JPH11579A - 電気集塵用パルス電源装置及びその保護方法 - Google Patents
電気集塵用パルス電源装置及びその保護方法Info
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Abstract
導体スイッチの過電圧保護,低耐圧の半導体素子の使用
可能,スイッチの小型化,コストの低減等の効果を有す
るパルス電源装置を提供すること。 【構成】 第1の直流電源1,第1の直流電源1に接続
された高電圧半導体スイッチ3,高電圧半導体スイッチ
3に逆並列に接続された逆電流帰還手段4,共振インダ
クタンス5,共振コンデンサ6,及び第2の直流電源8
からなるパルス発生回路と,第2の直流電源8に接続さ
れた集塵室7とを備え,高電圧半導体スイッチ3をオ
ン,オフして上記パルス発生回路にパルスを発生させる
と共に,上記パルス発生回路のパルス出力を集塵室7に
印加するパルス電源装置において,高電圧半導体スイッ
チ3の制御極にスパーク時ターンオン回路12を接続
し,集塵室7にスパークが発生したときにスパーク時タ
ーンオン回路12を動作させ、高電圧半導体をオンさせ
て過電圧から保護する。
Description
塵機に用いられるパルス電源装置及びその保護方法に関
する。
ス荷電式電気集塵機は,集塵室の静電容量と共振インダ
クタンスとの直列共振を利用したものであり,高抵抗ダ
ストの逆電離作用に対向して集塵効率を上げることがで
きるだけでなく,共振エネルギが電源に帰還電流として
回収されるので効率がよいという特徴がある。
置を説明するための図である。通常の集塵電圧(以下ベ
ース電圧という)Vb を−40kV,パルス電圧Vp を
−50kVとして説明する。同図において,1は第1の
直流電源であり,+30kVをパルス発生回路に与え
る。2は電流制限用のチョークコイル,3はスイッチ素
子、例えば多数のサイリスタを直列接続してなるパルス
発生用のスイッチ,4はスイッチ3に逆並列に接続され
た逆電流帰還手段であり,例えばスイッチ3を構成する
直列接続されたサイリスタのそれぞれに逆並列に接続さ
れたダイオードからなる。
要素である共振インダクタンス(L),6は静電容量C
c を有するパルス結合用の共振コンデンサ,7は放電電
極と集塵電極とを備える集塵室であり,放電電極と集塵
電極間に静電容量Cp を有している。静電容量Cc は静
電容量Cp より数倍,例えば3倍程度大きい。また、集
塵室の正極側である集塵電極は接地される。8はベース
電圧Vb を供給する第2の直流電源であり,−40kV
のベース電圧Vb を集塵室7に印加する。これらにより
パルス発生回路が構成される。9は制御回路であり,定
常運転状態において,商用電源周波数に同期した,例え
ば60Hz地域では120回/sの点弧信号をスイッチ
3に送付する。なお、21は集塵室7に印加されるパル
ス電圧が第2の直流電源8に印加されるのを防止するた
めの逆電圧阻止用ダイオードである。
は2.4mH,静電容量Cc は0.64μF,静電容量
Cp は0.2μFとし,共振インダクタンスLと静電容
量Cc とCp の直列回路の共振周波数は8.3kHz,
共振インダクタンスLと静電容量Cc の共振周波数は4
kHzとする。
図において,Is はスイッチ3又は逆電流帰還手段4を
流れる電流,Ve は集塵室7に印加されるパルス重畳集
塵電圧であり、ベース電圧Vb とパルス発生回路が生じ
るパルス電圧Vpとの和になる。
b =−40kVの電圧が印加され,共振コンデンサ6は
図示極性で70kVまで充電される。時刻t0 におい
て,制御回路9からスイッチ3へ点弧信号IG0が送付さ
れると,スイッチ3がオンし,期間T1 において,共振
コンデンサ6から共振インダクタンス5,スイッチ3を
介して集塵室7の静電容量Cp へ正方向の正弦半波状共
振電流Is =I1 が流れ,パルス発生回路はパルス電圧
Vp を発生する。パルス電圧Vp は静電容量Cc が静電
容量Cp より大きいので,第1の直流電源の電圧のほぼ
2倍,50kVとなり,全パルス電圧は−90kVとな
る。厳密には,静電容量Cc とCp の比率で定まる。期
