JP3468196B2 - 音声回線試験装置と音声回線試験回路 - Google Patents
音声回線試験装置と音声回線試験回路Info
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- JP3468196B2 JP3468196B2 JP2000059397A JP2000059397A JP3468196B2 JP 3468196 B2 JP3468196 B2 JP 3468196B2 JP 2000059397 A JP2000059397 A JP 2000059397A JP 2000059397 A JP2000059397 A JP 2000059397A JP 3468196 B2 JP3468196 B2 JP 3468196B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、公衆回線やデジタ
ル通信網の音声回線を試験する音声回線試験装置及びこ
れに用いる音声回線試験回路に関し、特に音声データ圧
縮・伸張機能を有する音声回線の音声回線試験装置及び
音声回線試験回路に関する。
ル通信網の音声回線を試験する音声回線試験装置及びこ
れに用いる音声回線試験回路に関し、特に音声データ圧
縮・伸張機能を有する音声回線の音声回線試験装置及び
音声回線試験回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】公衆回線やデジタル通信網の音声回線に
おいては、近年、圧縮・伸張による音声の遅延や、圧縮
器や伸張器を通った波形が所望の品質を満たしているか
どうかの通信品質の試験を行う回路を搭載することが要
求されている。
おいては、近年、圧縮・伸張による音声の遅延や、圧縮
器や伸張器を通った波形が所望の品質を満たしているか
どうかの通信品質の試験を行う回路を搭載することが要
求されている。
【０００３】この要請に答えるために、例えば、特開平
０２−１５９８４２号公報に示されているように、通信
装置を実際の動作状態で走らせながら、無通話時に試験
音声を通じ、これをループ・バックさせ、戻ってきた音
声と送った音声とを相関器で比較するように構成する
か、或いは試験信号または送信信号をループ・バックさ
せ、受信回路でループ・バック信号と受信信号との両方
を取り込み、最後にループ・バックした信号を分離させ
て、試験音声または送信音声と戻ってきた音声とを相関
器で比較するように構成するか、或いは送信信号をルー
プ・バックさせ、受信回路でこのループ・バック信号と
受信信号との両方を取り込み、最後にループ・バックし
た信号を分離させて、試験用Ｄ／Ａ変換部の出力信号と
Ｄ／Ａ変換部の出力信号とを相関器で比較するように構
成したので、音声伝送用カード等の通信装置を実際の動
作状態にしながら、コーデック、送信回路及び受信回路
の動作確認を行うことができ、このため従来より確実な
試験を行うことができるとしている。また、概説すれ
ば、通信回線に音声信号を送出し、返ってきた音声信号
との相関処理を行う装置を用意することにより、試験が
行われる。
０２−１５９８４２号公報に示されているように、通信
装置を実際の動作状態で走らせながら、無通話時に試験
音声を通じ、これをループ・バックさせ、戻ってきた音
声と送った音声とを相関器で比較するように構成する
か、或いは試験信号または送信信号をループ・バックさ
せ、受信回路でループ・バック信号と受信信号との両方
を取り込み、最後にループ・バックした信号を分離させ
て、試験音声または送信音声と戻ってきた音声とを相関
器で比較するように構成するか、或いは送信信号をルー
プ・バックさせ、受信回路でこのループ・バック信号と
受信信号との両方を取り込み、最後にループ・バックし
た信号を分離させて、試験用Ｄ／Ａ変換部の出力信号と
Ｄ／Ａ変換部の出力信号とを相関器で比較するように構
成したので、音声伝送用カード等の通信装置を実際の動
