JP3470939B2 - 電気集塵用パルス電源装置及びその保護方法 - Google Patents
電気集塵用パルス電源装置及びその保護方法Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】 本発明は，パルス荷電式電気集
塵機に用いられるパルス電源装置及びその保護方法に関
する。
塵機に用いられるパルス電源装置及びその保護方法に関
する。
【０００２】
【従来の技術及び発明が解決しようとする課題】 パル
ス荷電式電気集塵機は，集塵室の静電容量と共振インダ
クタンスとの直列共振を利用したものであり，高抵抗ダ
ストの逆電離作用に対向して集塵効率を上げることがで
きるだけでなく，共振エネルギが電源に帰還電流として
回収されるので効率がよいという特徴がある。
ス荷電式電気集塵機は，集塵室の静電容量と共振インダ
クタンスとの直列共振を利用したものであり，高抵抗ダ
ストの逆電離作用に対向して集塵効率を上げることがで
きるだけでなく，共振エネルギが電源に帰還電流として
回収されるので効率がよいという特徴がある。
【０００３】 図７は，従来の電気集塵用パルス電源装
置を説明するための図である。通常の集塵電圧（以下ベ
ース電圧という）Ｖb を−４０ｋＶ，パルス電圧Ｖp を
−５０ｋＶとして説明する。同図において，１は第１の
直流電源であり，＋３０ｋＶをパルス発生回路に与え
る。２は電流制限用のチョークコイル，３はスイッチ素
子、例えば多数のサイリスタを直列接続してなるパルス
発生用のスイッチ，４はスイッチ３に逆並列に接続され
た逆電流帰還手段であり，例えばスイッチ３を構成する
直列接続されたサイリスタのそれぞれに逆並列に接続さ
れたダイオードからなる。
置を説明するための図である。通常の集塵電圧（以下ベ
ース電圧という）Ｖb を−４０ｋＶ，パルス電圧Ｖp を
−５０ｋＶとして説明する。同図において，１は第１の
直流電源であり，＋３０ｋＶをパルス発生回路に与え
る。２は電流制限用のチョークコイル，３はスイッチ素
子、例えば多数のサイリスタを直列接続してなるパルス
発生用のスイッチ，４はスイッチ３に逆並列に接続され
た逆電流帰還手段であり，例えばスイッチ３を構成する
直列接続されたサイリスタのそれぞれに逆並列に接続さ
れたダイオードからなる。
【０００４】 ５はパルス波形を決定する共振回路の一
要素である共振インダクタンス（Ｌ），６は静電容量Ｃ
c を有するパルス結合用の共振コンデンサ，７は放電電
極と集塵電極とを備える集塵室であり，放電電極と集塵
電極間に静電容量Ｃp を有している。静電容量Ｃc は静
電容量Ｃp より数倍，例えば３倍程度大きい。また、集
塵室の正極側である集塵電極は接地される。８はベース
電圧Ｖb を供給する第２の直流電源であり，−４０ｋＶ
のベース電圧Ｖb を集塵室７に印加する。これらにより
パルス発生回路が構成される。９は制御回路であり，定
常運転状態において，商用電源周波数に同期した，例え
ば６０Ｈｚ地域では１２０回／ｓの点弧信号をスイッチ
３に送付する。なお、２１は集塵室７に印加されるパル
ス電圧が第２の直流電源８に印加されるのを防止するた
めの逆電圧阻止用ダイオードである。
要素である共振インダクタンス（Ｌ），６は静電容量Ｃ
c を有するパルス結合用の共振コンデンサ，７は放電電
極と集塵電極とを備える集塵室であり，放電電極と集塵
電極間に静電容量Ｃp を有している。静電容量Ｃc は静
電容量Ｃp より数倍，例えば３倍程度大きい。また、集
塵室の正極側である集塵電極は接地される。８はベース
電圧Ｖb を供給する第２の直流電源であり，−４０ｋＶ
のベース電圧Ｖb を集塵室７に印加する。これらにより
パルス発生回路が構成される。９は制御回路であり，定
常運転状態において，商用電源周波数に同期した，例え
ば６０Ｈｚ地域では１２０回／ｓの点弧信号をスイッチ
３に送付する。なお、２１は集塵室７に印加されるパル
ス電圧が第２の直流電源８に印加されるのを防止するた
めの逆電圧阻止用ダイオードである。
【０００５】 以下の説明では，共振インダクタンスＬ
は２．４ｍＨ，静電容量Ｃc は０．６４μＦ，静電容量
Ｃp は０．２μＦとし，共振インダクタンスＬと静電容
量Ｃc とＣp の直列回路の共振周波数は８．３ｋＨｚ，
共振インダクタンスＬと静電容量Ｃc の共振周波数は４
ｋＨｚとする。
は２．４ｍＨ，静電容量Ｃc は０．６４μＦ，静電容量
Ｃp は０．２μＦとし，共振インダクタンスＬと静電容
量Ｃc とＣp の直列回路の共振周波数は８．３ｋＨｚ，
共振インダクタンスＬと静電容量Ｃc の共振周波数は４
ｋＨｚとする。
【０００６】 図８に定常運転状態での波形を示す。同
図において，Ｉs はスイッチ３又は逆電流帰還手段４を
流れる電流，Ｖe は集塵室７に印加されるパルス重畳集
塵電圧であり、ベース電圧Ｖb とパルス発生回路が生じ
るパルス電圧Ｖpとの和になる。
図において，Ｉs はスイッチ３又は逆電流帰還手段４を
流れる電流，Ｖe は集塵室７に印加されるパルス重畳集
塵電圧であり、ベース電圧Ｖb とパルス発生回路が生じ
るパルス電圧Ｖpとの和になる。
【０００７】 定常運転時の動作について説明する。
【０００８】 集塵室７には，第２の直流電源８からＶ
b ＝−４０ｋＶの電圧が印加され，共振コンデンサ６は
図示極性で７０ｋＶまで充電される。時刻ｔ0 におい
て，制御回路９からスイッチ３へ点弧信号ＩG0が送付さ
れると，スイッチ３がオンし，期間Ｔ1 において，共振
コンデンサ６から共振インダクタンス５，スイッチ３を
介して集塵室７の静電容量Ｃp へ正方向の正弦半波状共
振電流Ｉs ＝Ｉ1 が流れ，パルス発生回路はパルス電圧
Ｖp を発生する。パルス電圧Ｖp は静電容量Ｃc が静電
容量Ｃp より大きいので，第１の直流電源の電圧のほぼ
２倍，５０ｋＶとなり，全パルス電圧は−９０ｋＶとな
る。厳密には，静電容量Ｃc とＣp の比率で定まる。期
間Ｔ1 は，共振周波数が８．３ｋＨｚなので６０μｓと
なる。
b ＝−４０ｋＶの電圧が印加され，共振コンデンサ６は
図示極性で７０ｋＶまで充電される。時刻ｔ0 におい
て，制御回路９からスイッチ３へ点弧信号ＩG0が送付さ
れると，スイッチ３がオンし，期間Ｔ1 において，共振
コンデンサ６から共振インダクタンス５，スイッチ３を
介して集塵室７の静電容量Ｃp へ正方向の正弦半波状共
振電流Ｉs ＝Ｉ1 が流れ，パルス発生回路はパルス電圧
Ｖp を発生する。パルス電圧Ｖp は静電容量Ｃc が静電
容量Ｃp より大きいので，第１の直流電源の電圧のほぼ
２倍，５０ｋＶとなり，全パルス電圧は−９０ｋＶとな
る。厳密には，静電容量Ｃc とＣp の比率で定まる。期
間Ｔ1 は，共振周波数が８．３ｋＨｚなので６０μｓと
なる。
【０００９】 次に，集塵電圧Ｖe がピーク電圧（−９
０ｋＶ）を過ぎると，期間Ｔ2 （６０μｓ）において，
静電容量Ｃc とＣp から逆電流帰還手段４，共振インダ
クタンス５を介して共振コンデンサ６へ負方向の正弦半
波状共振電流Ｉs＝Ｉ2 が流れ，共振エネルギが共振コ
ンデンサ６に帰還電流として回収される。スイッチ３を
サイリスタで構成した場合，ターンオフ時間特性が６０
μｓより小さいサイリスタ素子を選定し，例えば２０μ
ｓのターンオフ時間特性とすれば，この逆電流期間Ｔ2
に２０μｓ以上の逆バイアスが印加されるので，順方向
阻止能力を回復，すなわちターンオフする。
０ｋＶ）を過ぎると，期間Ｔ2 （６０μｓ）において，
静電容量Ｃc とＣp から逆電流帰還手段４，共振インダ
クタンス５を介して共振コンデンサ６へ負方向の正弦半
波状共振電流Ｉs＝Ｉ2 が流れ，共振エネルギが共振コ
ンデンサ６に帰還電流として回収される。スイッチ３を
サイリスタで構成した場合，ターンオフ時間特性が６０
μｓより小さいサイリスタ素子を選定し，例えば２０μ
ｓのターンオフ時間特性とすれば，この逆電流期間Ｔ2
に２０μｓ以上の逆バイアスが印加されるので，順方向
阻止能力を回復，すなわちターンオフする。
【００１０】 次に，正弦半波状共振電流ＩS ＝Ｉ2 が
流れなくなって，集塵電圧Ｖe がベース電圧になる待機
期間Ｔ3 （点弧パルスが１２０パルス／ｓでは８．２ｍ
ｓ）の経過後，再び制御回路９からスイッチ３へ点弧信
号が送付されてスイッチ３がオンしてパルスを発生し，
以下同様の動作を繰り返す。
流れなくなって，集塵電圧Ｖe がベース電圧になる待機
期間Ｔ3 （点弧パルスが１２０パルス／ｓでは８．２ｍ
ｓ）の経過後，再び制御回路９からスイッチ３へ点弧信
号が送付されてスイッチ３がオンしてパルスを発生し，
以下同様の動作を繰り返す。
【００１１】 このようにして，定常時，集塵室７には
−４０ｋＶ〜−９０ｋＶのパルス重畳集塵電圧Ｖe が印
