JP3508831B2 - 基準電圧発生回路 - Google Patents
基準電圧発生回路Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流の基準電圧を
発生する基準電圧発生回路に関し、更に詳しくは、負の
温度係数を持つトランジスタのベース・エミッタ間電圧
Ｖbeと正の温度係数を持つ電圧（２つのトランジスタの
ベース・エミッタ間電圧の差ΔＶbe）を重み付け加算す
ることにより、低い温度係数を持つバンドギャップ電圧
を基準としたバイアス回路の改良に関するものである。
発生する基準電圧発生回路に関し、更に詳しくは、負の
温度係数を持つトランジスタのベース・エミッタ間電圧
Ｖbeと正の温度係数を持つ電圧（２つのトランジスタの
ベース・エミッタ間電圧の差ΔＶbe）を重み付け加算す
ることにより、低い温度係数を持つバンドギャップ電圧
を基準としたバイアス回路の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来よりこの種の電圧発生回路はよく知
られており、例えば米国特許第３，８８７，８６３号に
は図４に示すような電圧発生回路が示されている。この
回路は抵抗ＲＬ１，ＲＬ２を介して正の電源ライン１に
接続されたペアトランジスタＱ０１，Ｑ０２を有し、そ
の一方のトランジスタＱ０２のエミッタは直列接続され
た抵抗ＲＥ２，ＲＥ１を介して負の電圧ライン２に接続
され、他方のトランジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ２，
Ｒ１の共通接続点に接続されている。
られており、例えば米国特許第３，８８７，８６３号に
は図４に示すような電圧発生回路が示されている。この
回路は抵抗ＲＬ１，ＲＬ２を介して正の電源ライン１に
接続されたペアトランジスタＱ０１，Ｑ０２を有し、そ
の一方のトランジスタＱ０２のエミッタは直列接続され
た抵抗ＲＥ２，ＲＥ１を介して負の電圧ライン２に接続
され、他方のトランジスタＱ１のエミッタは抵抗Ｒ２，
Ｒ１の共通接続点に接続されている。
【０００３】また、トランジスタＱ０２，Ｑ０１のコレ
クタ電圧は高ゲインの演算増幅器３の入力端に接続さ
れ、演算増幅器３の出力は出力端子４に接続されると共
にトランジスタＱ０２，Ｑ０１のベースに接続されてい
る。
クタ電圧は高ゲインの演算増幅器３の入力端に接続さ
れ、演算増幅器３の出力は出力端子４に接続されると共
にトランジスタＱ０２，Ｑ０１のベースに接続されてい
る。
【０００４】２つのトランジスタＱ０１，Ｑ０２のベー
ス・エミッタ間電圧の差ΔＶbeは正の温度係数を持ち、
トランジスタＱ０１のベース・エミッタ間電圧Ｖbeは負
の温度係数を持つが、図４の構成においてはこれらが互
いに打ち消し合うように作用する。温度係数（ＴＣ）を
零に近づけるために出力電圧Ｖoutはほぼエネルギーバ
ンドギャップ電圧Ｖgoにセットされる。Ｖgoは、シリコ
ンの場合１．２０５Ｖであるが、出力電圧Ｖoutをこれ
よりわずかに高い電圧にすると優れた結果が得られる。
ス・エミッタ間電圧の差ΔＶbeは正の温度係数を持ち、
トランジスタＱ０１のベース・エミッタ間電圧Ｖbeは負
の温度係数を持つが、図４の構成においてはこれらが互
いに打ち消し合うように作用する。温度係数（ＴＣ）を
零に近づけるために出力電圧Ｖoutはほぼエネルギーバ
ンドギャップ電圧Ｖgoにセットされる。Ｖgoは、シリコ
ンの場合１．２０５Ｖであるが、出力電圧Ｖoutをこれ
よりわずかに高い電圧にすると優れた結果が得られる。
【０００５】例えば、ＴＣを零にするために出力電圧
を、 Ｖout＝Ｖgo＋（ｍ−１）ｋＴ0／ｑ にセットする。ここに、ｍは定数であり、ほぼ１．５、
ｋはボルツマン定数、Ｔ0は動作温度、ｑは電子の電荷
である。
を、 Ｖout＝Ｖgo＋（ｍ−１）ｋＴ0／ｑ にセットする。ここに、ｍは定数であり、ほぼ１．５、
ｋはボルツマン定数、Ｔ0は動作温度、ｑは電子の電荷
である。
【０００６】この出力電圧Ｖoutは抵抗ＲＥ１の適宜の
選択により所望の値に調節することができる。そして、
出力Ｖoutが予め設定された最適レベルより下がった場
合は、トランジスタＱ０２，Ｑ０１の電流比Ｉ2／Ｉ1が
抵抗比ＲＬ１／ＲＬ２よりも大きくなり、増幅器３の出
力が増加し、出力電圧Ｖoutを最適レベルまで引き上げ
る。出力Ｖoutが最適レベルより高くなった場合は、増
幅器３の出力が減少し出力電圧Ｖoutを最適レベルに下
げる。
選択により所望の値に調節することができる。そして、
出力Ｖoutが予め設定された最適レベルより下がった場
合は、トランジスタＱ０２，Ｑ０１の電流比Ｉ2／Ｉ1が
抵抗比ＲＬ１／ＲＬ２よりも大きくなり、増幅器３の出
力が増加し、出力電圧Ｖoutを最適レベルまで引き上げ
る。出力Ｖoutが最適レベルより高くなった場合は、増
幅器３の出力が減少し出力電圧Ｖoutを最適レベルに下
げる。
【０００７】以上のように動作する図４に示す回路は、