間T1 は,共振周波数が8.3kHzなので60μsと
なる。
0kV)を過ぎると,期間T2 (60μs)において,
静電容量Cc とCp から逆電流帰還手段4,共振インダ
クタンス5を介して共振コンデンサ6へ負方向の正弦半
波状共振電流Is=I2 が流れ,共振エネルギが共振コ
ンデンサ6に帰還電流として回収される。スイッチ3を
サイリスタで構成した場合,ターンオフ時間特性が60
μsより小さいサイリスタ素子を選定し,例えば20μ
sのターンオフ時間特性とすれば,この逆電流期間T2
に20μs以上の逆バイアスが印加されるので,順方向
阻止能力を回復,すなわちターンオフする。
流れなくなって,集塵電圧Ve がベース電圧になる待機
期間T3 (点弧パルスが120パルス/sでは8.2m
s)の経過後,再び制御回路9からスイッチ3へ点弧信
号が送付されてスイッチ3がオンしてパルスを発生し,
以下同様の動作を繰り返す。
−40kV〜−90kVのパルス重畳集塵電圧Ve が印
加され,スイッチ3と逆電流帰還手段4には,帰還電流
終了直後に第1の直流電源1の+30kVの電圧をスイ
ッチングすることによるターンオフサージ電圧,約45
kVが印加される。
合について説明する。
態によって,大きく二つに分類される。第1のモードは
単純なモードで,サイリスタが完全にオン又はオフして
いるときのスパークであり,例えばパルスのないベース
電圧期間T3 のスパークである。第2のモードはサイリ
スタの不安定な状態,即ち逆電流I2 の流れ始めである
ターンオフ期間開始直後のスパークである。
のとき第1の直流電源1から+30kV,第2の直流電
源8から−40kVの電圧がそれぞれ印加されるので,
共振コンデンサ6間には図示極性で70kVの電圧が充
電されている。集塵室7にスパークが発生すると,集塵
室7が導通し,スイッチ3には共振コンデンサ電圧70
kVとサージ電圧分が加わって,約100kVの電圧が
印加され、通常,最も高い電圧となる。
すると,耐圧800Vのサイリスタを使用した場合,安
全率をみて700Vで使用するとすれば,定常時には4
5kVの電圧が印加されるので,45kV/700V=
65個以上のサイリスタを直列接続すればよい。
した場合には,前述したように,スイッチ3に約100
kVのサージ電圧が印加されるので,100kV/70
0V=143(個)という多数のサイリスタを直列接続
しなければならない。すなわち,定常運転の必要個数6
5個に対して,2倍以上のサイリスタを直列接続しなけ
ればならない。しかしながら直列数を増やしても,サイ
リスタの不安定な状態,すなわちターンオフ期間開始直
後の第2のモードのスパークには対処できない。
明する。図9に示すように,パルス期間の後半,逆電流
期間の開始後,サイリスタ素子のターンオフ特性の20
μs前後でスパークが発生した場合である。このとき,
143個の直列サイリスタのターンオフは,素子の特性
バラツキにより,オフしたサイリスタと未だオフしてい
ない導通中のサイリスタが混在する。最悪の場合,14
2個がオンしたままで,1個がオフしたとき,スパーク
時の過電圧はこのオフした1個にかかり,過電圧破壊す
る。すなわち,サイリスタの直列数増加対策だけでは,
サイリスタを過電圧保護できない。
は,上記課題を解決するために,第1の直流電源,この
第1の直流電源に接続された高電圧半導体スイッチ,こ
の高電圧半導体スイッチに逆並列に接続された逆電流帰
還手段,共振インダクタンス,共振コンデンサからなる
パルス発生回路と,第2の直流電源と,これに接続され
た集塵室とを備え,上記高電圧半導体スイッチをオン,
オフして上記パルス発生回路にパルスを発生させると共
に,上記パルス発生回路のパルス出力を上記集塵室に印
加する電気集塵用パルス電源装置において,上記高電圧
半導体スイッチを構成する半導体素子の制御電極に、そ
の半導体素子の周期的なオンオフを制御する制御回路の
他にスパーク時ターンオン回路を接続し,上記集塵室の
スパークによる過電圧で上記スパーク時ターンオン回路
を動作させて上記半導体素子をオンさせ,共振インダク