加され，スイッチ３と逆電流帰還手段４には，帰還電流
終了直後に第１の直流電源１の＋３０ｋＶの電圧をスイ
ッチングすることによるターンオフサージ電圧，約４５
ｋＶが印加される。
−４０ｋＶ〜−９０ｋＶのパルス重畳集塵電圧Ｖe が印
加され，スイッチ３と逆電流帰還手段４には，帰還電流
終了直後に第１の直流電源１の＋３０ｋＶの電圧をスイ
ッチングすることによるターンオフサージ電圧，約４５
ｋＶが印加される。
【００１２】 次に，集塵室７にスパークが発生した場
合について説明する。
合について説明する。
【００１３】 スパークはサイリスタのターンオフの状
態によって，大きく二つに分類される。第１のモードは
単純なモードで，サイリスタが完全にオン又はオフして
いるときのスパークであり，例えばパルスのないベース
電圧期間Ｔ3 のスパークである。第２のモードはサイリ
スタの不安定な状態，即ち逆電流Ｉ2 の流れ始めである
ターンオフ期間開始直後のスパークである。
態によって，大きく二つに分類される。第１のモードは
単純なモードで，サイリスタが完全にオン又はオフして
いるときのスパークであり，例えばパルスのないベース
電圧期間Ｔ3 のスパークである。第２のモードはサイリ
スタの不安定な状態，即ち逆電流Ｉ2 の流れ始めである
ターンオフ期間開始直後のスパークである。
【００１４】 先ず第１のモードについて説明する。こ
のとき第１の直流電源１から＋３０ｋＶ，第２の直流電
源８から−４０ｋＶの電圧がそれぞれ印加されるので，
共振コンデンサ６間には図示極性で７０ｋＶの電圧が充
電されている。集塵室７にスパークが発生すると，集塵
室７が導通し，スイッチ３には共振コンデンサ電圧７０
ｋＶとサージ電圧分が加わって，約１００ｋＶの電圧が
印加され、通常，最も高い電圧となる。
のとき第１の直流電源１から＋３０ｋＶ，第２の直流電
源８から−４０ｋＶの電圧がそれぞれ印加されるので，
共振コンデンサ６間には図示極性で７０ｋＶの電圧が充
電されている。集塵室７にスパークが発生すると，集塵
室７が導通し，スイッチ３には共振コンデンサ電圧７０
ｋＶとサージ電圧分が加わって，約１００ｋＶの電圧が
印加され、通常，最も高い電圧となる。
【００１５】 ここでサイリスタの直列数について言及
すると，耐圧８００Ｖのサイリスタを使用した場合，安
全率をみて７００Ｖで使用するとすれば，定常時には４
５ｋＶの電圧が印加されるので，４５ｋＶ／７００Ｖ＝
６５個以上のサイリスタを直列接続すればよい。
すると，耐圧８００Ｖのサイリスタを使用した場合，安
全率をみて７００Ｖで使用するとすれば，定常時には４
５ｋＶの電圧が印加されるので，４５ｋＶ／７００Ｖ＝
６５個以上のサイリスタを直列接続すればよい。
【００１６】 集塵室７に第１モードのスパークが発生
した場合には，前述したように，スイッチ３に約１００
ｋＶのサージ電圧が印加されるので，１００ｋＶ／７０
０Ｖ＝１４３（個）という多数のサイリスタを直列接続
しなければならない。すなわち，定常運転の必要個数６
５個に対して，２倍以上のサイリスタを直列接続しなけ
ればならない。しかしながら直列数を増やしても，サイ
リスタの不安定な状態，すなわちターンオフ期間開始直
後の第２のモードのスパークには対処できない。
した場合には，前述したように，スイッチ３に約１００
ｋＶのサージ電圧が印加されるので，１００ｋＶ／７０
０Ｖ＝１４３（個）という多数のサイリスタを直列接続
しなければならない。すなわち，定常運転の必要個数６
５個に対して，２倍以上のサイリスタを直列接続しなけ
ればならない。しかしながら直列数を増やしても，サイ
リスタの不安定な状態，すなわちターンオフ期間開始直
後の第２のモードのスパークには対処できない。
【００１７】 次に第２のモードのスパークについて説
明する。図９に示すように，パルス期間の後半，逆電流
期間の開始後，サイリスタ素子のターンオフ特性の２０
μｓ前後でスパークが発生した場合である。このとき，
１４３個の直列サイリスタのターンオフは，素子の特性
バラツキにより，オフしたサイリスタと未だオフしてい
ない導通中のサイリスタが混在する。最悪の場合，１４
２個がオンしたままで，１個がオフしたとき，スパーク
時の過電圧はこのオフした１個にかかり，過電圧破壊す
る。すなわち，サイリスタの直列数増加対策だけでは，
サイリスタを過電圧保護できない。
明する。図９に示すように，パルス期間の後半，逆電流
期間の開始後，サイリスタ素子のターンオフ特性の２０
μｓ前後でスパークが発生した場合である。このとき，
１４３個の直列サイリスタのターンオフは，素子の特性
バラツキにより，オフしたサイリスタと未だオフしてい
ない導通中のサイリスタが混在する。最悪の場合，１４
２個がオンしたままで，１個がオフしたとき，スパーク
時の過電圧はこのオフした１個にかかり，過電圧破壊す
る。すなわち，サイリスタの直列数増加対策だけでは，
サイリスタを過電圧保護できない。
【００１８】
【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、上記課題を解決するために、 逆並列ダイオードを
有する高電圧半導体スイッチ、共振インダクタンス、共
振コンデンサ、集塵室の静電容量の直列回路を構成し、
共振コンデンサを充電する第１の直流電源と、集塵室を
充電する第２の直流電源を備え、上記高電圧半導体スイ
ッチを周期的にオンさせることにより、直列共振を起動
して上記高電圧半導体スイッチに共振電流の正方向電流
を流し、共振電流の逆方向電流を上記逆並列ダイオード
に通流することによって、集塵室にパルス電圧を印加す
る電気集塵用パルス発生回路において、上記高電圧半導
体スイッチを構成する半導体素子の制御電極に、該半導
体素子の周期的なオンを制御する制御回路とともに、上
記集塵室のスパークによる過電圧で動作するスパーク時
ターンオン回路を接続し、上記集塵室のスパークにより
上記半導体素子をオンさせて直列共振を起動し、上記半
導体スイッチに共振電流の正方向電流を流し、共振電流
の逆方向電流を上記逆並列ダイオードに通流した後の上
記半導体素子の主電極電圧がスパーク時ターンオン回路
の動作電圧以下になるまでオンを継続させることによ
り、上記高電圧半導体スイッチを過電圧保護することを
特徴とする電気集塵用パルス電源装置を提供するもので
ある。
は、上記課題を解決するために、 逆並列ダイオードを
有する高電圧半導体スイッチ、共振インダクタンス、共
振コンデンサ、集塵室の静電容量の直列回路を構成し、
共振コンデンサを充電する第１の直流電源と、集塵室を
充電する第２の直流電源を備え、上記高電圧半導体スイ
ッチを周期的にオンさせることにより、直列共振を起動
して上記高電圧半導体スイッチに共振電流の正方向電流
を流し、共振電流の逆方向電流を上記逆並列ダイオード
に通流することによって、集塵室にパルス電圧を印加す
る電気集塵用パルス発生回路において、上記高電圧半導
体スイッチを構成する半導体素子の制御電極に、該半導
体素子の周期的なオンを制御する制御回路とともに、上
記集塵室のスパークによる過電圧で動作するスパーク時
ターンオン回路を接続し、上記集塵室のスパークにより
上記半導体素子をオンさせて直列共振を起動し、上記半
導体スイッチに共振電流の正方向電流を流し、共振電流
の逆方向電流を上記逆並列ダイオードに通流した後の上
記半導体素子の主電極電圧がスパーク時ターンオン回路
の動作電圧以下になるまでオンを継続させることによ
り、上記高電圧半導体スイッチを過電圧保護することを
特徴とする電気集塵用パルス電源装置を提供するもので
ある。
【００１９】 請求項２に記載の発明は，上記課題を解
決するために，直列接続される上記各半導体素子に，こ
れら半導体素子の対地分布静電容量よりも十分に大きい
過渡特性補償用コンデンサを並列接続したことを特徴と
する請求項１に記載の電気集塵用パルス電源装置を提供
するものである。
決するために，直列接続される上記各半導体素子に，こ
れら半導体素子の対地分布静電容量よりも十分に大きい
過渡特性補償用コンデンサを並列接続したことを特徴と
する請求項１に記載の電気集塵用パルス電源装置を提供
するものである。
【００２０】 請求項３に記載の発明は，上記課題を解
決するために，上記高電圧半導体スイッチと直列に，ス
パーク時の上記直列共振コンデンサのエネルギ消費用抵
抗を接続したことを特徴とする請求項１又は請求項２の
いずれかに記載の電気集塵用パルス電源装置を提供する
ものである。
決するために，上記高電圧半導体スイッチと直列に，ス
パーク時の上記直列共振コンデンサのエネルギ消費用抵
抗を接続したことを特徴とする請求項１又は請求項２の
いずれかに記載の電気集塵用パルス電源装置を提供する
ものである。