低い温度係数で出力電圧を所望のレベルに連続的に保持
することができる。
低い温度係数で出力電圧を所望のレベルに連続的に保持
することができる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うな従来の回路では次のような課題があった。 抵抗による最適な重み付けをするために、レーザトリ
ミング等の高精度なトリミングが必要である。 かりに適切な重み付けを行ったとしても、ΔＶbeの温
度特性が線形であるのに対してＶbeの温度特性は非線形
であるため、±２５ppm／゜Ｃ程度の温度依存性が残
る。
うな従来の回路では次のような課題があった。 抵抗による最適な重み付けをするために、レーザトリ
ミング等の高精度なトリミングが必要である。 かりに適切な重み付けを行ったとしても、ΔＶbeの温
度特性が線形であるのに対してＶbeの温度特性は非線形
であるため、±２５ppm／゜Ｃ程度の温度依存性が残
る。
【０００９】本発明は、このような課題を解決するもの
で、低い温度係数を持つバンドギャップ電圧を基準と
し、周囲温度変化の影響を受けない基準電圧を発生する
基準電圧発生回路を提供することを目的とするものであ
る。
で、低い温度係数を持つバンドギャップ電圧を基準と
し、周囲温度変化の影響を受けない基準電圧を発生する
基準電圧発生回路を提供することを目的とするものであ
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】このような目的を達成す
るために、請求項１の発明では、電流密度が異なる一対
のトランジスタのエミッタ同士を共通接続し、温度Ｔに
比例したベース・エミッタ間電圧の差の電圧である下記
（１）式で表される電圧Ｖ T を発生するＶT発生回路と、
このＶT発生回路から抵抗（Ｒ２）を介して出力される
温度に比例した電流（Ｉ １）と、調整電圧源からの定電
圧（ V AJ ）を前記抵抗（ R ２）に等しい温度係数を有する
抵抗（ R ３）を通すことにより得られた電流（Ｉ ２）と
を、一対のトランジスタにそれぞれ流入させ、温度に比
例した電流密度比を持つΔＶ be を発生させ、これをｍ倍
して下記（２）式で表される電圧 m ×ΔＶ be を出力する
非線形ΔＶbe発生回路と、定電流Ｉcをトランジスタに
流しこのトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖbeと
前記非線形ΔＶbe発生回路の出力とを加算した下記
（３）式で表される電圧Ｖ ref を出力するＶref出力回路
を備え、（３）式において、ｒ＝ m 、 V AJ m Ｋ＝Ｉ c Ｃ m と
なるようにしてＶ ref 出力回路からバンドギャップ電圧
Ｖ go に等しい出力電圧Ｖrefが得られるように構成した
ことを特徴とする。
るために、請求項１の発明では、電流密度が異なる一対
のトランジスタのエミッタ同士を共通接続し、温度Ｔに
比例したベース・エミッタ間電圧の差の電圧である下記
（１）式で表される電圧Ｖ T を発生するＶT発生回路と、
このＶT発生回路から抵抗（Ｒ２）を介して出力される
温度に比例した電流（Ｉ １）と、調整電圧源からの定電
圧（ V AJ ）を前記抵抗（ R ２）に等しい温度係数を有する
抵抗（ R ３）を通すことにより得られた電流（Ｉ ２）と
を、一対のトランジスタにそれぞれ流入させ、温度に比
例した電流密度比を持つΔＶ be を発生させ、これをｍ倍
して下記（２）式で表される電圧 m ×ΔＶ be を出力する
非線形ΔＶbe発生回路と、定電流Ｉcをトランジスタに
流しこのトランジスタのベース・エミッタ間電圧Ｖbeと
前記非線形ΔＶbe発生回路の出力とを加算した下記
（３）式で表される電圧Ｖ ref を出力するＶref出力回路
を備え、（３）式において、ｒ＝ m 、 V AJ m Ｋ＝Ｉ c Ｃ m と
なるようにしてＶ ref 出力回路からバンドギャップ電圧
Ｖ go に等しい出力電圧Ｖrefが得られるように構成した
ことを特徴とする。
【００１１】
【００１２】
【００１３】
【００１４】
【００１５】また、請求項２のように、ＶT発生回路お
よび非線形ΔＶbe発生回路の一対のトランジスタを、そ
れぞれトランジスタを３段直列に接続した構成とするこ
とができる。このような構成にすれば、本発明の回路が
ＩＣ化された場合パッケージ応力による影響が低減され
るという効果がある。
よび非線形ΔＶbe発生回路の一対のトランジスタを、そ
れぞれトランジスタを３段直列に接続した構成とするこ
とができる。このような構成にすれば、本発明の回路が
ＩＣ化された場合パッケージ応力による影響が低減され
るという効果がある。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下本発明を詳しく説明する。本
発明はバンドギャップ電圧を基準にした基準電圧発生回
路である。
発明はバンドギャップ電圧を基準にした基準電圧発生回
