JP3489584B2 - 充電装置 - Google Patents
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- JP3489584B2 JP3489584B2 JP2002161697A JP2002161697A JP3489584B2 JP 3489584 B2 JP3489584 B2 JP 3489584B2 JP 2002161697 A JP2002161697 A JP 2002161697A JP 2002161697 A JP2002161697 A JP 2002161697A JP 3489584 B2 JP3489584 B2 JP 3489584B2
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
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- Y02E60/00—Enabling technologies; Technologies with a potential or indirect contribution to GHG emissions mitigation
- Y02E60/10—Energy storage using batteries
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/80—Technologies aiming to reduce greenhouse gasses emissions common to all road transportation technologies
- Y02T10/92—Energy efficient charging or discharging systems for batteries, ultracapacitors, supercapacitors or double-layer capacitors specially adapted for vehicles
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＭＯＳトランジス
タを用いた整流器を備える充電装置に関する。本発明の
充電装置は、例えば自動車用オルタネータ（交流発電
機）の交流発電電圧を整流してバッテリを充電する充電
装置に適用される。
タを用いた整流器を備える充電装置に関する。本発明の
充電装置は、例えば自動車用オルタネータ（交流発電
機）の交流発電電圧を整流してバッテリを充電する充電
装置に適用される。
【０００２】
【従来の技術】特開平４ー１３８０３０号公報は、図７
に示すようにＭＯＳパワートランジスタを用いた三相全
波整流器を提案している。
に示すようにＭＯＳパワートランジスタを用いた三相全
波整流器を提案している。
【０００３】この三相全波整流器３は、ＭＯＳトランジ
スタからなるハイサイドスイッチ３１〜３３及びローサ
イドスイッチ３４〜３６を個別に直列接続してなる３組
の相インバータ回路３７〜３９を並列接続してなり、一
対の直流電力端がバッテリ７の高位端及び低位端に個別
に接続され、各相インバータ回路３７〜３９の両スイッ
チの接続点４１〜４３すなわち交流入力端が交流発電機
１の電機子巻線１１〜１３の各相出力端に個別に接続さ
れる構成となっている。２はフィールドコイル、４はフ
ィールド電流制御トランジスタ、５はフライホイルダイ
オード、６はコントローラである。
スタからなるハイサイドスイッチ３１〜３３及びローサ
イドスイッチ３４〜３６を個別に直列接続してなる３組
の相インバータ回路３７〜３９を並列接続してなり、一
対の直流電力端がバッテリ７の高位端及び低位端に個別
に接続され、各相インバータ回路３７〜３９の両スイッ
チの接続点４１〜４３すなわち交流入力端が交流発電機
１の電機子巻線１１〜１３の各相出力端に個別に接続さ
れる構成となっている。２はフィールドコイル、４はフ
ィールド電流制御トランジスタ、５はフライホイルダイ
オード、６はコントローラである。
【０００４】また、この従来技術の実施例では、ＮＭＯ
Ｓトランジスタからなるローサイドスイッチ３４〜３６
のバッテリ低位端子側の主電極（Ｓとして図示）をチャ
ンネル直下のＰ型領域（基板領域という）に接続してこ
の基板領域に電位付与し、同様に、ＮＭＯＳトランジス
タからなるハイサイドスイッチ３１〜３３のステータコ
イル側の主電極（Ｓとして図示）をチャンネル直下のＰ
型領域（基板領域という）に接続してこの基板領域に電
位付与している。
Ｓトランジスタからなるローサイドスイッチ３４〜３６
のバッテリ低位端子側の主電極（Ｓとして図示）をチャ
ンネル直下のＰ型領域（基板領域という）に接続してこ
の基板領域に電位付与し、同様に、ＮＭＯＳトランジス
タからなるハイサイドスイッチ３１〜３３のステータコ
イル側の主電極（Ｓとして図示）をチャンネル直下のＰ
型領域（基板領域という）に接続してこの基板領域に電
位付与している。
【０００５】また、本出願人の出願になる特開平４ー２
１０７３９号公報は、永久磁石からなる界磁極を有する
発電機において、構成の簡単化やブラシレス化を実現す
るために、ＭＯＳパワートランジスタを用いた三相全波
整流器を提案している。
１０７３９号公報は、永久磁石からなる界磁極を有する
発電機において、構成の簡単化やブラシレス化を実現す
るために、ＭＯＳパワートランジスタを用いた三相全波
整流器を提案している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】特開平４ー１３８０３
０号公報が提案するＭＯＳトランジスタ型の三相全波整
流器を磁石励磁式交流発電機に適用する場合、次の問題
が生じた。
０号公報が提案するＭＯＳトランジスタ型の三相全波整
流器を磁石励磁式交流発電機に適用する場合、次の問題
が生じた。
【０００７】すなわち、ハイサイドスイッチ３１〜３３
を構成する各ＭＯＳトランジスタは、バッテリ側がＮ型
領域となる寄生（接合）ダイオードが存在するので、相
電圧がバッテリ電圧を超えたりしてこの寄生ダイオード
が順バイアスすると、このダイオードを通じてバッテリ
が充電され、その結果、ハイサイドスイッチ３１〜３３
を断続制御してもバッテリ電圧を制御することはできな
い。なお、界磁コイル励磁式交流発電機では、界磁電流
の制御が可能であるのでこのような問題は生じない。
を構成する各ＭＯＳトランジスタは、バッテリ側がＮ型
