JP3485282B2 - 透磁率温度計測装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【産業上の利用分野】本発明は、温度計測装置に係り、
特に、高温下における温度計測において、磁性体金属部
材の透磁率を利用した透磁率温度計測装置に関する。 【０００２】 【従来の技術】従来、自動車の排気ガスを始めとした比
較的高温の流体等の温度検出を行う技術としては、例え
ば、温度に対する物性の抵抗変化を検出するようにした
サーミスタ方式や、ＣＡ（クロメル−アルメル）、ＩＣ
（鉄−コンスタンタン）等のように異なる金属を接合さ
せてなる熱電対に生ずる、いわゆる温度熱起電圧を計測
する方法等が良く知られている（例えば、特開平３−１
０１３１号公報、特開平３−２１５７２２号公報等）。 【０００３】 【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前者の
サーミスタ方式の場合、測温可能な温度は数百℃程度ま
でであり、１０００℃付近の測温要求に応えることはで
きない。それに対して、後者の熱起電圧方式の場合、１
０００℃付近まで計測可能であるが、熱起電圧を計測す
るには零接点を設けなければならず構成の簡素化を阻む
要因となる。さらに、この方式では、起電圧、インピー
ダンスが小さいため、特殊な増幅器や雑音等を除去する
ためのフィルタ回路を必要とする上に、これら回路の微
調が必要となり、装置が高価なものとなる傾向にある。 【０００４】さらに、排気ガスの温度を測定するような
場合には、高温で比較的高流速に直接、曝されることと
なるので、耐久性を向上させるためにセンサー部を気流
に直接曝さないように金属のケースで保護しなければな
らない。このため、熱伝導の遅れを生じ、応答速度の低
下を招くこととなる。ところが、応答性と耐久性は二律
背反の関係にあり、コストを含め両立させることが困難
であった。現在の技術では、数百℃〜１０００℃付近の
温度計測において高応答性を有し、耐久性があり且つ経
済的な温度計測技術がなく、このような特性を備えた計
測装置が望まれている。 【０００５】本発明は、上記実情に鑑みなされたもので
あり、その目的は数百℃〜１０００℃付近の温度計測に
おいて高応答性を有し、耐久性があり且つ安価な温度計
測装置を提供することにある。 【０００６】 【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明に係
る透磁率温度計測装置は、被温度計測部位に配置された
磁性体である金属触媒と、前記金属触媒の入口部及び出
口部にそれぞれ巻回されて直列に接続された入口側コイ
ル及び出口側コイルとコンデンサとからなる直列共振回
路と、前記直列共振回路の電源となる交流電圧を発生す
る可変周波数信号発生手段と、前記可変周波数信号発生
手段から発生する交流電圧の周波数を、通常時には前記
直列共振回路における電流と電圧との位相差が零となる
合成共振周波数に制御し、前記金属触媒の異常判定時に
は前記合成共振周波数を中心に増減させるように制御す
る周波数制御手段と、前記通常時に、前記合成共振周波
数に基づいて前記被温度計測部位の温度を算出する温度
算出手段と、前記金属触媒の異常判定時に、前記直列共
振回路に流れる電流値に基づいて前記入口側コイルの共
振周波数と前記出口側コイルの共振周波数とを各別に検
出する個別共振周波数検出手段、及び該個別共振周波数
検出手段の検出結果に基づいて内燃機関の失火の有無並
びに前記金属触媒の劣化を判断する運転状況判断手段
と、を具備してなるものである。 【０００７】 【作用】請求項１に係る透磁率温度計測装置によれば、
通常時には、直列共振回路における合成共振周波数に基
づいて、それぞれのコイルにより形成された空間を流れ
る触媒の体積における温度計測が可能となり、点におけ
る温度計測に比してより精度の高い温度計測が可能とな
る。また、金属触媒の入口部と出口部との温度差は、内
燃機関の失火や金属触媒の劣化に影響されるため、金属
触媒の異常判定時には、直列共振回路の個々のコイルの
共振周波数を検出することで、その検出結果に基づいて
内燃機関の失火や金属触媒の劣化を判断することが可能
となる。 【０００８】 【実施例】以下、本発明に係る透磁率温度計測装置の原
理及び実施例について、図１乃至図１９を参照しつつ説
明する。 【０００９】先ず、本発明に係る透磁率温度計測装置の
原理について、図１を参照しつつ説明すれば、本装置
は、磁性材により環状に形成された鉄心３に巻回されて
なる巻線コイル２と、この巻線コイル２に直列接続され
た結合コンデンサ１とが、直流電源５の直流電圧を交流
電圧に変換するインバータ装置４の出力端子間に接続さ
れてなると共に、後述する周波数制御回路（図２参照）
及びその具体的構成例を示す回路（図４参照）とを具備
してなるものである。 【００１０】かかる構成において、インバータ装置４に
より角周波数がωの交流電圧ｅが、巻線コイル２及び結
合コンデンサ１の直列回路に供給されると、電流ｉが流
れることとなる。このとき巻線コイル２により発生する
磁束６は、鉄心３の構造により決定される磁気回路を構
成する。すなわち、図１においては、鉄心３が環状の閉
磁路を構成しているので、磁束６もこの鉄心３の形状と
同様に、鉄心３内において閉じた状態となっている。 【００１１】ここで、巻線コイル２と結合コンデンサ１
とにより構成された直列回路の交流インピーダンスＺ
は、巻線コイル２が有するインダクタンスをＬとし、結
合コンデンサ１のキャパシタンスをＣとすると、Ｚ＝ｒ