路である。
【００１７】本発明の回路における出力電圧（バンドギ
ャップ基準電圧Ｖref）は、次のモデル式で表わすこと
ができる。 Ｖref＝Ｖbe＋ｍ×ΔＶbe＝｛Ｖgo−（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＫＴr／Ｉc）｝ ＋｛ｍ×（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｎ）｝ ＝Ｖgo−（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＫＴr／（ＩcＮm）｝ ……(１) ここに、ｍは倍率を表わす係数、Ｖgoは絶対温度の零度
におけるシリコン（Ｓｉ）のバンドギャップ電圧、Ｔは
絶対温度、ｌｎは自然対数記号、Ｎは電流密度比、ｒは
プロセスに依存する定数、Ｉcは電流値、ｋはボルツマ
ン定数、Ｋは温度に無関係な定数である。
ャップ基準電圧Ｖref）は、次のモデル式で表わすこと
ができる。 Ｖref＝Ｖbe＋ｍ×ΔＶbe＝｛Ｖgo−（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＫＴr／Ｉc）｝ ＋｛ｍ×（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｎ）｝ ＝Ｖgo−（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＫＴr／（ＩcＮm）｝ ……(１) ここに、ｍは倍率を表わす係数、Ｖgoは絶対温度の零度
におけるシリコン（Ｓｉ）のバンドギャップ電圧、Ｔは
絶対温度、ｌｎは自然対数記号、Ｎは電流密度比、ｒは
プロセスに依存する定数、Ｉcは電流値、ｋはボルツマ
ン定数、Ｋは温度に無関係な定数である。
【００１８】ここで、（１）式におけるＶbeの展開式に
ついて述べる。まず、Ｖbeの一般式は次の通りである。 Ｖbe＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉc／Ｉs） ……（２） ここに、Ｉsは逆飽和電流であり、次の関係がある。
ついて述べる。まず、Ｖbeの一般式は次の通りである。 Ｖbe＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉc／Ｉs） ……（２） ここに、Ｉsは逆飽和電流であり、次の関係がある。
【００１９】Ｉs＝ｑＤＡｎ2／Ｑ
ただし、Ｄは拡散係数、Ａはエミッタ・ベースの接合面
積、ｎは真性キャリア密度、Ｑはベース中の単位面積当
たりの不純物量である。このうち、ｑ、Ａ、Ｑは温度に
対して不変であり、これを定数Ｂとおくと上式は、 Ｉs＝ＢＤｎ2 ……（３） となる。
積、ｎは真性キャリア密度、Ｑはベース中の単位面積当
たりの不純物量である。このうち、ｑ、Ａ、Ｑは温度に
対して不変であり、これを定数Ｂとおくと上式は、 Ｉs＝ＢＤｎ2 ……（３） となる。
【００２０】また、アインシュタインの関係式Ｄ＝ｋT
μ／ｑ（μはキャリアの移動度）を代入すると、 Ｉs＝ｋＴμＢｎ2／ｑ ……（４） となる。更に、ｋ、ｑは温度に不変であるため、これを
Ｂに含めて新たに定数Ｃとすると、 Ｉs＝ＣＴμｎ2 ……（５） となる。
μ／ｑ（μはキャリアの移動度）を代入すると、 Ｉs＝ｋＴμＢｎ2／ｑ ……（４） となる。更に、ｋ、ｑは温度に不変であるため、これを
Ｂに含めて新たに定数Ｃとすると、 Ｉs＝ＣＴμｎ2 ……（５） となる。
【００２１】キャリアの移動度μは、μ＝ＥＴxと表わ
せる。ここに、Ｅは温度に不変な項であり、Ｔの乗数ｘ
はベース領域の不純物濃度で変化する値である。また、
真性キャリア密度は周知のように、 ｎ2＝（ＦＴ3）exp（−Ｖgo／Ｖt） ……（６） である。ここで、Ｆは温度に不変な値である。またＶt
＝ｋＴ／ｑである。
せる。ここに、Ｅは温度に不変な項であり、Ｔの乗数ｘ
はベース領域の不純物濃度で変化する値である。また、
真性キャリア密度は周知のように、 ｎ2＝（ＦＴ3）exp（−Ｖgo／Ｖt） ……（６） である。ここで、Ｆは温度に不変な値である。またＶt
＝ｋＴ／ｑである。
【００２２】上記μとｎ2を（２）式に代入し展開する
と、（１）式における関係式、 Ｖbe＝Ｖgo−（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｋＴγ／Ｉc） が得られる。
と、（１）式における関係式、 Ｖbe＝Ｖgo−（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ｋＴγ／Ｉc） が得られる。
【００２３】さて、（１）式において、Ｎm＝ＫＴr／Ｉ
ｃ＝ＡＴ（Ａは温度に依存しない係数）とすることによ
り、つまりＶT発生回路での電流密度比Ｎを温度に比例
させ、ｍ＝ｒとすることにより、（１） 式の第２項を
零にすることができるため、素子のバラツキを含む項を