領域となる寄生（接合）ダイオードが存在するので、相
電圧がバッテリ電圧を超えたりしてこの寄生ダイオード
が順バイアスすると、このダイオードを通じてバッテリ
が充電され、その結果、ハイサイドスイッチ３１〜３３
を断続制御してもバッテリ電圧を制御することはできな
い。なお、界磁コイル励磁式交流発電機では、界磁電流
の制御が可能であるのでこのような問題は生じない。
【０００８】また、特開平４ー２１０７３９号公報が提
案するＭＯＳトランジスタ型の三相全波整流器でも、次
の問題が生じた。
案するＭＯＳトランジスタ型の三相全波整流器でも、次
の問題が生じた。
【０００９】すなわち、この三相全波整流器のハイサイ
ドスイッチを構成するＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
のＰ型ウエル領域はバッテリ側のＮ型領域（主電極対の
一方）に短絡されるので、結局、ハイサイドスイッチを
構成する各ＮチャンネルＭＯＳトランジスタと並列にそ
れぞれバッテリ側がＰ型領域となる寄生（接合）ダイオ
ードが存在することになり、相電圧がバッテリ電圧を超
える場合には、この寄生ダイオードが逆バイアスする
が、相電圧がバッテリ電圧未満の場合には、この寄生ダ
イオードが順バイアスして、等価的にハイサイドスイッ
チがオンした場合に等しい状況となってしまう。このた
め、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチと直列
に逆流防止ダイオードを接続する必要が生じ、構成の複
雑化や電力損失の増大といった問題が生じてしまう。
ドスイッチを構成するＮチャンネルＭＯＳトランジスタ
のＰ型ウエル領域はバッテリ側のＮ型領域（主電極対の
一方）に短絡されるので、結局、ハイサイドスイッチを
構成する各ＮチャンネルＭＯＳトランジスタと並列にそ
れぞれバッテリ側がＰ型領域となる寄生（接合）ダイオ
ードが存在することになり、相電圧がバッテリ電圧を超
える場合には、この寄生ダイオードが逆バイアスする
が、相電圧がバッテリ電圧未満の場合には、この寄生ダ
イオードが順バイアスして、等価的にハイサイドスイッ
チがオンした場合に等しい状況となってしまう。このた
め、ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチと直列
に逆流防止ダイオードを接続する必要が生じ、構成の複
雑化や電力損失の増大といった問題が生じてしまう。
【００１０】本発明は上記問題点に鑑みなされたもので
あり、励磁電流制御を行わない磁石励磁式交流発電機に
ＭＯＳトランジスタ型の三相全波整流器を適用した場合
における上記した電力損失や構成の複雑化といった問題
を回避可能な充電装置を提供することを、他の目的とし
ている。
あり、励磁電流制御を行わない磁石励磁式交流発電機に
ＭＯＳトランジスタ型の三相全波整流器を適用した場合
における上記した電力損失や構成の複雑化といった問題
を回避可能な充電装置を提供することを、他の目的とし
ている。
【００１１】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の構成は、
ＮチャンネルＭＯＳトランジスタからなるハイサイドス
イッチ及びローサイドスイッチを直列接続してなる相イ
ンバータ回路を必要数並列接続してなり、一対の直流出
力端がバッテリ及び負荷の両端に接続され、前記両スイ
ッチの接続点が交流発電機の電機子巻線の各相出力端に
個別に接続される整流器と、前記各スイッチのゲート電
位を制御して前記各スイッチを断続する制御部とを備
え、前記ハイサイドスイッチのゲート電極直下のＰ型領
域からなる基板領域、並びに、前記ローサイドスイッチ
のゲート電極直下のＰ型領域からなる基板領域は前記バ
ッテリの低位端子側のＮ型領域に接続されて電位付与さ
れる充電装置において、前記交流発電機は磁石励磁式交
流発電機からなり、前記制御部は、前記交流発電機の各
相出力端の相電圧及び前記バッテリの電圧を検出すると
ともに、前記各相電圧のいずれかが前記バッテリの電圧
より高く、かつ、前記バッテリの電圧が所定の第１電圧
未満の間、前記ハイサイドスイッチをオンし、更に、前
記ハイサイドスイッチがオフする間、全部の前記ローサ
イドスイッチをオンすることを特徴としている。
ＮチャンネルＭＯＳトランジスタからなるハイサイドス
イッチ及びローサイドスイッチを直列接続してなる相イ
ンバータ回路を必要数並列接続してなり、一対の直流出
力端がバッテリ及び負荷の両端に接続され、前記両スイ
ッチの接続点が交流発電機の電機子巻線の各相出力端に
個別に接続される整流器と、前記各スイッチのゲート電
位を制御して前記各スイッチを断続する制御部とを備
え、前記ハイサイドスイッチのゲート電極直下のＰ型領
域からなる基板領域、並びに、前記ローサイドスイッチ
のゲート電極直下のＰ型領域からなる基板領域は前記バ
ッテリの低位端子側のＮ型領域に接続されて電位付与さ
れる充電装置において、前記交流発電機は磁石励磁式交
流発電機からなり、前記制御部は、前記交流発電機の各
相出力端の相電圧及び前記バッテリの電圧を検出すると
ともに、前記各相電圧のいずれかが前記バッテリの電圧
より高く、かつ、前記バッテリの電圧が所定の第１電圧
未満の間、前記ハイサイドスイッチをオンし、更に、前
記ハイサイドスイッチがオフする間、全部の前記ローサ
イドスイッチをオンすることを特徴としている。
【００１２】本発明の充電装置の第２の構成は、Ｎチャ
ンネルＭＯＳトランジスタからなるハイサイドスイッチ
及びローサイドスイッチを直列接続してなる相インバー
タ回路を必要数並列接続してなり、一対の直流出力端が
バッテリ及び負荷の両端に接続され、前記両スイッチの
接続点が交流発電機の電機子巻線の各相出力端に個別に
接続される整流器と、前記各スイッチのゲート電位を制
御して前記各スイッチを断続する制御部とを備え、前記
ハイサイドスイッチのゲート電極直下のＰ型領域からな
る基板領域は前記電機子巻線側のＮ型領域に接続されて
電位付与され、前記ローサイドスイッチのゲート電極直
下のＰ型領域からなる基板領域は前記バッテリの低位端
子側のＮ型領域に接続されて電位付与される充電装置に
おいて、前記交流発電機は磁石励磁式交流発電機からな
り、前記制御部は、前記交流発電機の各相出力端の相電
圧及び前記バッテリの電圧を検出するとともに、前記各
ハイサイドスイッチの内、接続点側の主電極をなすＮ型
電機子巻線側領域に印加される前記相電圧が前記バッテ