作状態にしながら、コーデック、送信回路及び受信回路
の動作確認を行うことができ、このため従来より確実な
試験を行うことができるとしている。また、概説すれ
ば、通信回線に音声信号を送出し、返ってきた音声信号
との相関処理を行う装置を用意することにより、試験が
行われる。
【０００４】しかし、この先行技術文献に開示された手
法は、相関処理をアナログで行っているため、試験装置
には、アナログ部品を実装する必要があり、部品の実装
や、調整の必要のため、設計に困難を要する。そのた
め、相関処理をデジタル信号により行う必要性が要求さ
れている。
法は、相関処理をアナログで行っているため、試験装置
には、アナログ部品を実装する必要があり、部品の実装
や、調整の必要のため、設計に困難を要する。そのた
め、相関処理をデジタル信号により行う必要性が要求さ
れている。
【０００５】ところが、一般にデジタル処理により相関
を求めようとすると、そのために必要な積和演算を実装
する必要があり、乗算器の実装による論理素子の増加が
懸念される。そのため、論理素子の減少を行う必要があ
る。
を求めようとすると、そのために必要な積和演算を実装
する必要があり、乗算器の実装による論理素子の増加が
懸念される。そのため、論理素子の減少を行う必要があ
る。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】音声回線の試験を行う
場合、その試験項目としては、波形の歪の様子や、遅延
の測定が考えられる。そのため、例えば、特開平０４−
３６３６８７号公報には、送信時から反射波の受信まで
の時間を計数する高速動作のカウンタを使用せずに、且
つ妨害波の影響を受けにくい測距方式を提供するべく、
対象物に送信キャリア拡散信号を放射し、その反射波の
受信スペクトラム拡散信号を受信し、送信キャリア拡散
信号を遅延した信号と受信スペクトラム拡散信号との相
関を検出し、検出した相関出力が最大となる時までの遅
延時間に応じた位相シフト量に基づいて対象物までの距
離を計算して求めることが記載されている。
場合、その試験項目としては、波形の歪の様子や、遅延
の測定が考えられる。そのため、例えば、特開平０４−
３６３６８７号公報には、送信時から反射波の受信まで
の時間を計数する高速動作のカウンタを使用せずに、且
つ妨害波の影響を受けにくい測距方式を提供するべく、
対象物に送信キャリア拡散信号を放射し、その反射波の
受信スペクトラム拡散信号を受信し、送信キャリア拡散
信号を遅延した信号と受信スペクトラム拡散信号との相
関を検出し、検出した相関出力が最大となる時までの遅
延時間に応じた位相シフト量に基づいて対象物までの距
離を計算して求めることが記載されている。
【０００７】同公報に開示されているように、一般的に
は、相関処理により遅延を求めることが用いられてい
る。この先行技術文献に開示された手法は、概念的に
は、擬似（ＰＮ）符号などの信号を、元の標本波形と、
それを送信し、受信した信号とを相関処理することによ
り、信号の遅延を求め、その結果と、信号の伝播速度に
より、距離を求めるものであり、このようにして遅延を
求める手法は、既成の技術として、広く利用されてい
る。
は、相関処理により遅延を求めることが用いられてい
る。この先行技術文献に開示された手法は、概念的に
は、擬似（ＰＮ）符号などの信号を、元の標本波形と、
それを送信し、受信した信号とを相関処理することによ
り、信号の遅延を求め、その結果と、信号の伝播速度に
より、距離を求めるものであり、このようにして遅延を
求める手法は、既成の技術として、広く利用されてい
る。
【０００８】また、相関処理を行い、相関値を吟味する
ことにより、元波形と、処理を行った後の波形の相似の
度合いを、定量的に求めることが出来、波形の形による
正常性を調べることが出来る。
ことにより、元波形と、処理を行った後の波形の相似の
度合いを、定量的に求めることが出来、波形の形による
正常性を調べることが出来る。