【００２１】 請求項４に記載の発明は，上記課題を解
決するために，上記スパーク時ターンオン回路を２端子
トリガ素子で構成すると共に，上記半導体素子としてサ
イリスタを用い、該サイリスタに印加される電圧が上記
２端子トリガ素子のブレークダウン電圧を超えたときに
ゲート電流を流して上記サイリスタを点弧させることを
特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の
電気集塵用パルス電源装置を提供するものである。
決するために，上記スパーク時ターンオン回路を２端子
トリガ素子で構成すると共に，上記半導体素子としてサ
イリスタを用い、該サイリスタに印加される電圧が上記
２端子トリガ素子のブレークダウン電圧を超えたときに
ゲート電流を流して上記サイリスタを点弧させることを
特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の
電気集塵用パルス電源装置を提供するものである。
【００２２】 請求項５に記載の発明は，上記課題を解
決するために，上記共振コンデンサと並列に、ダイオー
ドと抵抗の直列回路を接続したことを特徴とする請求項
１ないし請求項４のいずれかに記載の電気集塵用パルス
電源装置を提供するものである。
決するために，上記共振コンデンサと並列に、ダイオー
ドと抵抗の直列回路を接続したことを特徴とする請求項
１ないし請求項４のいずれかに記載の電気集塵用パルス
電源装置を提供するものである。
【００２３】前述のような課題を解決するために、第６
の発明では、逆並列ダイオードを有する高電圧半導体ス
イッチ、共振インダクタンス、共振コンデンサ、集塵室
の静電容量の直列回路を構成し、共振コンデンサを充電
する第１の直流電源と、上記高電圧半導体スイッチの周
期的なオンオフを制御する制御回路と、集塵室を充電す
る第２の直流電源を備え、上記高電圧半導体スイッチを
周期的にオンさせることにより、直列共振を起動して上
記高電圧半導体スイッチに共振電流の正方向電流を流
し、共振電流の逆方向電流を上記逆並列ダイオードに通
流することによって、上記集塵室にパルス電圧を印加す
る電気集塵用パルス発生回路の保護方法において、定常
パルス運転時の高電圧半導体スイッチに印加される電圧
に比べて高く設定された設定電圧よりもスパーク時に発
生するサージ電圧が高いとき、上記高電圧半導体スイッ
チがオンすることにより該高電圧半導体スイッチを過電
圧から保護することを特徴とする電気集塵用パルス電源
装置の保護方法を提供するものである。
の発明では、逆並列ダイオードを有する高電圧半導体ス
イッチ、共振インダクタンス、共振コンデンサ、集塵室
の静電容量の直列回路を構成し、共振コンデンサを充電
する第１の直流電源と、上記高電圧半導体スイッチの周
期的なオンオフを制御する制御回路と、集塵室を充電す
る第２の直流電源を備え、上記高電圧半導体スイッチを
周期的にオンさせることにより、直列共振を起動して上
記高電圧半導体スイッチに共振電流の正方向電流を流
し、共振電流の逆方向電流を上記逆並列ダイオードに通
流することによって、上記集塵室にパルス電圧を印加す
る電気集塵用パルス発生回路の保護方法において、定常
パルス運転時の高電圧半導体スイッチに印加される電圧
に比べて高く設定された設定電圧よりもスパーク時に発
生するサージ電圧が高いとき、上記高電圧半導体スイッ
チがオンすることにより該高電圧半導体スイッチを過電
圧から保護することを特徴とする電気集塵用パルス電源
装置の保護方法を提供するものである。
【００２４】
【発明の実施の形態】 図１は，本発明の第１の実施の
形態を説明するための図であり，図７で示した符号と同
一の符号は相当する部材を示す。本発明の基本的な考え
方は、スパーク時に発生するサージ電圧が定常時のスイ
ッチ３に加わる電圧に比べて高く設定された所定電圧よ
りも上昇しようとするときには、スイッチがオンするこ
とにより過電圧から保護すると共に、共振コンデンサの
エネルギを回路内で消費するところにある。この働きを
行う回路がスパーク時ターンオン回路１２であり，スイ
ッチ３のアノードとゲート間に接続される。また、２２
が共振コンデンサのエネルギを消費するための抵抗であ
る。
形態を説明するための図であり，図７で示した符号と同
一の符号は相当する部材を示す。本発明の基本的な考え
方は、スパーク時に発生するサージ電圧が定常時のスイ
ッチ３に加わる電圧に比べて高く設定された所定電圧よ
りも上昇しようとするときには、スイッチがオンするこ
とにより過電圧から保護すると共に、共振コンデンサの
エネルギを回路内で消費するところにある。この働きを
行う回路がスパーク時ターンオン回路１２であり，スイ
ッチ３のアノードとゲート間に接続される。また、２２
が共振コンデンサのエネルギを消費するための抵抗であ
る。
【００２５】 図２は，本発明の第１の実施の形態を説
明するスイッチ部分の具体例である。スイッチ３は，多
数のサイリスタ３1 〜３n を直列接続して構成され，逆
電流帰還手段４は，サイリスタ３1 〜３n と同数のダイ
オード４1 〜４nをそれぞれのサイリスタと逆並列に接
続して構成される。サイリスタ３1 〜３nの点弧は，制
御回路９から変流器１０1 〜１０n ，逆流防止用ダイオ
ード１１1〜１１n を介して行われる。１２1 〜１２n
はサイリスタのゲートカソード間に接続された動作安定
用抵抗である。
明するスイッチ部分の具体例である。スイッチ３は，多
数のサイリスタ３1 〜３n を直列接続して構成され，逆
電流帰還手段４は，サイリスタ３1 〜３n と同数のダイ
オード４1 〜４nをそれぞれのサイリスタと逆並列に接
続して構成される。サイリスタ３1 〜３nの点弧は，制
御回路９から変流器１０1 〜１０n ，逆流防止用ダイオ
ード１１1〜１１n を介して行われる。１２1 〜１２n
はサイリスタのゲートカソード間に接続された動作安定
用抵抗である。
【００２６】 スパーク時ターンオン回路１２は，スイ
ッチ３を構成する直列接続された多数のサイリスタ３1
〜３n のそれぞれのアノードとゲート間に２端子トリガ
素子１３1 〜１３n と抵抗１４1 〜１４n との直列接続
回路を接続してなる。サイリスタ３1 〜３n のアノード
とカソード間に一定値以上の電圧が印加されると，２端
子トリガ素子１３1 〜１３n がブレークダウンして導通
状態となり、各サイリスタのゲートに電流を流す。実施
例では６９０Ｖのブレークダウン電圧とした。抵抗１４
1 〜１４n は，２端子トリガ素子１３1 〜１３n が高速
で，サージ電流耐量があれば省略できる。また、１５1
〜１５n は各サイリスタに並列接続された電圧バランス
用抵抗，１６1 〜１６n は過渡特性改善用コンデンサで
ある。
ッチ３を構成する直列接続された多数のサイリスタ３1
〜３n のそれぞれのアノードとゲート間に２端子トリガ
素子１３1 〜１３n と抵抗１４1 〜１４n との直列接続
回路を接続してなる。サイリスタ３1 〜３n のアノード
とカソード間に一定値以上の電圧が印加されると，２端
子トリガ素子１３1 〜１３n がブレークダウンして導通
状態となり、各サイリスタのゲートに電流を流す。実施
例では６９０Ｖのブレークダウン電圧とした。抵抗１４
1 〜１４n は，２端子トリガ素子１３1 〜１３n が高速
で，サージ電流耐量があれば省略できる。また、１５1
〜１５n は各サイリスタに並列接続された電圧バランス
用抵抗，１６1 〜１６n は過渡特性改善用コンデンサで
ある。
【００２７】 ２端子トリガ素子１３1 〜１３n がブレ
ークダウンしてからスイッチ３がオンするまでの間に遅
れ時間が生じるので，スイッチ３に印加される電圧は，
２端子トリガ素子のブレークダウン電圧より高くなる。
ターンオンまでの時間が長い場合，スイッチ３がオンす
るまでにスパーク電圧がスイッチの耐圧を超えるおそれ
があるので，スイッチ３の高速ターンオンが必要となる
が，スイッチのターンオン時間はゲート電流に依存する
ため，直列抵抗１４を０若しくは極小値に選定して，ゲ
ート電流を通常の値より多くすることで高速ターンオン
を行うことが望ましい。
ークダウンしてからスイッチ３がオンするまでの間に遅
れ時間が生じるので，スイッチ３に印加される電圧は，
２端子トリガ素子のブレークダウン電圧より高くなる。
ターンオンまでの時間が長い場合，スイッチ３がオンす
るまでにスパーク電圧がスイッチの耐圧を超えるおそれ
があるので，スイッチ３の高速ターンオンが必要となる
が，スイッチのターンオン時間はゲート電流に依存する
ため，直列抵抗１４を０若しくは極小値に選定して，ゲ
ート電流を通常の値より多くすることで高速ターンオン
を行うことが望ましい。
【００２８】 実験では，２端子トリガ素子１３1 〜１