リの電圧より高く、かつ、前記バッテリの電圧が所定電
圧値未満の間、前記ハイサイドスイッチをオンするもの
であり、前記制御部は、前記電機子巻線の発電電圧が所
定の電圧値を超える場合に、全ての前記ローサイドスイ
ッチ及び全てのハイサイドスイッチの一方の群をオン
し、他方の群をオフするサージ電圧遮断モードを実施す
るものであり、前記制御部は、前記サージ電圧遮断モー
ド実施時に同時にオンされる全前記ハイサイドスイッチ
又は全前記ローサイドスイッチの平均ゲート電圧を、前
記各スイッチの最大許容電流値に基づいて決定するもの
であることを特徴としている。
ンネルＭＯＳトランジスタからなるハイサイドスイッチ
及びローサイドスイッチを直列接続してなる相インバー
タ回路を必要数並列接続してなり、一対の直流出力端が
バッテリ及び負荷の両端に接続され、前記両スイッチの
接続点が交流発電機の電機子巻線の各相出力端に個別に
接続される整流器と、前記各スイッチのゲート電位を制
御して前記各スイッチを断続する制御部とを備え、前記
ハイサイドスイッチのゲート電極直下のＰ型領域からな
る基板領域は前記電機子巻線側のＮ型領域に接続されて
電位付与され、前記ローサイドスイッチのゲート電極直
下のＰ型領域からなる基板領域は前記バッテリの低位端
子側のＮ型領域に接続されて電位付与される充電装置に
おいて、前記交流発電機は磁石励磁式交流発電機からな
り、前記制御部は、前記交流発電機の各相出力端の相電
圧及び前記バッテリの電圧を検出するとともに、前記各
ハイサイドスイッチの内、接続点側の主電極をなすＮ型
電機子巻線側領域に印加される前記相電圧が前記バッテ
リの電圧より高く、かつ、前記バッテリの電圧が所定電
圧値未満の間、前記ハイサイドスイッチをオンするもの
であり、前記制御部は、前記電機子巻線の発電電圧が所
定の電圧値を超える場合に、全ての前記ローサイドスイ
ッチ及び全てのハイサイドスイッチの一方の群をオン
し、他方の群をオフするサージ電圧遮断モードを実施す
るものであり、前記制御部は、前記サージ電圧遮断モー
ド実施時に同時にオンされる全前記ハイサイドスイッチ
又は全前記ローサイドスイッチの平均ゲート電圧を、前
記各スイッチの最大許容電流値に基づいて決定するもの
であることを特徴としている。
【００１３】本発明の第３の構成は、上記第２の構成に
おいて更に、前記制御部が、前記バッテリの電圧が所定
電圧値を超過する間、前記ハイサイドスイッチをオフす
るとともに、少なくとも前記ハイサイドスイッチと同一
相端に接続される前記ローサイドスイッチをオンするも
のであることを特徴としている。
おいて更に、前記制御部が、前記バッテリの電圧が所定
電圧値を超過する間、前記ハイサイドスイッチをオフす
るとともに、少なくとも前記ハイサイドスイッチと同一
相端に接続される前記ローサイドスイッチをオンするも
のであることを特徴としている。
【００１４】本発明の第４の構成は、上記第２の構成に
おいて更に、同一相の前記相インバータ回路をなす前記
ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチはＮ型領域
を基板とする同一チップに集積され、このＮ型基板領域
は前記交流発電機の相出力端に接続されることを特徴と
している。
おいて更に、同一相の前記相インバータ回路をなす前記
ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチはＮ型領域
を基板とする同一チップに集積され、このＮ型基板領域
は前記交流発電機の相出力端に接続されることを特徴と
している。
【００１５】
【作用及び発明の効果】本発明の第１の構成によれば、
ＮチャンネルＭＯＳトランジスタからなる三相全波整流
器において、電機子巻線の発電電圧がバッテリ電圧より
高く、かつ、所定の第１電圧値より高い間、ハイサイド
スイッチがオフし、全ローサイドスイッチをオンするの
で、各相の電機子コイルが各ローサイドスイッチのオン
抵抗を通じて短絡されることになり、交流発電機の余剰
出力電流がローサイドスイッチなどで消費されることに
なり、バッテリへの充電電流を防止してバッテリ電圧を
調節できるとともにスイッチオフ時のサージ電圧を弱化
することができる。
ＮチャンネルＭＯＳトランジスタからなる三相全波整流
器において、電機子巻線の発電電圧がバッテリ電圧より
高く、かつ、所定の第１電圧値より高い間、ハイサイド
スイッチがオフし、全ローサイドスイッチをオンするの
で、各相の電機子コイルが各ローサイドスイッチのオン
抵抗を通じて短絡されることになり、交流発電機の余剰
出力電流がローサイドスイッチなどで消費されることに
なり、バッテリへの充電電流を防止してバッテリ電圧を
調節できるとともにスイッチオフ時のサージ電圧を弱化
することができる。
【００１６】したがって、バッテリ電圧が所定値より高
い場合はハイサイドスイッチを遮断し、その際に発生す
る高い相電圧は、第２寄生ダイオードによって完全に阻
止されるので、バッテリ電圧を所望のレベルに調節する
ことが可能となる。更に、異なるハイサイドスイッチが
同時にオンして短絡電流が流れたり、異なるローサイド
スイッチが同時にオンして短絡電流が流れたりすること
がない。なお、上記第１寄生ダイオードは、ハイサイド
スイッチのバッテリ側の主電極をなすＮ型バッテリ側領
域と基板領域（ゲート電極直下の半導体領域）との間の
ＰＮ接合により形成される寄生ダイオードをいう。
い場合はハイサイドスイッチを遮断し、その際に発生す
る高い相電圧は、第２寄生ダイオードによって完全に阻
止されるので、バッテリ電圧を所望のレベルに調節する
ことが可能となる。更に、異なるハイサイドスイッチが
同時にオンして短絡電流が流れたり、異なるローサイド
スイッチが同時にオンして短絡電流が流れたりすること
がない。なお、上記第１寄生ダイオードは、ハイサイド
スイッチのバッテリ側の主電極をなすＮ型バッテリ側領
域と基板領域（ゲート電極直下の半導体領域）との間の
ＰＮ接合により形成される寄生ダイオードをいう。
【００１７】本発明の第２の構成によれば、Ｎチャンネ
ルＭＯＳトランジスタからなる三相全波整流器におい
て、バッテリ電圧より高い相電圧（電機子コイルの発電
電圧）が発生しても、Ｐ型ウエル領域の電位が低いので
Ｐ型ウエル領域とバッテリ側のＮ型領域との間の寄生ダ
イオードは順バイアスせず、バッテリが無制御状態で充
電されることが無い。したがって、ハイサイドスイッチ
を構成するＭＯＳトランジスタの断続制御により、磁石
励磁式交流発電機においてもバッテリ電圧を制御するこ
