JP3504327B2 - デ−タキャリア・システム - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、デ−タ記憶手段とし
て、ＥＥＰ−ＲＯＭやＦ−ＲＡＭ等の不揮発性半導体メ
モリを備えたデ−タキャリアと、該デ−タキャリアにア
クセスするためのアクセス装置とから成るデ−タキャリ
ア・システムに関する。

【０００２】

【従来の技術】近年においては、アクセス可能な距離も
比較的大きな、いわゆるリモ−ト型のデ−タキャリアの
応用が進んでおり、これらに関する最先端の技術とし
て、デ−タキャリアおよびアクセス装置相互間の双方向
通信化と、デ−タキャリアの無電池化とが急速に進展し
ている。すなわち初期のデ−タキャリアでは、固定的な
デ−タを一方的にアクセス装置に対して送信する機能し
か有していなかったのに対して、最新のデ−タキャリア
においては、アクセス装置からの命令やデ−タの送信を
受けて自身の記憶回路内の記憶デ−タを書き換える等の
機能も備えた、いわゆる双方向通信型のものが多くなっ
ている。さらに加えては、デ−タキャリア側で動作上、
必要となる電力についても、電磁誘導結合を利用してア
クセス装置側から供給するように構成された、いわゆる
無電池型、かつ双方向通信型のデ−タキャリアも既に一
般化されつつある。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】しかるに無電池型デ−
タキャリアを使用した双方向通信型のデ−タキャリア・
システムにおいては、デ−タキャリア側への電力の供給
のために、アクセス装置側からは強力な搬送波が電・磁
界として放射され、その中で双方向のデ−タの交換が行
なわれるという条件のために、一般にデ−タキャリア側
から返信される微弱な送信デ−タ成分をアクセス装置側
で受信することは、非常に困難となる。特に複数個のア
クセス装置が併設されている場合には、各アクセス装置
側からデ−タキャリア側に対してデ−タ送信を行なうと
きの前記搬送波の変調に伴って、その強大な変調信号が
近接する他のアクセス装置にも飛び込むために、これら
の近接する他のアクセス装置においては、自身のアクセ
ス・エリア内にあるデ−タキャリアから送られてくるデ
−タの受信を妨害されて、受信誤動作が発生する危険性
が非常に高くなる。従来のデ−タキャリア・システムに
おいては、この問題を解決するために、近接するアクセ
ス装置の相互間で動作上の何らかの同期をとることによ
り、あるアクセス装置からのデ−タ送信が他のアクセス
装置に与える干渉を回避したり、軽減する方法が試みら
れている。しかし従来技術においては、上記の同期のた
めに、複数個のアクセス装置相互間をケ−ブルで接続す
る必要があり、装置の設置上の制約条件になっていた
り、さらには、同期をとっても隣接するアクセス装置間
の相互干渉がなお激しくて、通信障害が発生している、
等の欠点が生じていた。

【０００４】本発明の目的は、上記従来技術の欠点を改
良し、複数個のアクセス装置を併設したときでも、近接
するアクセス装置が相互間で与える干渉を最小限に抑え
ることのできるデ−タキャリア・システムを実現するこ
とにある。さらに本発明の他の目的は、近接するアクス
ス装置からの影響だけでなく、一般の外来ノイズに対す
る耐性にも優れたデータキャリア・システムを実現する
ことにある。

【０００５】

【課題を解決するための手段】アクセス装置側は、所定
の搬送波を放射するためのアンテナと、デ−タ送信時に
シリアル送信デ−タに応じて前記搬送波を変調する変調
手段と、デ−タキャリア側から返信される送信信号を受
けて受信デ−タを復調する受信復調手段とを有し、デ−
タキャリア側は、前記搬送波を受信するアンテナ・コイ
ルと、該アンテナ・コイルを介して受信された搬送波を
整流することにより、該デ−タキャリア自身を駆動する
ための電力となる直流電源を生成する整流手段と、前記
受信された搬送波を受けて前記アクセス装置からのシリ
アル送信デ−タを復調する受信復調手段と、前記アクセ
ス装置に対してデ−タを返信するための送信変調手段と
を有して成る双方向通信型デ−タキャリア・システムに
おいて、前述の目的を達成するために、本発明は、以下
の構成を備えている。すなわち、前記デ−タキャリア側
の送信変調手段は、前記受信された搬送波を基準信号と
して、該搬送波の周波数を分周した周波数を有する変調
用周波数信号を形成する変調用周波数信号形成手段と、
前記アクセス装置へのシリアル送信デ−タの内容および
前記変調用周波数信号に基づいて、前記アンテナ・コイ
ルに対するインピ−ダンスを変化させるスイッチング手
段とを含み、かつ前記アクセス装置側の受信復調手段
は、受信信号中の前記変調用周波数信号に対応する包絡
線成分から微分信号を抽出する微分信号形成手段と、該
微分信号形成手段からの出力に応答して受信デ−タの復
調を行なうデ−タ復調手段とを含み、該デ−タ復調手段
は、受信デ−タにおけるビット長当たりで複数個の前記
微分信号を受けたときに、デ−タキャリア側にて送信変
調されたデ−タとしての復調デ−タを出力する手段より
構成される。

【０００６】

【作用】アクセス装置側における微分信号形成手段は、
デ−タキャリア側での送信変調に応じて、その変調周波
数信号に従った周期で微分信号を出力する。従ってデ−
タキャリア側にて、１ビットの長さに渡って変調が加え
られたとすると、この１ビットの区間において、前記変
調周波数信号の周期に応じた複数個の微分信号が出力さ
れる。またデ−タ復調手段は、上記の１ビット当たりの
長さの時間幅において、前記微分信号を複数個受けたと
きに、デ−タキャリア側にて変調が行なわれたものと識
別して、変調に対応したデ−タを、復調デ−タとして出
力する。また、たとえ前記微分信号を受けたときでも、
上記の１ビット当たりの長さの時間幅における前記微分
信号の個数が十分なものではない場合には、デ−タ復調
手段は、無変調に対応したデ−タを、復調デ−タとして
出力する。