キャンセルでき、かつ温度に依存しないバンドギャップ
リファレンス電圧を得ることができる。本発明はこのよ
うな原理に基づいて周囲温度変化の影響を受けない基準
電圧発生回路を実現したものである。
ｃ＝ＡＴ（Ａは温度に依存しない係数）とすることによ
り、つまりＶT発生回路での電流密度比Ｎを温度に比例
させ、ｍ＝ｒとすることにより、（１） 式の第２項を
零にすることができるため、素子のバラツキを含む項を
キャンセルでき、かつ温度に依存しないバンドギャップ
リファレンス電圧を得ることができる。本発明はこのよ
うな原理に基づいて周囲温度変化の影響を受けない基準
電圧発生回路を実現したものである。
【００２４】図１は本発明に係る基準電圧発生回路の一
実施例を示す構成図である。この基準電圧発生回路は、
電流密度の異なる一対のトランジスタのエミッタを共通
接続し温度に比例したベース・エミッタ間電圧の差を発
生するＶT発生回路１０と、このＶT発生回路１０の出力
から温度に比例した電流密度比を持つΔＶbeを発生させ
ｍ倍する非線形ΔＶbe発生回路２０と、定電流Ｉcをト
ランジスタに流しＶbeを発生し前記非線形ΔＶbe発生回
路２０の出力と加算し基準電圧Ｖrefを発生するＶref出
力回路３０より構成される。
実施例を示す構成図である。この基準電圧発生回路は、
電流密度の異なる一対のトランジスタのエミッタを共通
接続し温度に比例したベース・エミッタ間電圧の差を発
生するＶT発生回路１０と、このＶT発生回路１０の出力
から温度に比例した電流密度比を持つΔＶbeを発生させ
ｍ倍する非線形ΔＶbe発生回路２０と、定電流Ｉcをト
ランジスタに流しＶbeを発生し前記非線形ΔＶbe発生回
路２０の出力と加算し基準電圧Ｖrefを発生するＶref出
力回路３０より構成される。
【００２５】以下各部について更に詳しく説明する。Ｖ
T発生回路１０は、エミッタが共通接続されたペアトラ
ンジスタＱ０，Ｑ３と、一端が高圧側電源（電圧Ｖｃ
ｃ）に接続され他端がそれぞれトランジスタＱ０，Ｑ３
のコレクタに接続された抵抗Ｒ０，Ｒ１（抵抗比がＮ対
１）と、一端がトランジスタＱ０，Ｑ３のエミッタに接
続され他端が低電圧源（電圧Ｖｅｅ）に接続された定電
流源１７と、トランジスタＱ０，Ｑ３のコレクタ電圧を
差動で受けると共にその出力がトランジスタＱ３のベー
スに接続される演算増幅器ＯＰ１０と、トランジスタＱ
０，Ｑ３のベース間に接続された抵抗Ｒ２から構成され
ている。
T発生回路１０は、エミッタが共通接続されたペアトラ
ンジスタＱ０，Ｑ３と、一端が高圧側電源（電圧Ｖｃ
ｃ）に接続され他端がそれぞれトランジスタＱ０，Ｑ３
のコレクタに接続された抵抗Ｒ０，Ｒ１（抵抗比がＮ対
１）と、一端がトランジスタＱ０，Ｑ３のエミッタに接
続され他端が低電圧源（電圧Ｖｅｅ）に接続された定電
流源１７と、トランジスタＱ０，Ｑ３のコレクタ電圧を
差動で受けると共にその出力がトランジスタＱ３のベー
スに接続される演算増幅器ＯＰ１０と、トランジスタＱ
０，Ｑ３のベース間に接続された抵抗Ｒ２から構成され
ている。
【００２６】このような接続によれば、トランジスタＱ
０，Ｑ３のベース間には、 ＶT＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎＮ なる電圧ＶTが生じ、したがって抵抗Ｒ２（抵抗値は
Ｒ2）には、 Ｉ1＝（ｋＴ／ｑＲ2）ｌｎＮ なる電流Ｉ1が流れる。
０，Ｑ３のベース間には、 ＶT＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎＮ なる電圧ＶTが生じ、したがって抵抗Ｒ２（抵抗値は
Ｒ2）には、 Ｉ1＝（ｋＴ／ｑＲ2）ｌｎＮ なる電流Ｉ1が流れる。
【００２７】非線形ΔＶbe発生回路２０は、一対の対数
増幅器Ｑ６，Ｑ９と、演算増幅器ＯＰ１１と、抵抗Ｒ３
と、バッファアンプとしての演算増幅器ＯＰ１２と、抵
抗Ｒ４，Ｒ５を直列接続してなる直列接続回路より構成
される。
増幅器Ｑ６，Ｑ９と、演算増幅器ＯＰ１１と、抵抗Ｒ３
と、バッファアンプとしての演算増幅器ＯＰ１２と、抵
抗Ｒ４，Ｒ５を直列接続してなる直列接続回路より構成
される。
【００２８】対数増幅器Ｑ６，Ｑ９（Ｑ６を第１の対数
増幅器、Ｑ９を第２の対数増幅器と呼ぶ）としてここで
はトランジスタが使用される。Ｑ６のコレクタにはＶT
発生回路１０で生じた電流Ｉ1が流入し、他方、Ｑ９の
コレクタには抵抗Ｒ３に流れる電流Ｉ2が流入する。こ
の電流Ｉ2は、抵抗Ｒ３（抵抗値がＲ3）に印加する基準
電圧ＶAJにより調整可能となっている。なお、トランジ
スタＱ９のベースはコモンラインgndに接続されてい
る。
増幅器、Ｑ９を第２の対数増幅器と呼ぶ）としてここで
はトランジスタが使用される。Ｑ６のコレクタにはＶT
発生回路１０で生じた電流Ｉ1が流入し、他方、Ｑ９の
コレクタには抵抗Ｒ３に流れる電流Ｉ2が流入する。こ
の電流Ｉ2は、抵抗Ｒ３（抵抗値がＲ3）に印加する基準
電圧ＶAJにより調整可能となっている。なお、トランジ