３n が６９０Ｖでブレークダウンすると，約１Ａのゲー
ト電流が流れて，スイッチ３のゲートを駆動し，７００
ｎｓのサイリスタターンオン遅れ時間でスイッチ３がオ
ンする。このときのサイリスタ３1 〜３n のアノード・
カソード間電圧は７４０Ｖまで上昇し，サイリスタの耐
電圧８００Ｖ以下となった。サイリスタ３1 〜３n の直
列個数は，２端子トリガ素子のブレークダウン電圧が６
９０Ｖであるから，定常時４５ｋＶの電圧でブレークダ
ウンさせないためには，４５ｋＶ／６９０Ｖ＝６５個以
上必要となる。
３n が６９０Ｖでブレークダウンすると，約１Ａのゲー
ト電流が流れて，スイッチ３のゲートを駆動し，７００
ｎｓのサイリスタターンオン遅れ時間でスイッチ３がオ
ンする。このときのサイリスタ３1 〜３n のアノード・
カソード間電圧は７４０Ｖまで上昇し，サイリスタの耐
電圧８００Ｖ以下となった。サイリスタ３1 〜３n の直
列個数は，２端子トリガ素子のブレークダウン電圧が６
９０Ｖであるから，定常時４５ｋＶの電圧でブレークダ
ウンさせないためには，４５ｋＶ／６９０Ｖ＝６５個以
上必要となる。
【００２９】 しかし，後述する理由により，ブレーク
ダウン電圧が下がるとスパーク時の再点弧の回数が増加
し，スイッチングロスが多くなり，サイリスタ接合温度
が規格値以上となる可能性があるので，以下の実施例で
はサイリスタ直列接続数を１００個とし，ブレークダウ
ン電圧を約６９ｋＶとした。
ダウン電圧が下がるとスパーク時の再点弧の回数が増加
し，スイッチングロスが多くなり，サイリスタ接合温度
が規格値以上となる可能性があるので，以下の実施例で
はサイリスタ直列接続数を１００個とし，ブレークダウ
ン電圧を約６９ｋＶとした。
【００３０】 この場合，６９ｋＶの電圧がスイッチ３
に印加されるまでは，スパーク時ターンオン回路１２に
よる点弧は行われない。つまり，スイッチ３は，定常運
転時には４５ｋＶのサージ電圧が印加されるだけである
ので、制御回路９からの正規の点弧信号によりのみ点弧
されて通常のパルス動作を行う。パルス動作中に集塵室
７にスパークが発生し，スイッチ３に６９ｋＶ以上の電
圧が印加された場合に，スパーク時ターンオン回路１２
がブレークダウンしてゲート電流をサイリスタのゲート
に流して，制御回路９によらない点弧を行う。
に印加されるまでは，スパーク時ターンオン回路１２に
よる点弧は行われない。つまり，スイッチ３は，定常運
転時には４５ｋＶのサージ電圧が印加されるだけである
ので、制御回路９からの正規の点弧信号によりのみ点弧
されて通常のパルス動作を行う。パルス動作中に集塵室
７にスパークが発生し，スイッチ３に６９ｋＶ以上の電
圧が印加された場合に，スパーク時ターンオン回路１２
がブレークダウンしてゲート電流をサイリスタのゲート
に流して，制御回路９によらない点弧を行う。
【００３１】 集塵室７にスパークが発生した場合，ス
イッチ３には７０ｋＶ＋α、約１００ｋＶのサージ電圧
が印加される。そこで，スパーク時ターンオン回路１２
の設定電圧をこの印加電圧よりも低く設定しておくこと
で，スパークによるサージ電圧が設定電圧よりも高い内
は、スパーク時ターンオン回路１２がブレークダウン
し、スイッチ３を繰り返し点弧してオンさせることで共
振コンデンサ６のエネルギを回路部品、特に抵抗２２の
電力損失で減衰させる。そして、スイッチ３に印加され
る電圧がスパーク時ターンオン回路１２の設定電圧より
も低くなると点弧が終了する。
イッチ３には７０ｋＶ＋α、約１００ｋＶのサージ電圧
が印加される。そこで，スパーク時ターンオン回路１２
の設定電圧をこの印加電圧よりも低く設定しておくこと
で，スパークによるサージ電圧が設定電圧よりも高い内
は、スパーク時ターンオン回路１２がブレークダウン
し、スイッチ３を繰り返し点弧してオンさせることで共
振コンデンサ６のエネルギを回路部品、特に抵抗２２の
電力損失で減衰させる。そして、スイッチ３に印加され
る電圧がスパーク時ターンオン回路１２の設定電圧より
も低くなると点弧が終了する。
【００３２】 エネルギ消費用抵抗２２の抵抗値は，定
常電流に対する損失が実用上無視でき，かつスパーク時
の大電流によるエネルギを消費して点弧回数を制限でき
る値とし，通常は数オームである。なお、抵抗２２を省
略して、サイリスタ、ダイオード、共振インダクタンス
などの部品の損失によりエネルギを消費することも可能
である。
常電流に対する損失が実用上無視でき，かつスパーク時
の大電流によるエネルギを消費して点弧回数を制限でき
る値とし，通常は数オームである。なお、抵抗２２を省
略して、サイリスタ、ダイオード、共振インダクタンス
などの部品の損失によりエネルギを消費することも可能
である。
【００３３】 図３は第１のスパークモードでの各部の
波形を示す。同図において，ＩS はスイッチ３又は逆電
流帰還手段４を流れる電流，ＶBKはスパーク時ターンオ
ン回路１２のブレークダウン電圧，ＶAKはスイッチ３の
アノード・カソード間電圧，ＩG はスイッチ３のゲート
電流，Ｖe は集塵室７に印加されるパルス畳重電圧であ
り、ベース電圧Ｖb とパルス発生回路が生じるパルス電
圧Ｖp との和になる。
波形を示す。同図において，ＩS はスイッチ３又は逆電
流帰還手段４を流れる電流，ＶBKはスパーク時ターンオ
ン回路１２のブレークダウン電圧，ＶAKはスイッチ３の
アノード・カソード間電圧，ＩG はスイッチ３のゲート
電流，Ｖe は集塵室７に印加されるパルス畳重電圧であ
り、ベース電圧Ｖb とパルス発生回路が生じるパルス電
圧Ｖp との和になる。
【００３４】 先ず，時刻ｔ0 において，制御回路９か
らスイッチ３へ点弧信号ＩG0が送付されると，スイッチ
３がオンし，スイッチ３に正方向の正弦半波状共振電流
ＩS ＝Ｉ1 が流れ，パルス発生回路はパルス電圧ＶP を
発生する。パルス電圧ＶP は負特性であるため，負方向
へ増加する。
らスイッチ３へ点弧信号ＩG0が送付されると，スイッチ
３がオンし，スイッチ３に正方向の正弦半波状共振電流
ＩS ＝Ｉ1 が流れ，パルス発生回路はパルス電圧ＶP を
発生する。パルス電圧ＶP は負特性であるため，負方向
へ増加する。
【００３５】 パルス電圧ＶP がピーク電圧（−９０ｋ
Ｖ）を過ぎると，逆電流帰還手段４に負方向の正弦半波
状共振電流ＩS ＝Ｉ2 が流れ，スイッチ３は，この逆電
流期間に逆バイアスが印加されるので，ターンオフす
る。
Ｖ）を過ぎると，逆電流帰還手段４に負方向の正弦半波
状共振電流ＩS ＝Ｉ2 が流れ，スイッチ３は，この逆電
流期間に逆バイアスが印加されるので，ターンオフす
る。
【００３６】 次に，第１のモードのスパーク、すなわ
ち、スイッチ３のサイリスタが完全にオン又はオフして
いる状態で発生するスパークについて説明する。図３に
示す例では、帰還電流がほぼ終了する時刻でスイッチ３
のサイリスタが全て完全にオフした状態で、スパークが
集塵室７に発生したものとする。スイッチ３には約１０
０ｋＶに向かって上昇するサージ電圧ＶAK1 が印加され
る。このスパーク電圧ＶAK1 が時刻ｔ1 でブレークダウ
ン電圧ＶBKを超えると，スパーク時ターンオン回路１２
を介してスイッチ３のゲートにゲート電流ＩG1が流れ，
スイッチ３が点弧される。ブレークダウン電圧をこのサ
ージ電圧よりも低い６９ｋＶに設定することで，スパー
ク時にスイッチ３を点弧してを過電圧から保護するとと
もに，共振インダクタンス，共振コンデンサによる直列
共振電流が流れる。この直列共振電流は，集塵機の静電
容量を短絡するので，共振周波数が約４ｋＨｚに低下
し，逆電流期間は１２３μｓに増加する。
ち、スイッチ３のサイリスタが完全にオン又はオフして
いる状態で発生するスパークについて説明する。図３に
示す例では、帰還電流がほぼ終了する時刻でスイッチ３
のサイリスタが全て完全にオフした状態で、スパークが
集塵室７に発生したものとする。スイッチ３には約１０
０ｋＶに向かって上昇するサージ電圧ＶAK1 が印加され
る。このスパーク電圧ＶAK1 が時刻ｔ1 でブレークダウ
ン電圧ＶBKを超えると，スパーク時ターンオン回路１２
を介してスイッチ３のゲートにゲート電流ＩG1が流れ，
スイッチ３が点弧される。ブレークダウン電圧をこのサ
ージ電圧よりも低い６９ｋＶに設定することで，スパー
ク時にスイッチ３を点弧してを過電圧から保護するとと
もに，共振インダクタンス，共振コンデンサによる直列
共振電流が流れる。この直列共振電流は，集塵機の静電
容量を短絡するので，共振周波数が約４ｋＨｚに低下
し，逆電流期間は１２３μｓに増加する。
【００３７】 この共振電流の逆電流期間でサイリスタ
がターンオフし，逆電流直後に再度過電圧ＶAK2 が印加