【０００７】

【実施例】図１〜図５は、本発明の第１実施例によるデ
−タキャリア・システムを示しており、図１は、そのア
クセス装置の構成を示す回路図である。この図１に示さ
れる回路では、基準電位（ＧＮＤ）に対して、±１５Ｖ
程度の正負の電圧の電源が用いられている。発振回路１
の出力信号は、後述のデ−タキャリア側に対して送られ
る搬送波の原信号として、送信用変調回路２を介して、
アンテナ駆動回路４に入力されており、アンテナ５を直
列共振にて駆動する。なお命令やデ−タ等に関する送・
受信を制御しているデ−タ処理制御回路３からは、送信
信号ＴＡが変調回路２に入力されており、アクセス装置
側からのシリアル・デ−タ送信時においては、アンテナ
から放射される搬送波は、送信信号ＴＡのデ−タ内容に
従って振幅変調される。アクセス装置側とデ−タキャリ
ア側との間のシリアル・デ−タの送・受信は、いずれの
方向についても、調歩同期式にて行なわれており、アン
テナ５から放射される搬送波は、送信信号ＴＡがデ−タ
“１”となっている状態（アクセス装置側からのデ−タ
の送信が行なわれていないアイドリング状態も含む）で
は無変調状態に、また送信信号ＴＡがデ−タ“０”とな
っている状態では振幅を抑制された変調状態に制御され
る。一方、アンテナ５は受波器６に接続され、ここでア
ンテナ５に流れる電流が電圧に変換される。すなわち受
波器６は、デ−タキャリア側からの返信を受信するため
の受信手段として設けられたものであり、デ−タキャリ
ア側からの送信デ−タ内容に応じて、アンテナ５内に生
ずる電流変化を電圧変化に変換する機能を果たしてい
る。受波器６での受信信号は、増幅回路７および絶対値
回路８を経て、微分回路１０、ロウパス・フィルタ回路
（以下ＬＰＦ）１１、および絶対値回路１２より成る微
分信号形成回路９に入力され、ここで受信信号の包絡線
成分に基づいて微分信号が形成される。さらに該微分信
号は、ダイオ−ド検波回路１４およびコンパレ−タ回路
１５より成るデ−タ復調回路１３に入力されて、受信デ
−タの復調が行なわれる。すなわち前記微分信号は、受
信デ−タ成分検出回路として設けられたダイオ−ド検波
回路１４に入力され、ここで受信デ−タに相似した受信
デ−タ成分信号に変換された後、増幅回路として設けら
れたコンパレ−タ回路１５にて最終的に受信デ−タの復
調が行なわれる。以上のように、アクセス装置側の受信
復調回路は、微分信号形成回路９およびデ−タ復調回路
１３より構成されており、該デ−タ復調回路１３のコン
パレ−タ回路１５から出力される受信デ−タＲＡは、デ
−タ処理制御回路３に入力されている。

【０００８】図２は、本実施例のデ−タキャリア側の構
成を示す回路図である。この回路系では、Ｖ_DD側が基準
電位（ＧＮＤ）となっており、アクセス装置側から放射
される搬送波を受信するためのアンテナ・コイル２１
は、その一端が基準電位に接続されている。またアンテ
ナ・コイル２１は、共振用コンデンサＣ１とともに並列
共振回路を構成しており、さらにダイオ−ドＤ１および
コンデンサＣ２によってレベルシフト回路が構成されて
いる。アンテナ・コイル２１を介して受信された搬送波
は、前記レベルシフト回路によるレベルシフトを受けた
後、電源コンデンサＣ４および整流用ダイオ−ドＤ２よ
り成る整流回路２２にて整流され、その結果、直流電源
Ｖ_S が生成される。直流電源Ｖ_S は、さらに定電圧回路
２３に入力され、ここで所定の電圧の定電圧電源Ｖ_SSに
レギュレ−トされる。なお上記のようにアンテナ・コイ
ル２１において受信した搬送波を、一旦、レベルシフト
させてから整流する構成については、アンテナ・コイル
２１の一端を回路系の基準電位レベルとすることができ
るために、例えば送信変調用トランジスタ３２も含む回
路系全体のＩＣ化が容易となること、および整流電源Ｖ
_S の電圧を大きくすることができるために、通信距離を
延ばすことが可能であること、等の利点によっている。
一方、前記受信された搬送波は、リニア・アンプ回路よ
り成るクロック信号生成回路２４にも入力されており、
該クロック信号生成回路２４は、前記受信された搬送波
の交流信号成分に基づいて、搬送波周波数と同じ周波数
のクロック信号ｆ_c を生成する。該クロック信号はさら
に、バッファ回路２５を介して分周回路２６に入力さ
れ、ここで後述の変調用周波数信号ｆ_m およびシステム
・クロック信号ｆ_s に分周される。すなわち受信復調回
路２７、受信デ−タ処理機能や送信デ−タ処理機能を有
する後述のデ−タ処理制御回路２８、および記憶回路２
９等より成るデ−タ・キャリアの主要回路部は、前記定
電圧電源Ｖ_SSを駆動電力とし、必要に応じて前記システ
ム・クロック信号ｆ_s の供給を受けて動作するように構
成されている。なお電源コンデンサＣ４に対して並列に
接続されているツェナ−ダイオ−ドＤ３は、直流電源Ｖ
_s の電圧が一定以上にはならないように抑制するために
設けられたものである。すなわち、デ−タキャリアの通
信可能な距離を大きくするためには、アクセス装置側の
アンテナ５からの搬送波出力も大きくする必要がある
が、その結果、デ−タキャリアがアンテナ５に非常に接
近した状態では、デ−タキャリア側で受信された搬送波
の振幅や、定電圧回路２３の入力である直流電源Ｖ_S の
電圧も非常に大きくなってしまい、そのままでは定電圧
回路２３等のデ−タキャリア側の回路に損傷が発生する
危険性がある。前記ツェナ−ダイオ−ドＤ３は、これに
対して過電圧を防止するための電圧抑制手段として設け
られたものであり、アンテナ・コイル２１と該電圧抑制
用のツェナ−ダイオ−ドＤ３とに対して直列の関係とな
るように、抵抗Ｒ１が挿入されている。前記受信された
搬送波は、このアンテナ・コイル２１と抵抗Ｒ１との間
から、受信デ−タを復調するための受信信号ＲＷとして
取り出され、受信復調回路２７に入力される。該受信復
調回路２７は、ダイオ−ド検波回路２７ａと、該検波回
路２７ａによって生成される検波信号ＲＸを受けて最終
的に受信デ−タＲＤを復調するための増幅回路２７ｂと
によって構成され、該受信復調回路２７より出力される
受信デ−タＲＤは、デ−タ処理制御回路２８の受信機能
部に入力される。デ−タ処理制御回路２８は、受信復調
回路２７を介して受けたアクセス装置側からの命令やデ
−タに基づいて、ＥＥＰ−ＲＯＭやＦ−ＲＡＭ等の不揮
発性の半導体記憶回路より成る記憶回路２９に対する記
憶デ−タの書込みや読出しを実行し、その処理結果や読
出しデ−タ等をアクセス装置側への送信デ−タＴＤとし
て出力する。該送信デ−タＴＤは、インバ−タ３０を介
して、前述の変調用周波数信号ｆ_m とともにＮＡＮＤ回
路３１に入力されており、さらに該ＮＡＮＤ回路３１の
出力は、送信変調用スイッチング手段として設けられた
トランジスタ３２のゲ−ト側に入力されるように構成さ
れている。すなわち、デ−タキャリア側からアクセス装
置側へのシリアル・デ−タ送信時にて、送信デ−タＴＤ
がデ−タ“０”とならない限り、ＮＡＮＤ回路３１はＯ
ＦＦ状態に制御されており、その結果、トランジスタ３
２もＯＦＦ状態に制御されて、アンテナ・コイル２１と
コンデンサＣ１によって構成される並列共振回路は、共
振状態を保っている。