スタＱ９のベースはコモンラインgndに接続されてい
る。
【００２９】演算増幅器ＯＰ１１は、その非反転入力端
子がコモンラインに接続され、反転入力端子がトランジ
スタＱ９のコレクタに接続され、出力端子がトランジス
タＱ６，Ｑ９のエミッタに共通接続されている。この場
合、演算増幅器ＯＰ１１の反転入力端子は等価的にコモ
ンライン電位となり、抵抗Ｒ３の一端はコモンラインの
電位になる。
子がコモンラインに接続され、反転入力端子がトランジ
スタＱ９のコレクタに接続され、出力端子がトランジス
タＱ６，Ｑ９のエミッタに共通接続されている。この場
合、演算増幅器ＯＰ１１の反転入力端子は等価的にコモ
ンライン電位となり、抵抗Ｒ３の一端はコモンラインの
電位になる。
【００３０】演算増幅器ＯＰ１２は、その非反転入力端
子がトランジスタＱ６のコレクタと接続され、また反転
入力端子に接続された出力端子が抵抗Ｒ４とＲ５を直列
接続回路に接続されている。この抵抗Ｒ４とＲ５の共通
接続点はトランジスタＱ６のベースに接続されている。
子がトランジスタＱ６のコレクタと接続され、また反転
入力端子に接続された出力端子が抵抗Ｒ４とＲ５を直列
接続回路に接続されている。この抵抗Ｒ４とＲ５の共通
接続点はトランジスタＱ６のベースに接続されている。
【００３１】抵抗Ｒ４と抵抗Ｒ５とが、ｍ＝（Ｒ４＋Ｒ
５）／Ｒ５であると、演算増幅器ＯＰ１２の出力端には
直列接続回路の中点の電圧ΔＶbeのｍ倍の電圧ｍ×ΔＶ
beが発生するため、演算増幅器ＯＰ１２と直列接続回路
からなる部分をここではｍ倍回路と呼ぶ。なお、直列接
続回路の中点の電圧ΔＶbeはトランジスタＱ６とトラン
ジスタＱ９の各ベース・エミッタ間電圧の差である。
５）／Ｒ５であると、演算増幅器ＯＰ１２の出力端には
直列接続回路の中点の電圧ΔＶbeのｍ倍の電圧ｍ×ΔＶ
beが発生するため、演算増幅器ＯＰ１２と直列接続回路
からなる部分をここではｍ倍回路と呼ぶ。なお、直列接
続回路の中点の電圧ΔＶbeはトランジスタＱ６とトラン
ジスタＱ９の各ベース・エミッタ間電圧の差である。
【００３２】Ｖref出力回路３０は、定電流源１８と、
バッファ１６と、トランジスタＱ１２より構成される。
定電流源１８は一端が高圧側電源に接続され他端がトラ
ンジスタＱ１２のコレクタに接続されている。トランジ
スタＱ１２のエミッタは前記非線形ΔＶbe発生回路２０
の演算増幅器ＯＰ１２の出力端に接続されている。
バッファ１６と、トランジスタＱ１２より構成される。
定電流源１８は一端が高圧側電源に接続され他端がトラ
ンジスタＱ１２のコレクタに接続されている。トランジ
スタＱ１２のエミッタは前記非線形ΔＶbe発生回路２０
の演算増幅器ＯＰ１２の出力端に接続されている。
【００３３】バッファ１６の入力端はトランジスタＱ１
２のコレクタと接続され、出力端はトランジスタＱ１２
のベースおよび出力端ＶrefＯＵＴに接続されている。
２のコレクタと接続され、出力端はトランジスタＱ１２
のベースおよび出力端ＶrefＯＵＴに接続されている。
【００３４】このような構成における動作を次に説明す
る。ＶT発生回路１０の抵抗Ｒ２に流れる電流Ｉ １ は、Ｉ １ ＝（ｋＴ／ｑＲ２）ｌｎＮ であり、この電流がトランジスタＱ６に流れる。このと
きのトランジスタＱ６のベース・エミッタ間電圧Ｖbe1
は次のようになる。 Ｖbe1＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉ1／Ｉs） ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ｛（ｋＴ／（ｑ・Ｉｓ・Ｒ２））ｌ
ｎＮ｝
る。ＶT発生回路１０の抵抗Ｒ２に流れる電流Ｉ １ は、Ｉ １ ＝（ｋＴ／ｑＲ２）ｌｎＮ であり、この電流がトランジスタＱ６に流れる。このと
きのトランジスタＱ６のベース・エミッタ間電圧Ｖbe1
は次のようになる。 Ｖbe1＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉ1／Ｉs） ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ｛（ｋＴ／（ｑ・Ｉｓ・Ｒ２））ｌ
ｎＮ｝
【００３５】他方、トランジスタＱ９には、抵抗Ｒ３に
流れる電流Ｉ2＝ＶAJ／Ｒ３が入力され、そのベース・
エミッタ間電圧Ｖbe2は次のようになる。 Ｖbe2＝＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉ2／Ｉs） ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＶAJ／（Ｉｓ・Ｒ３）
流れる電流Ｉ2＝ＶAJ／Ｒ３が入力され、そのベース・
エミッタ間電圧Ｖbe2は次のようになる。 Ｖbe2＝＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（Ｉ2／Ｉs） ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＶAJ／（Ｉｓ・Ｒ３）