される。この電圧が６９ｋＶ以上であれば，スパーク時
ターンオン回路１２を介してスイッチ３のゲートにゲー
ト電流ＩG2が流れ，スイッチ３は２回目の点弧が行わ
れ、ターンオンする。
がターンオフし，逆電流直後に再度過電圧ＶAK2 が印加
される。この電圧が６９ｋＶ以上であれば，スパーク時
ターンオン回路１２を介してスイッチ３のゲートにゲー
ト電流ＩG2が流れ，スイッチ３は２回目の点弧が行わ
れ、ターンオンする。
【００３８】 電圧ＶAK2 によりスイッチ３及び逆電流
帰還手段４に共振電流が流れた後，さらに時刻ｔ3 でブ
レークダウン電圧ＶBKを超える電圧ＶAK3 がスイッチ３
に印加されると，スパーク時ターンオン回路１２を介し
てスイッチ３のゲートにゲート電流ＩG3が流れ，スイッ
チ３は３回目の点弧が行われて三たびオンする。
帰還手段４に共振電流が流れた後，さらに時刻ｔ3 でブ
レークダウン電圧ＶBKを超える電圧ＶAK3 がスイッチ３
に印加されると，スパーク時ターンオン回路１２を介し
てスイッチ３のゲートにゲート電流ＩG3が流れ，スイッ
チ３は３回目の点弧が行われて三たびオンする。
【００３９】 このようにスパーク時ターンオン回路１
２によるオンを繰り返すことでスパークのエネルギが抵
抗２２、サイリスタスイッチ３，ダイオード，配線抵抗
などで減衰し，逆電流直後の再過電圧は低下していく。
そして，電圧ＶAK3 によりスイッチ３及び逆電流帰還手
段４に共振電流が流れた後，時刻ｔ4 において，スイッ
チ３に印加される最大電圧ＶAK4 がブレークダウン電圧
ＶBKに達しなくなると，スパーク時ターンオン回路１２
がスイッチ３を再び点弧することはなく，一連のスイッ
チ３の点弧が終了する。
２によるオンを繰り返すことでスパークのエネルギが抵
抗２２、サイリスタスイッチ３，ダイオード，配線抵抗
などで減衰し，逆電流直後の再過電圧は低下していく。
そして，電圧ＶAK3 によりスイッチ３及び逆電流帰還手
段４に共振電流が流れた後，時刻ｔ4 において，スイッ
チ３に印加される最大電圧ＶAK4 がブレークダウン電圧
ＶBKに達しなくなると，スパーク時ターンオン回路１２
がスイッチ３を再び点弧することはなく，一連のスイッ
チ３の点弧が終了する。
【００４０】 次に第２のスパークモードでの動作を説
明する。，サイリスタの不安定な状態，すなわちターン
オフ期間開始直後にスパークする。図９に示したよう
に，パルス期間の後半，逆電流期間の開始後，素子のタ
ーンオフ特性２０μｓ前後でスパークが発生した場合で
ある。このとき，１００個の直列サイリスタのターンオ
フは，素子特性のばらつきにより，オンしたままのサイ
リスタとオフしたサイリスタが混在する。
明する。，サイリスタの不安定な状態，すなわちターン
オフ期間開始直後にスパークする。図９に示したよう
に，パルス期間の後半，逆電流期間の開始後，素子のタ
ーンオフ特性２０μｓ前後でスパークが発生した場合で
ある。このとき，１００個の直列サイリスタのターンオ
フは，素子特性のばらつきにより，オンしたままのサイ
リスタとオフしたサイリスタが混在する。
【００４１】 最悪の場合，９９個がオンしたままで，
１個がオフしたとき，スパーク時の過電圧はこのオフし
た１個にかかるが，スパーク時ターンオン回路１２の存
在により，ＶBK以上の電圧でこの１個もオンし，直列共
振電流が流れる。スパーク時の直列共振電流の逆電流期
間は１２０μｓ以上あるので全サイリスタは完全にオフ
し，この逆電流期間経過後に過電圧がかかり，それがブ
レークダウン電圧ＶBK以上であれば，点弧される。この
動作は先に説明した第１のスパークモードと同一であ
り，スイッチ３に印加される最大電圧ＶAK4 がブレーク
ダウン電圧ＶBKに達しなくなると，スイッチ３は再び点
弧されることはなく，一連のスイッチ３の点弧が終了す
る。
１個がオフしたとき，スパーク時の過電圧はこのオフし
た１個にかかるが，スパーク時ターンオン回路１２の存
在により，ＶBK以上の電圧でこの１個もオンし，直列共
振電流が流れる。スパーク時の直列共振電流の逆電流期
間は１２０μｓ以上あるので全サイリスタは完全にオフ
し，この逆電流期間経過後に過電圧がかかり，それがブ
レークダウン電圧ＶBK以上であれば，点弧される。この
動作は先に説明した第１のスパークモードと同一であ
り，スイッチ３に印加される最大電圧ＶAK4 がブレーク
ダウン電圧ＶBKに達しなくなると，スイッチ３は再び点
弧されることはなく，一連のスイッチ３の点弧が終了す
る。
【００４２】 このようなスパーク時に発生するサージ
電圧が設定値に達するとき、スパーク時ターンオン回路
１２の点弧作用でスイッチ３がオンすることにより，ス
イッチ３はスパーク時の過電圧に耐える必要がなくな
り，サイリスタの直列個数を大幅に減少させることがで
きる。
電圧が設定値に達するとき、スパーク時ターンオン回路
１２の点弧作用でスイッチ３がオンすることにより，ス
イッチ３はスパーク時の過電圧に耐える必要がなくな
り，サイリスタの直列個数を大幅に減少させることがで
きる。
【００４３】 次に，過渡特性改善用コンデンサ１６1
〜１６n の作用について説明する。多数直列接続された
サイリスタの直流的な電圧分担はすべて同一値の並列抵
抗１５1 〜１５n により行われる。定常運転時のベース
電圧，あるいはパルス電圧はそれほど急峻でないので等
しく分担する。しかしながら，スパーク時の過電圧は図
３に示すように，急峻であり，並列抵抗による電圧分担
は期待できない。これは多数のサイリスタが対アースに
対する分布静電容量ＣS をもち，高圧側ほど過渡的電圧
分担が大きくなるからである。
〜１６n の作用について説明する。多数直列接続された
サイリスタの直流的な電圧分担はすべて同一値の並列抵
抗１５1 〜１５n により行われる。定常運転時のベース
電圧，あるいはパルス電圧はそれほど急峻でないので等
しく分担する。しかしながら，スパーク時の過電圧は図
３に示すように，急峻であり，並列抵抗による電圧分担
は期待できない。これは多数のサイリスタが対アースに
対する分布静電容量ＣS をもち，高圧側ほど過渡的電圧
分担が大きくなるからである。
【００４４】 この結果，高圧側のサイリスタは先に点
弧し，低圧側のサイリスタが雪崩的に点弧するから、所
定のブレークダウン電圧とならない問題，あるいは最
悪，低圧側のサイリスタ又はダイオードの電圧上昇率が
大き過ぎることによるサイリスタのターンオン時間遅れ
で点弧が間に合わず，低圧側のサイリスタ又はダイオー
ドが過電圧で破壊するという問題を発生する。このた
め，対地分布静電容量よりも十分に大きい過渡特性改善
用コンデンサ１６1 〜１６n をサイリスタに接続するこ
とが望ましい。実験では，１００直列のサイリスタ１個
当たり１．４ｐＦの対アース分布容量に対して，並列抵
抗１５1 〜１５n を５００ｋΩ，また過渡特性改善用コ
ンデンサ１６1 〜１６n を３０ｎＦに選定することで安
定な動作を実現できた。
弧し，低圧側のサイリスタが雪崩的に点弧するから、所
定のブレークダウン電圧とならない問題，あるいは最
悪，低圧側のサイリスタ又はダイオードの電圧上昇率が
大き過ぎることによるサイリスタのターンオン時間遅れ
で点弧が間に合わず，低圧側のサイリスタ又はダイオー
ドが過電圧で破壊するという問題を発生する。このた
め，対地分布静電容量よりも十分に大きい過渡特性改善
用コンデンサ１６1 〜１６n をサイリスタに接続するこ
とが望ましい。実験では，１００直列のサイリスタ１個
当たり１．４ｐＦの対アース分布容量に対して，並列抵
抗１５1 〜１５n を５００ｋΩ，また過渡特性改善用コ
ンデンサ１６1 〜１６n を３０ｎＦに選定することで安
定な動作を実現できた。
【００４５】 図４は本発明の他の実施の形態を示し、
図１で示した符号と同一の符号は相当する部材を示す。
この実施例は、スパーク時の共振コンデンサ６のエネル
ギを速やかに消費して共振サイクル数を低減しながら
も、定常のパルス運転では損失とならない手段を設けた
ものである。
図１で示した符号と同一の符号は相当する部材を示す。
この実施例は、スパーク時の共振コンデンサ６のエネル
ギを速やかに消費して共振サイクル数を低減しながら
も、定常のパルス運転では損失とならない手段を設けた
ものである。
【００４６】 この手段は、共振コンデンサ６の充電電
圧が定常パルス運転時には反転しないが、スパーク時に
は反転することを利用したもので、高電圧ダイオード２
３と抵抗２４との直列接続回路を共振コンデンサ６に並
列接続したものである。高電圧ダイオード２３の極性は
共振コンデンサ６の充電電圧を阻止する方向である。
圧が定常パルス運転時には反転しないが、スパーク時に
は反転することを利用したもので、高電圧ダイオード２