＋ｊωＬ＋１／ｊωＣと表される。また、インバータ装
置４から見た交流電力は、インバータ装置４の出力端子
における電圧（巻線コイル２と結合コンデンサ１の直列
回路部分に印加される電圧）をｅ、巻線コイル２と結合
コンデンサ１の直列回路部分に流入する電流をｉとすれ
ば、Ｐ＝ｅ・ｉ＝ｅ^２ ／Ｚと表される。 【００１２】一方、効率的な磁気結合を得るためには実
効電力を最大にする必要があり、具体的には回路を共振
させることにより実現される。上記交流インピーダンス
は、Ｚ＝ｒ＋ｊ（ωＬ−１／ωＣ）であり、共振させる
ためには位相項すなわち虚数部分の（ωＬ−１／ωＣ）
が零となる必要がある。したがって、ω^２＝１／ＬＣの
関係を満足しなければならない。ここで、ωを角共振周
波数と言う。一方、インダクタンスＬは磁気回路により
決定されるものであり、巻線コイル２のインダクタンス
Ｌは等価的にＬ＝ｋ・μ_０・μ_ｓ・Ｎ^２・Ｓ／ｌと表さ
れる。ここで、ｋは比例定数、μ_０は真空透磁率、μ_ｓ
は鉄心３の比透磁率、Ｎはコイル巻数、Ｓは鉄心３の径
方向における断面積、ｌはコイル長である。 【００１３】磁気回路を形成する鉄心３は、比透磁率が
出来るだけ大きい磁性材料を用いると好適である。一般
に、比透磁率は温度の関数となっており、磁性体の温度
が上昇するに伴いキューリ点でほぼ真空透磁率に等しく
なる。したがって、巻線コイル２が巻かれた鉄心３の温
度が変化すると透磁率も変化し、等価的に巻線コイル２
のインダクタンスが変化するため、巻線コイル２と結合
コンデンサ１の直列回路の共振周波数が変わることとな
る。 【００１４】結果として、温度変化に連動して共振周波
数点が動く特性が得られ、共振周波数を計測することに
より鉄心３の温度が計測可能になるものである。すなわ
ち、鉄心３の一部、又は全体が測温環境中にある場合、
共振周波数になるように同調させる回路から共振周波数
を検出することにより、温度を間接的に測定することが
可能となる。 【００１５】図２に共振周波数制御回路の一例を示す。
図２においては、図１に示された原理図と異なり、巻線
コイル２を共通として、結合コンデンサ１５，２０によ
り、コイルとコンデンサとの直列共振回路が２つ形成さ
れた構成となっている。 【００１６】すなわち、図２に示すインバータ装置４
は、駆動回路１３と、２つのｎチャンネルＭＯＳ型ＦＥ
Ｔ１６，１７と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１２とを主たる
構成要素としてなり、その出力段においては、駆動トラ
ンジスタとしての２つのｎチャンネルＭＯＳ型ＦＥＴ１
６，１７が、一方のＭＯＳ型ＦＥＴ１６のソースと他方
のＭＯＳ型ＦＥＴ１７のドレインと互いに接続されて、
直流電源間に直列接続された構成となっている。 【００１７】そして、一方のＭＯＳ型ＦＥＴ１６のドレ
イン・ソース間に結合コンデンサ１５と巻線コイル２と
の直列回路が形成され、他方のＭＯＳ型ＦＥＴ１７のド
レイン・ソース間に結合コンデンサ２０と巻線コイル２
との直列回路が形成されるようになっている。２つのＭ
ＯＳ型ＦＥＴ１６，１７は、インバータ装置４を構成す
る駆動回路１３により交互に導通、非導通を繰り返すよ
うに制御されるようになっている。尚、ＤＣ−ＤＣコン
バータ１２は、外部から印加される直流電圧を駆動回路
１３に適した直流電圧へ昇圧するためのものである。 【００１８】２つのＭＯＳ型ＦＥＴ１６，１７の交互の
スイッチング動作により、結合コンデンサ１５と巻線コ
イル２との直列回路と、結合コンデンサ２０と巻線コイ
ル２との直列回路には、それぞれ矩形電流が交互に流れ
ることとなるが、この場合、それぞれの直流回路におけ
る電圧と電流との関係は図３（ａ）に示されたように、
電圧と電流との間には位相が生じることとなる。 【００１９】例えば、インバータ装置４により直流電圧
（図３（ａ）参照）を、１００％デューティで半周期毎
に巻線コイル２に正逆方向に電圧切り換えるようにして
印加すると、巻線コイル２と結合コンデンサ１５との直
列回路又は巻線コイル２と結合コンデンサ２０との直列
回路に印加される電圧ｅは、ｅ＝ｅ_０・Ｓｉｎ（ω
ｔ）、電流ｉはｉ＝（ｅ_０／（ｒ^２＋ω^２（Ｌ−１／
Ｃ）^２）^１／２）・Ｓｉｎ（ωｔ＋θ）となり、電圧に
対する電流の位相θはθ＝（ωＬ−１／ωＣ）と表せる
（図３（ａ）参照）。 【００２０】したがって、電圧ｅに対する電流ｉの位相
が常にゼロになるように制御すると共に、温度変化によ
る位相θを検出することで温度を知ることができること
となる。図３（ｂ）には共振周波数と温度との関係の一
例が示されているが、温度が上昇するに伴い共振周波数
も高い方へずれてゆくことが解る。 【００２１】図２に示す共振周波数制御回路は、ゼロク
ロス検出回路６と、Ｅｘ−ＯＲ（Exclusive-OR） 回路
７と、ローパスフィルタ８と、可変周波数信号発生手段
としてのＶＣＯ（Voltage-Controlled Oscillator ）１
０と、Ｊ−Ｋフリップフロップ１１とを有してなるもの
で、いわゆるＰＬＬ回路が構成されているものである。 【００２２】かかる構成において、ＶＣＯ１０の出力信
号は、Ｊ−Ｋフリプフロップ１１により１８０度位相が
異なる矩形波出力に変換されて、上記インバータ装置４
の２つのＭＯＳ型ＦＥＴ１６，１７は互いに逆動作でス
イッチングされるようになっている。尚、図２では、ゼ
ロクロス検出回路６と、Ｅｘ−ＯＲ回路７と、ローパス
フィルタ８と、Ｊ−Ｋフリップフロップ１１とで周波数
制御手段が実現されている。 【００２３】今、巻線コイル２にバイアスされる電圧の