【０００９】一方、音声回線の試験を目的とした場合、
音声圧縮回路の特性などから、一般に、ＰＮ符号などの
２値のランダム信号は使えないため、８ビットの音声信
号に近い周波数の正弦波などを用いる必要がある。とこ
ろが、この技術では、一般に相関処理に必要な積和演算
を多桁で行っているため、論理回路において、そのまま
実現を考えた場合、例えば、8ビットでＡＤ変換した信
号を相関処理する場合では、8ビット以上の加算器のほ
かに、特開平０１−０２６９７６号公報に示されている
ように、乗算器が必要である。乗算器の場合、例えば、
共に8ビットで示されるデータを乗算した場合、その結
果は１６ビットで表現されるため、それを構成するため
に、試験回路の回路規模が増大するという問題がある。
また、波形の形状による正常性、遅延以外の要素も同時
に試験できれば、音声回線の、より正確な吟味が可能と
なる。
音声圧縮回路の特性などから、一般に、ＰＮ符号などの
２値のランダム信号は使えないため、８ビットの音声信
号に近い周波数の正弦波などを用いる必要がある。とこ
ろが、この技術では、一般に相関処理に必要な積和演算
を多桁で行っているため、論理回路において、そのまま
実現を考えた場合、例えば、8ビットでＡＤ変換した信
号を相関処理する場合では、8ビット以上の加算器のほ
かに、特開平０１−０２６９７６号公報に示されている
ように、乗算器が必要である。乗算器の場合、例えば、
共に8ビットで示されるデータを乗算した場合、その結
果は１６ビットで表現されるため、それを構成するため
に、試験回路の回路規模が増大するという問題がある。
また、波形の形状による正常性、遅延以外の要素も同時
に試験できれば、音声回線の、より正確な吟味が可能と
なる。
【００１０】更に、試験装置を、メモリブロック、論理
素子などの、フィールドプログラマブルゲートアレイ
(以下、ＦＰＧＡと称する)のリソースのみで回路を構成
できれば、相関処理にデジタル信号処理回路ＤＳＰなど
を用いる場合に比べ、ＤＳＰ部品および、ＤＳＰのプロ
グラムの記憶、ロード、制御回路なども省略できるた
め、コスト、部品点数などの面で有利となる。
素子などの、フィールドプログラマブルゲートアレイ
(以下、ＦＰＧＡと称する)のリソースのみで回路を構成
できれば、相関処理にデジタル信号処理回路ＤＳＰなど
を用いる場合に比べ、ＤＳＰ部品および、ＤＳＰのプロ
グラムの記憶、ロード、制御回路なども省略できるた
め、コスト、部品点数などの面で有利となる。
【００１１】ＦＰＧＡのみで装置を実現できれば、試験
装置自身を回線装置に搭載することも出来、外付けの試
験装置などを設ける必要がなくなるため、遠隔操作や、
回線装置自身により自律診断試験を行うことも可能とな
る。
装置自身を回線装置に搭載することも出来、外付けの試
験装置などを設ける必要がなくなるため、遠隔操作や、
回線装置自身により自律診断試験を行うことも可能とな
る。
【００１２】本発明の主な目的は、音声回線装置の試験
を、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）や、他の外
付けのアナログやデジタルの回路部品の使用を極力少な
くし、フィールドプログラマブル・ゲートアレイ（ＦＰ
ＧＡ）などの論理、メモリなどのリソースのみを使用し
た安価でかつ多機能な試験装置を提供することにある。
を、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）や、他の外
付けのアナログやデジタルの回路部品の使用を極力少な
くし、フィールドプログラマブル・ゲートアレイ（ＦＰ
ＧＡ）などの論理、メモリなどのリソースのみを使用し
た安価でかつ多機能な試験装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本発明による圧縮音声試
験装置は、圧縮音声回線の試験における音声信号の相関
処理の部分に、演算量を減らし、回路構成を簡単にする