タンス,共振コンデンサによる直列共振電流を流し,そ
の逆電流期間後の上記半導体素子の主電極電圧がスパー
ク時ターンオン回路の動作電圧以下になるまでオンを継
続させることにより,上記高電圧半導体スイッチを過電
圧保護することを特徴とする電気集塵用パルス電源装置
を提供するものである。
決するために,直列接続される上記各半導体素子に,こ
れら半導体素子の対地分布静電容量よりも十分に大きい
過渡特性補償用コンデンサを並列接続したことを特徴と
する請求項1に記載の電気集塵用パルス電源装置を提供
するものである。
決するために,上記高電圧半導体スイッチと直列に,ス
パーク時の上記直列共振コンデンサのエネルギ消費用抵
抗を接続したことを特徴とする請求項1又は請求項2の
いずれかに記載の電気集塵用パルス電源装置を提供する
ものである。
決するために,上記スパーク時ターンオン回路を2端子
トリガ素子で構成すると共に,上記半導体素子としてサ
イリスタを用い、該サイリスタに印加される電圧が上記
2端子トリガ素子のブレークダウン電圧を超えたときに
ゲート電流を流して上記サイリスタを点弧させることを
特徴とする請求項1ないし請求項3のいずれかに記載の
電気集塵用パルス電源装置を提供するものである。
決するために,上記共振コンデンサと並列に、ダイオー
ドと抵抗の直列回路を接続したことを特徴とする請求項
1ないし請求項4のいずれかに記載の電気集塵用パルス
電源装置を提供するものである。
決するために,第1の直流電源,この第1の直流電源に
接続された高電圧半導体スイッチ,この高電圧半導体ス
イッチに逆並列に接続された逆電流帰還手段,共振イン
ダクタンス,共振コンデンサからなるパルス発生回路
と,上記高電圧半導体スイッチの周期的なオンオフを制
御する制御回路と、第2の直流電源と,これに接続され
た集塵室とを備え,上記高電圧半導体スイッチをオン,
オフして上記パルス発生回路にパルスを発生させると共
に,上記パルス発生回路のパルス出力を上記集塵室に印
加する電気集塵用パルス電源装置の保護方法において,
スパーク時に発生するサージ電圧が定常パルス運転時の
高電圧半導体スイッチに印加される電圧に比べて高く設
定された設定電圧よりも上昇しようとするとき、上記高
電圧半導体スイッチがオンすることにより該高電圧半導
体スイッチを過電圧から保護することを特徴とする電気
集塵用パルス電源装置の保護方法を提供するものであ
る。
形態を説明するための図であり,図7で示した符号と同
一の符号は相当する部材を示す。本発明の基本的な考え
方は、スパーク時に発生するサージ電圧が定常時のスイ
ッチ3に加わる電圧に比べて高く設定された所定電圧よ
りも上昇しようとするときには、スイッチがオンするこ
とにより過電圧から保護すると共に、共振コンデンサの
エネルギを回路内で消費するところにある。この働きを
行う回路がスパーク時ターンオン回路12であり,スイ
ッチ3のアノードとゲート間に接続される。また、22
が共振コンデンサのエネルギを消費するための抵抗であ
る。
明するスイッチ部分の具体例である。スイッチ3は,多
数のサイリスタ31 〜3n を直列接続して構成され,逆
電流帰還手段4は,サイリスタ31 〜3n と同数のダイ
オード41 〜4nをそれぞれのサイリスタと逆並列に接
続して構成される。サイリスタ31 〜3nの点弧は,制
御回路9から変流器101 〜10n ,逆流防止用ダイオ
ード111〜11n を介して行われる。121 〜12n
はサイリスタのゲートカソード間に接続された動作安定
用抵抗である。
ッチ3を構成する直列接続された多数のサイリスタ31
〜3n のそれぞれのアノードとゲート間に2端子トリガ
素子131 〜13n と抵抗141 〜14n との直列接続
回路を接続してなる。サイリスタ31 〜3n のアノード
とカソード間に一定値以上の電圧が印加されると,2端
子トリガ素子131 〜13n がブレークダウンして導通
状態となり、各サイリスタのゲートに電流を流す。実施
例では690Vのブレークダウン電圧とした。抵抗14
1 〜14n は,2端子トリガ素子131 〜13n が高速
で,サージ電流耐量があれば省略できる。また、151