【００３６】したがって、分圧回路の中点の電圧ΔＶbe
は、 ΔＶbe＝Ｖbe1−Ｖbe2＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＣＴ／
ＶAJ） ただし、Ｃ＝｛ｋＲ３／（ｑＲ２）｝ｌｎＮとなり、演
算増幅器ＯＰ１２の出力端の電圧ｍ×ΔＶbeは、 ｍ×ΔＶbe＝ｍ×（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＣＴ／ＶAJ） ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＣＴ／ＶAJ）m ただし、ｍ＝（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ５となる。
は、 ΔＶbe＝Ｖbe1−Ｖbe2＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＣＴ／
ＶAJ） ただし、Ｃ＝｛ｋＲ３／（ｑＲ２）｝ｌｎＮとなり、演
算増幅器ＯＰ１２の出力端の電圧ｍ×ΔＶbeは、 ｍ×ΔＶbe＝ｍ×（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＣＴ／ＶAJ） ＝（ｋＴ／ｑ）ｌｎ（ＣＴ／ＶAJ）m ただし、ｍ＝（Ｒ４＋Ｒ５）／Ｒ５となる。
【００３７】そのため、Ｖref出力回路３０の出力端Ｖr
efＯＵＴの電圧Ｖrefは、 Ｖref＝Ｖbe＋ｍ×ΔＶbe ＝Ｖgo−（ｋＴ／ｑ）ｌｎ｛（ＶAJ mＫＴr）／（ＩcＣmＴm）｝ となる。ここで、ｒ＝ｍ，ＶAJ mＫ＝ＩcＣmとすると、 Ｖref＝Ｖgo となり、周囲温度変化の影響を受けない基準電圧が得ら
れる。
efＯＵＴの電圧Ｖrefは、 Ｖref＝Ｖbe＋ｍ×ΔＶbe ＝Ｖgo−（ｋＴ／ｑ）ｌｎ｛（ＶAJ mＫＴr）／（ＩcＣmＴm）｝ となる。ここで、ｒ＝ｍ，ＶAJ mＫ＝ＩcＣmとすると、 Ｖref＝Ｖgo となり、周囲温度変化の影響を受けない基準電圧が得ら
れる。
【００３８】本発明によればこのように既知の一定電圧
Ｖgoに出力を調整することでバラツキをキャンセルする
ことができ、かつ温度係数±０ppm／゜Ｃを実現するこ
とができる。しかしながら、この回路をＩＣで実現する
場合、パッケージ応力によって個々のトランジスタにお
けるバンドギャップ電圧が変化し、上記の論理式に何ら
かの定数項が加算された形となるため、一点調整は実現
困難となる。
Ｖgoに出力を調整することでバラツキをキャンセルする
ことができ、かつ温度係数±０ppm／゜Ｃを実現するこ
とができる。しかしながら、この回路をＩＣで実現する
場合、パッケージ応力によって個々のトランジスタにお
けるバンドギャップ電圧が変化し、上記の論理式に何ら
かの定数項が加算された形となるため、一点調整は実現
困難となる。
【００３９】図２の実施例構成図はそのようなパッケー
ジ応力の影響を低減することのできる回路構成の一例で
ある。すなわち、ＶT発生回路１０および非線形ΔＶbe
発生回路２０の一対のトランジスタをそれぞれ数段（図
では３段）積み重ねたもので、これにより応力による影
響は容易に低減される。
ジ応力の影響を低減することのできる回路構成の一例で
ある。すなわち、ＶT発生回路１０および非線形ΔＶbe
発生回路２０の一対のトランジスタをそれぞれ数段（図
では３段）積み重ねたもので、これにより応力による影
響は容易に低減される。
【００４０】また、図２の回路構成では、非線形ΔＶbe
発生回路２０のｍ倍回路の倍率を落すことができる（ｍ
／３に落すことができる）ため、誤差が大きく増幅され
ることもなく、実用上極めて有効である。
発生回路２０のｍ倍回路の倍率を落すことができる（ｍ
／３に落すことができる）ため、誤差が大きく増幅され
ることもなく、実用上極めて有効である。
【００４１】図３は出力電圧の温度特性を従来例と比較
して示したものである。丸印プロットが本発明の基準電
圧発生回路の特性、四角プロットが従来回路の特性であ
る。本発明の温度特性が従来よりも格段に優れ、温度に
よる変動が極めて少ないことが分かる。なお、参照的に
示した斜めの直線は＋２５ppm／゜Ｃと−２５ppm／゜Ｃ
の温度変化を表わしている。
して示したものである。丸印プロットが本発明の基準電
圧発生回路の特性、四角プロットが従来回路の特性であ
る。本発明の温度特性が従来よりも格段に優れ、温度に
よる変動が極めて少ないことが分かる。なお、参照的に
示した斜めの直線は＋２５ppm／゜Ｃと−２５ppm／゜Ｃ
の温度変化を表わしている。
【００４２】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば次の
ような効果がある。請求項１に記載の発明によれば、温
度に依存しないバンドギャップ基準電圧を容易に発生さ
せることができる。