【０００９】ここで、アクセス装置側からデ−タキャリ
ア側に対してデ−タを送信するときの通信動作について
説明する。図３は、デ−タキャリア側のアンテナ・コイ
ル２１の受信信号ＡＷの電圧波形を示す波形図であり、
図示は省略するが、アクセス装置側のアンテナ５の電流
波形も、この受信信号ＡＷと同じような振幅変化を有し
ている。すなわちデ−タ処理制御回路３からの送信信号
ＴＡが、デ−タ“１”の状態になっているとき（非送信
状態も同じ）には、アンテナ５の電流波形は一定の状態
に保たれており、また送信信号ＴＡがデ−タ“０”とな
る状態では、単純に振幅が小さくなるように変調され
る。この結果、デ−タキャリア側の受信信号ＡＷについ
ても、アクセス装置側からの送信デ−タが“１”となっ
ている状態と比較して、デ−タが“０”となっている状
態では、その振幅が小さい状態に変調された波形とな
る。一方、図４は、前記受信信号ＡＷがレベルシフト回
路により、波形の尖頭がほぼ基準電位レベルとなるよう
にレベルシフトされて成る受信信号ＬＷを示す波形図で
あり、図５は、受信デ−タの復調のためにアンテナ・コ
イル２１と抵抗Ｒ１との間から取り出された受信信号Ｒ
Ｗを示す波形図である。図４および図５は、特にデ−タ
キャリアがアクセス装置側のアンテナ５に対して非常に
接近して、アンテナ・コイル２１に発生する受信信号の
レベルが非常に大きくなった状態に対応した波形を示す
ものである。すなわち、そのような状態では、過電圧発
生を防止するための電圧抑制用ツェナ−ダイオ−ドＤ３
の介在により、レベルシフトされた受信信号ＬＷの振幅
は、電圧抑制用のツェナ−ダイオ−ドＤ３のツェナ−電
圧Ｖ_Z と電源整流用のダイオ−ドＤ２における降下電圧
Ｖ_Dとの和Ｖ_Z ＋Ｖ_D に等しい電圧でクランプされた状
態となる。この結果、アクセス装置側からの送信デ−タ
が“０”であり、従って振幅が小さくなるように変調さ
れた状態でさえも、受信信号ＬＷの振幅が、上記のＶ_Z
＋Ｖ_D を越えてしまうような状況となると、受信信号Ｌ
Ｗにおいては、図４に示されるように、デ−タ“１”の
無変調時とデ−タ“０”の変調時との相互間で、波形の
振幅変化はつぶされてなくなった状態となる。しかし受
信復調回路２７に入力されている受信信号ＲＷについて
は、そのような状況でも抵抗Ｒ１内を流れる電流変化の
影響が、該抵抗Ｒ１自体の両端における電圧変化として
現れるために、図５に示されるように、無変調時と変調
時との間で、十分に大きな振幅差を確保することが可能
となり、受信復調回路２７にて、確実かつ容易に受信デ
−タを復調することができる。ここで抵抗Ｒ１の値は、
受信復調回路の感度にもよるが、１００Ω以上で、かつ
１０ＫΩ以下が適当である。すなわち１００Ω以下の場
合には、確保できる振幅変化が小さいために、受信復調
回路の感度を上げる必要があり、それだけ外乱ノイズに
対して過度に反応して誤動作を起こす危険性が高まるこ
とになる。また１０ＫΩ以上の場合には、送信変調用ト
ランジスタ３２がＯＦＦ状態となったときに、該トラン
ジスタ３２に印加される電圧が過大となって損傷する危
険がある。なお図示は省略するが、デ−タキャリアがア
クセス装置側のアンテナ５から離れるに従って、受信信
号ＡＷの振幅も小さくなっていく。この結果、受信信号
ＬＷにおける変調時（デ−タ“０”の時）の振幅も、前
記Ｖ_Z ＋Ｖ_D より小さくなっていくが、それに応じて受
信信号ＬＷにおいても、無変調状態と変調状態との間の
振幅変化が、より大きく現れるようになる。

【００１０】一方、前記受信信号ＲＷは、受信復調回路
２７のダイオ−ド検波回路２７ａにて検波され、ここで
形成された検波信号ＲＸが増幅回路２７ｂに入力され
る。増幅回路２７ｂは、ＤＣカット用コンデンサＣ５
と、バイアス設定用抵抗Ｒ２、Ｒ３と、比較基準電圧Ｖ
_R 形成用抵抗Ｒ４、Ｒ５と、コンパレ−タ回路２７ｃ等
より構成されている。なお抵抗Ｒ６およびコンデンサＣ
６は、検波信号ＲＸより搬送波の周波数成分を消して信
号をなだらかにするためのロウパス・フィルタを構成し
ている。増幅回路２７においては、アクセス装置側のア
ンテナ５とデ−タキャリアとの間の距離が変化してもよ
いように、ダイオ−ド検波回路２７ａからの検波信号Ｒ
Ｘは、コンデンサＣ５によってＤＣカットされた後、一
定以上の時定数で所定の電圧レベルにバイアスされるよ
うに構成されている。すなわちコンパレ−タ回路２７ｃ
の−入力側の入力信号Ｖ_X のレベルは、抵抗Ｒ２とＲ３
とによって、＋入力側の比較基準電圧Ｖ_R よりも適正な
レベルだけ低い電圧にバイアスされるように構成されて
おり、従ってアクセス装置側からの送信が無い状態（ア
ンテナ５からの出力搬送波に振幅変調の無い状態）が続
いたときには、コンパレ−タ回路２７ｃの出力信号（す
なわち受信デ−タＲＤ）はデ−タ“１”レベルに維持さ
れる。またこの状態より変調状態に移行すると、検波信
号ＲＸの電圧レベルが上がり、それに応じて入力信号Ｖ
_X のレベルも上がって比較基準電圧Ｖ_R を越えるため
に、受信デ−タＲＤは“０”レベルに反転する。さらに
再び無変調状態に戻れば、検波信号ＲＸの下降に応じて
入力信号Ｖ_X のレベルも下がって比較基準電圧Ｖ_R 以下
となり、受信デ−タＲＤも“１”レベルに戻される。と
ころで図６は、アクセス装置側のアンテナ５とデ−タキ
ャリアとの間の距離が変化した場合の受信信号ＲＷの包
絡線の変化の状態を示す図であり、Ｎ１およびＮ２は、
アクセス装置側のアンテナ５に対してデ−タキャリアが
近接したときにおける無変調状態および変調状態をそれ
ぞれ示し、Ｍ１およびＭ２は、デ−タキャリアが離れた
ときにおける無変調状態および変調状態をそれぞれ示
す。また図７は、受信信号ＲＷが図６に示されるように
変化したときに、それに応じて検波信号ＲＸの状態が変
化する様子を示す波形図である。このように、デ−タキ
ャリアがアクセス装置側のアンテナ５に近接していると
きの変調時Ｎ２の振幅および検波信号ＲＸの電圧レベル
は、離れているときの無変調時Ｍ１の振幅および検波信
号ＲＸの電圧レベルよりも大きいために、単純に検波信
号ＲＸの電圧レベル自体を比較しても、受信デ−タの復
調を行なうことはできない。しかし本実施例の増幅回路
２７ｂの場合には、入力信号Ｖ_X は適当な電圧レベルに
バイアスされるために、アクセス装置側のアンテナ５と
デ−タキャリアとの間の距離が様々に異なる場合でも、
確実に受信デ−タを復調することができる。ただし、こ
の場合に前記コンデンサＣ５と抵抗Ｒ２、Ｒ３によって
形成される時定数は、アクセス装置側のアンテナ５から
送信される１単位のデ−タの長さ、言い換えれば通信上
において変調状態が続く可能性のある最大時間幅（例え
ば調歩同期式にて８ビット１単位で送信する場合には、
その８ビット１単位を送るための所要時間）より大きな
値に設定する必要がある。すなわち１単位のデ−タの長
さよりも上記の時定数を短く設定してしまうと、１単位
のデ−タ長さに渡って変調状態がずっと続いた場合に
は、やがてコンパレ−タ回路２７ｃの−入力側の電圧レ
ベルは、無変調時と同じレベルにバイアスされてしまう
ために、受信デ−タの復調が不可能となってしまうから
である。一方、デ−タキャリアの距離が刻々と変化する
場合でも、例えば人間の動きによる場合等、上記時定数
と比較して距離の変化が比較的ゆっくりとしたものであ
るときには、常に入力信号Ｖ_X のバイアスも適当なレベ
ルに追従され続けるために、受信デ−タの復調は容易に
行なわれる。