〜15n は各サイリスタに並列接続された電圧バランス
用抵抗,161 〜16n は過渡特性改善用コンデンサで
ある。
ークダウンしてからスイッチ3がオンするまでの間に遅
れ時間が生じるので,スイッチ3に印加される電圧は,
2端子トリガ素子のブレークダウン電圧より高くなる。
ターンオンまでの時間が長い場合,スイッチ3がオンす
るまでにスパーク電圧がスイッチの耐圧を超えるおそれ
があるので,スイッチ3の高速ターンオンが必要となる
が,スイッチのターンオン時間はゲート電流に依存する
ため,直列抵抗14を0若しくは極小値に選定して,ゲ
ート電流を通常の値より多くすることで高速ターンオン
を行うことが望ましい。
3n が690Vでブレークダウンすると,約1Aのゲー
ト電流が流れて,スイッチ3のゲートを駆動し,700
nsのサイリスタターンオン遅れ時間でスイッチ3がオ
ンする。このときのサイリスタ31 〜3n のアノード・
カソード間電圧は740Vまで上昇し,サイリスタの耐
電圧800V以下となった。サイリスタ31 〜3n の直
列個数は,2端子トリガ素子のブレークダウン電圧が6
90Vであるから,定常時45kVの電圧でブレークダ
ウンさせないためには,45kV/690V=65個以
上必要となる。
ダウン電圧が下がるとスパーク時の再点弧の回数が増加
し,スイッチングロスが多くなり,サイリスタ接合温度
が規格値以上となる可能性があるので,以下の実施例で
はサイリスタ直列接続数を100個とし,ブレークダウ
ン電圧を約69kVとした。
に印加されるまでは,スパーク時ターンオン回路12に
よる点弧は行われない。つまり,スイッチ3は,定常運
転時には45kVのサージ電圧が印加されるだけである
ので、制御回路9からの正規の点弧信号によりのみ点弧
されて通常のパルス動作を行う。パルス動作中に集塵室
7にスパークが発生し,スイッチ3に69kV以上の電
圧が印加された場合に,スパーク時ターンオン回路12
がブレークダウンしてゲート電流をサイリスタのゲート
に流して,制御回路9によらない点弧を行う。
イッチ3には70kV+α、約100kVのサージ電圧
が印加される。そこで,スパーク時ターンオン回路12
の設定電圧をこの印加電圧よりも低く設定しておくこと
で,スパークによるサージ電圧が設定電圧よりも高い内
は、スパーク時ターンオン回路12がブレークダウン
し、スイッチ3を繰り返し点弧してオンさせることで共
振コンデンサ6のエネルギを回路部品、特に抵抗22の
電力損失で減衰させる。そして、スイッチ3に印加され
る電圧がスパーク時ターンオン回路12の設定電圧より
も低くなると点弧が終了する。
常電流に対する損失が実用上無視でき,かつスパーク時
の大電流によるエネルギを消費して点弧回数を制限でき
る値とし,通常は数オームである。なお、抵抗22を省
略して、サイリスタ、ダイオード、共振インダクタンス
などの部品の損失によりエネルギを消費することも可能
である。
波形を示す。同図において,IS はスイッチ3又は逆電
流帰還手段4を流れる電流,VBKはスパーク時ターンオ
ン回路12のブレークダウン電圧,VAKはスイッチ3の
アノード・カソード間電圧,IG はスイッチ3のゲート
電流,Ve は集塵室7に印加されるパルス畳重電圧であ
り、ベース電圧Vb とパルス発生回路が生じるパルス電
圧Vp との和になる。
らスイッチ3へ点弧信号IG0が送付されると,スイッチ
3がオンし,スイッチ3に正方向の正弦半波状共振電流
IS =I1 が流れ,パルス発生回路はパルス電圧VP を
発生する。パルス電圧VP は負特性であるため,負方向
へ増加する。
V)を過ぎると,逆電流帰還手段4に負方向の正弦半波
状共振電流IS =I2 が流れ,スイッチ3は,この逆電
流期間に逆バイアスが印加されるので,ターンオフす
る。
ち、スイッチ3のサイリスタが完全にオン又はオフして
いる状態で発生するスパークについて説明する。図3に
示す例では、帰還電流がほぼ終了する時刻でスイッチ3
のサイリスタが全て完全にオフした状態で、スパークが
集塵室7に発生したものとする。スイッチ3には約10
0kVに向かって上昇するサージ電圧VAK1 が印加され