ために、１ビット相関器を設けたことを特徴としてい
る。
験装置は、圧縮音声回線の試験における音声信号の相関
処理の部分に、演算量を減らし、回路構成を簡単にする
ために、１ビット相関器を設けたことを特徴としてい
る。
【００１４】また、この１ビット相関器は、相関処理を
行う前に、相関に必要な積和演算の前段に、ΔΣ１ビッ
ト変調器をおくことにより、入力音声を１ビット信号に
変換し、その信号を積和演算器に入力するという動作を
実行する。
行う前に、相関に必要な積和演算の前段に、ΔΣ１ビッ
ト変調器をおくことにより、入力音声を１ビット信号に
変換し、その信号を積和演算器に入力するという動作を
実行する。
【００１５】従って、１ビット信号の相関処理を行うた
め、相関処理の乗算回路をたった一つの論理素子により
設計することが出来る。また、ΔΣ変調器は、２個の加
算器と２個の比較器のみで実現できるため、多ビットの
乗算器を置く場合に比べ、論理回路規模を減少できると
いう効果が得られる。
め、相関処理の乗算回路をたった一つの論理素子により
設計することが出来る。また、ΔΣ変調器は、２個の加
算器と２個の比較器のみで実現できるため、多ビットの
乗算器を置く場合に比べ、論理回路規模を減少できると
いう効果が得られる。
【００１６】一方、音声信号を１ビットで表現できるこ
とのトレードオフとして、相関器の処理点数が増大する
という問題が生じる。しかし、メモリ素子は、一般に論
理素子より、高速でかつ大容量のものが準備できるた
め、論理素子の増大分をメモリ素子で補うことが出来れ
ば、全体として装置のコストを下げることが出来る。そ
のため、試験装置自身を回線装置に搭載することも可能
となる。また、必要とする試験装置の品質により、サン
プリング周波数などのスペックを適宜調整してやれば、
装置の負荷を軽減することも可能である。
とのトレードオフとして、相関器の処理点数が増大する
という問題が生じる。しかし、メモリ素子は、一般に論
理素子より、高速でかつ大容量のものが準備できるた
め、論理素子の増大分をメモリ素子で補うことが出来れ
ば、全体として装置のコストを下げることが出来る。そ
のため、試験装置自身を回線装置に搭載することも可能
となる。また、必要とする試験装置の品質により、サン
プリング周波数などのスペックを適宜調整してやれば、
装置の負荷を軽減することも可能である。
【００１７】更に、ΔΣ変調器を採用すれば、その相乗
効果として、特別なＤＡ変換器を用いることなしに、音
声信号をモニタする機能をも実現することが出来、試験
装置の多機能化に貢献する。
効果として、特別なＤＡ変換器を用いることなしに、音
声信号をモニタする機能をも実現することが出来、試験
装置の多機能化に貢献する。
【００１８】本発明は、具体的には、音声信号を圧縮・
伸張して伝送する音声回線を試験する音声回線試験装置
において、前記音声回線のパケットを連続信号に変換す
るデパケット回路と、前記連続信号を伸張する伸張回路
と、該伸張した信号を試験信号として送出した音声信号
とで相関を取って試験結果を出力する音声回線試験回路
と、前記送出した音声信号を圧縮する音声圧縮回路と、
前記圧縮した信号をパケット化して前記音声回線に出力
するパケット回路とを備え、前記音声回線試験回路は、
前記試験信号を入力して量子化する量子化復号器と、該
量子化復号器の出力を１ビット単位で差分積算するΔΣ
変調器と、該ΔΣ変調器の出力と前記送出した音声信号
との相関をとる相関器と、前記相関器の出力と所定のス
レッショルド値とを比較する比較器とを具備し、該比較
結果により前記音声回線の良否を判断することを特徴と
する。
伸張して伝送する音声回線を試験する音声回線試験装置
において、前記音声回線のパケットを連続信号に変換す
るデパケット回路と、前記連続信号を伸張する伸張回路
と、該伸張した信号を試験信号として送出した音声信号
とで相関を取って試験結果を出力する音声回線試験回路