位相の基準を、Ｊ−Ｋフリップフロップ１１の一方の出
力信号であるＡ相信号とすると、巻線コイル２に流れる
電流は、電圧に対してインダクタンスとキャパシタンス
の大きさから定まる位相φだけずれることとなる。巻線
コイル２に流れる電流は、ＣＴ（Current Transformer
）１９により電圧変化として検出され、検出信号はゼ
ロクロス検出回路６に入力されて巻線コイル２に流れる
電流が負電流から正、又は逆に変化するタイミングが検
出されるようになっている。そして、電流が正である場
合には、論理値「Ｈｉｇｈ」の出力信号が、電流が負で
ある場合には、論理値「Ｌｏｗ」の出力信号が出力され
るようになっている。 【００２４】このゼロクロス検出回路６の検出信号は、
次段のＥｘ−ＯＲ回路７へ、Ｊ−Ｋフリップフロップ１
１の一方の出力信号（Ａ相信号）と共に入力され、電圧
と電流の位相差に対応した矩形波出力信号がＥｘ−ＯＲ
回路７から出力されるようになっている。このＥｘ−Ｏ
Ｒ回路７の出力信号は、ローパスフィルタ８に入力され
ることにより、略直流電圧に変換されて、ＶＣＯ１０に
入力される。 【００２５】そして、ＶＣＯ１０は入力電圧の大きさに
比例した発振周波数で発振を行うこととなる。すなわ
ち、ＶＣＯ１０においては、入力電圧が高くなると発振
周波数が高くなり、入力電圧が低くなると発振周波数は
低くなる。先に述べたように、共振回路の位相θは、θ
＝ωＬ−１／ωＣとなるが、位相差がゼロになるように
予め設定すれば、最終的にはω＝（１／ＬＣ）^１／２で
周波数は安定し、位相が零にロックされるＰＬＬ回路が
構成されることとなる。 【００２６】図４にはＰＬＬ方式による共振周波数制御
回路のより具体的回路例が、図５には主要部における信
号のタイミング図が、それぞれ示されており、以下、同
図を参照しつつこの回路例について説明する。この共振
周波数制御回路は、インバータ装置４の駆動回路１３へ
入力されるＡ相及びＢ相信号と称するいわゆるタイミン
グ信号（図５参照）を発生するタイミング発生部１１０
と、タイミング発生部１１０から得られた位相に関する
情報を基に、温度を算定する計測制御部１１１と、に大
別されてなるものである。 【００２７】タイミング発生部１１０は、コンパレータ
４０と、Ｅｘ−ＯＲ回路４１と、ローパスフィルタ４２
と、ＶＣＯ４３と、２つのＪ−Ｋフリップフロップ４
５，４８と、２つのＡＮＤ回路４９，５０と、遅延回路
５２とシュミット遅延回路５４とを主たる構成要素とし
てなるものである。図４に示された回路構成はＰＬＬ方
式における基本的な部分を示すものであり、実際にはＶ
ＣＯ回路と位相比較がＩＣ化された論理素子としてのＰ
ＬＬ用ＩＣチップを使用している。 【００２８】Ｅｘ−ＯＲ回路４１は、コンパレータ４０
からの信号と、後述するようにしてシュミット遅延回路
５４から出力される信号との位相比較を行う機能を果た
すもので、ＶＣＯ４３はこの位相結果に応じた発振周波
数で発振するようになっている。ＶＣＯ４３の可変周波
数範囲は、外付けされた可変抵抗５３と、同じく外付け
されたコンデンサ４４とから定まる時定数により決定さ
れるものである。 【００２９】このＶＣＯ４３の出力信号Ａは、Ｊ−Ｋフ
リップフロップ４５の負論理クロック端子に入力され
て、互いに逆位相の出力信号Ｃ１、Ｃ２（図４において
Ｊ−Ｋフリップフロップ４５のＱ出力及びＱの反転出
力）が得られる（図５参照）。このＪ−Ｋフリップフロ
ップ４５の出力信号Ｃ１，Ｃ２により、インバータ装置
４の駆動回路１３を直接駆動すると、信号の立ち上が
り、立ち下がりのタイミングにおいて、ＭＯＳ型ＦＥＴ
１６，１７（図２参照）が短絡する虞がある。 【００３０】このため、図４に示すタイミング発生部１
１０においては、Ｊ−Ｋフリップフロップ４８により、
デッドタイムδを発生させるようにしている。すなわ
ち、ＶＣＯ４３の出力信号Ａ（図５参照）の立ち下がり
を基準に、遅延回路５２でデッドタイムδを発生させ、
Ｊ−Ｋフリップフロップ４８のクロック信号ＢとしてＪ
−Ｋフリップフロップ４８の負論理クロック端子に入力
させることにより実現されている。尚、Ｊ−Ｋフリップ
フロップ４８の出力信号は、図５においてＤ１，Ｄ２と
表記されて示されている。 【００３１】立ち上がり、立ち下がりの両サイドのデッ
ドタイムは、Ｊ−Ｋフリップフロップ４５の出力信号Ｃ
１，Ｃ２と、Ｊ−Ｋフリップフロップ４８の出力信号Ｄ
１，Ｄ２を同相毎にＡＮＤ回路４９、５０により論理処
理することにより、Ａ相信号（図５においてＥと表記）
及びＢ相信号（図５においてＦと表記）が得られ、次段
のインバータ装置４の駆動回路１３（図２参照）に入力
されることとなる。 【００３２】そして、インバータ装置４においては、こ
のＡ相及びＢ相信号を基にスイッチング動作が行われる
結果、巻線コイル２にはＶＣＯ４３における出力周波数
の２分の１の周波数の単相交流電流が発生することとな
る。この単相交流電流は、ＣＴ１９により交流電圧に変
換されるが、バイアス電圧との位相を検出しやすくする
ために、コンパレータ４０で接地電位と比較することに
より、矩形波信号（図５においてＨと表記）に変換され
る。 【００３３】ここで単相交流電流を矩形波信号（図５に
おいてＨと表記）に変換した理由は、図４のＣ１、Ｃ２
で示される矩形波信号により発生するバイアス電圧（コ
イル電圧）と比較するためであり、後述するように矩形
波どおしでＥＸ−ＯＲ回路４１で位相が比較されること
となる。 【００３４】バイアス電圧の基準信号は、Ｊ−Ｋフリッ
プフロップ４５の一方の出力信号Ｑ（図５においてＣ１
と表記）より得られるものである。ＶＣＯ４３の入力電