とができる。また、電機子巻線の発電電圧が所定の電圧
値（所定のＧパルス電圧値）を超える場合に、全てのロ
ーサイドスイッチ及び全てのハイサイドスイッチの一方
の群をオンし、他方の群をオフするサージ電圧遮断モー
ドを実施するので、短絡されるスイッチ群により発電電
流（サージ電流）の一部を消費（分流）して消勢するこ
とができ、その分、ハイサイドスイッチの寄生ダイオー
ド（第１寄生ダイオード）を通じて負荷に印加されるＧ
パルス電圧（サージ電圧）を弱化することができる。更
に、サージ電圧遮断モード実施時に同時にオンされる前
記全ハイサイドスイッチ又は全前記ローサイドスイッチ
の平均ゲート電圧を、それらのチャンネル電流が各スイ
ッチの最大許容電流値以下となるように制御するので、
同時オンされるスイッチ群が熱破壊することがない。
ルＭＯＳトランジスタからなる三相全波整流器におい
て、バッテリ電圧より高い相電圧（電機子コイルの発電
電圧）が発生しても、Ｐ型ウエル領域の電位が低いので
Ｐ型ウエル領域とバッテリ側のＮ型領域との間の寄生ダ
イオードは順バイアスせず、バッテリが無制御状態で充
電されることが無い。したがって、ハイサイドスイッチ
を構成するＭＯＳトランジスタの断続制御により、磁石
励磁式交流発電機においてもバッテリ電圧を制御するこ
とができる。また、電機子巻線の発電電圧が所定の電圧
値（所定のＧパルス電圧値）を超える場合に、全てのロ
ーサイドスイッチ及び全てのハイサイドスイッチの一方
の群をオンし、他方の群をオフするサージ電圧遮断モー
ドを実施するので、短絡されるスイッチ群により発電電
流（サージ電流）の一部を消費（分流）して消勢するこ
とができ、その分、ハイサイドスイッチの寄生ダイオー
ド（第１寄生ダイオード）を通じて負荷に印加されるＧ
パルス電圧（サージ電圧）を弱化することができる。更
に、サージ電圧遮断モード実施時に同時にオンされる前
記全ハイサイドスイッチ又は全前記ローサイドスイッチ
の平均ゲート電圧を、それらのチャンネル電流が各スイ
ッチの最大許容電流値以下となるように制御するので、
同時オンされるスイッチ群が熱破壊することがない。
【００１８】本発明の第３の構成によれば、上記第２の
構成において更に、バッテリの電圧が所定電圧値を超過
する間、ハイサイドスイッチをオフするとともに、ハイ
サイドスイッチと同一相端に接続されるローサイドスイ
ッチをオンする。
構成において更に、バッテリの電圧が所定電圧値を超過
する間、ハイサイドスイッチをオフするとともに、ハイ
サイドスイッチと同一相端に接続されるローサイドスイ
ッチをオンする。
【００１９】このようにすれば、各相の電機子コイルが
各ローサイドスイッチのオン抵抗を通じて短絡されるこ
とになり、交流発電機の余剰出力電流がこれらローサイ
ドスイッチ群にて消費されるので、前記ハイサイドスイ
ッチがオフされる期間に相端子に発生する高電圧を抑制
するのでＭＯＳトランジスタのブレークダウンを抑止
し、相インバータ回路をなすハイサイドスイッチ及びロ
ーサイドスイッチの信頼性が向上する。また、出力電流
遮断時に電機子コイルのインダクタンスに蓄積されたエ
ネルギによるサージ電圧が増大するのを抑制することが
できる。
各ローサイドスイッチのオン抵抗を通じて短絡されるこ
とになり、交流発電機の余剰出力電流がこれらローサイ
ドスイッチ群にて消費されるので、前記ハイサイドスイ
ッチがオフされる期間に相端子に発生する高電圧を抑制
するのでＭＯＳトランジスタのブレークダウンを抑止
し、相インバータ回路をなすハイサイドスイッチ及びロ
ーサイドスイッチの信頼性が向上する。また、出力電流
遮断時に電機子コイルのインダクタンスに蓄積されたエ
ネルギによるサージ電圧が増大するのを抑制することが
できる。
【００２０】本発明の第４の構成によれば、上記第２の
構成において更に、同一相の前記相インバータ回路をな
すハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチがＮ型領
域を基板とする同一チップに集積されるので、素子数及
び配線を節約することができる。
構成において更に、同一相の前記相インバータ回路をな
すハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチがＮ型領
域を基板とする同一チップに集積されるので、素子数及
び配線を節約することができる。
【００２１】
【実施例】（実施例１）以下、車両用交流発電機をなす
磁石励磁式交流発電機に用いた本発明の充電装置の実施
例を図１を参照して説明する。
磁石励磁式交流発電機に用いた本発明の充電装置の実施
例を図１を参照して説明する。
【００２２】この実施例は、車両用三相交流発電機１と
して磁石励磁式交流発電機を採用したものであり、いわ
ゆるフィールドコイル、フライバックダイオード及びス
イッチングトランジスタを省略し、合計４極の回転界磁
極２ａを採用したものである。
して磁石励磁式交流発電機を採用したものであり、いわ
ゆるフィールドコイル、フライバックダイオード及びス
イッチングトランジスタを省略し、合計４極の回転界磁
極２ａを採用したものである。
【００２３】以下、車両用交流発電機に用いた本発明の
充電装置の一実施例を図１を参照して説明する。
充電装置の一実施例を図１を参照して説明する。
【００２４】１は車両用三相交流発電機であって、その
電機子巻線１１〜１３の出力端（各相出力端）は三相全
波整流器３の各交流入力端（後述する接続点）４１〜４
３に接続され、三相全波整流器３の一対の直流出力端は
バッテリ７の両端に接続されている。また、バッテリ７
の両端にはフューズ１０を介して負荷９が接続されてい
る。６はコントローラであり、コントローラ６は、バッ
テリ７の高位端子電圧（Ｂ電圧）の高低に応じてトラン
ジスタ３１〜３６を断続制御して、発電電圧を全波整流
するとともに、ハイサイドスイッチ３１〜３３を断続制
御してバッテリ電圧を所定レベルに制御する。
電機子巻線１１〜１３の出力端（各相出力端）は三相全
波整流器３の各交流入力端（後述する接続点）４１〜４
３に接続され、三相全波整流器３の一対の直流出力端は
バッテリ７の両端に接続されている。また、バッテリ７
の両端にはフューズ１０を介して負荷９が接続されてい
る。６はコントローラであり、コントローラ６は、バッ
テリ７の高位端子電圧（Ｂ電圧）の高低に応じてトラン
ジスタ３１〜３６を断続制御して、発電電圧を全波整流
するとともに、ハイサイドスイッチ３１〜３３を断続制
御してバッテリ電圧を所定レベルに制御する。