【００１１】次に、デ−タキャリア側からアクセス装置
側に対して送信（返信）するときの通信動作について説
明する。アクセス装置側については、デ−タキャリアに
対する送信を一旦、終了すると、今度は、デ−タキャリ
ア側からの返信を待つ状態となるが、このデ−タキャリ
ア側からの返信を受信しようとする状態では、もちろん
アンテナ５からの出力搬送波は、無変調の状態に制御さ
れている。ここでデ−タキャリア側からの送信が開始さ
れ、デ−タ処理制御回路２８からの送信デ−タＴＤが
“０”の状態となると、ＮＡＮＤ回路３１がＯＮ状態と
なるために、変調用周波数信号ｆ_ｍに応じてトランジス
タ３２のスイッチング動作が引き起こされ、この結果、
アンテナ・コイル２１に対するインピ−ダンスに周期的
な変化が発生して、デ−タキャリア側からの送信動作に
よる送信変調状態となる。図８は、このデ−タキャリア
側の送信変調状態におけるアンテナ・コイル２１内の信
号波形を示す波形図である。本実施例では、分周回路２
６から出力されている変調用周波数信号ｆ_ｍは、搬送波
と同じ周波数のクロック信号ｆ_ｃに対して、１／８の周
波数に分周されているために、上記の送信変調状態で
は、搬送波の４周期ごとにトランジスタ３２がＯＮ状態
とＯＦＦ状態とを繰り返す状態となる。すなわちトラン
ジスタ３２がＯＮ状態となる区間では、アンテナ・コイ
ル２１とコンデンサＣ１より成る並列共振回路に対し
て、さらに変調用コンデンサＣ３が並列に接続された状
態となるために、本来のＱの高い並列共振の状態は崩さ
れて、アンテナ・コイル２１に対するインピ−ダンスが
高い状態となり、その結果、アンテナ・コイル２１にお
ける信号波形は、無変調時と比較して振幅が減少した状
態となる。またトランジスタ３２がＯＦＦ状態に戻る区
間では、並列共振状態に戻るために、アンテナ・コイル
２１における信号波形の振幅も元の状態に戻る。この結
果、上記の送信変調状態では、アンテナ・コイル２１に
おける信号波形は、図８に示されるように、搬送波の４
周期ごとに、振幅が小さく変調された状態と元の状態と
を交互に繰り返すことになる。なお上記変調時にアンテ
ナ・コイル２１に生ずる振幅変化は、搬送波周期との対
比において、ある程度の時間幅を要するものであるため
に、変調用周波数信号ｆ_ｍの周波数が元の搬送波周波数
と近すぎる場合には、十分な振幅変化すなわち変調用周
波数信号の包絡線成分が得られず、その結果、アクセス
装置側への送信能力も不十分なものとなる。またアクセ
ス装置側における受信復調を確実かつ容易にするために
は、送信時のデ−タ単位であるビット長さ当たりにおい
て、上記の振幅変調の交互繰り返しの回数を一定以上確
保する必要があり、その結果、変調用周波数信号ｆ_ｍの
周波数が元の搬送波周波数より小さすぎる場合には、ビ
ット長が大きくなることから、通信所要時間が長くなっ
てしまうという欠点が生ずる。これらを考慮すると、上
記の変調用周波数信号ｆ_ｍの周波数は、元の搬送波周波
数の１／８乃至１／１６の範囲が好ましく、またデ−タ
キャリアからアクセス装置側への送信時のデ−タのビッ
ト長さは、変調用周波数信号ｆ_ｍの周期の４倍乃至１６
倍の範囲が適当である。

【００１２】一方、上記のデ−タキャリア側における送
信変調動作の結果として、アクセス装置側のアンテナ５
を流れる電流波形にも変化が発生する。図９は、受波器
６における受信波形を示す波形図であり、デ−タキャリ
ア側における送信変調の影響を受ける区間（すなわちデ
−タキャリア側からの送信デ−タＴＤが“０”となって
いる区間）では、この受信波形にも前記変調用周波数信
号に応じた周期的な振幅変化が現れる。この受信信号
は、増幅回路７にて必要に応じて適当なレベルに増幅さ
れた後、絶対値回路８に入力されて全波整流される。図
１０は、絶対値回路８からの出力信号を示す波形図であ
り、この出力信号についても、もちろんデ−タキャリア
側で送信変調が行なわれている区間では、前記変調用周
波数信号に応じた周期的な振幅変化が現れる。なお、上
記のように絶対値回路８にて全波整流を行なう構成によ
れば、前記変調用周波数信号に対応して現れている包絡
線Ｐの形状自体は前段の増幅回路７からの出力と同じで
も、実質的に２倍の周波数の信号となるために、復調対
象の受信信号としては、より緻密な信号が得られること
になり、後段における受信復調も、より確実かつ容易な
ものとなる。