る。このスパーク電圧VAK1 が時刻t1 でブレークダウ
ン電圧VBKを超えると,スパーク時ターンオン回路12
を介してスイッチ3のゲートにゲート電流IG1が流れ,
スイッチ3が点弧される。ブレークダウン電圧をこのサ
ージ電圧よりも低い69kVに設定することで,スパー
ク時にスイッチ3を点弧してを過電圧から保護するとと
もに,共振インダクタンス,共振コンデンサによる直列
共振電流が流れる。この直列共振電流は,集塵機の静電
容量を短絡するので,共振周波数が約4kHzに低下
し,逆電流期間は123μsに増加する。
がターンオフし,逆電流直後に再度過電圧VAK2 が印加
される。この電圧が69kV以上であれば,スパーク時
ターンオン回路12を介してスイッチ3のゲートにゲー
ト電流IG2が流れ,スイッチ3は2回目の点弧が行わ
れ、ターンオンする。
帰還手段4に共振電流が流れた後,さらに時刻t3 でブ
レークダウン電圧VBKを超える電圧VAK3 がスイッチ3
に印加されると,スパーク時ターンオン回路12を介し
てスイッチ3のゲートにゲート電流IG3が流れ,スイッ
チ3は3回目の点弧が行われて三たびオンする。
2によるオンを繰り返すことでスパークのエネルギが抵
抗22、サイリスタスイッチ3,ダイオード,配線抵抗
などで減衰し,逆電流直後の再過電圧は低下していく。
そして,電圧VAK3 によりスイッチ3及び逆電流帰還手
段4に共振電流が流れた後,時刻t4 において,スイッ
チ3に印加される最大電圧VAK4 がブレークダウン電圧
VBKに達しなくなると,スパーク時ターンオン回路12
がスイッチ3を再び点弧することはなく,一連のスイッ
チ3の点弧が終了する。
明する。,サイリスタの不安定な状態,すなわちターン
オフ期間開始直後にスパークする。図9に示したよう
に,パルス期間の後半,逆電流期間の開始後,素子のタ
ーンオフ特性20μs前後でスパークが発生した場合で
ある。このとき,100個の直列サイリスタのターンオ
フは,素子特性のばらつきにより,オンしたままのサイ
リスタとオフしたサイリスタが混在する。
1個がオフしたとき,スパーク時の過電圧はこのオフし
た1個にかかるが,スパーク時ターンオン回路12の存
在により,VBK以上の電圧でこの1個もオンし,直列共
振電流が流れる。スパーク時の直列共振電流の逆電流期
間は120μs以上あるので全サイリスタは完全にオフ
し,この逆電流期間経過後に過電圧がかかり,それがブ
レークダウン電圧VBK以上であれば,点弧される。この
動作は先に説明した第1のスパークモードと同一であ
り,スイッチ3に印加される最大電圧VAK4 がブレーク
ダウン電圧VBKに達しなくなると,スイッチ3は再び点
弧されることはなく,一連のスイッチ3の点弧が終了す
る。
電圧が設定値に達するとき、スパーク時ターンオン回路
12の点弧作用でスイッチ3がオンすることにより,ス
イッチ3はスパーク時の過電圧に耐える必要がなくな
り,サイリスタの直列個数を大幅に減少させることがで
きる。
〜16n の作用について説明する。多数直列接続された
サイリスタの直流的な電圧分担はすべて同一値の並列抵
抗151 〜15n により行われる。定常運転時のベース
電圧,あるいはパルス電圧はそれほど急峻でないので等
しく分担する。しかしながら,スパーク時の過電圧は図
3に示すように,急峻であり,並列抵抗による電圧分担
は期待できない。これは多数のサイリスタが対アースに
対する分布静電容量CS をもち,高圧側ほど過渡的電圧
分担が大きくなるからである。
弧し,低圧側のサイリスタが雪崩的に点弧するから、所
定のブレークダウン電圧とならない問題,あるいは最
悪,低圧側のサイリスタ又はダイオードの電圧上昇率が
大き過ぎることによるサイリスタのターンオン時間遅れ
で点弧が間に合わず,低圧側のサイリスタ又はダイオー
ドが過電圧で破壊するという問題を発生する。このた
め,対地分布静電容量よりも十分に大きい過渡特性改善
用コンデンサ161 〜16n をサイリスタに接続するこ
とが望ましい。実験では,100直列のサイリスタ1個
当たり1.4pFの対アース分布容量に対して,並列抵