と、前記送出した音声信号を圧縮する音声圧縮回路と、
前記圧縮した信号をパケット化して前記音声回線に出力
するパケット回路とを備え、前記音声回線試験回路は、
前記試験信号を入力して量子化する量子化復号器と、該
量子化復号器の出力を１ビット単位で差分積算するΔΣ
変調器と、該ΔΣ変調器の出力と前記送出した音声信号
との相関をとる相関器と、前記相関器の出力と所定のス
レッショルド値とを比較する比較器とを具備し、該比較
結果により前記音声回線の良否を判断することを特徴と
する。
【００１９】また、本発明は、音声回線の良否を判断す
る音声回線試験回路において、試験信号としての第１及
び第２の標本波形を発生する標本波形テーブルと、前記
第１の標本波形を圧縮する圧縮音声回路と、圧縮した信
号を量子化する量子化復号器と、該量子化復号器の出力
を１ビット単位で差分積算するΔΣ変調器と、該ΔΣ変
調器の出力と前記第２の標本波形との相関をとる相関器
と、前記相関器の出力と所定のスレッショルド値とを比
較する比較器とを具備し、前記圧縮音声回路を試験する
音声回線の疑似回路とし、前記比較器の比較結果によっ
て、前記所定のスレッショルド値より前記相関器の相関
出力が大きい場合には前記疑似回路が正常であると判断
し、前記所定のスレッショルド値より前記相関器の相関
出力が小さい場合には前記疑似回路が不良であると判断
することを特徴とする。
る音声回線試験回路において、試験信号としての第１及
び第２の標本波形を発生する標本波形テーブルと、前記
第１の標本波形を圧縮する圧縮音声回路と、圧縮した信
号を量子化する量子化復号器と、該量子化復号器の出力
を１ビット単位で差分積算するΔΣ変調器と、該ΔΣ変
調器の出力と前記第２の標本波形との相関をとる相関器
と、前記相関器の出力と所定のスレッショルド値とを比
較する比較器とを具備し、前記圧縮音声回路を試験する
音声回線の疑似回路とし、前記比較器の比較結果によっ
て、前記所定のスレッショルド値より前記相関器の相関
出力が大きい場合には前記疑似回路が正常であると判断
し、前記所定のスレッショルド値より前記相関器の相関
出力が小さい場合には前記疑似回路が不良であると判断
することを特徴とする。
【００２０】
【発明の実施の形態】本発明の上記および他の目的、特
徴および利点を明確にすべく、以下添付した図面を参照
しながら、本発明の実施形態につき詳細に説明する。
徴および利点を明確にすべく、以下添付した図面を参照
しながら、本発明の実施形態につき詳細に説明する。
【００２１】［第１の実施形態］
（１）構成の説明
図１に、本発明による、音声回線試験装置のうち、音声
回線試験回路のブロック図を示す。また、図２に、本音
声回線試験回路を用いた音声回線試験装置の適用例を示
している。また、図２は、VTOAシステムの回線装置に音
声回線試験装置による試験を行う場合を示している。
回線試験回路のブロック図を示す。また、図２に、本音
声回線試験回路を用いた音声回線試験装置の適用例を示
している。また、図２は、VTOAシステムの回線装置に音
声回線試験装置による試験を行う場合を示している。
【００２２】図２において、VTOA（Voice telephoney o
ver ATM:ＡＴＭを用いた音声電話）回線装置３９は、Ａ
ＴＭ（Asynchronous Transfer Mode:非同期通信モー
ド）を用いたＡＴＭ回線網３５と、ＰＢＸ（Private Br
anch eXchange:構内交換機）交換機３２との間に設けら
れ、ＡＴＭ網３５からのＡＴＭセルのパケットセルを元
の圧縮連続音とするＡＴＭデセル化回路３６と、この圧
縮連続音とされた信号を伸張化してＰＢＸ交換機３８に
送出する音声圧縮復号化回路３７と、ＰＢＸ交換機３２
からの実音声をコーデックして圧縮信号に変換する音声
圧縮符号化回路３３と、当該圧縮信号を５バイトのヘッ
ダー部と４８バイトのペイロード部とから成る５３バイ
トのＡＴＭセルに変換するＡＴＭセル化回路３９と、か