【００２５】次に、三相全波整流器３について説明す
る。
る。
【００２６】この三相全波整流器３は、ＳｉもしくはＳ
ｉに比べ高耐圧なＳｉＣを用いた電力用のＮＭＯＳトラ
ンジスタからなるハイサイドスイッチ３１〜３３及びロ
ーサイドスイッチ３４〜３６を個別に直列接続してなる
３組の相インバータ回路３７〜３９を並列接続してな
り、一対の直流出力端がバッテリ７の高位端及び低位端
に個別に接続され、各相インバータ回路３７〜３９の各
スイッチ３１〜３６の各接続点すなわち交流入力端４１
〜４３が交流発電機１の電機子巻線１１〜１３の各相出
力端に個別に接続される構成となっている。
ｉに比べ高耐圧なＳｉＣを用いた電力用のＮＭＯＳトラ
ンジスタからなるハイサイドスイッチ３１〜３３及びロ
ーサイドスイッチ３４〜３６を個別に直列接続してなる
３組の相インバータ回路３７〜３９を並列接続してな
り、一対の直流出力端がバッテリ７の高位端及び低位端
に個別に接続され、各相インバータ回路３７〜３９の各
スイッチ３１〜３６の各接続点すなわち交流入力端４１
〜４３が交流発電機１の電機子巻線１１〜１３の各相出
力端に個別に接続される構成となっている。
【００２７】また、ローサイドスイッチ３４〜３６のバ
ッテリ低位端子Ｅ側の主電極（ドレイン電極Ｄとして表
示）をゲート電極直下のＰ型基板領域（Ｐ型基板でもＰ
型ウエル領域でもよい）に接続してこの基板領域に電位
付与し、更に、ハイサイドスイッチ３１〜３３のゲート
電極直下のＰ型基板領域をバッテリ低位端子Ｅに接続し
て電位付与している。
ッテリ低位端子Ｅ側の主電極（ドレイン電極Ｄとして表
示）をゲート電極直下のＰ型基板領域（Ｐ型基板でもＰ
型ウエル領域でもよい）に接続してこの基板領域に電位
付与し、更に、ハイサイドスイッチ３１〜３３のゲート
電極直下のＰ型基板領域をバッテリ低位端子Ｅに接続し
て電位付与している。
【００２８】したがって、この実施例では、ハイサイド
スイッチ３１〜３３のバッテリ７側の主電極（ソース電
極Ｓとして表示）と上記Ｐ型基板領域との間の接合から
なる第１寄生ダイオードＤ１、ハイサイドスイッチ３１
〜３３のステータコイル１１〜１３側の主電極（ドレイ
ン電極Ｄとして表示）と上記Ｐ型基板領域との間の接合
からなる第１寄生ダイオードＤ２、及び、ローサイドス
イッチ３４〜３６のステータコイル１１〜１３側の主電
極（ソース電極Ｓとして表示）と上記Ｐ型基板領域との
間の接合からなる第３寄生ダイオードＤ３が、寄生的に
形成されることになる。
スイッチ３１〜３３のバッテリ７側の主電極（ソース電
極Ｓとして表示）と上記Ｐ型基板領域との間の接合から
なる第１寄生ダイオードＤ１、ハイサイドスイッチ３１
〜３３のステータコイル１１〜１３側の主電極（ドレイ
ン電極Ｄとして表示）と上記Ｐ型基板領域との間の接合
からなる第１寄生ダイオードＤ２、及び、ローサイドス
イッチ３４〜３６のステータコイル１１〜１３側の主電
極（ソース電極Ｓとして表示）と上記Ｐ型基板領域との
間の接合からなる第３寄生ダイオードＤ３が、寄生的に
形成されることになる。
【００２９】ここで、第１寄生ダイオードＤ１は、バッ
テリの最大定格電圧値を超える耐圧を有し、たとえ、接
続点４１の電位が０Ｖ（接地電位）又はそれよりＰＮ接
合の順方向電圧降下分低い電位であっても降伏しないよ
うになっている。
テリの最大定格電圧値を超える耐圧を有し、たとえ、接
続点４１の電位が０Ｖ（接地電位）又はそれよりＰＮ接
合の順方向電圧降下分低い電位であっても降伏しないよ
うになっている。
【００３０】第２寄生ダイオードＤ２及び第３寄生ダイ
オードＤ３は、最大発電電圧を超える耐圧を有する。例
えばここでは、最大発電電圧を３００Ｖ、バッテリ７の
最大電圧を１４Ｖとしている。
オードＤ３は、最大発電電圧を超える耐圧を有する。例
えばここでは、最大発電電圧を３００Ｖ、バッテリ７の
最大電圧を１４Ｖとしている。
【００３１】更に、接続点４１に最大発電電圧が印加さ
れた場合の接続点４１〜４３側のＮ型領域とゲート電極
との間のトランジスタ３１〜３６のゲート絶縁膜の耐圧
も確保され、ハイサイドスイッチ３１〜３３のバッテリ
側のＮ型領域とゲート電極との間のトランジスタ３１〜
３６のゲート絶縁膜の耐圧も確保されている。これらの
各部耐圧確保は、周知のようにトランジスタ３１〜３６
の各部不純物濃度やゲート酸化膜厚を選定することによ
り実現される。
れた場合の接続点４１〜４３側のＮ型領域とゲート電極
との間のトランジスタ３１〜３６のゲート絶縁膜の耐圧
も確保され、ハイサイドスイッチ３１〜３３のバッテリ
側のＮ型領域とゲート電極との間のトランジスタ３１〜
３６のゲート絶縁膜の耐圧も確保されている。これらの
各部耐圧確保は、周知のようにトランジスタ３１〜３６
の各部不純物濃度やゲート酸化膜厚を選定することによ
り実現される。
【００３２】特にこの実施例では、第２寄生ダイオード
Ｄ２及び第３寄生ダイオードＤ３の耐圧向上のために、
トランジスタ３１〜３６をＤＭＯＳ構造（図５参照）と
し、それらのＮ- 型型耐圧層をこれら第２寄生ダイオー
ドＤ２及び第３寄生ダイオードＤ３に配して、最大発電
電圧に対する第２寄生ダイオードＤ２及び第３寄生ダイ
オードＤ３の耐圧及び接続点４１〜４３側のＮ型領域と
ゲート電極との間の耐圧確保を容易化している。この場
合、同一相のインバータ回路をなすハイサイドスイッチ
及びローサイドスイッチは基板が同一電位となるので、
ワンチップ構成を採用することができ、合計３個のチッ
プで整流器を構成することができる。
Ｄ２及び第３寄生ダイオードＤ３の耐圧向上のために、
トランジスタ３１〜３６をＤＭＯＳ構造（図５参照）と
し、それらのＮ- 型型耐圧層をこれら第２寄生ダイオー
ドＤ２及び第３寄生ダイオードＤ３に配して、最大発電
電圧に対する第２寄生ダイオードＤ２及び第３寄生ダイ
オードＤ３の耐圧及び接続点４１〜４３側のＮ型領域と
ゲート電極との間の耐圧確保を容易化している。この場
合、同一相のインバータ回路をなすハイサイドスイッチ
及びローサイドスイッチは基板が同一電位となるので、
ワンチップ構成を採用することができ、合計３個のチッ
プで整流器を構成することができる。
【００３３】コントローラ（本発明でいう制御部）６
は、マイコンを内蔵しており、三相全波整流のために各
相出力端の発電電圧に位相及び大きさに基づいて各スイ
ッチ３１〜３６を断続制御するとともに、ハイサイドス
イッチ３１〜３３のオン時間をＰＷＭ制御することでＢ
電圧を所定レベルに調整している。