抗151 〜15n を500kΩ,また過渡特性改善用コ
ンデンサ161 〜16n を30nFに選定することで安
定な動作を実現できた。
図1で示した符号と同一の符号は相当する部材を示す。
この実施例は、スパーク時の共振コンデンサ6のエネル
ギを速やかに消費して共振サイクル数を低減しながら
も、定常のパルス運転では損失とならない手段を設けた
ものである。
圧が定常パルス運転時には反転しないが、スパーク時に
は反転することを利用したもので、高電圧ダイオード2
3と抵抗24との直列接続回路を共振コンデンサ6に並
列接続したものである。高電圧ダイオード23の極性は
共振コンデンサ6の充電電圧を阻止する方向である。
には、高電圧ダイオード23には常に逆電圧が加わり、
導通せず、回路動作に影響を与えない。スパークが発生
して過電圧によりスイッチ3がターンオンし、共振コン
デンサ6の電圧が反転し始めると、高電圧ダイオード2
3が導通し、抵抗24でエネルギを消費する。抵抗24
の値を適当に選定することにより、共振電流を非振動的
から減衰振動的に変化させることができる。図5は抵抗
24の値を適当に選定することにより、共振電流を1サ
イクルに制限した電流波形IS とスイッチ3の印加電圧
VAKとを示したものであり、サイリスタスイッチ3の熱
的ストレスを大幅に低減できる。
ッチを高電圧回路に設けたが、パルストランスなどの昇
圧手段を用いれば、サイリスタスイッチを低電圧側に設
けることができる。図6は,このような本発明の第3の
実施の形態を説明するための図である。同図において,
図1に示した記号と同一の記号は相当する部材を示すも
のとする。この回路ではコンデンサ17が第1の共振コ
ンデンサの働きを行い,コンデンサ6は第2の共振コン
デンサとして働き、パルス結合作用も行う。また、18
は昇圧用のパルストランスであり,1次側と2次側との
巻数比は、例えば1:20である。
流電源1から−1.5kVが,第2の共振コンデンサ6
には第2の直流電源8から−40kVがそれぞれ図示極
性で充電されている。この回路では、直列共振回路が共
振インダクタンス5と集塵室7の静電容量と第1、第2
の共振コンデンサ17、6とで構成される。第1の共振
コンデンサ17を等価的に第2の共振コンデンサ6の数
倍にするのが一般的である。
塵電極7には,第2の直流電源8からVB =−40kV
の電圧が印加されている。制御回路9からスイッチ3へ
点弧信号が送付されると,スイッチ3がオンし,共振コ
ンデンサ17からパルストランス18の1次巻線,共振
インダクタンス5,スイッチ3を介して共振電流iが流
れ,パルストランスの2次巻線に電圧を発生する。この
電圧が共振コンデンサ6の充電電圧に重畳され,パルス
電圧が集塵電極7に印加される。
トランス18の2次巻線を介して共振電流iと逆方向の
共振電流が流れ,共振エネルギが共振コンデンサ6に帰
還電流として回収される。また,パルストランス18の
1次巻線から逆電流帰還手段4,共振インダクタンス5
を介して逆方向の共振電流が流れ,共振エネルギが第1
の共振コンデンサ17に帰還電流として回収される。ス
イッチ3は,この逆電流期間に逆バイアスが印加される
ので,ターンオフする。
電極に印加されるパルス電圧が−40kVの一定電圧に
なる待機期間の経過後,再び制御回路9からスイッチ3
へ点弧信号が送付されてスイッチ3がオンする。以下同
様の動作を繰り返す。
からスイッチ3へ、例えば120回/sの点弧信号が印
加されてスイッチ3がオンし,集塵電極7には−40k
V〜−70kVのパルス電圧が印加され,スイッチ3に
は1.5kVの電圧が印加される。
場合について説明する。集塵電極7にスパークが発生す
ると,集塵電極7が導通し,スイッチ3には,1.5k
V+αのサージ電圧が印加されるが,スイッチ3のアノ
ードとカソード間に一定値,例えば1.6kV以上の電
圧が印加されると,2端子トリガ素子13が導通状態と
なる。したがって,2端子トリガ素子13及び抵抗14
を介してゲート電流が流れて,スイッチ3のゲートを駆
動し,スイッチをオンさせる。このようにして,スパー
ク時には,制御回路9によらないスパーク時ターンオン