ら構成されている。なお、ＡＴＭデセル化回路３６及び
ＡＴＭセル化回路３９はＶＴＯＡ回線装置内に配置され
るが、ＡＴＭ網３５に存在する場合もある。また、ＰＢ
Ｘ交換機は音声送信するＰＢＸ交換機３２と音声受信す
るＰＢＸ交換機３８に分けて記載しているが、通常は交
換機として一体的に形成されている。
ver ATM:ＡＴＭを用いた音声電話）回線装置３９は、Ａ
ＴＭ（Asynchronous Transfer Mode:非同期通信モー
ド）を用いたＡＴＭ回線網３５と、ＰＢＸ（Private Br
anch eXchange:構内交換機）交換機３２との間に設けら
れ、ＡＴＭ網３５からのＡＴＭセルのパケットセルを元
の圧縮連続音とするＡＴＭデセル化回路３６と、この圧
縮連続音とされた信号を伸張化してＰＢＸ交換機３８に
送出する音声圧縮復号化回路３７と、ＰＢＸ交換機３２
からの実音声をコーデックして圧縮信号に変換する音声
圧縮符号化回路３３と、当該圧縮信号を５バイトのヘッ
ダー部と４８バイトのペイロード部とから成る５３バイ
トのＡＴＭセルに変換するＡＴＭセル化回路３９と、か
ら構成されている。なお、ＡＴＭデセル化回路３６及び
ＡＴＭセル化回路３９はＶＴＯＡ回線装置内に配置され
るが、ＡＴＭ網３５に存在する場合もある。また、ＰＢ
Ｘ交換機は音声送信するＰＢＸ交換機３２と音声受信す
るＰＢＸ交換機３８に分けて記載しているが、通常は交
換機として一体的に形成されている。
【００２３】また、音声回線試験装置３１は、所定の標
本波形の音声信号１０を音声圧縮符号化回路３３に出力
し、ＡＴＭ網を経由して戻ってきたＡＴＭセルからＰＢ
Ｘ交換機３２に出力される音声圧縮復号化回路３７から
伸張された標本波形の音声信号９の出力を入力として、
ＡＴＭ網３５が正常に動作しているのか、どれくらい遅
延しているのかなどを試験する。
本波形の音声信号１０を音声圧縮符号化回路３３に出力
し、ＡＴＭ網を経由して戻ってきたＡＴＭセルからＰＢ
Ｘ交換機３２に出力される音声圧縮復号化回路３７から
伸張された標本波形の音声信号９の出力を入力として、
ＡＴＭ網３５が正常に動作しているのか、どれくらい遅
延しているのかなどを試験する。
【００２４】また、図１は、当該音声回線試験装置３１
の内部回路であり、ＰＢＸ交換機３２，３８の代わりに
圧縮音声回路１６を配置している。図１において、音声
回線試験装置３１は、非線形の量子化された圧縮音声信
号を復号する非線形量子化復号器１１と、非線形量子化
復号器１１の出力を差分積分するΔΣの出力を１ビット
ずつ変調出力するΔΣ１ビット変調器１２と、ΔΣ１ビ
ット変調器１２の出力と標本波形２との相関を検出する
相関器１３と、相関器１３の出力と使用者等が外部で相
関値のしきい値を設定した相関度判定スレッショルド値
とを比較する比較器１４と、ΔΣ１ビット変調器１２の
出力を高周波成分を除去するローパスフィルタＬＰＦ１
５と、基準周波数から分周して標本波形として蓄積した
標本波形テーブル１７とから構成されている。
の内部回路であり、ＰＢＸ交換機３２，３８の代わりに
圧縮音声回路１６を配置している。図１において、音声
回線試験装置３１は、非線形の量子化された圧縮音声信
号を復号する非線形量子化復号器１１と、非線形量子化
復号器１１の出力を差分積分するΔΣの出力を１ビット
ずつ変調出力するΔΣ１ビット変調器１２と、ΔΣ１ビ
ット変調器１２の出力と標本波形２との相関を検出する
相関器１３と、相関器１３の出力と使用者等が外部で相
関値のしきい値を設定した相関度判定スレッショルド値
とを比較する比較器１４と、ΔΣ１ビット変調器１２の
出力を高周波成分を除去するローパスフィルタＬＰＦ１
５と、基準周波数から分周して標本波形として蓄積した
標本波形テーブル１７とから構成されている。
【００２５】また、標本波形テーブル１７は、標本波形
１、２を抽出する。この標本波形テーブル１７の標本波
形１、２の作成例を、図３を参照しつつ説明する。図３