３と抵抗２４との直列接続回路を共振コンデンサ６に並
列接続したものである。高電圧ダイオード２３の極性は
共振コンデンサ６の充電電圧を阻止する方向である。
【００４７】 この構成によれば、定常のパルス運転時
には、高電圧ダイオード２３には常に逆電圧が加わり、
導通せず、回路動作に影響を与えない。スパークが発生
して過電圧によりスイッチ３がターンオンし、共振コン
デンサ６の電圧が反転し始めると、高電圧ダイオード２
３が導通し、抵抗２４でエネルギを消費する。抵抗２４
の値を適当に選定することにより、共振電流を非振動的
から減衰振動的に変化させることができる。図５は抵抗
２４の値を適当に選定することにより、共振電流を１サ
イクルに制限した電流波形ＩS とスイッチ３の印加電圧
ＶAKとを示したものであり、サイリスタスイッチ３の熱
的ストレスを大幅に低減できる。
には、高電圧ダイオード２３には常に逆電圧が加わり、
導通せず、回路動作に影響を与えない。スパークが発生
して過電圧によりスイッチ３がターンオンし、共振コン
デンサ６の電圧が反転し始めると、高電圧ダイオード２
３が導通し、抵抗２４でエネルギを消費する。抵抗２４
の値を適当に選定することにより、共振電流を非振動的
から減衰振動的に変化させることができる。図５は抵抗
２４の値を適当に選定することにより、共振電流を１サ
イクルに制限した電流波形ＩS とスイッチ３の印加電圧
ＶAKとを示したものであり、サイリスタスイッチ３の熱
的ストレスを大幅に低減できる。
【００４８】 以上説明した実施例は、サイリスタスイ
ッチを高電圧回路に設けたが、パルストランスなどの昇
圧手段を用いれば、サイリスタスイッチを低電圧側に設
けることができる。図６は，このような本発明の第３の
実施の形態を説明するための図である。同図において，
図１に示した記号と同一の記号は相当する部材を示すも
のとする。この回路ではコンデンサ１７が第１の共振コ
ンデンサの働きを行い，コンデンサ６は第２の共振コン
デンサとして働き、パルス結合作用も行う。また、１８
は昇圧用のパルストランスであり，１次側と２次側との
巻数比は、例えば１：２０である。
ッチを高電圧回路に設けたが、パルストランスなどの昇
圧手段を用いれば、サイリスタスイッチを低電圧側に設
けることができる。図６は，このような本発明の第３の
実施の形態を説明するための図である。同図において，
図１に示した記号と同一の記号は相当する部材を示すも
のとする。この回路ではコンデンサ１７が第１の共振コ
ンデンサの働きを行い，コンデンサ６は第２の共振コン
デンサとして働き、パルス結合作用も行う。また、１８
は昇圧用のパルストランスであり，１次側と２次側との
巻数比は、例えば１：２０である。
【００４９】 第１の共振コンデンサ１７には第１の直
流電源１から−１．５ｋＶが，第２の共振コンデンサ６
には第２の直流電源８から−４０ｋＶがそれぞれ図示極
性で充電されている。この回路では、直列共振回路が共
振インダクタンス５と集塵室７の静電容量と第１、第２
の共振コンデンサ１７、６とで構成される。第１の共振
コンデンサ１７を等価的に第２の共振コンデンサ６の数
倍にするのが一般的である。
流電源１から−１．５ｋＶが，第２の共振コンデンサ６
には第２の直流電源８から−４０ｋＶがそれぞれ図示極
性で充電されている。この回路では、直列共振回路が共
振インダクタンス５と集塵室７の静電容量と第１、第２
の共振コンデンサ１７、６とで構成される。第１の共振
コンデンサ１７を等価的に第２の共振コンデンサ６の数
倍にするのが一般的である。
【００５０】 定常運転時の動作について説明する。集
塵電極７には，第２の直流電源８からＶB ＝−４０ｋＶ
の電圧が印加されている。制御回路９からスイッチ３へ
点弧信号が送付されると，スイッチ３がオンし，共振コ
ンデンサ１７からパルストランス１８の１次巻線，共振
インダクタンス５，スイッチ３を介して共振電流ｉが流
れ，パルストランスの２次巻線に電圧を発生する。この
電圧が共振コンデンサ６の充電電圧に重畳され，パルス
電圧が集塵電極７に印加される。
塵電極７には，第２の直流電源８からＶB ＝−４０ｋＶ
の電圧が印加されている。制御回路９からスイッチ３へ
点弧信号が送付されると，スイッチ３がオンし，共振コ
ンデンサ１７からパルストランス１８の１次巻線，共振
インダクタンス５，スイッチ３を介して共振電流ｉが流
れ，パルストランスの２次巻線に電圧を発生する。この
電圧が共振コンデンサ６の充電電圧に重畳され，パルス
電圧が集塵電極７に印加される。
【００５１】 次に，集塵電極７の静電容量からパルス
トランス１８の２次巻線を介して共振電流ｉと逆方向の
共振電流が流れ，共振エネルギが共振コンデンサ６に帰
還電流として回収される。また，パルストランス１８の
１次巻線から逆電流帰還手段４，共振インダクタンス５
を介して逆方向の共振電流が流れ，共振エネルギが第１
の共振コンデンサ１７に帰還電流として回収される。ス
イッチ３は，この逆電流期間に逆バイアスが印加される
ので，ターンオフする。
トランス１８の２次巻線を介して共振電流ｉと逆方向の
共振電流が流れ，共振エネルギが共振コンデンサ６に帰
還電流として回収される。また，パルストランス１８の
１次巻線から逆電流帰還手段４，共振インダクタンス５
を介して逆方向の共振電流が流れ，共振エネルギが第１
の共振コンデンサ１７に帰還電流として回収される。ス
イッチ３は，この逆電流期間に逆バイアスが印加される
ので，ターンオフする。
【００５２】 次に，共振電流が流れなくなって，集塵
電極に印加されるパルス電圧が−４０ｋＶの一定電圧に
なる待機期間の経過後，再び制御回路９からスイッチ３
へ点弧信号が送付されてスイッチ３がオンする。以下同
様の動作を繰り返す。
電極に印加されるパルス電圧が−４０ｋＶの一定電圧に
なる待機期間の経過後，再び制御回路９からスイッチ３
へ点弧信号が送付されてスイッチ３がオンする。以下同
様の動作を繰り返す。
【００５３】 このようにして，定常時には制御回路９
からスイッチ３へ、例えば１２０回／ｓの点弧信号が印
加されてスイッチ３がオンし，集塵電極７には−４０ｋ
Ｖ〜−７０ｋＶのパルス電圧が印加され，スイッチ３に
は１．５ｋＶの電圧が印加される。
からスイッチ３へ、例えば１２０回／ｓの点弧信号が印
加されてスイッチ３がオンし，集塵電極７には−４０ｋ
Ｖ〜−７０ｋＶのパルス電圧が印加され，スイッチ３に
は１．５ｋＶの電圧が印加される。
【００５４】 次に，集塵電極７にスパークが発生した
場合について説明する。集塵電極７にスパークが発生す
ると，集塵電極７が導通し，スイッチ３には，１．５ｋ
Ｖ＋αのサージ電圧が印加されるが，スイッチ３のアノ
ードとカソード間に一定値，例えば１．６ｋＶ以上の電
圧が印加されると，２端子トリガ素子１３が導通状態と
なる。したがって，２端子トリガ素子１３及び抵抗１４
を介してゲート電流が流れて，スイッチ３のゲートを駆
動し，スイッチをオンさせる。このようにして，スパー
ク時には，制御回路９によらないスパーク時ターンオン
回路１２による点弧を行う結果，スイッチ３には１．６
ｋＶ以上の電圧が印加されない。
場合について説明する。集塵電極７にスパークが発生す
ると，集塵電極７が導通し，スイッチ３には，１．５ｋ
Ｖ＋αのサージ電圧が印加されるが，スイッチ３のアノ
ードとカソード間に一定値，例えば１．６ｋＶ以上の電
圧が印加されると，２端子トリガ素子１３が導通状態と
なる。したがって，２端子トリガ素子１３及び抵抗１４
を介してゲート電流が流れて，スイッチ３のゲートを駆
動し，スイッチをオンさせる。このようにして，スパー
ク時には，制御回路９によらないスパーク時ターンオン
回路１２による点弧を行う結果，スイッチ３には１．６
ｋＶ以上の電圧が印加されない。
【００５５】 この点弧によるスパーク時の直列共振
は、第１と第２の共振コンデンサ１７と６と共振インダ
クタンス５とで行われ、第１の共振コンデンサ１７の電
圧が図示極性と逆になると、エネルギは抵抗２４で消費
される。抵抗２４の抵抗値を適切に選定することによ
り、この１回の点弧でエネルギを抵抗２４で充分に消費
し、スイッチ３に印加される電圧をスパーク時ターンオ
ン回路１２の設定電圧より低くすることができる。この
場合には、サイリスタスイッチ３を何度も点弧・導通さ
せないので、サイリスタスイッチ３の電力損失を軽減で
きる。
は、第１と第２の共振コンデンサ１７と６と共振インダ
クタンス５とで行われ、第１の共振コンデンサ１７の電
圧が図示極性と逆になると、エネルギは抵抗２４で消費
される。抵抗２４の抵抗値を適切に選定することによ
り、この１回の点弧でエネルギを抵抗２４で充分に消費
し、スイッチ３に印加される電圧をスパーク時ターンオ