は、マイコンを内蔵しており、三相全波整流のために各
相出力端の発電電圧に位相及び大きさに基づいて各スイ
ッチ３１〜３６を断続制御するとともに、ハイサイドス
イッチ３１〜３３のオン時間をＰＷＭ制御することでＢ
電圧を所定レベルに調整している。
【００３４】以下、この実施例における各スイッチ３１
〜３６の断続制御方式を実行するコントローラ６の制御
動作を更に具体的に説明する。
〜３６の断続制御方式を実行するコントローラ６の制御
動作を更に具体的に説明する。
【００３５】まず、接続点（各相出力端）４１〜４３の
電位（各相電圧）Ｖ１〜Ｖ３が検出され、各相電圧Ｖ１
〜Ｖ３がバッテリ電圧及び接地電位と比較されてバッテ
リ電圧（Ｂ電圧）より高い相電圧が印加させるハイサイ
ドスイッチと、他の相インバータ回路のローサイドスイ
ッチがオンされる。このようにすれば三相全波整流が実
施できる。
電位（各相電圧）Ｖ１〜Ｖ３が検出され、各相電圧Ｖ１
〜Ｖ３がバッテリ電圧及び接地電位と比較されてバッテ
リ電圧（Ｂ電圧）より高い相電圧が印加させるハイサイ
ドスイッチと、他の相インバータ回路のローサイドスイ
ッチがオンされる。このようにすれば三相全波整流が実
施できる。
【００３６】更に、上記ハイサイドスイッチ３１〜３３
は、バッテリ電圧（Ｂ電圧）が所定値より低い間だけオ
ンされるので、バッテリ電圧を制御することができる。
は、バッテリ電圧（Ｂ電圧）が所定値より低い間だけオ
ンされるので、バッテリ電圧を制御することができる。
【００３７】また、三相全波整流実施時に、各相電圧Ｖ
１〜Ｖ３がバッテリ電圧及び接地電位と比較されて、各
相電圧Ｖ１〜Ｖ３がバッテリ電圧及び接地バッテリ電圧
（Ｂ電圧）より高く、かつ、最も高い相電圧が印加され
るハイサイドスイッチと、接地電位Ｅより低い相電圧が
印加されるローサイドスイッチがオンされる。このよう
にすれば、異なるハイサイドスイッチが同時にオンして
短絡電流が流れたり、異なるローサイドスイッチが同時
にオンして短絡電流が流れたりすることがない。
１〜Ｖ３がバッテリ電圧及び接地電位と比較されて、各
相電圧Ｖ１〜Ｖ３がバッテリ電圧及び接地バッテリ電圧
（Ｂ電圧）より高く、かつ、最も高い相電圧が印加され
るハイサイドスイッチと、接地電位Ｅより低い相電圧が
印加されるローサイドスイッチがオンされる。このよう
にすれば、異なるハイサイドスイッチが同時にオンして
短絡電流が流れたり、異なるローサイドスイッチが同時
にオンして短絡電流が流れたりすることがない。
【００３８】また、本実施例では、バッテリ電圧が所定
値より高い場合はハイサイドスイッチ３１〜３３を遮断
し、その際に発生する高い相電圧は、第２寄生ダイオー
ドＤ２によって完全に阻止されるので、バッテリ電圧を
所望のレベルに調節することが可能となる。
値より高い場合はハイサイドスイッチ３１〜３３を遮断
し、その際に発生する高い相電圧は、第２寄生ダイオー
ドＤ２によって完全に阻止されるので、バッテリ電圧を
所望のレベルに調節することが可能となる。
【００３９】更に、全ハイサイドスイッチ３１〜３３を
オフする時に、全ローサイドスイッチ３４〜３６をオン
することができる。このようにすれば、各相の電機子巻
線１１〜１３は各ローサイドスイッチ３４〜３６のオン
抵抗を通じて短絡されることになる。したがって、発電
機１の余剰出力電流は短絡されるローサイドスイッチ３
４〜３６で消費されるので、ハイサイドスイッチ３１〜
３３がオフする間に相端子に発生する高電圧を抑止して
ＭＯＳトランジスタ３１〜３６のブレークダウンを防止
することができる。また、出力電流遮断時に電機子コイ
ル１１〜１３のインダクタンスに蓄積されたエネルギに
よるサージ電圧を低減することができる。
オフする時に、全ローサイドスイッチ３４〜３６をオン
することができる。このようにすれば、各相の電機子巻
線１１〜１３は各ローサイドスイッチ３４〜３６のオン
抵抗を通じて短絡されることになる。したがって、発電
機１の余剰出力電流は短絡されるローサイドスイッチ３
４〜３６で消費されるので、ハイサイドスイッチ３１〜
３３がオフする間に相端子に発生する高電圧を抑止して
ＭＯＳトランジスタ３１〜３６のブレークダウンを防止
することができる。また、出力電流遮断時に電機子コイ
ル１１〜１３のインダクタンスに蓄積されたエネルギに
よるサージ電圧を低減することができる。
【００４０】上記したコントローラ６の制御動作は内蔵
マイコンにて入力電圧Ｖ１〜Ｖ３及びＢ電圧相互あるい
は所定しきい値に対する大小を判定し、この判定結果に
基づいて行えばよく、通常のソフトウェア制御法により
実施できる。図２にそのフローチャートの一例を示す。
マイコンにて入力電圧Ｖ１〜Ｖ３及びＢ電圧相互あるい
は所定しきい値に対する大小を判定し、この判定結果に
基づいて行えばよく、通常のソフトウェア制御法により
実施できる。図２にそのフローチャートの一例を示す。
【００４１】すなわち、ステップ１００にて入力相電圧
Ｖ１〜Ｖ３及びバッテリ電圧ＶＢを入力し、次に入力相
電圧Ｖ１〜Ｖ３のどれかがバッテリ電圧ＶＢより大きい
かどうかを判定し（１０２）、以上であればバッテリ電
圧ＶＢが所定の調整電圧Ｖｓより低いかどうかを判定し
（１０３）、低ければステップ１０４において通常のス
イッチ３４〜３６の順次開閉制御による三相全波整流を
実施し、バッテリ電圧ＶＢが上記調整電圧Ｖｓを超過し
ていればステップ１０６にてハイサイドスイッチ３１〜
３３をオフし、Ｖ１〜Ｖ３、ＶＢに基づいてローサイド
スイッチ３４〜３６を順次開閉制御して高い発電電圧を
低減するとともに、バッテリ電圧を所定値に制御する。 （変形態様）上記実施例では、ステップ１０６におい
て、ローサイドスイッチ３４〜３６のオン抵抗値は、そ
れらの平均チャンネル電流が最大許容電流値以下となる
ように制御されるのが好ましい。すなわち、ローサイド
スイッチ３４〜３６の最大許容電流値に応じてそのゲー
ト電極には所定デューティ比のＰＷＭ電圧又は平均電圧
が印加される。このようにすれば、ローサイドスイッチ
３４〜３６が熱破壊することがない。 （変形態様）次に、上記したステップ１０２、１０６の
動作をハードウェアで構成した回路例を図３を参照して
説明する。ただし、図３は電機子巻線１１の相電圧（Ｘ
相）のみを示す。
Ｖ１〜Ｖ３及びバッテリ電圧ＶＢを入力し、次に入力相
電圧Ｖ１〜Ｖ３のどれかがバッテリ電圧ＶＢより大きい
かどうかを判定し（１０２）、以上であればバッテリ電
圧ＶＢが所定の調整電圧Ｖｓより低いかどうかを判定し
（１０３）、低ければステップ１０４において通常のス