において、例えば２．０４８ＭＨｚの水晶発振回路によ
り基準正弦周波数を出力する正弦波発振器２６と、この
基準正弦周波数出力を対数量子化してデジタル信号とす
るＡＤ変換器２１と、ＡＤ変換器２１のデジタル信号出
力を圧縮する音声圧縮符号化器２２と、当該音声圧縮符
号化器２２の圧縮符号化した結果を伸張して復号する音
声圧縮復号化器２３と、当該伸張された復号信号を差分
積分するΔΣ変調器２４と、ΔΣ変調器２４の出力を対
数伸張する対数伸張器２５とから構成されている。そこ
で、標本波形１はＡＤ変換器２１の出力とし、標本波形
２は実際の音声回線試験装置３１に使用する信号処理と
同等の回路を経由して対数伸張器２５の出力として得ら
れ、標本波形１と標本波形２とをテーブル形式にペアと
して記憶手段の標本波形テーブル１７に格納し、正弦波
発振器２６の基準正弦波周波数を種々変更して、標本波
形テーブル１７に格納しておく。従って、ＡＴＭ網３５
を試験する場合には、標本波形１の正弦波周波数と、標
本波形２の正弦波周波数とは同一となり、位相関係も一
致させておく。
１、２を抽出する。この標本波形テーブル１７の標本波
形１、２の作成例を、図３を参照しつつ説明する。図３
において、例えば２．０４８ＭＨｚの水晶発振回路によ
り基準正弦周波数を出力する正弦波発振器２６と、この
基準正弦周波数出力を対数量子化してデジタル信号とす
るＡＤ変換器２１と、ＡＤ変換器２１のデジタル信号出
力を圧縮する音声圧縮符号化器２２と、当該音声圧縮符
号化器２２の圧縮符号化した結果を伸張して復号する音
声圧縮復号化器２３と、当該伸張された復号信号を差分
積分するΔΣ変調器２４と、ΔΣ変調器２４の出力を対
数伸張する対数伸張器２５とから構成されている。そこ
で、標本波形１はＡＤ変換器２１の出力とし、標本波形
２は実際の音声回線試験装置３１に使用する信号処理と
同等の回路を経由して対数伸張器２５の出力として得ら
れ、標本波形１と標本波形２とをテーブル形式にペアと
して記憶手段の標本波形テーブル１７に格納し、正弦波
発振器２６の基準正弦波周波数を種々変更して、標本波
形テーブル１７に格納しておく。従って、ＡＴＭ網３５
を試験する場合には、標本波形１の正弦波周波数と、標
本波形２の正弦波周波数とは同一となり、位相関係も一
致させておく。
【００２６】（２）動作の説明
以上の構成により、ＡＴＭ網３５を経由した音声回線試
験装置の動作について、以下に説明する。
験装置の動作について、以下に説明する。
【００２７】ＡＴＭの帯域を有効に使うため、音声信号
を、音声圧縮方式のCS−ACELP方式により圧縮し、伝送
する。この圧縮方式は不可逆圧縮であるため、一般に用
いられるバイナリデータを伝送し、返ってきたデータを
比較し、ビットエラーを調べ、試験を行うという方法は
使えない。そのため、CS−ACELP方式の圧縮方式を用い
て、音声信号に近い信号を入力し、返ってきた波形が正
常かどうかを吟味することにより、試験が行われる。
を、音声圧縮方式のCS−ACELP方式により圧縮し、伝送
する。この圧縮方式は不可逆圧縮であるため、一般に用
いられるバイナリデータを伝送し、返ってきたデータを
比較し、ビットエラーを調べ、試験を行うという方法は
使えない。そのため、CS−ACELP方式の圧縮方式を用い
て、音声信号に近い信号を入力し、返ってきた波形が正
常かどうかを吟味することにより、試験が行われる。
【００２８】本試験装置は、試験を行おうとする回線
に、あらかじめ蓄えられた標本波形１の信号を送出す
る。そのとき、試験を行おうとする音声回線装置は、Ａ
ＴＭ網を用いて、送出した音声信号が圧縮符号化され、
また再び復号化されて戻ってくるような線路に設定して
おく。試験装置は、ＡＴＭ網の音声回線部を通って、折
り返されて返ってきた信号が入力されると、その信号を
解析することにより、音声回線の試験を行う。
に、あらかじめ蓄えられた標本波形１の信号を送出す
る。そのとき、試験を行おうとする音声回線装置は、Ａ