ような効果がある。請求項１に記載の発明によれば、温
度に依存しないバンドギャップ基準電圧を容易に発生さ
せることができる。
【００４３】また、請求項４のように構成することによ
り、パッケージ応力の影響を低減させる回路を容易に実
現することができる。
り、パッケージ応力の影響を低減させる回路を容易に実
現することができる。
【図１】本発明に係る基準電圧発生回路の一実施例を示
す構成図である。
す構成図である。
【図２】本発明の他の実施例を示す構成図である。
【図３】本発明の基準電圧発生回路と従来の回路との温
度特性比較図である。
度特性比較図である。
【図４】従来の基準電圧発生回路の一例を示す構成図で
ある。
ある。
１０ ＶT発生回路
１６ バッファ
１７，１８ 定電流源
２０ 非線形ΔＶbe発生回路
３０ Ｖref出力回路
Ｑ０，Ｑ３，Ｑ６，Ｑ９，Ｑ１２ トランジスタ
Ｒ０，Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５ 抵抗
ＯＰ１０，ＯＰ１１，ＯＰ１２ 演算増幅器
Claims (2)
- 【請求項１】電流密度が異なる一対のトランジスタのエ
ミッタ同士を共通接続し、温度Ｔに比例したベース・エ
ミッタ間電圧の差の電圧である下記（１）式で表される
電圧Ｖ T を発生するＶT発生回路と、 このＶT発生回路から抵抗（Ｒ２）を介して出力される
温度に比例した電流（Ｉ １）と、調整電圧源からの定電
圧（ V AJ ）を前記抵抗（ R ２）に等しい温度係数を有する
抵抗（ R ３）を通すことにより得られた電流（Ｉ ２）と
を、一対のトランジスタにそれぞれ流入させ、温度に比
例した電流密度比を持つΔＶ be を発生させ、これをｍ倍
して下記（２）式で表される電圧 m ×ΔＶ be を出力する
非線形ΔＶbe発生回路と、 定電流Ｉcをトランジスタに流しこのトランジスタのベ
ース・エミッタ間電圧Ｖbeと前記非線形ΔＶbe発生回路
の出力とを加算した下記（３）式で表される電圧Ｖ ref
を出力するＶref出力回路を備え、（３）式において、ｒ＝ m 、 V AJ m Ｋ＝Ｉ c Ｃ m となるよう
にしてＶ ref 出力回路からバンドギャップ電圧Ｖ go に 等
しい出力電圧Ｖrefが得られるように構成したことを特
徴とする基準電圧発生回路。 - 【請求項２】前記Ｖ T 発生回路および非線形ΔＶ be 発生
回路は、一対のトランジスタのそれぞれがトランジスタ
を３段直列に接続した構成であることを特徴とする請求
項１記載の基準電圧発生回路。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP3558199A JP3508831B2 (ja) | 1999-02-15 | 1999-02-15 | 基準電圧発生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP3558199A JP3508831B2 (ja) | 1999-02-15 | 1999-02-15 | 基準電圧発生回路 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000235423A JP2000235423A (ja) | 2000-08-29 |
| JP3508831B2 true JP3508831B2 (ja) | 2004-03-22 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| JP3558199A Expired - Fee Related JP3508831B2 (ja) | 1999-02-15 | 1999-02-15 | 基準電圧発生回路 |
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|---|---|
| JP (1) | JP3508831B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102323842A (zh) * | 2011-05-13 | 2012-01-18 | 电子科技大学 | 一种高阶温度补偿的带隙电压基准源 |
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|---|---|---|---|---|
| JP2003258105A (ja) * | 2002-02-27 | 2003-09-12 | Ricoh Co Ltd | 基準電圧発生回路及びその製造方法、並びにそれを用いた電源装置 |
| US7813836B2 (en) | 2003-12-09 | 2010-10-12 | Intouch Technologies, Inc. | Protocol for a remotely controlled videoconferencing robot |