【００１３】前記絶対値回路８からの出力信号は、微分
回路１０、ロウパス・フィルタ（以下ＬＰＦ）回路１
１、および絶対値回路１２より成る微分信号形成回路９
に入力され、ここで前記変調用周波数信号に対応した包
絡線成分に基づいて微分信号が形成される。図１１は、
バンドパス・フィルタ機能も含んでいる微分回路１０か
らの出力信号を示す波形図であり、本実施例の微分回路
１０では、前記絶対値回路８からの出力信号と同じ周波
数成分を保持したまま（従って実質的には搬送波の周波
数成分を保持しままま）で、その包絡線が微分されて成
る信号が形成される。微分回路１０からの出力信号は、
増幅機能も含むロウパス・フィルタ（以下ＬＰＦ）回路
１１に入力される。図１２は、該ＬＰＦ回路１１の出力
信号を示す波形図であり、ここで搬送波の周波数成分は
取り除かれて、前記変調用周波数信号の包絡線に対応し
た微分信号に波形整形されるとともに、増幅も行なわれ
る。ところで、動く可能性のある装置や人間等がデ−タ
キャリアを所持している場合には、その動きに応じて、
アクセス装置側のアンテナ５に対するデ−タキャリアの
距離も変化する可能性があり、その距離の変化の影響
は、受波器６における受信信号の振幅の変化としても現
れる。しかし本実施例の構成のように、前記変調用周波
数信号に対応した包絡線成分に基づいて微分信号を形成
しているということは、上記の距離の変化によるような
比較的ゆっくりした信号の変化（すなわち低周波の信号
成分）については、前記微分信号の段階で、その成分を
除去できるということであり、結局、受信デ−タの復調
に対して障害となる上記の距離変化の影響は、ここで取
り除かれる構成となっている。一方、ＬＰＦ回路１１の
出力信号は、絶対値回路１２に入力される。図１３は、
絶対値回路１２からの出力信号を示す波形図であり、前
記ＬＰＦ回路１１から出力されている正負の両極性を有
する微分信号は、ここで単極性の微分信号に変換され
る。以上のように、微分回路１０およびＬＰＦ回路１１
より得られる両極性の微分信号を、絶対値回路１２にて
全波整流する構成によれば、後段のデ−タ復調回路１３
のためのデ−タ復調対象の信号としては、実質的に２倍
の信号密度となるために、デ−タの復調をより容易に行
なうことができる。

【００１４】絶対値回路１２からの出力信号は、ダイオ
−ド検波回路１４およびコンパレ−タ回路１５より構成
されるデ−タ復調回路１３によって、受信デ−タＲＡと
して復調される。図１４は、検波回路１４から出力され
る検波信号Ｒ_s を示す波形図であり、受信デ−タ成分検
出手段として設けられた検波回路１４では、前記絶対値
回路１２から出力される単極性の微分信号の包絡線成分
が、検波信号Ｒ_s として抽出される。すなわち該検波信
号Ｒ_s は、最終的な受信デ−タとほぼ相似した信号とな
っており、さらに増幅回路として設けられたコンパレ−
タ回路１５に入力されて、ここで最終的に受信デ−タＲ
Ａとして復調される。図１５は、コンパレ−タ回路１５
から出力される受信デ−タＲＡを示す波形図である。コ
ンパレ−タ回路１５は、検波回路１４の時定数との相関
上において、絶対値回路１２から出力される微分信号の
影響が一定以上に及ぶことにより、上記の検波信号Ｒ_s
のレベルが−入力側の比較基準電圧Ｖ_r に対して低いレ
ベルとなると、受信デ−タＲＡが“０”レベルに反転
し、逆に上記微分信号の影響が無くなって、上記の検波
信号Ｒ_s のレベルが−入力側の比較基準電圧Ｖ_r より高
いレベルに戻ると、受信デ−タＲＡが“１”レベルに戻
るように構成されている。このようにデ−タ復調回路１
３については、検波回路１４の時定数の介在によって、
受信デ−タにおけるビット長（ビット時間幅）当たりで
一定以上の個数（ただし複数個）の前記微分信号を受け
たときにだけ、デ−タキャリア側で送信変調が行なわれ
た（すなわちデ−タキャリア側での送信デ−タＴＤが
“０”であった）ものと識別して、受信デ−タＲＡとし
てデ−タ“０”（すなわちデ−タキャリア側からの送信
変調を識別した結果としての復調デ−タ）を出力するよ
うに構成されている。

【００１５】ここで複数個のアクセス装置が併設されて
いて、あるアクセス装置からデ−タキャリアに対するデ
−タ送信が行なわれた状態を想定すると、その送信のた
めに当該アクセス装置のアンテナ５から放射されている
搬送波に加えられる変調の影響は、当然ながら他のアク
セス装置の受波器６上に現れることになる。しかしアク
セス装置側における送信変調は、単純な振幅変調である
ために、影響を受ける側のアクセス装置内の微分信号形
成回路９からは、上記送信デ−タが“１”から“０”に
変化した時点、またはその逆に“０”から“１”に変化
した時点で、１個の微分信号が出力されるだけである。
すなわち他のアクセス装置が影響を受けたときでも、連
続して複数個の微分信号が発生することはなく、受信デ
−タのビット長を想定すると、その時間幅の中で発生す
る微分信号は、単発的あるいは散発的なものとなる。従
って、例えば図１３にて想像線で示されるように、他の
アクセス装置からの干渉信号Ｓ_i が１個発生したとして
も、デ−タ復調回路１３でのデ−タ復調結果に対して
は、ほとんど影響を与えることはなく、正常な受信デ−
タＲＡが得られることになる。また逆に、他のアクセス
装置からの干渉のために、本来は存在するべき１個の微
分信号が消されたとしても、正常な復調が妨げられるこ
とはない。

【００１６】なお上記の実施例においては、受波器６に
おける受信信号が、そのまま増幅回路７に入力されるよ
うに構成されているが、この受信信号の振幅が、変調周
波数信号に対応する包絡線成分の振幅よりも大きすぎる
場合には、この受信信号から引算回路によって、無変調
時の振幅にほぼ相当する一定の振幅成分を除去すること
により、増幅回路７に入力される信号の中の変調成分の
比率を高めておくことも可能である。また微分信号形成
回路９から出力される微分信号は、変調用周波数信号に
応じた一定の周波数を有しているために、その周波数帯
の信号のみを通過させるバンドパス・フィルタを微分信
号形成回路９と検波回路１４の間に介在させることによ
り、デ−タ復調対象となる信号から、よりノイズ成分を
減少させることも可能である。あるいは、同じく微分信
号形成回路９と検波回路１４の間に、単安定型マルチバ
イブレ−タを介在させ、検波回路１４に入力される微分
信号の振幅や信号幅を一定に整えることにより、デ−タ
復調をより安定的に行なえるようにすることも考えられ
る。さらに回路全体に渡って、必要に応じて増幅回路や
ボルテ−ジ・フォロワ回路、各種フィルタ回路等を介在
させて、受信復調のための機能をサポ−トすることも可
能である。

