remains in the range of 40Ω to 60Ω, and there is little problem in impedance matching. I understand.
(B) The effect of the height h of the opening will be described.
[0062]
FIG. 19 shows the height h of the opening 30 on the ground conductor surface and the amplitude of the induced voltage of the microstrip line 40. The induced voltage of the microstrip line 40 is changed even when the height h of the opening 30 is changed. The amplitude does not change. This is because the eddy current is concentrated on the end in the plane of the ground conductor.
[0063]
FIG. 20 shows the frequency dependence of the input impedance of the magnetic field sensor 1, that is, the microstrip line 40 when the height h of the opening 30 is changed. Therefore, the change of the input impedance becomes large. When the height h of the opening 30 is 3 mm, that is, when the width wg of the ground conductor surface is 1 mm substantially equal to the width wc of the microstrip conductor 4 as shown in FIG. 16B, the input resistance is in the range of 35Ω to 70Ω. Changes greatly.
(C) The influence of the width wg of the ground conductor surface will be described.
[0064]
FIG. 21 shows the relationship between the width wg of the ground conductor surface and the amplitude of the induced voltage of the microstrip line 40. When the width wg of the ground conductor surface is reduced, the induced voltage of the microstrip line 40 increases. A value in which the width wg of the ground conductor surface is 0 mm indicates an induced voltage of the microstrip line 40 in the case of a two-terminal coil.
[0065]
FIG. 22 shows the frequency dependence of the input impedance of the magnetic field sensor 1, in which the width wg of the ground conductor surface is 1 mm, 0.8 mm, 0.6 mm, 0.3 mm and the case of a two-terminal coil. It is. As the width wg of the ground conductor surface decreases, the change in the input impedance of the magnetic field sensor 1 increases. When the width wg of the ground conductor surface is reduced to 0.3 mm, the induced voltage of the magnetic field sensor 1 increases to about 50% of the two-terminal coil, while the change of the input impedance changes largely in the range of 30Ω to 100Ω.
[0066]
As described above, the eddy current circulates through the ground conductor surface from (a) to (c), whereby the magnetic field strength interlinking the loop formed by the microstrip conductor 4 is reduced as compared with the case of the two-terminal coil, and the induced voltage is reduced. Since the eddy current is concentrated at the end of the ground conductor surface, the induced voltage does not change even if an opening is provided in the ground conductor surface. The change in input impedance is greatly affected by the width of the ground conductor surface. If the input impedance allows a change of up to ± 20% for 50Ω, the amplitude of the induced voltage can be increased to about 37% of that of a two-terminal coil. At this time, the dimension of the ground conductor surface is such that the height yg of the ground conductor surface is substantially the same as the loop outer shape of the microstrip conductor 4.
[0067]
Next, the case of a microstrip line using a thin film will be described.
[0068]
Copper was sputtered at a thickness of 1 μm on a cover glass substrate having a thickness of 150 μm, and processed into a one-turn shape by ion trimming to form a microstrip line 40. The width of the microstrip conductor 4 was determined from the equations (1) to (4) so that the characteristic impedance of the microstrip line 40 became 50Ω, and was 0.31 mm.
[0069]
FIG. 23 shows the four-sided structure shown in FIG. 2A, and shows the magnetic field detection characteristics of the microstrip line 40 in which the window width x and the window height y of the microstrip conductor 4 are both 3 mm. The excitation frequency was set to 100 MHz as in the case of the Teflon substrate. The voltage applied to the excitation coil 10 and the induced voltage of the microstrip line 40 are almost proportional, and it is understood that the magnetic field can be detected even with the microstrip line 40 formed of a thin film. Further, the induced voltage per unit area was reduced to about 30% as compared with the case where a four-sided Teflon substrate was used.
[0070]
However, assuming that the height yg of the grounding conductor surface and the amplitude of the induced voltage are inversely proportional based on the above result (see FIG. 17), the size of the grounding conductor surface is reduced, thereby impairing the broadband performance. It can be considered that the induced voltage can be increased at least four times or more without any change.
[0071]
【The invention's effect】
As described above, according to the magnetic field sensor of the present invention, the macrostrip conductor of approximately one turn is formed on the surface of the dielectric substrate having the ground conductor formed on the back surface, and the resistance value of the characteristic impedance of the microstrip line is substantially equal to that of the microstrip line. The tip of the microstrip conductor is electrically connected to the ground conductor by a resistor having an equal resistance value to terminate the tip of the microstrip conductor. An induced voltage is generated in the microstrip line, and the magnetic field can be detected by the induced voltage.
[0072]
Further, according to the present invention, it is possible to obtain an induced voltage that is substantially proportional to the area surrounded by the microstrip conductor and to detect a magnetic field.
[0073]
Further, according to the magnetic field sensor of the present invention, the magnetic field can be similarly detected even when the microstrip conductor is formed of a thin film or a printed circuit board.
[0074]
Further, according to the magnetic field sensor of the present invention, there is an effect that a substantially constant induced voltage can be obtained even when the gap length between the end portion of the microstrip line and the opposing microstrip line is changed.
[0075]
According to the present invention, the ground conductor surface plays a role of maintaining the characteristic impedance of the microstrip line at a constant value (50Ω), and thus can be used as a high-frequency magnetic field sensor up to the GHz band.