圧が変化してもゲインが確保できるように、予め、バイ
アス電圧の位相を所定の値だけシュミット遅延回路５４
で遅らせて基準バイアス電圧（図５においてＧと表記）
を得るようにしてある。このシュミット遅延回路５４に
より得られた基準バイアス電圧とコンパレータ４０の出
力電圧とがＥｘ−ＯＲ回路４１に入力されることによっ
て、排他的論理和としての位相差信号（図５においてＩ
と表記）が得られることとなる。 【００３５】Ｅｘ−ＯＲ回路４１から出力された位相信
号は、抵抗とコンデンサで構成されたローパスフィルタ
４２で積分され、略直流電圧が得られることとなる。そ
して、この積分回路４２の出力電圧がＶＣＯ４３に入力
されることで、その大きさに応じて発振周波数が決まる
こととなる。 【００３６】ところで、巻線コイル２が巻回された鉄心
３による磁気回路の温度が上昇すると、磁性体の比透磁
率の低下により巻線コイル２の等価インダクタンスＬが
小さくなる。Ｌが小さくなると、予め常温状態で共振周
波数になるように各部品の定数が設定された上述した回
路において、位相遅れが発生しローパス回路４２の出力
電圧が高くなると共に、ＶＣＯ４３の発振周波数が高く
なる。 【００３７】発振周波数が増加すると、位相差が減少
し、発振周波数は低くなる。このように位相差によるフ
ィードバックを繰り返すことにより、最終的にそのとき
の磁性体の温度で決定されるインダクタンスＬと結合コ
ンデンサ１５，２０が有する固定キャパシタンスＣの大
きさから定まる共振周波数 （１／ＬＣ）で安定するこ
となる。したがって、位相の変化は周波数の変化として
検出可能となり、位相の変化が温度の変化に対応するこ
とから、周波数を計測することにより温度を計測するこ
とが可能になる。 【００３８】磁気回路部又は巻線コイル２全体を計測対
象としての気体或いは、流体、又は固体中に設置するこ
とにより、磁気回路は周囲の熱伝導を受け、間接的に温
度計測が可能となる。図４においては、Ｊ−Ｋフリップ
フロップ４５の出力信号Ｑを計測制御部１１１により計
測することで温度が解るようになっている。 【００３９】すなわち、図４に示す計測制御部１１１
は、ワンチップマイクロコンピュータ５５を用いてなる
もので、このワンチップマイクロコンピュータ５５は、
カウンタ６０、タイマー６１、Ａ／Ｄ変換器５９、ＲＯ
Ｍ５８、ＲＡＭ５７、ＣＰＵ５６、このＣＰＵ５６を中
心にして各構成要素が相互にデータをやり取りするため
の双方向データバス６２及び各構成要素を選択するため
のアドレスバス６３を有してなり、これら各構成要素が
１つのＬＳＩチップ上に配設されたものである。 【００４０】かかる構成において、Ｊ−Ｋフリップフロ
ップ４５の出力信号の繰り返し周波数は、ＶＣＯ４３の
発振周波数に対応するものである。したがって、ワンチ
ップマイクロコンピュータ５５において、入力されたＪ
−Ｋフリップフロップ４５の出力信号の繰り返し周波数
を計数することにより、ＶＣＯ４３の発振周波数を求め
ることが可能となる。さらに、予めＶＣＯ４３の発振周
波数と磁気回路の温度との関係を調べ、テーブルにした
ものをＲＯＭ５８に記憶しておくことにより、上述のよ
うにしてＶＣＯ４３の発振周波数が計数された後、ＲＯ
Ｍ５８のテーブルを参照することで、磁気回路により検
出された温度が求められることとなる。 【００４１】このように図４に示す計測制御部１１１に
おいては、計測周波数がデジタル量のため、周波数の周
期、或いは、所定時間当たりの周波数をカウントするこ
とにより、テジタル値で直接温度計測が可能となるもの
である。すなわち、ワンチップマイクロコンピュータ５
５により温度演算手段が実現されるようになっている。 【００４２】ところで、磁気回路の形状は、いわゆる閉
磁路タイプと開磁路タイプとに大別することができ、図
６及び図７にはこれら２つのタイプの基本的構成が示さ
れている。先ず、図６にはいわゆる閉磁路タイプの構成
例が示されており、この閉磁路タイプは、環状に形成さ
れた鉄心７３の外周面に、巻線コイル７１が巻回されて
なり、鉄心７３の内部に閉磁路が形成されるようになっ
ているものである。 【００４３】この閉磁路タイプにおいては、鉄心７３の
内部を通る主磁束７２に対し、漏洩磁束７４、７５を小
さく出来るため、効率的にインダクタンスを作ることが
出来るので、巻線コイル７１の巻数、電流を少なくする
ことができ、設計の自由度が向上するという利点がある
一方、環状の鉄心７３を使用していることに起因して温
度検出の為の設置の際に設置場所等において制限がある
という欠点がある。 【００４４】一方、図７にはいわゆる開磁路タイプの構
成例が示されており、この開磁路タイプは、柱状に形成
された鉄心８０の外周面に、巻線コイル７７が巻回され
てなり、鉄心８０の内部に生じた磁束７９は、鉄心８０
内をその長手軸方向に通りさらに外部へ出るようになっ
ているものである。この開磁路タイプでは、漏洩磁束７
８が大きくなるため、必然的に巻線コイル７７の巻数、
電流を大きく設定する必要があり、温度検出するセンサ
としての物理的大きさが大きくなるが、設置の自由度は
上述した閉磁路タイプに比して格段に向上するものであ
る。 【００４５】図８には、閉磁路タイプにおける設置例が
示されており、以下、同図を参照しつつこの設置例につ
いて説明する。この設置例は、パイプ８４を流れる高温
気流中に、閉磁路を形成する鉄心８２を、その一部がパ
イプ８４内に臨むように設置したものである。鉄心８２
がパイプ８４を出入りする部分は、パイプ８４内の気体
がリークしないようにシール８３により密閉されてい