イッチ３４〜３６の順次開閉制御による三相全波整流を
実施し、バッテリ電圧ＶＢが上記調整電圧Ｖｓを超過し
ていればステップ１０６にてハイサイドスイッチ３１〜
３３をオフし、Ｖ１〜Ｖ３、ＶＢに基づいてローサイド
スイッチ３４〜３６を順次開閉制御して高い発電電圧を
低減するとともに、バッテリ電圧を所定値に制御する。 （変形態様）上記実施例では、ステップ１０６におい
て、ローサイドスイッチ３４〜３６のオン抵抗値は、そ
れらの平均チャンネル電流が最大許容電流値以下となる
ように制御されるのが好ましい。すなわち、ローサイド
スイッチ３４〜３６の最大許容電流値に応じてそのゲー
ト電極には所定デューティ比のＰＷＭ電圧又は平均電圧
が印加される。このようにすれば、ローサイドスイッチ
３４〜３６が熱破壊することがない。 （変形態様）次に、上記したステップ１０２、１０６の
動作をハードウェアで構成した回路例を図３を参照して
説明する。ただし、図３は電機子巻線１１の相電圧（Ｘ
相）のみを示す。
【００４２】相電圧Ｖ１は分圧回路５７で分圧されてコ
ンパレータ５１の＋入力端及びコンパレータ５２の−入
力端に入力され、バッテリ電圧ＶＢは分圧回路５８で分
圧されてコンパレータ５１の−入力端に入力され、コン
パレータ５２の＋入力端は接地される。この結果、コン
パレータ５１は相電圧Ｖ１がバッテリ電圧ＶＢより大き
い場合にアンド回路５４にハイレベルを出力し、コンパ
レータ５２は相電圧Ｖ１が０Ｖ未満の場合にローサイド
スイッチ３４をオンする。
ンパレータ５１の＋入力端及びコンパレータ５２の−入
力端に入力され、バッテリ電圧ＶＢは分圧回路５８で分
圧されてコンパレータ５１の−入力端に入力され、コン
パレータ５２の＋入力端は接地される。この結果、コン
パレータ５１は相電圧Ｖ１がバッテリ電圧ＶＢより大き
い場合にアンド回路５４にハイレベルを出力し、コンパ
レータ５２は相電圧Ｖ１が０Ｖ未満の場合にローサイド
スイッチ３４をオンする。
【００４３】一方、バッテリ電圧ＶＢは分圧回路５８で
分圧されてコンパレータ５３の−入力端に入力され、そ
の＋入力端には所定のしきい値電圧（上記所定のバッテ
リ電圧値Ｖｓに対応）Ｖｔｈが入力される。この結果、
コンパレータ５３はバッテリ電圧ＶＢの分圧が所定のバ
ッテリ電圧Ｖｔｈより大きい場合にローレベルをアンド
回路５４に出力する。
分圧されてコンパレータ５３の−入力端に入力され、そ
の＋入力端には所定のしきい値電圧（上記所定のバッテ
リ電圧値Ｖｓに対応）Ｖｔｈが入力される。この結果、
コンパレータ５３はバッテリ電圧ＶＢの分圧が所定のバ
ッテリ電圧Ｖｔｈより大きい場合にローレベルをアンド
回路５４に出力する。
【００４４】このため、アンド回路５４は、上記バッテ
リ電圧が所定のバッテリ電圧値より高い間、ローレベル
電位を昇圧回路５５に出力する。昇圧回路５５は例えば
スイッチングキャパシタ回路などからなり、バッテリ電
圧をハイサイドスイッチ３１をオンできるレベルまでブ
ーストアップする回路であるが、アンド回路５４からロ
ーレベル電位が入力するとローレベルをハイサイドスイ
ッチ３１に出力し、これによりハイサイドスイッチ３１
はオフする。 （変形態様）図１に示す三相全波整流器３を構成する相
インバータ回路を、図６に示す縦型ＭＯＳ構造としても
よい。 （実施例２）本発明の他の実施例を図４を参照して説明
する。
リ電圧が所定のバッテリ電圧値より高い間、ローレベル
電位を昇圧回路５５に出力する。昇圧回路５５は例えば
スイッチングキャパシタ回路などからなり、バッテリ電
圧をハイサイドスイッチ３１をオンできるレベルまでブ
ーストアップする回路であるが、アンド回路５４からロ
ーレベル電位が入力するとローレベルをハイサイドスイ
ッチ３１に出力し、これによりハイサイドスイッチ３１
はオフする。 （変形態様）図１に示す三相全波整流器３を構成する相
インバータ回路を、図６に示す縦型ＭＯＳ構造としても
よい。 （実施例２）本発明の他の実施例を図４を参照して説明
する。
【００４５】本実施例は、従来例（図７参照）に示す交
流発電機を磁石励磁式交流発電機に変更したものであ
る。
流発電機を磁石励磁式交流発電機に変更したものであ
る。
【００４６】すなわち、本実施例は、上記従来技術の項
で説明した従来のＭＯＳトランジスタ型の三相全波整流
器において、実施例１と同様に相電圧Ｖ１〜Ｖ３がバッ
テリ電圧値ＶＢを超えるかどうかを判定し、以上であれ
ば、バッテリ電圧ＶＢが所定の調整電圧Ｖｓより低い間
はハイサイドスイッチ３１〜３３をオンし、高い間はオ
フするものである。
で説明した従来のＭＯＳトランジスタ型の三相全波整流
器において、実施例１と同様に相電圧Ｖ１〜Ｖ３がバッ
テリ電圧値ＶＢを超えるかどうかを判定し、以上であれ
ば、バッテリ電圧ＶＢが所定の調整電圧Ｖｓより低い間
はハイサイドスイッチ３１〜３３をオンし、高い間はオ
フするものである。
【００４７】ここで、ハイサイドスイッチ３１〜３３を
オフし、ローサイドスイッチ３４〜３６をオンする場合
について説明する。
オフし、ローサイドスイッチ３４〜３６をオンする場合
について説明する。
【００４８】いま、相電圧Ｖ１がバッテリ電圧より高い
電圧となっても、全部のローサイドスイッチ３４がオン
するので各相出力端がローサイドスイッチ３４〜３６の
チャンネル抵抗を通じて短絡されることになり、バッテ
リ電圧ＶＢより高い相電圧による電流がバッテリ７に充
電されず、ローサイドスイッチ３４〜３６を通じて流れ
ることになり、バッテリ電圧ＶＢを所定値に制御するこ
とができる。
電圧となっても、全部のローサイドスイッチ３４がオン
するので各相出力端がローサイドスイッチ３４〜３６の
チャンネル抵抗を通じて短絡されることになり、バッテ
リ電圧ＶＢより高い相電圧による電流がバッテリ７に充
電されず、ローサイドスイッチ３４〜３６を通じて流れ
ることになり、バッテリ電圧ＶＢを所定値に制御するこ
とができる。
【００４９】なお、この実施例においても、ローサイド
スイッチ３４〜３６のゲ−ト電圧を制御することにより
そのチャンネル電流を調節し、ローサイドスイッチ３４
〜３６を熱破壊から保護することができる。
スイッチ３４〜３６のゲ−ト電圧を制御することにより
そのチャンネル電流を調節し、ローサイドスイッチ３４
〜３６を熱破壊から保護することができる。
【図１】 本発明の充電装置の一実施例を示す回路図で
ある。
ある。
【図２】 図１のコントローラの動作を示すフロ−チャ
−トである。
−トである。
【図３】 図１のコントローラをハードウエアで構成し