回路12による点弧を行う結果,スイッチ3には1.6
kV以上の電圧が印加されない。
は、第1と第2の共振コンデンサ17と6と共振インダ
クタンス5とで行われ、第1の共振コンデンサ17の電
圧が図示極性と逆になると、エネルギは抵抗24で消費
される。抵抗24の抵抗値を適切に選定することによ
り、この1回の点弧でエネルギを抵抗24で充分に消費
し、スイッチ3に印加される電圧をスパーク時ターンオ
ン回路12の設定電圧より低くすることができる。この
場合には、サイリスタスイッチ3を何度も点弧・導通さ
せないので、サイリスタスイッチ3の電力損失を軽減で
きる。
ークのエネルギを吸収しきれない場合には,この自己点
弧が繰り返される。自己点弧を繰り返すことで,スパー
クのエネルギが減衰し,スイッチ3に印加される電圧が
スパーク時ターンオン回路12の設定電圧より低くなる
と自己点弧が終了する。
チ3のアノードとゲート間に接続されていない場合に
は,スパーク時にサージ電圧として定常運転時の約2倍
の電圧(約3kV)がスイッチ3に印加されるが,スパ
ーク時ターンオン回路をスイッチ3のアノードとゲート
間に接続することにより,スパーク時にも定常運転時に
スイッチ3に印加される電圧(1.5kV)に近い1.
6kVのサージ電圧がスイッチ3に印加されるだけなの
で,より耐圧の低いスイッチ3を使用することが可能と
なる。
する第3の実施の形態においても,スパーク時にスイッ
チ3に過電圧が印加されるため,そのサージ電圧を見込
んだ耐圧のスイッチを選定しなければならないが,本発
明のようにスパーク時ターンオン回路12を付加するこ
とにより,ほぼ定常運転時の電圧だけを考慮すればよい
ので,低耐圧のスイッチの使用が可能となり,コストを
低減することができる。
と抵抗24との直列接続回路を第1の共振コンデンサ1
7と並列に設けたが、鎖線で示すように同様な直列接続
回路を第2の共振コンデンサ6と並列に設けても良く、
また双方に並列接続しても同様な効果を得ることができ
る。
半導体スイッチとしてサイリスタを複数個直列接続した
ものを用いたが、この発明では確実に過電圧保護できる
ので、MOSFET又はIGBTなど電力の流れを開閉
できる他の電力用半導体素子を用いることができる。こ
の場合には、スパーク時ターンオン回路はスパークの発
生による過電圧で動作し、ある設定期間、好ましくはほ
ぼ1共振周期の正の半サイクルに相当する期間程度、電
力用半導体素子をオンに保持する機能を備えるのが良
い。このような機能は一般的に知られている一定パルス
幅をもつ駆動信号を発生する駆動用ICなどと過電圧検
出回路とを組み合わせて用いることにより、容易に構成
できるので詳述するのを省略する。
ク時に発生するサージ電圧が定常時の高電圧半導体スイ
ッチに印加される電圧に比べて高く設定された所定電圧
よりも上昇しようとするときには、上記高電圧半導体ス
イッチがオンすることによりスイッチを過電圧から保護
することができる。
すべきサイリスタスイッチの制御極に、最大スパーク電
圧よりも小さいある設定電圧でブレークダウンを行う2
端子サイリスタのようなブレークダウン素子を備える非
常に簡単な構成のスパーク時ターンオン回路を接続し,
スパーク時の共振コンデンサのエネルギを回路内で消費
するようにしているので、サイリスタが安定状態にある
ときは勿論のこと,不安定状態でも,簡単な回路構成で
スパーク時において直列接続サイリスタのそれぞれを確
実に過電圧保護ができ,またサイリスタの直列接続数の
低減が可能となり,スイッチの小型化,コストの低減な
どの効果を有する。
図である。
を示す図である。
ための図である。
図である。
ための図である。
図である。
の図である。
作を説明するための波形図である。
するための波形図である。
イル 3…高電圧半導体スイッチ 31 〜3n …サ
イリスタ 4…逆電流帰還手段 41 〜4n …ダ
イオード 5…共振インダクタンス 6…共振コンデ
ンサ 7…集塵室 8…第2の直流
電源 9…制御回路 101 〜10n …
変流器 111 〜11n …ダイオード 12…スパーク
時ターンオン回路 13,131 〜13n …2端子トリガ素子 15…