る。また、巻線コイル８１は、パイプ８４の外部に位置
する鉄心８２の外周面に巻回されている。 【００４６】かかる構成において、巻線コイル８１によ
り発生した磁束は、鉄心８２内部の磁路を通り帰還する
が、温度が高くなると比透磁率が減少するため、磁束の
一部は温度の高い部分をバイパスして通ることとなり、
等価的に比透磁率は低下する。また、磁気回路が小さい
と温度に対する共振周波数は比例関係にあるが、長いと
非線形になる傾向にある。 【００４７】パイプ８４を形成する金属の熱伝導のた
め、パイプ８４内部に位置する鉄心８２のセンシング部
以外の部分も温度が上昇するため、温度に対する磁気的
特性は非線形になるが、非線形特性は予め設置場所で実
気体温度と共振周波数の関係を計測しておき、ワンチッ
プマイクロコンピュータに内蔵するＲＯＭに温度と周波
数のマップデータとして予め記憶しておけば、計測した
周波数に対応した温度を、マップを参照することで求め
ることにより測温が可能となる。尚、図７の開磁路では
より顕著な非線形特性になるが、鉄心８０の長さを短く
することによっても特性の改善が出来る。 【００４８】次に、コイルが巻回される磁性体に温度分
布があり且つ比透磁率が不均一の場合の例について説明
する。図９に示すように温度分布を持つ等価磁気回路を
形成する各要素８５，８６，８７の温度を、それぞれθ
１，θ２，θ３とし、また、比透磁率をそれぞれμ１，
μ２，μ３とし、各要素８５，８６，８７の断面積を
Ｓ、長さをｌ１，ｌ２，ｌ３とすれば、全磁気抵抗はＲ
＝（ｌ１／μ１＋ｌ２／μ２＋ｌ３／μ３）／Ｓと表さ
れる。 【００４９】ここで、各要素８５，８６，８７の長さが
同一（ｌ１＝ｌ２＝ｌ３）であるとすると、全体の比透
磁率は、等価的にμ＝３／（１／μ１＋１／μ２＋１／
μ３）となる。また、磁性体の一部を流体中に設置させ
る構造では、各点の温度分布が異なり、等価透磁率はμ
＝３／（ｌ１／μ１＋ｌ２／μ２＋ｌ３／μ３）とな
る。例えば、コイルや磁性体が気体、液体中に設置され
ると、気体や液体の流れに対して抵抗になる場合には、
コイルと磁性体部、或いは、コイルと磁性体金属部とを
分離して設置しなければならない。 【００５０】図１０にはコイルと磁性体金属部とを分離
して設置した例が示されている。すなわち、図１０で
は、パイプ９０中を流れる気体や液体等の流体の流れに
対して抵抗とならない程度の磁性体金属９５がプラスチ
ックやセラミックのような非磁性体９４を介して、流体
中に位置するように取り付けられている。パイプ９０内
における磁性体金属９５は、その長手軸方向がパイプ９
０内の流体の流れに沿うように（図１０参照）配置され
ている。尚、この磁性体金属９５は、非磁性体の計測側
面に磁性体金属をはりあわせた構造としてもよい。 【００５１】そして、パイプ９０の外部においては、両
端部が非磁性体９４を介して磁性体金属９５の両端部に
臨むように配置された鉄心９１に、巻線コイル９２が巻
回されている。かかる構成において、鉄心９１内で生じ
た磁束（図１０の点線）は、非磁性体９４を透過し、磁
性体金属９５内をその長手軸方向（図１０において紙面
左右方向）に通過することにより、閉磁路が形成される
ようになっている。 【００５２】さらに、流体の流れに対する抵抗が懸念さ
れる場合や、磁路の一部を非磁性体に置き換えられない
場合には図１１に示すように、パイプ９７の外周面に巻
線コイル９６を直接巻回し、パイプ９７の温度を計測す
るようにしてもよい。 【００５３】次に、測定対象からの熱を受け、間接的な
温度を計測する例について説明する。このような場合、
コイルに流す電流は温度上昇を伴わない程度の電流に設
定する必要があるが、その一方でコイルに流す電流を大
きくすると、磁気回路の一部を加熱することが可能にな
り、加熱することと同時に加熱温度を計測することが可
能になる。 【００５４】例えば、図１２に示すように誘導加熱によ
りボイルする調理器において、セラミック等の非磁性体
且つ絶縁性のある部材からなる基台１０３の内部には、
コイル１０２が設けられており、このコイル１０２に電
流を流すと磁性体で構成された容器１００（例えば、
鍋、釜、ボイラ等）は、誘導電流により加熱され、その
内部の水、食品等の内容物１０１をボイルしたり焼いた
りすることができるようになっている。 【００５５】この場合、金属の比透磁率は温度の関数に
なるため、加熱物の温度を独立した温度検出用の温度セ
ンサ等で直接温度を検出することなく加熱物の温度と加
熱を同時に計測、加熱制御できる。例えば、加熱により
温水を作るような場合、コイル１０２に電流を必要以上
の時間に渡って流し続けたり、電源を切るのを忘れたり
すると、水が沸騰、蒸発し容器１００が異常加熱状態と
なる虞がある。 【００５６】ここで、一定の電力を上述のような容器等
に供給した場合の容器の温度変化は、図１３において実
線で示されたような温度特性となる。もし、水が沸騰
し、無くなると容器１００の温度は沸騰中（図１３にお
いて点イの箇所）より高くなり始める。そこで、所定の
値（図１３において点ロの箇所）を越えた際、コイル１
０２への通電が遮断されるように構成することにより、
火災事故等の事故を防止することができる。尚、加熱時
間に対する容器１００の比透磁率の変化が図１３におい
て、二点鎖線により示されている。 【００５７】また、容器１００に水が無いときも同等の
機能、すなわちコイル１０２への通電が自動的に遮断さ
れる機能が設けられている。一方、容器１００が基台１
０３上に載置されていない場合には、基台１０３の上方
の部位の比透磁率は、真空透磁率と同等になり、これに