【００１７】次に図１６および図１７に従って、本発明
の他の実施例について説明する。図１６は、本発明の他
の実施例におけるアクセス装置の概略構成を示す回路図
であり、本図において、図１と同一の番号は同一の要素
を示している。本実施例においては、受波器５１がイン
ダクタンスを有しない単純な抵抗によって構成されてい
る他は、微分信号形成回路５２への入力経路は、図１の
場合と同じである。絶対値回路８からの出力信号は、微
分信号形成回路５２を構成するダイオ−ド検波回路５３
に入力され、まずここで変調周波数信号に対応する包絡
線成分を信号として抽出している。次にＬＰＦ回路５４
にて、残存する搬送波の周波数成分が除去されて信号が
なだらかに整形され、さらに増幅回路５５にて必要に応
じて信号の増幅が行なわれた後、微分回路５６に入力さ
れる。従って本実施例では、微分回路５６からの出力信
号は、前述の実施例の場合の図１２に示される両極性の
微分信号と同様である。さらに絶対値回路５７にて全波
整流されることにより形成された単極性の微分信号は、
デ−タ復調回路５８を構成するＬＰＦ回路５９に入力さ
れる。受信デ−タ成分検出手段として設けられたＬＰＦ
５９は、前記単極性の微分信号の包絡線成分を抽出した
信号を出力するが、該出力信号は微分回路６０に入力さ
れる。すなわちＬＰＦ回路５９からの出力信号は、前述
の実施例の場合の図１４に示される検波信号と同じよう
に、最終的な復調デ−タにほぼ相似した波形を有してい
るが、本実施例では、前記単極性の微分信号の包絡線の
立ち下がりと立ち上がりとに対応して、それぞれ逆の極
性の微分信号を１個ずつ微分回路６０にて形成するよう
に構成されている。微分回路６０から出力される微分信
号は、次のヒステリシス・コンパレ−タ回路６１に入力
され、ここでデジタル信号として復調される。

【００１８】次に図１７は、本発明の他の実施例におけ
るデ−タキャリアの概略構成を示す回路である。図１７
において、図２と同一の番号は同一要素を示している。
本実施例の場合には、コンデンサＣ２とともにレベルシ
フト回路を構成する整流素子がツェナ−ダイオ−ドＤ１
１によって構成され、受信信号の電圧振幅が過大になる
ことを防止するための振幅抑制手段としての機能も兼用
している。また該ツェナ−ダイオ−ドＤ１１とコンデン
サＣ２の間に抵抗Ｒ１が挿入され、このコンデンサＣ
２、抵抗Ｒ１間より得られる受信信号ＲＷが、受信復調
回路３７に入力されている。すなわち本実施例において
も、アンテナ・コイル２１と電圧抑制用素子として設け
られたツェナ−ダイオ−ドＤ１１とに対して、直列の関
係となるように、抵抗Ｒ１が挿入されている。この結
果、アンテナ近接状態ではツェナ−ダイオ−ドＤ１１の
電圧抑制作用によって、受信信号ＲＷの振幅もある程度
は抑制された状態となるが、抵抗Ｒ１を流れる電流の変
化がその両端に電圧変化として現れるために、受信復調
のために必要な、変調の有無による振幅差は十分に確保
することができる。一方、受信復調回路３７における増
幅回路３７ｂは、ＤＣカット用コンデンサＣ５と、バイ
アス設定用の抵抗Ｒ１２、Ｒ１３と、アンプ機能を果た
しているインバ−タ３７ｃ等より構成されている。該増
幅回路３７ｂは、シンプルな構成ではあるが、アクセス
装置側のアンテナ５とデ−タキャリアとの間の距離が変
化してもよいように、検波回路２７ａからの検波信号Ｒ
Ｘは、コンデンサＣ１６および抵抗Ｒ１６より成るＬＰ
Ｆを介して、コンデンサＣ１５によってＤＣカットされ
るとともに、該コンデンサＣ１５および抵抗Ｒ１２、Ｒ
１３によって形成される時定数にて、所定の電圧レベル
にバイアスされるように構成されている。すなわちイン
バ−タ３７ｃの入力側は、抵抗Ｒ１２とＲ１３によっ
て、インバ−タ３７ｃのスレッショルド電圧であるＶ_SS
／２よりも僅かに低い電圧にバイアスされるように構成
されており、従って、受信信号ＲＷに振幅変調の無い状
態が続いたときには、インバ−タ３７ｃの出力側（すな
わち受信デ−タＲＤ）は“１”レベルに維持される。ま
たこの状態より変調状態に移行すると、検波信号ＲＸの
電圧レベルが上がり、それに応じてインバ−タ３７ｃの
入力レベルも上がってスレッショルド電圧であるＶ_SS／
２を越えるために、受信デ−タＲＤは“０”レベルに反
転する。さらに再び無変調状態に戻れば、検波信号ＲＸ
の下降に応じてインバ−タ３７ｃの入力レベルも下がっ
て、スレッショルド電圧であるＶ_SS／２以下となり、受
信デ−タＲＤも“１”レベルに戻される。

【００１９】一方、上記のデ−タキャリアにおいては、
アンテナ・コイル２１とコンデンサＣ１１によって構成
される並列共振回路は、通常時には送信変調用のスイッ
チング素子として設けられたトランジスタ３５を介し
て、並列共振するように構成されている。すなわちデ−
タキャリア側からの送信時にて送信デ−タＴＤが“０”
となっている送信変調時以外の状態では、送信デ−タＴ
Ｄは“１”となっているために、インバ−タ３４の出力
は“０”となっており、送信変調用スイッチング素子と
して設けられたトランジスタ３５はＯＮ状態に維持され
る。一方、送信デ−タＴＤが“０”となり、送信変調が
行なわれている状態では、ＮＡＮＤ回路３１がＯＮ状態
となることから、前記トランジスタ３５は、変調用周波
数信号ｆ_mに応じた周期でＯＦＦ状態とＯＮ状態を繰り
返すことになる。この結果、アンテナ・コイル２１とコ
ンデンサＣ１１よりなる並列共振系は、トランジスタ３
５がＯＦＦ状態となるごとに、該トランジスタ３５に並
列に接続された抵抗Ｒ７を介してＱの低い共振を行なう
状態に移行する。すなわち本実施例においても、トラン
ジスタ３５のスイッチング動作によって、アンテナ・コ
イル２１系の交流インピ−ダンスが、変調用周波数信号
ｆ_m の周期に応じて変化することにより、送信変調が行
なわれるように構成されている。