た一例を示す回路図である。
た一例を示す回路図である。
【図４】 実施例２の充電装置を示す回路図である。
【図５】 図１の相インバータ回路３７の一例を示す断
面図である。
面図である。
【図６】 （ａ）は図１の相インバータ回路３７の変形
例を示す平面図であり、（ｂ）はその断面図である。
例を示す平面図であり、（ｂ）はその断面図である。
【図７】 従来のＭＯＳトランジスタ型三相全波整流器
を示す回路図である。
を示す回路図である。
１は三相交流電動機、３は整流器、６はコントローラ
（制御器）、７はバッテリ、９は負荷、１１〜１３は電
機子巻線、３１〜３３はＭＯＳトランジスタからなるハ
イサイドスイッチ、３４〜３６はＭＯＳトランジスタか
らなるローサイドスイッチ、３７〜３９は相インバータ
回路、４１〜４３は相インバータ回路３７〜３９の接続
点（整流器３の交流入力端）、１０３はＰ型領域（基板
領域）、Ｄ１は第１寄生ダイオ−ド、Ｄ２は第２寄生ダ
イオ−ド、Ｄ３は第３寄生ダイオ−ド、１０６はハイサ
イドスイッチ３１及びローサイドスイッチ３４のＮ型電
機子巻線側領域、１０５はＮ- 型耐圧層。
（制御器）、７はバッテリ、９は負荷、１１〜１３は電
機子巻線、３１〜３３はＭＯＳトランジスタからなるハ
イサイドスイッチ、３４〜３６はＭＯＳトランジスタか
らなるローサイドスイッチ、３７〜３９は相インバータ
回路、４１〜４３は相インバータ回路３７〜３９の接続
点（整流器３の交流入力端）、１０３はＰ型領域（基板
領域）、Ｄ１は第１寄生ダイオ−ド、Ｄ２は第２寄生ダ
イオ−ド、Ｄ３は第３寄生ダイオ−ド、１０６はハイサ
イドスイッチ３１及びローサイドスイッチ３４のＮ型電
機子巻線側領域、１０５はＮ- 型耐圧層。
Claims (4)
- 【請求項１】ＮチャンネルＭＯＳトランジスタからなる
ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを直列接続
してなる相インバータ回路を必要数並列接続してなり、
一対の直流出力端がバッテリ及び負荷の両端に接続さ
れ、前記両スイッチの接続点が交流発電機の電機子巻線
の各相出力端に個別に接続される整流器と、前記各スイ
ッチのゲート電位を制御して前記各スイッチを断続する
制御部とを備え、前記ハイサイドスイッチのゲート電極
直下のＰ型領域からなる基板領域、並びに、前記ローサ
イドスイッチのゲート電極直下のＰ型領域からなる基板
領域は、前記バッテリの低位端子側のＮ型領域に接続さ
れて電位付与される充電装置において、 前記交流発電機は磁石励磁式交流発電機からなり、 前記制御部は、前記交流発電機の各相出力端の相電圧及
び前記バッテリの電圧を検出するとともに、前記各相電
圧のいずれかが前記バッテリの電圧より高く、かつ、前
記バッテリの電圧が所定の第１電圧未満の間、前記ハイ
サイドスイッチをオンし、更に、前記ハイサイドスイッ
チがオフする間、全部の前記ローサイドスイッチをオン
することを特徴とする充電装置。 - 【請求項２】ＮチャンネルＭＯＳトランジスタからなる
ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを直列接続
してなる相インバータ回路を必要数並列接続してなり、
一対の直流出力端がバッテリ及び負荷の両端に接続さ
れ、前記両スイッチの接続点が交流発電機の電機子巻線
の各相出力端に個別に接続される整流器と、前記各スイ
ッチのゲート電位を制御して前記各スイッチを断続する
制御部とを備え、前記ハイサイドスイッチのゲート電極
直下のＰ型領域からなる基板領域は前記電機子巻線側の
Ｎ型領域に接続されて電位付与され、前記ローサイドス
イッチのゲート電極直下のＰ型領域からなる基板領域は
前記バッテリの低位端子側のＮ型領域に接続されて電位
付与される充電装置において、 前記交流発電機は磁石励磁式交流発電機からなり、 前記制御部は、前記交流発電機の各相出力端の相電圧及
び前記バッテリの電圧を検出するとともに、前記各ハイ
サイドスイッチの内、接続点側の主電極をなすＮ型電機
子巻線側領域に印加される前記相電圧が前記バッテリの
電圧より高く、かつ、前記バッテリの電圧が所定電圧値
未満の間、前記ハイサイドスイッチをオンするものであ
り、 前記制御部は、前記電機子巻線の発電電圧が所定の電圧
値を超える場合に、全ての前記ローサイドスイッチ及び
全てのハイサイドスイッチの一方の群をオンし、他方の
群をオフするサージ電圧遮断モードを実施するものであ
り、 前記制御部は、前記サージ電圧遮断モード実施時に同時
にオンされる全前記ハイサイドスイッチ又は全前記ロー
サイドスイッチの平均ゲート電圧を、前記各スイッチの
最大許容電流値に基づいて決定するものであることを特
徴とする充電装置。 - 【請求項３】前記制御部は、前記バッテリの電圧が所定
電圧値を超過する間、前記ハイサイドスイッチをオフす
るとともに、少なくとも前記ハイサイドスイッチと同一
相端に接続される前記ローサイドスイッチをオンするも
のである請求項２記載の充電装置。 - 【請求項４】同一相の前記相インバータ回路をなす前記
ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチはＮ型領域
を基板とする同一チップに集積され、このＮ型基板領域
は前記交流発電機の相出力端に接続される請求項２記載
の充電装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002161697A JP3489584B2 (ja) | 1994-05-27 | 2002-06-03 | 充電装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11559194 | 1994-05-27 | ||
| JP6-115591 | 1994-05-27 | ||
| JP2002161697A JP3489584B2 (ja) | 1994-05-27 | 2002-06-03 | 充電装置 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16020594A Division JP3331754B2 (ja) | 1994-05-27 | 1994-07-12 | 充電装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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