より同じく異常加熱と判断され、コイル１０２への通電
が遮断されるようになっている。尚、加熱温度を算定し
たり、異常加熱を判断するのは図４で示されたワンチッ
プマイクロコンピュータ５５により行われるようになっ
ている。すなわち、この場合には、ワンチップマイクロ
コンピュータ５５により加熱温度算定手段、異常加熱判
断手段が実現されている。さらに、通電停止の制御信号
もワンチップマイクロコンピュータ５５のＩ／Ｏ端子か
ら出力するようにすることで、通電停止手段がワンチッ
プマイクロコンピュータ５５により実現されることとな
る。 【００５８】ところで、一般にコイルの共振周波数を高
くすると、図１４に示されたように磁性体金属に誘導さ
れる電流は、表皮効果により磁性体金属の表面を流れる
ようになる。この場合の電流の浸透深さσは、共振周波
数（Ｈｚ）をｆ、比透磁率をμ、固有抵抗（μΩ・ｃ
ｍ）をρとすると、σ＝ｋ×（ρ／μ・ｆ）^１／２(ｃ
ｍ)と表せる。尚、ｋは比例係数である。 【００５９】浸透深さは、コイルに流す交流電流の周波
数の大きさに反比例して小さくなる。したがって、周波
数を高くすることにより表面付近の透磁率が測定できる
ことになり、測定中の熱の影響を最も敏感に受ける表面
に集中して温度計測が可能になる。また、等価的に金属
の熱容量を低減させることができ、熱伝導の遅れが低減
できるため、温度センシングの応答性が向上できる。 【００６０】例えば、計測対象が比透磁率が高い金属触
媒のような場合には、コイルを計測対象が流通する通路
の外周に巻くことにより、温度のセンシングが可能にな
る。図１５には、金属触媒を直接磁気回路の一部として
用いた場合の一例が示されており、以下、同図を参照し
つつその構成について説明する。金属触媒１３５のキャ
ニングのための中空円筒ケース１３４の長手軸方向（図
１５において紙面左右方向）の一部が、セラミック１３
１で置き換えられており、このセラミック１３１の外周
にはコイル１３３が巻回されている。 【００６１】さらに、コイル１３３の外周は、珪素鋼板
１３２で磁気シールドされており、この珪素鋼板１３２
は閉磁路の一部を形成している。そして、コイル１３３
に所定の共振周波数の電流が流されると、磁束は珪素鋼
板１３２及び金属触媒１３５の一部を通り（図１５の金
属触媒１３５の部分において実線で示された部分参
照）、閉磁路が形成されることとなる。 【００６２】かかる構成において、排気ガスが触媒中を
流れると、金属触媒１３５の温度が上昇する。この温度
上昇により金属の比透磁率が変化し、それに伴いインダ
クタンスＬが変化する。したがって、これまで説明した
と同様に、磁気回路を計測対象に置き換えることにより
金属触媒の温度、又は排気ガス温度が非接触状態で計測
可能となる。 【００６３】尚、触媒がセラミックスのように透磁率が
低い場合でも、セラミックスの表面に非常に薄くコーテ
ィングされた排気ガスの反応を促進する金属触媒の比透
磁率を検出することにより、同等な構造で温度検出が可
能である。 【００６４】次に、２つのコイルを用いた場合の実施例
について説明する。図１６に示すように金属触媒１４１
の入口付近と出口付近には、それぞれコイル１４８、１
４９が対称に配置されており、２つのコイル１４８，１
４９は互いに直列接続された構造となっている。コイル
１４９とコイル１４８の各計測範囲は、コイル１４８，
１４９が巻回されたパイプ１４２の長手軸方向（図１６
において紙面上下方向）において、それぞれＬａ，Ｌｂ
であり、径方向の断面積Ｓ１２、Ｓ１３となる。尚、上
述のコイル１４８，１４９及びパイプ１４２全体は、円
筒部材１４５の内部に配置されている。 【００６５】かかる構成において、コイル１４９のイン
ダクタンスＬ１２は、Ｌ１２＝Ｋ・Ｓ１２・μ１２／Ｌ
ａ、コイル１４８のインダクタンスＬ１３は、Ｌ１３＝
Ｋ・Ｓ１３・μ１３／Ｌｂとなる。尚、ここでＫは比例
定数である。そして、直列に接続したコイルの全インダ
クタンスＬは、Ｌ＝Ｌ１２＋Ｌ１３となる。触媒中にお
ける各コイル１４８，１４９が占める体積は同じである
ため、インダクタンスはＬ＝Ｋ・（μ１２＋μ１３）と
表すことができる。 【００６６】もし、触媒の入口側の温度と出口側の温度
との間に差がある場合、それぞれの場所における透磁率
に差が発生することとなる。仮に、この場合における入
口側の透磁率をμとし、入口側の透磁率と出口側の透磁
率との差をΔμとすると、先の全インダクタンスは、Ｌ
＝Ｋ０・（２μ−Δμ）と表されることとなる。ここ
で、Ｋ０は比例定数である。しかして、共振周波数の変
化Δｆは、Δｆ^２＝Ｋ１（１／（２μ−Δμ）−１／２
μ）＝Ｋ１・Δμ／４μ（μ−Δμ／２）となる。した
がって、結合コンデンサの容量は、独立に共振させると
きの１／２に削減できることとなる。 【００６７】コイル１４８，１４９を流れる電流により
発生する磁束は、排気ガスの流れに直交する面を透過す
るため、透過した面積と長手軸方向（図１６において紙
面上下方向）の長さから定まる体積分の平均値として比
透磁率μは決まる。したがって、線上や点としての温度
計測ではなく、体積として温度評価が可能になるため、
誤差を集積でき、変動の小さい、精度のよい温度計測が
可能となる。また、従来から行われているようにして温
度センサにより排気ガス温度を計測すると、排気ガスの
流れを遮断し、入口温度は計測できるが出口温度は排気
ガスの流れを遮断することとなり、このため正確な温度
計測が出来なくなるばかりか、触媒との反応を阻害する
ため、反応後の温度差計測が出来ない虞がある。 【００６８】また、従来の測定装置においては、温度セ