【００２０】なお、以上のアクセス装置側に関する実施
例においては、いずれもデ−タ復調回路はアナログ回路
系で構成されているが、簡単なデジタル検波による受信
デ−タの復調も可能である。例えば微分信号形成回路か
ら出力される微分信号の個数を計数する計数回路を設
け、受信デ−タのビット長さに関係する所定の時間幅内
に前記微分信号形成手段から出力される前記微分信号の
個数に応じて、受信デ−タの復調を行なうことも可能で
ある。その場合には、デ−タ処理制御回路によって、調
歩同期式受信におけるスタ−ト・ビットの検出や、後続
ビットの復調のための前記計数手段の周期的なリセット
処理等の制御を行なえばよい。またデ−タ復調回路につ
いては、アナログ回路系であるか、あるい上記のように
デジタル回路系であるかを問わず、微分信号形成回路か
ら適正なレベルの個数（ただし複数個）の微分信号を受
けたときに、デ−タキャリア側における送信変調の存在
を識別して、それに応じた復調デ−タを出力するように
構成すればよい。

【００２１】

【発明の効果】以上に述べたように本発明においては、
アクセス装置側の受信復調手段を構成する微分信号形成
手段は、デ−タキャリア側の送信変調を受けたときに、
受信デ−タのビット長さ当たりの時間幅内において、変
調用周波数信号の周期に応じた複数個の微分信号を出力
するとともに、デ−タ復調手段は、適正な個数（ただし
複数個）の前記微分信号を受けたときのみ、デ−タキャ
リア側での送信変調を識別した復調デ−タを出力するよ
うに構成されているために、あるアクセス装置からデ−
タキャリアに対する送信が行なわれたとしても、その影
響によって併設された他のアクセス装置での受信に誤動
作が発生することは防止される。すなわち影響を受ける
側のアクセス装置内の微分信号形成手段については、上
記のような状況でも単発的に微分信号が発生するのみで
あるために、それに反応して誤受信が引き起こされるこ
とはない。従って本発明によるデ−タキャリア・システ
ムにおいては、併設されたアクセス装置間の相互干渉を
減ずるために、全てのアクセス装置を同期用ケ−ブルで
接続するような必要も解消されるが、本発明によるデ−
タキャリア・システムに対して、あえて上記のような同
期用ケ−ブルを介在させることにより、隣接するアクセ
ス装置相互間の通信上の干渉を、最大限に抑制するとい
うことも可能である。また本発明によれば、併設された
他のアクセス装置からの干渉の場合のみでなく、その他
のノイズ原からの影響に対しても、より受信誤動作しに
くいアクセス装置が実現される。すなわち、他のノイズ
一般に対しても、そのノイズの影響によって微分信号形
成手段で発生する微分信号が散発的なものである場合に
は、同じように受信誤動作の発生は抑止される。

【００２２】なおデ−タキャリア側の送信変調について
は、本発明の場合と同様に変調用周波数信号を利用した
変調を行いながら、アクセス装置側では、最初から搬送
波成分を除去して信号成分のみを取り出す方式、すなわ
ち搬送波周波数と変調用周波数の波形合成された信号
（搬送波周波数をＦとし、変調用周波数信号の周波数を
ｆとしたとき、両者の和であるＦ＋ｆ、または差である
Ｆ−ｆの周波数の信号）を、直接的にバンドパス・フィ
ルタによって排他的に抽出する方式も従来より試みられ
ているが、その場合には、搬送波周波数と変調用周波数
信号の周波数とが近いと、変調自体が非常に浅いレベル
でしか起こらないために、デ−タ復調のために必要な信
号成分が非常に微弱となってしまい、アクセス装置側に
おける受信は非常に困難なものとなる。（但し、この点
については、本発明の場合も同様である。）また逆に搬
送波周波数と変調用周波数信号の周波数が離れている
（すなわちＦと比較してｆが小さい）と、上記の波形合
成された信号の周波数（Ｆ＋ｆまたはＦ−ｆ）は、相対
的に搬送波の周波数（Ｆ）自体と接近したものとなるた
めに、バンドパス・フィルタ等の手段で、搬送波から信
号成分を分離することは非常に困難となり、結局、いず
れにしても受信復調に難点が生じて、通信距離は不十分
なものとなる。これに対して本発明の構成においては、
まずは搬送波の周波数（Ｆ）の信号そのものを取り込
み、その包絡線成分に基づいて受信デ−タの復調を行な
うように構成されているために、搬送波周波数と変調用
周波数信号の周波数が離れていても、信号成分の分離、
抽出は容易である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例によるアクセス装置の構成を示
す回路図である。

【図２】本発明の実施例によるデ−タキャリアの構成を
示す回路図である。

【図３】本発明の実施例におけるデ−タキャリア側の受
信信号を示す波形図である。

【図４】本発明の実施例におけるデ−タキャリア側のレ
ベルシフト後の受信信号を示す波形図である。

【図５】本発明の実施例におけるデ−タキャリア側の受
信復調対象となる受信信号を示す波形図である。

【図６】本発明の実施例におけるデ−タキャリア側の受
信復調対象となる受信信号の包絡線を示す波形図であ
る。

【図７】本発明の実施例におけるデ−タキャリア側の検
波信号を示す波形図である。

【図８】本発明の実施例におけるデ−タキャリア側の送
信信号を示す波形図である。

【図９】本発明の実施例におけるアクセス装置側の受信
信号を示す波形図である。

【図１０】本発明の実施例におけるアクセス装置側の受
信復調対象となる信号を示す波形図である。

【図１１】本発明の実施例におけるアクセス装置側の微
分回路からの出力信号を示す波形図である。

【図１２】本発明の実施例におけるアクセス装置側のＬ
ＰＦ回路からの出力信号を示す波形図である。

【図１３】本発明の実施例におけるアクセス装置側の絶
対値回路からの出力信号を示す波形図である。

【図１４】本発明の実施例におけるアクセス装置側のダ
イオ−ド検波回路の出力信号を示す波形図である。

【図１５】本発明の実施例におけるアクセス装置側の受
信デ−タを示す波形図である。

【図１６】本発明の他の実施例によるアクセス装置の構
成を示す回路である。

【図１７】本発明の他の実施例によるデ−タキャリアの
構成を示す回路である。

【符号の説明】

５ アンテナ ９ 微分信号形成回路 １０ 微分回路 １２ 絶対値回路 １３ デ−タ復調回路 １４ ダイオ−ド検波回路 ２１ アンテナ・コイル ２２ 整流回路 ２４ クロック信号生成回路 ２６ 分周回路 ２７ 受信復調回路 ３０ 送信変調用トランジスタ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G06K 17/00 G06K 19/00 - 19/08 H04B 7/24 - 7/26 H04Q 7/00 - 7/04