[0076]
Further, according to the magnetic field sensor of the present invention, when the width and height of the ground conductor surface are reduced, the magnetic field strength of the coil pattern formed by the microstrip line increases, so that there is an effect that a large amplitude induced voltage can be obtained.
[0077]
According to the present invention, the ground conductor surface has the effect of maintaining the characteristic impedance at the specified value (in the embodiment, (50Ω) in the embodiment (desirable effect)) as described above and the voltage induced in the microstrip line by the eddy current in the same plane. It has the role of both reducing effect (undesired effect), so it is necessary to optimize the dimensions (reduce the width and height) of the ground conductor surface while keeping the characteristic impedance at a specified value. And
[0078]
Further, according to the magnetic field sensor of the present invention, if the distance between the microstrip conductor and the ground conductor surface is increased while maintaining the characteristic impedance at the design value, there is also an effect that a large amplitude induced voltage can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a perspective view showing a configuration of an embodiment of a magnetic field sensor according to the present invention.
FIG. 2 is a plan view showing a positional relationship between a terminal portion of a microstrip line and a chip resistor in one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention.
FIG. 3 shows the gap length and Z in one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention. _0C / Z ₀ FIG. 9 is a characteristic diagram showing a relationship with the graph.
FIG. 4 shows a window width and Z in one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention. _0C / Z ₀ FIG. 9 is a characteristic diagram showing a relationship with the graph.
FIG. 5 is a frequency characteristic diagram of an input impedance in one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention.
FIG. 6 is a schematic view of a measurement system for magnetic field detection by one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention.
FIG. 7 is an equivalent circuit diagram of a measurement system for magnetic field detection by one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention.
FIG. 8 is a characteristic diagram of applied voltage versus induced voltage when a window width is used as a parameter in one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention.
FIG. 9 is a characteristic diagram of applied voltage versus induced voltage, showing the magnetic field detection characteristics of the microstrip line and the two-terminal coil in one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention.
FIG. 10 is a comparison diagram of induced voltages in a microstrip line and a two-terminal coil in one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention.
FIG. 11 is a characteristic diagram showing a relationship between the size of a microstrip line and the amplitude of an induced voltage in one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention.
FIG. 12 is a perspective view of a linear microstrip line.
FIG. 13 is a graph showing frequency versus induced voltage characteristics of a linear microstrip line.
FIG. 14 is a characteristic diagram showing a relationship between a window height of a microstrip line and a characteristic impedance in one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention.
FIG. 15 is a frequency characteristic diagram of the input impedance of the microstrip line in one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention.
FIG. 16 is a plan view for describing the shape of a ground conductor surface in one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention.
FIG. 17 is a characteristic diagram showing the relationship between the height of the ground conductor surface and the amplitude of the induced voltage in one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention.
FIG. 18 is a characteristic diagram showing the relationship between the height of the ground conductor surface and the input impedance in one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention.
FIG. 19 is a characteristic diagram showing the relationship between the height of the opening and the amplitude of the induced voltage in one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention.
FIG. 20 is a characteristic diagram showing a relationship between an opening height and an input impedance in one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention.
FIG. 21 is a characteristic diagram showing the relationship between the width of the ground conductor surface and the amplitude of the induced voltage in one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention.
FIG. 22 is a characteristic diagram showing a relationship between a ground conductor surface and an input impedance in one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention.
FIG. 23 is a characteristic diagram showing the relationship between the amplitude of the induced voltage and the applied voltage of the thin-film microstrip line in one embodiment of the magnetic field sensor according to the present invention.
[Explanation of symbols]
1 ... magnetic field sensor
2 Ground conductor
3 ... Dielectric substrate
4. Microstrip conductor
5 Chip resistance
10 Excitation coil
40 ... microstrip line

Claims

A dielectric substrate having a ground conductor formed on the back surface thereof, a microstrip conductor of approximately one turn formed on the surface of the dielectric substrate, a resistance value substantially equal to the resistance value of the characteristic impedance of the microstrip line, and magnetic field sensor, characterized in that it comprises a resistor and to electrically connect the micro strip conductor of the distal end portion and the ground conductor.

In the magnetic field sensor of claim 1, wherein the microstrip conductor magnetic field sensor, characterized in that a thin film formed on the PCB surface.

2. The magnetic field sensor according to claim 1, wherein the resistor is a chip resistor formed on a surface of the dielectric substrate.