ンサを取り付けるために触媒の加工が必要であり、セン
サを取り出す端子も２本必要となり、コストの上昇、耐
久性の低下を招く傾向にある。本方式では触媒を流れる
排気ガスの流れを妨げず、体積中の温度の積算値として
温度計測が可能になり、温度計測精度を向上させること
が可能である。同時に直列にセンシングコイルを接続す
ることにより、結合コンデンサを１／２に低減できるば
かりでなく、２つの共振回路を１台の計測装置で駆動す
ることで済み、且つセンサ信号取り出し口が一ケ所でよ
い。 【００６９】上述のように触媒の入口、出口の両方で排
気ガス温度を計測できる透磁率方式温度計測システムに
おいて、触媒が反応している場合には図１７に示された
ような共振周波数の変化が観測される。すなわち、計測
中に失火が発生した場合には、スパイク状の共振周波数
の変化が現れる（図１７の点ハ参照）。 【００７０】例えば、内燃機関が点火系等の故障により
失火したような場合には、触媒入口の温度が低下し、未
燃焼ガスは触媒中で燃焼するため、入口、出口の温度差
は大きくなり、共振周波数の変化が大きくなり、図１７
において点ハに示されたようなスパイクが発生すること
となる。したがって、運転中に共振周波数の変化量に所
定値以上の変化が検出された場合には、失火と判定して
警報表示する等により故障に対する即座の対応が可能と
なる。 【００７１】図１６で説明したように、２つのコイルを
直列接続してなる温度計測装置において、共振周波数ｆ
は、ｆ＝（１／（Ｋ・（μ−Δμ／２））・Ｃ）^１／２
と表される。換言すれば、入口と出口の透磁率変化の１
／２の点に、２つのコイルの合成発振点が存在するとい
うことが言える。したがって、合成共振点に対し入口側
は＋Δμ／２、出口側は入口側は−Δμ／２分に相当す
る共振点が各コイルには存在することとなる。 【００７２】図１６に示されたように２つのコイルを設
けた構造において、入力側の温度と、出力側の温度を計
測できるようにした装置構成例が図１８に示されてお
り、以下、同図を参照しつつこの実施例について説明す
る。この実施例の装置は、先に図４に示された構成を基
本とし、図４で説明したような動作に加えて、後述する
ようなフィードフォワード制御を切替により可能とした
ものである。したがって、図４に示された構成要素と同
一のものについては、同一符号を付して詳細な説明を省
略することとし、以下、異なる点を中心に説明すること
とする。 【００７３】図１８に示された構成においては、アナロ
グスイッチ１６０，１６３が設けられており、ローパス
フィルタ４２の出力信号と、ワンチップマイクロコンピ
ュータ５５からのフィードフォワード信号（以下「ＦＦ
信号」と言う。）とを選択的に、バッファアンプ１６２
を介してＶＣＯ４３に入力するようになっている。すな
わち、アナログスイッチ１６０は、ローパスフィルタ４
２とバッファアンプ１６２の間に設けられており、その
動作はワンチップマイクロコンピュータ５５からの制御
信号により制御されるようになっている。 【００７４】また、アナログスイッチ１６３は、ワンチ
ップマイクロコンピュータ５５とバッファアンプ１６２
との間に設けられており、その動作はワンチップマイク
ロコンピュータ５５からの制御信号により制御されるよ
うになっている。アナログスイッチ１６０，１６３は、
いずれか一方が動作する場合には、他方は非動作状態と
なるようにワンチップマイクロコンピュータ５５により
動作制御されるようになっている。尚、符号１６４，１
６５は、アナログスイッチ１６０，１６３の制御用の接
続線である。 【００７５】かかる構成において、通常モードの場合、
アナログスイッチ１６０が動作状態となり、先に図４で
説明したようにして合成共振周波数ｆが検出されること
となる。一方、触媒の入口、出口の温度差を検出する場
合には、アナログスイッチ１６３がワンチップマイクロ
コンピュータ５５の制御により動作状態とされることと
なる。かかる状態において、ワンチップマイクロコンピ
ュータ５５からレベルが変化するＦＦ信号が出力され、
このＦＦ信号がバッファアンプ１６２を介してＶＣＯ４
３に入力されて、合成周波数を中心にｆ＋Δｆ〜ｆ−Δ
ｆだけ周波数が変化するようになっている。 【００７６】一方、コイルに流れる電流が図示されない
電流センサにより検出され、その検出信号は全波整流器
（図示せず）により直流に変換されて、ワンチップマイ
クロコンピュータ５５に入力されることにより、電流値
の計測が行われるようになっている。 【００７７】図１９には、上記構成による計測中におけ
る周波数変化と、電流変化の特性曲線の一例が示されて
いる。すなわち、合成共振周波数の点（図１９において
点ａ）を中心にして周波数を増大させてゆくと、電圧の
低下により電流も低下する（図１９において点ｂ，ｃの
間）が、出口コイルの共振点（図１９において点ｄ）近
傍になると電圧の増大と共に電流も増大してゆくことと
なる。一方、点ｇから再び周波数を減少させてゆくと、
入口コイルの共振点ｋ近傍で再び電流が増大する（図１
９において点ｉ，ｋの間）こととなる。 【００７８】結果として、両方の共振点の差が、透磁率
の差Δμの変化による周波数変化に相当し、各点で求め
た周波数から温度を算出することによって、入口と出口
の温度差として検出が可能になる。 【００７９】尚、排気ガスは触媒浄化により、触媒内で
はトータル的には発熱反応となるため触媒の入口、出口
では温度差が発生するが、触媒作用の劣化により温度差
が低下する。例えば、所定の内燃機関負荷領域で加減速
が無い運転パターンにおいて、予め設定した温度差以下
になったら触媒劣化と判定することができる。或いは、