ン回路１２の設定電圧より低くすることができる。この
場合には、サイリスタスイッチ３を何度も点弧・導通さ
せないので、サイリスタスイッチ３の電力損失を軽減で
きる。
【００５６】 しかし、１回の自己点弧で回路内でスパ
ークのエネルギを吸収しきれない場合には，この自己点
弧が繰り返される。自己点弧を繰り返すことで，スパー
クのエネルギが減衰し，スイッチ３に印加される電圧が
スパーク時ターンオン回路１２の設定電圧より低くなる
と自己点弧が終了する。
ークのエネルギを吸収しきれない場合には，この自己点
弧が繰り返される。自己点弧を繰り返すことで，スパー
クのエネルギが減衰し，スイッチ３に印加される電圧が
スパーク時ターンオン回路１２の設定電圧より低くなる
と自己点弧が終了する。
【００５７】 スパーク時ターンオン回路１２がスイッ
チ３のアノードとゲート間に接続されていない場合に
は，スパーク時にサージ電圧として定常運転時の約２倍
の電圧（約３ｋＶ）がスイッチ３に印加されるが，スパ
ーク時ターンオン回路をスイッチ３のアノードとゲート
間に接続することにより，スパーク時にも定常運転時に
スイッチ３に印加される電圧（１．５ｋＶ）に近い１．
６ｋＶのサージ電圧がスイッチ３に印加されるだけなの
で，より耐圧の低いスイッチ３を使用することが可能と
なる。
チ３のアノードとゲート間に接続されていない場合に
は，スパーク時にサージ電圧として定常運転時の約２倍
の電圧（約３ｋＶ）がスイッチ３に印加されるが，スパ
ーク時ターンオン回路をスイッチ３のアノードとゲート
間に接続することにより，スパーク時にも定常運転時に
スイッチ３に印加される電圧（１．５ｋＶ）に近い１．
６ｋＶのサージ電圧がスイッチ３に印加されるだけなの
で，より耐圧の低いスイッチ３を使用することが可能と
なる。
【００５８】 このように，パルストランス１８を使用
する第３の実施の形態においても，スパーク時にスイッ
チ３に過電圧が印加されるため，そのサージ電圧を見込
んだ耐圧のスイッチを選定しなければならないが，本発
明のようにスパーク時ターンオン回路１２を付加するこ
とにより，ほぼ定常運転時の電圧だけを考慮すればよい
ので，低耐圧のスイッチの使用が可能となり，コストを
低減することができる。
する第３の実施の形態においても，スパーク時にスイッ
チ３に過電圧が印加されるため，そのサージ電圧を見込
んだ耐圧のスイッチを選定しなければならないが，本発
明のようにスパーク時ターンオン回路１２を付加するこ
とにより，ほぼ定常運転時の電圧だけを考慮すればよい
ので，低耐圧のスイッチの使用が可能となり，コストを
低減することができる。
【００５９】 なお、以上の実施例ではダイオード２３
と抵抗２４との直列接続回路を第１の共振コンデンサ１
７と並列に設けたが、鎖線で示すように同様な直列接続
回路を第２の共振コンデンサ６と並列に設けても良く、
また双方に並列接続しても同様な効果を得ることができ
る。
と抵抗２４との直列接続回路を第１の共振コンデンサ１
７と並列に設けたが、鎖線で示すように同様な直列接続
回路を第２の共振コンデンサ６と並列に設けても良く、
また双方に並列接続しても同様な効果を得ることができ
る。
【００６０】 また、以上の実施例ではいずれも高電圧
半導体スイッチとしてサイリスタを複数個直列接続した
ものを用いたが、この発明では確実に過電圧保護できる
ので、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴなど電力の流れを開閉
できる他の電力用半導体素子を用いることができる。こ
の場合には、スパーク時ターンオン回路はスパークの発
生による過電圧で動作し、ある設定期間、好ましくはほ
ぼ１共振周期の正の半サイクルに相当する期間程度、電
力用半導体素子をオンに保持する機能を備えるのが良
い。このような機能は一般的に知られている一定パルス
幅をもつ駆動信号を発生する駆動用ＩＣなどと過電圧検
出回路とを組み合わせて用いることにより、容易に構成
できるので詳述するのを省略する。
半導体スイッチとしてサイリスタを複数個直列接続した
ものを用いたが、この発明では確実に過電圧保護できる
ので、ＭＯＳＦＥＴ又はＩＧＢＴなど電力の流れを開閉
できる他の電力用半導体素子を用いることができる。こ
の場合には、スパーク時ターンオン回路はスパークの発
生による過電圧で動作し、ある設定期間、好ましくはほ
ぼ１共振周期の正の半サイクルに相当する期間程度、電
力用半導体素子をオンに保持する機能を備えるのが良
い。このような機能は一般的に知られている一定パルス
幅をもつ駆動信号を発生する駆動用ＩＣなどと過電圧検
出回路とを組み合わせて用いることにより、容易に構成
できるので詳述するのを省略する。
【００６１】
【発明の効果】 以上述べたように，本発明は，定常パ
ルス運転時の高電圧半導体スイッチに印加される電圧に
比べて高く設定された設定電圧よりもスパーク時に発生
するサージ電圧が高いときには、上記高電圧半導体スイ
ッチがオンする ことによりスイッチを過電圧から保護することができ
る。
ルス運転時の高電圧半導体スイッチに印加される電圧に
比べて高く設定された設定電圧よりもスパーク時に発生
するサージ電圧が高いときには、上記高電圧半導体スイ
ッチがオンする ことによりスイッチを過電圧から保護することができ
る。
【００６２】 また，本発明は，スパーク電圧から保護
すべきサイリスタスイッチの制御極に、最大スパーク電
圧よりも小さいある設定電圧でブレークダウンを行う２
端子サイリスタのようなブレークダウン素子を備える非
常に簡単な構成のスパーク時ターンオン回路を接続し，
スパーク時の共振コンデンサのエネルギを回路内で消費
するようにしているので、サイリスタが安定状態にある
ときは勿論のこと，不安定状態でも，簡単な回路構成で
スパーク時において直列接続サイリスタのそれぞれを確
実に過電圧保護ができ，またサイリスタの直列接続数の
低減が可能となり，スイッチの小型化，コストの低減な
どの効果を有する。
すべきサイリスタスイッチの制御極に、最大スパーク電
圧よりも小さいある設定電圧でブレークダウンを行う２
端子サイリスタのようなブレークダウン素子を備える非
常に簡単な構成のスパーク時ターンオン回路を接続し，
スパーク時の共振コンデンサのエネルギを回路内で消費
するようにしているので、サイリスタが安定状態にある
ときは勿論のこと，不安定状態でも，簡単な回路構成で
スパーク時において直列接続サイリスタのそれぞれを確
実に過電圧保護ができ，またサイリスタの直列接続数の
低減が可能となり，スイッチの小型化，コストの低減な
どの効果を有する。
【図１】 本発明の第１の実施の形態を説明するための
図である。
図である。
【図２】 本発明の実施の形態のスイッチ部分の具体例
を示す図である。
を示す図である。
【図３】 本発明の第１の実施の形態の動作を説明する
ための図である。
ための図である。
【図４】 本発明の第２の実施の形態を説明するための
図である。
図である。
【図５】 本発明の第２の実施の形態の動作を説明する
ための図である。
ための図である。
【図６】 本発明の第３の実施の形態を説明するための
図である。
図である。
【図７】 従来のパルス電源装置の形態を説明するため
の図である。
の図である。
【図８】 従来のパルス電源装置の定常運転状態での動
作を説明するための波形図である。
作を説明するための波形図である。
【図９】 従来のパルス電源装置のスパーク状態を説明
するための波形図である。
するための波形図である。
１…第１の直流電源 ２…チョークコ
イル ３…高電圧半導体スイッチ ３1 〜３n …サ
イリスタ ４…逆電流帰還手段 ４1 〜４n …ダ
イオード ５…共振インダクタンス ６…共振コンデ
ンサ ７…集塵室 ８…第２の直流
電源 ９…制御回路 １０1 〜１０n …
変流器 １１1 〜１１n …ダイオード １２…スパーク
時ターンオン回路 １３，１３1 〜１３n …２端子トリガ素子 １５…
抵抗 １４，１４1 〜１４n …抵抗 １６…過渡特性
改善用コンデンサ １７…共振コンデンサ １８…パルスト
ランス ２１，２３…ダイオード ２２，２４…抵
抗
イル ３…高電圧半導体スイッチ ３1 〜３n …サ
イリスタ ４…逆電流帰還手段 ４1 〜４n …ダ
イオード ５…共振インダクタンス ６…共振コンデ
ンサ ７…集塵室 ８…第２の直流
電源 ９…制御回路 １０1 〜１０n …
変流器 １１1 〜１１n …ダイオード １２…スパーク
時ターンオン回路 １３，１３1 〜１３n …２端子トリガ素子 １５…
抵抗 １４，１４1 〜１４n …抵抗 １６…過渡特性
改善用コンデンサ １７…共振コンデンサ １８…パルスト
ランス ２１，２３…ダイオード ２２，２４…抵