抵抗 14,141 〜14n …抵抗 16…過渡特性
改善用コンデンサ 17…共振コンデンサ 18…パルスト
ランス 21,23…ダイオード 22,24…抵
抗
Claims (6)
- 【請求項1】 第1の直流電源,該第1の直流電源に接
続された高電圧半導体スイッチ,該高電圧半導体スイッ
チに逆並列に接続された逆電流帰還手段,共振インダク
タンス,共振コンデンサからなるパルス発生回路と,第
2の直流電源と,これに接続された集塵室とを備え,上
記高電圧半導体スイッチをオン,オフして上記パルス発
生回路にパルスを発生させると共に,上記パルス発生回
路のパルス出力を上記集塵室に印加する電気集塵用パル
ス電源装置において,上記高電圧半導体スイッチを構成
する半導体素子の制御電極に、該半導体素子の周期的な
オンオフを制御する制御回路の他にスパーク時ターンオ
ン回路を接続し,上記集塵室のスパークによる過電圧で
上記スパーク時ターンオン回路を動作させて上記半導体
素子をオンさせ,共振インダクタンス,共振コンデンサ
による直列共振電流を流し,その逆電流期間後の上記半
導体素子の主電極電圧がスパーク時ターンオン回路の動
作電圧以下になるまでオンを継続させることにより,上
記高電圧半導体スイッチを過電圧保護することを特徴と
する電気集塵用パルス電源装置。 - 【請求項2】 直列接続される上記各半導体素子に,こ
れら半導体素子の対地分布静電容量よりも十分に大きい
過渡特性補償用コンデンサを並列接続したことを特徴と
する請求項1に記載の電気集塵用パルス電源装置。 - 【請求項3】 上記高電圧半導体スイッチと直列に,ス
パーク時の上記直列共振コンデンサのエネルギ消費用抵
抗を接続したことを特徴とする請求項1又は請求項2の
いずれかに記載の電気集塵用パルス電源装置。 - 【請求項4】 上記スパーク時ターンオン回路を2端子
トリガ素子で構成すると共に,上記半導体素子としてサ
イリスタを用い、該サイリスタに印加される電圧が上記
2端子トリガ素子のブレークダウン電圧を超えたときに
ゲート電流を流して上記サイリスタを点弧させることを
特徴とする請求項1ないし請求項3のいずれかに記載の
電気集塵用パルス電源装置。 - 【請求項5】 上記共振コンデンサと並列に、ダイオー
ドと抵抗の直列回路を接続したことを特徴とする請求項
1ないし請求項4のいずれかに記載の電気集塵用パルス
電源装置。 - 【請求項6】 第1の直流電源,該第1の直流電源に接
続された高電圧半導体スイッチ,該高電圧半導体スイッ
チに逆並列に接続された逆電流帰還手段,共振インダク
タンス,共振コンデンサからなるパルス発生回路と,上
記高電圧半導体スイッチの周期的なオンオフを制御する
制御回路と、第2の直流電源と,これに接続された集塵
室とを備え,上記高電圧半導体スイッチをオン,オフし
て上記パルス発生回路にパルスを発生させると共に,上
記パルス発生回路のパルス出力を上記集塵室に印加する
電気集塵用パルス電源装置の保護方法において,スパー
ク時に発生するサージ電圧が定常パルス運転時の高電圧
半導体スイッチに印加される電圧に比べて高く設定され
た設定電圧よりも上昇しようとするとき、上記高電圧半
導体スイッチがオンすることにより該高電圧半導体スイ
ッチを過電圧から保護することを特徴とする電気集塵用
パルス電源装置の保護方法。
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KR101240126B1 (ko) * | 2010-12-09 | 2013-03-07 | 주식회사 포스코아이씨티 | 전류 차단 회로 및 이를 구비하는 마이크로 펄스 시스템 |
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- 1997-10-24 KR KR1019970054934A patent/KR100433356B1/ko not_active IP Right Cessation
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