所定の運転時間毎にこの温度差を記憶しておくように
し、変化の割合が所定の値になったら劣化と判定するこ
とも可能である。 【００８０】所定のサンプリング時間で継続的に温度差
を求めてゆくと、燃焼変動等により温度差が変動するこ
とがある。このような場合には所定の時間だけ温度差を
サンプリング毎に積分し、平均値で温度差を代表させる
ようにしてもよい。尚、先に述べたように合成共振周波
数の変化により失火を判定するようにすると共に、各コ
イルの共振周波数の変化により温度差を検出し、触媒劣
化を判定するような制御を同一の装置で行うようにして
もよい。尚、この実施例においては、ワンチップマイク
ロコンピュータ５５により合成共振周波数検出手段、個
別共振周波数検出手段及び運転状況判断手段が実現され
ている。 【００８１】本発明の構成は以上説明した部材、配置等
に限定されるものではなく、本発明の要旨の範囲内で種
々改変することが可能である。 【００８２】 【発明の効果】以上、述べたように本発明によれば、被
温度計測部位に耐久性があり、従来の温度センサのよう
に保護ケース等を必要とすることのない磁性体を用い、
温度によるその透磁率の変化に起因する共振回路の共振
周波数に基づいて温度計測が可能となるように構成した
ので、耐久性があり且つ安価で、しかも数百℃〜１００
０℃付近の高い応答性のある温度計測が可能であるとい
う効果を奏するものである。

【図面の簡単な説明】 【図１】本発明に係る透磁率温度計測装置の原理を説明
するための図である。 【図２】図１に示す透磁率温度計測装置に用いられる周
波数制御回路の一例を示す構成図である。 【図３】図３（ａ）は直列共振回路における電圧と電流
の位相関係を示す特性線図、図３（ｂ）は共振周波数と
温度の関係を示す特性線図である。 【図４】周波数制御回路のより具体的構成例を示す回路
図である。 【図５】図４に示された周波数制御回路の動作を説明す
るための主要部におけるタイミング図である。 【図６】閉磁路の一例を示す構成図である。 【図７】開磁路の一例を示す構成図である。 【図８】流体の温度計測を行う際の磁性体の設置構造を
示す概略断面図である。 【図９】透磁率の異なる磁性体が線状に配置された場合
の説明図である。 【図１０】磁性体金属を磁路の一部に用いた場合の例を
示す概略断面図である。 【図１１】被計測物が流れるパイプにコイルを直接巻き
付けた場合の例を示す概念図である。 【図１２】誘導加熱を利用した調理器における温度計測
を説明するための概念図である。 【図１３】図１２に示された誘導加熱における加熱時間
と容器温度及び加熱時間と比透磁率との関係を表す特性
線図である。 【図１４】電流の周波数と浸透の深さとの関係を示す特
性線図である。 【図１５】磁性体に金属触媒を用いた例を示す概略断面
図である。 【図１６】触媒の入口と出口とにそれぞれコイルを設け
た本発明による透磁率温度計測装 置の実施例を示す概略
断面図である。 【図１７】図１６に示す実施例における直列共振回路の
共振周波数と運転時間との関係を示す特性線図である。 【図１８】図１６に示す実施例で用いる、合成共振周波
数と個々のコイルの共振周波数を計測する周波数制御回
路の一構成例を示す回路図である。 【図１９】図１８に示された構成における時間経過に対
する周波数の変化及び電流変化を示す特性線図である。 【符号の説明】 １…結合コンデンサ ２…巻線コイル ３…鉄心 ４…インバータ装置 ６…ゼロクロス検出回路 ７…Ｅｘ−ＯＲ回路 １０…ＶＣＯ １１…Ｊ−Ｋフリップフロップ １３…駆動回路 １９…ＣＴ ４０…コンパレータ ４１…Ｅｘ−ＯＲ ４３…ＶＣＯ ４５…Ｊ−Ｋフリップフロップ ４８…Ｊ−Ｋフリップフロップ ５２…遅延回路 ５４…シュミット遅延回路 ５５…ワンチップマイクロコンピュータ ５６…ＣＰＵ ６０…カウンタ１１０…タイミング発生部 １１１…計測制御部 １４１…金属触媒 １４２…パイプ １４５… 円筒部材 １４８、１４９…コイル １６０、１６３…アナログスイッチ １６２…バッファアンプ

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G01K 7/36 - 7/38 B01J 35/02 H05B 6/06

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 【請求項１】 被温度計測部位に配置された磁性体であ
   る金属触媒と、 前記金属触媒の入口部及び出口部にそれぞれ巻回されて
   直列に接続された入口側コイル及び出口側コイルとコン
   デンサとからなる直列共振回路と、前記直列共振回路の
   電源となる交流電圧を発生する可変周波数信号発生手段
   と、 前記可変周波数信号発生手段から発生する交流電圧の周
   波数を、通常時には前記直列共振回路における電流と電
   圧との位相差が零となる合成共振周波数に制御し、前記
   金属触媒の異常判定時には前記合成共振周波数を中心に
   増減させるように制御する周波数制御手段と、 前記通常時に、前記合成共振周波数に基づいて前記被温
   度計測部位の温度を算出する温度算出手段と、 前記金属触媒の異常判定時に、前記直列共振回路に流れ
   る電流値に基づいて前記入口側コイルの共振周波数と前
   記出口側コイルの共振周波数とを各別に検出する個別共
   振周波数検出手段、及び該個別共振周波数検出手段の検
   出結果に基づいて内燃機関の失火の有無並びに前記金属
   触媒の劣化を判断する運転状況判断手段と、 を備えたこ
   とを特徴とする透磁率温度計測装置。