抗
Claims (6)
- 【請求項１】 逆並列ダイオードを有する高電圧半導体
スイッチ、共振インダクタンス、共振コンデンサ、集塵
室の静電容量の直列回路を構成し、共振コンデンサを充
電する第１の直流電源と、集塵室を充電する第２の直流
電源を備え、上記高電圧半導体スイッチを周期的にオン
させることにより、直列共振を起動して上記高電圧半導
体スイッチに共振電流の正方向電流を流し、共振電流の
逆方向電流を上記逆並列ダイオードに通流することによ
って、集塵室にパルス電圧を印加する電気集塵用パルス
発生回路において、 上記高電圧半導体スイッチを構成する半導体素子の制御
電極に、該半導体素子の周期的なオンを制御する制御回
路とともに、上記集塵室のスパークによる過電圧で動作
するスパーク時ターンオン回路を接続し、上記集塵室の
スパークにより上記半導体素子をオンさせて直列共振を
起動し、上記半導体スイッチに共振電流の正方向電流を
流し、共振電流の逆方向電流を上記逆並列ダイオードに
通流した後の上記半導体素子の主電極電圧がスパーク時
ターンオン回路の動作電圧以下になるまでオンを継続さ
せることにより、上記高電圧半導体スイッチを過電圧保
護することを特徴とする電気集塵用パルス電源装置。 - 【請求項２】 直列接続される上記各半導体素子に，こ
れら半導体素子の対地分布静電容量よりも十分に大きい
過渡特性補償用コンデンサを並列接続したことを特徴と
する請求項１に記載の電気集塵用パルス電源装置。 - 【請求項３】 上記高電圧半導体スイッチと直列に，ス
パーク時の上記直列共振コンデンサのエネルギ消費用抵
抗を接続したことを特徴とする請求項１又は請求項２の
いずれかに記載の電気集塵用パルス電源装置。 - 【請求項４】 上記スパーク時ターンオン回路を２端子
トリガ素子で構成すると共に，上記半導体素子としてサ
イリスタを用い、該サイリスタに印加される電圧が上記
２端子トリガ素子のブレークダウン電圧を超えたときに
ゲート電流を流して上記サイリスタを点弧させることを
特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の
電気集塵用パルス電源装置。 - 【請求項５】 上記共振コンデンサと並列に、ダイオー
ドと抵抗の直列回路を接続したことを特徴とする請求項
１ないし請求項４のいずれかに記載の電気集塵用パルス
電源装置。 - 【請求項６】逆並列ダイオードを有する高電圧半導体ス
イッチ、共振インダクタンス、共振コンデンサ、集塵室
の静電容量の直列回路を構成し、共振コンデンサを充電
する第１の直流電源と、上記高電圧半導体スイッチの周
期的なオンオフを制御する制御回路と、集塵室を充電す
る第２の直流電源を備え、上記高電圧半導体スイッチを
周期的にオンさせることにより、直列共振を起動して上
記高電圧半導体スイッチに共振電流の正方向電流を流
し、共振電流の逆方向電流を上記逆並列ダイオードに通
流することによって、上記集塵室にパルス電圧を印加す
る電気集塵用パルス発生回路の保護方法において、定常パルス運転時の高電圧半導体スイッチに印加される
電圧に比べて高く設定された設定電圧よりもスパーク時
に発生するサージ電圧が高いとき、 上記高電圧半導体ス
イッチがオンすることにより該高電圧半導体スイッチを
過電圧から保護することを特徴とする電気集塵用パルス
電源装置の保護方法。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17288197A JP3470939B2 (ja) | 1997-06-13 | 1997-06-13 | 電気集塵用パルス電源装置及びその保護方法 |
| KR1019970054934A KR100433356B1 (ko) | 1997-06-13 | 1997-10-24 | 전기집진용펄스전원장치및그보호방법 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17288197A JP3470939B2 (ja) | 1997-06-13 | 1997-06-13 | 電気集塵用パルス電源装置及びその保護方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11579A JPH11579A (ja) | 1999-01-06 |
| JP3470939B2 true JP3470939B2 (ja) | 2003-11-25 |
Family
ID=15950055
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17288197A Expired - Lifetime JP3470939B2 (ja) | 1997-06-13 | 1997-06-13 | 電気集塵用パルス電源装置及びその保護方法 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3470939B2 (ja) |
| KR (1) | KR100433356B1 (ja) |
Families Citing this family (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100735098B1 (ko) | 2001-03-09 | 2007-07-06 | 삼성전자주식회사 | 전자렌지 및 그 전압제어방법 |
| DE10312921A1 (de) * | 2003-03-22 | 2004-10-14 | Sma Regelsysteme Gmbh | Schaltungsanordnung, Zusatzmodul und Solaranlagen-System |
| FR2912848B1 (fr) | 2007-02-20 | 2010-09-17 | Commissariat Energie Atomique | Limiteur de tension et protection d'un module photovoltaique |
| KR101240126B1 (ko) * | 2010-12-09 | 2013-03-07 | 주식회사 포스코아이씨티 | 전류 차단 회로 및 이를 구비하는 마이크로 펄스 시스템 |
| FR2977677B1 (fr) | 2011-07-04 | 2013-08-23 | Commissariat Energie Atomique | Detection d'arcs electriques dans les installations photovoltaiques |
| FR3010261B1 (fr) | 2013-08-29 | 2015-10-02 | Commissariat Energie Atomique | Detection d'un arc electrique en parallele sur les bornes principales d'une installation photovoltaique |
| FR3010260B1 (fr) | 2013-08-29 | 2015-10-02 | Commissariat Energie Atomique | Detection d'arcs electriques dans les installations photovoltaiques |
| JP6732615B2 (ja) * | 2016-09-20 | 2020-07-29 | ニチコン株式会社 | パルス電源装置 |
| KR102024586B1 (ko) * | 2017-10-30 | 2019-09-24 | (주)수도프리미엄엔지니어링 | 펄스 제어를 이용한 플라즈마 발생용 전압 공급장치 |
-
1997
- 1997-06-13 JP JP17288197A patent/JP3470939B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1997-10-24 KR KR1019970054934A patent/KR100433356B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR19990006267A (ko) | 1999-01-25 |
| KR100433356B1 (ko) | 2004-08-16 |
| JPH11579A (ja) | 1999-01-06 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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