Claims (13)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 デ−タ記憶手段として不揮発性半導体メ
   モリを備えたデ−タキャリアと、該デ−タキャリアにア
   クセスするためのアクセス装置とから成るデ−タキャリ
   ア・システムであり、前記アクセス装置は、所定の搬送
   波を放射するためのアンテナと、デ−タ送信時にシリア
   ル送信デ−タに応じて前記搬送波を変調する変調手段
   と、前記デ−タキャリア側から返信される送信信号を受
   けて受信デ−タを復調する受信復調手段とを有して成
   り、前記デ−タキャリアは、前記搬送波を受信するアン
   テナ・コイルと、該アンテナ・コイルを介して受信され
   た搬送波を整流することにより、該デ−タキャリア自身
   を駆動するための電力となる直流電源を生成する整流手
   段と、前記受信された搬送波を受けて前記アクセス装置
   からのシリアル送信デ−タを復調する受信復調手段と、
   前記アクセス装置に対してデ−タを返信するための送信
   変調手段とを有して成る双方向通信型デ−タキャリア・
   システムにおいて、前記デ−タキャリア側の送信変調手
   段は、前記受信された搬送波を基準信号として、該搬送
   波の周波数を分周した周波数を有する変調用周波数信号
   を形成する変調用周波数信号形成手段と、前記アクセス
   装置に送信するシリアル送信デ−タの内容および前記変
   調用周波数信号に基づいて、前記アンテナ・コイルに対
   するインピ−ダンスを変化させるスイッチング手段とを
   含み、かつ前記アクセス装置側の受信復調手段は、受信
   信号中の前記変調用周波数信号に対応する包絡線成分に
   基づいて微分信号を形成する微分信号形成手段と、該微
   分信号形成手段からの出力に応答して受信デ−タの復調
   を行なうデ−タ復調手段とを含み、該デ−タ復調手段
   は、受信デ−タにおけるビット長さ当たりで複数個の前
   記微分信号を受けたときに、デ−タキャリア側における
   送信変調を識別した復調デ−タを出力する手段より成る
   ことを特徴とするデ−タキャリア・システム。
2. 【請求項２】 アクセス装置側において、前記微分信号
   形成手段は、受信信号中の前記変調用周波数信号に対応
   する包絡線成分に基づいて正負の両極性を有する微分信
   号を抽出する微分回路と、該両極性の微分信号の絶対値
   を取り出すことにより、単極性の微分信号に変換する絶
   対値信号形成回路より構成されていることを特徴とする
   特許請求の範囲第１項記載のデ−タキャリア・システ
   ム。
3. 【請求項３】 アクセス装置側において、前記微分信号
   形成手段は、受信信号の搬送波周波数成分をそのまま保
   持した状態で前記変調周波数信号に対応する包絡線成分
   が微分されて成る微分信号を取り出す微分回路と、該微
   分信号からの出力信号より前記包絡線成分の微分波形を
   取り出すことにより、微分信号を波形整形するロウパス
   ・フィルタ回路より構成されていることを特徴とする特
   許請求の範囲第２項記載のデ−タキャリア・システム。
4. 【請求項４】 アクセス装置側において、前記微分信号
   形成手段は、受信信号より前記変調周波数信号に対応す
   る包絡線成分を取り出すためのフィルタ回路と、該フィ
   ルタ回路の出力を微分する微分回路より構成されている
   ことを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のデ−タキ
   ャリア・システム。
5. 【請求項５】 アクセス装置側において、前記微分信号
   形成手段は、受信信号より前記変調周波数信号に対応す
   る包絡線成分を取り出すためのダイオ−ド検波回路と、
   該ダイオ−ド検波回路の出力信号を微分する微分回路よ
   り構成されていることを特徴とする特許請求の範囲第１
   項記載のデ−タキャリア・システム。
6. 【請求項６】 アクセス装置側において、前記変調手段
   は、デ−タキャリア側への送信デ−タに応じて前記搬送
   波を振幅変調する手段より成ることを特徴とする特許請
   求の範囲第１項記載のデ−タキャリア・システム。
7. 【請求項７】 アクセス装置側において、前記デ−タ復
   調手段は、前記微分信号形成手段からの前記微分信号の
   包絡線成分を抽出することにより受信デ−タ成分を取り
   出す受信デ−タ成分検出手段を含んでいることを特徴と
   する特許請求の範囲第２項記載のデ−タキャリア・シス
   テム。
8. 【請求項８】 アクセス装置側において、前記受信デ−
   タ成分検出手段は、前記微分信号形成手段から出力され
   る前記微分信号に基づいて、受信デ−タに対応する包絡
   線成分を取り出すためのダイオ−ド検波回路を含んでい
   ることを特徴とする特許請求の範囲第７項記載のデ−タ
   キャリア・システム。
9. 【請求項９】 アクセス装置側において、前記受信デ−
   タ成分検出手段は、前記微分信号形成手段から出力され
   る前記微分信号に基づいて、受信デ−タに対応する包絡
   線成分を取り出すためのフィルタ回路を含んでいること
   を特徴とする特許請求の範囲第７項記載のデ−タキャリ
   ア・システム。
10. 【請求項１０】 アクセス装置側において、前記デ−タ
    復調手段は、前記受信デ−タに対応する包絡線成分を取
    り出すための前記フィルタ回路からの出力信号に基づい
    て、受信デ−タ成分の微分信号を形成する受信デ−タ成
    分微分回路と、該微分回路からの出力信号を受けて、最
    終的に受信デ−タの復調を行なうヒステリシス・コンパ
    レ−タ回路とを備えていることを特徴とする特許請求の
    範囲第９項記載のデ−タキャリア・システム。
11. 【請求項１１】 アクセス装置側において、前記デ−タ
    復調手段は、所定の時間幅内に前記微分信号形成手段か
    ら出力される前記微分信号の個数を計数する手段と、そ
    の計数結果に応じて復調デ−タを出力する手段とを含ん
    でいることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載のデ
    −タキャリア・システム。
12. 【請求項１２】 デ−タキャリア側において、前記分周
    手段は、搬送波の周波数の１／８乃至１／１６の範囲の
    周波数を有する変調用周波数信号を形成することを特徴
    とする特許請求の範囲第１項記載のデ−タキャリア・シ
    ステム。
13. 【請求項１３】 デ−タキャリア側において、アクセス
    装置側に対して送信される前記シリアル送信デ−タのビ
    ット長さが、前記変調用周波数信号の周期の４倍乃至１
    ６倍の範囲の長さに設定されていることを特徴とする特
    許請求の範囲第１２項記載のデ−タキャリア・システ
    ム。