| US8077963B2 (en) | 2004-07-13 | 2011-12-13 | Yulun Wang | Mobile robot with a head-based movement mapping scheme |
| JP4681983B2 (ja) * | 2005-08-19 | 2011-05-11 | 富士通セミコンダクター株式会社 | バンドギャップ回路 |
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| US9842192B2 (en) | 2008-07-11 | 2017-12-12 | Intouch Technologies, Inc. | Tele-presence robot system with multi-cast features |
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| US8996165B2 (en) | 2008-10-21 | 2015-03-31 | Intouch Technologies, Inc. | Telepresence robot with a camera boom |
| US8463435B2 (en) | 2008-11-25 | 2013-06-11 | Intouch Technologies, Inc. | Server connectivity control for tele-presence robot |
| US9138891B2 (en) | 2008-11-25 | 2015-09-22 | Intouch Technologies, Inc. | Server connectivity control for tele-presence robot |
| US8849680B2 (en) | 2009-01-29 | 2014-09-30 | Intouch Technologies, Inc. | Documentation through a remote presence robot |
| JP2010205071A (ja) * | 2009-03-04 | 2010-09-16 | Mitsumi Electric Co Ltd | 基準電圧回路及びこの基準電圧回路を有する発振回路 |
| US8670017B2 (en) | 2010-03-04 | 2014-03-11 | Intouch Technologies, Inc. | Remote presence system including a cart that supports a robot face and an overhead camera |
| US10343283B2 (en) | 2010-05-24 | 2019-07-09 | Intouch Technologies, Inc. | Telepresence robot system that can be accessed by a cellular phone |
| CN101950191B (zh) * | 2010-09-16 | 2012-05-09 | 电子科技大学 | 一种具有高阶温度补偿电路的电压基准源 |
| CN102279611B (zh) * | 2011-05-11 | 2013-06-12 | 电子科技大学 | 一种可变曲率补偿的带隙电压基准源 |
| CN102354245B (zh) * | 2011-08-05 | 2013-06-12 | 电子科技大学 | 一种带隙电压基准源 |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3887863A (en) | 1973-11-28 | 1975-06-03 | Analog Devices Inc | Solid-state regulated voltage supply |
-
1999
- 1999-02-15 JP JP3558199A patent/JP3508831B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3887863A (en) | 1973-11-28 | 1975-06-03 | Analog Devices Inc | Solid-state regulated voltage supply |
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| CN102323842A (zh) * | 2011-05-13 | 2012-01-18 | 电子科技大学 | 一种高阶温度补偿的带隙电压基准源 |
| CN102323842B (zh) * | 2011-05-13 | 2013-07-17 | 电子科技大学 | 一种高阶温度补偿的带隙电压基准源 |
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