ＴＭ網を用いて、送出した音声信号が圧縮符号化され、
また再び復号化されて戻ってくるような線路に設定して
おく。試験装置は、ＡＴＭ網の音声回線部を通って、折
り返されて返ってきた信号が入力されると、その信号を
解析することにより、音声回線の試験を行う。
【００２９】図１において、標本波形１を圧縮して入力
された音声信号は、非線形量子化復号器１１によって、
対数量子化され、該音声信号を線形な音声信号に変換す
る。本試験装置３１は、本発明に従って、ΔΣ変調器１
２を備えている。入力された音声信号は、線形な信号に
変換されたあと、１ビット信号にするため、ΔΣ変調器
１２に入力される。
された音声信号は、非線形量子化復号器１１によって、
対数量子化され、該音声信号を線形な音声信号に変換す
る。本試験装置３１は、本発明に従って、ΔΣ変調器１
２を備えている。入力された音声信号は、線形な信号に
変換されたあと、１ビット信号にするため、ΔΣ変調器
１２に入力される。
【００３０】図４に、ΔΣ変調器１２のブロック図を示
す。図４において、入力された多ビットの信号は、加算
器６１により遅延器６４の帰還信号と加算され、比較器
６２に入力される。比較器６２は１ビットのＡ/Ｄ変換
器となっており、入力信号に応じて、あるスレッショル
ド値Ｓと比較し、２値のレベルの信号を出力する。出力
された信号は再び自身に帰還され、１ＢＩＴＤ/Ａ変換
器６３により多ビットの信号に変換され、入力信号から
減算器６５によって減算される。減算された信号は、遅
延器２４により、１クロック遅延され、入力信号と加算
器６１で加算されることにより積分動作を行う。かかる
構成により、ΔΣ変調器１２は、１ビット変換により生
じた量子化ノイズを自身に負帰還させ、キャンセルし
て、高いＳ／Ｎを得ている。
す。図４において、入力された多ビットの信号は、加算
器６１により遅延器６４の帰還信号と加算され、比較器
６２に入力される。比較器６２は１ビットのＡ/Ｄ変換
器となっており、入力信号に応じて、あるスレッショル
ド値Ｓと比較し、２値のレベルの信号を出力する。出力
された信号は再び自身に帰還され、１ＢＩＴＤ/Ａ変換
器６３により多ビットの信号に変換され、入力信号から
減算器６５によって減算される。減算された信号は、遅
延器２４により、１クロック遅延され、入力信号と加算
器６１で加算されることにより積分動作を行う。かかる
構成により、ΔΣ変調器１２は、１ビット変換により生
じた量子化ノイズを自身に負帰還させ、キャンセルし
て、高いＳ／Ｎを得ている。
【００３１】そのとき、積分器の特性により、サンプリ
ング周波数が高いほど、その量子化ノイズは高い周波数
領域に移動することが知られている。これをノイズシェ
ーピング効果と呼ぶ。その結果、１ビットによる変換で
も、音声帯域においては、結果的に高いＳＮ比を実現す
ることが可能となり、音声帯域の信号について、相関な
どの処理を行うことができる。また、高い周波数領域に
移動した量子化ノイズは、ローパスフィルタにおいてカ
ットすることにより、結果的に多ビット信号相当のアナ
ログ信号として得ることができる。そのノイズシェーピ
ング効果を発揮させるため、ΔΣ変調器１２の動作周波
数は、もとの音声回線のサンプリング周波数より高い周
波数を選ぶようにする。
ング周波数が高いほど、その量子化ノイズは高い周波数
領域に移動することが知られている。これをノイズシェ
ーピング効果と呼ぶ。その結果、１ビットによる変換で
も、音声帯域においては、結果的に高いＳＮ比を実現す
ることが可能となり、音声帯域の信号について、相関な
どの処理を行うことができる。また、高い周波数領域に
移動した量子化ノイズは、ローパスフィルタにおいてカ
ットすることにより、結果的に多ビット信号相当のアナ
ログ信号として得ることができる。そのノイズシェーピ
ング効果を発揮させるため、ΔΣ変調器１２の動作周波
数は、もとの音声回線のサンプリング周波数より高い周
波数を選ぶようにする。
【００３２】このΔΣ変調器１２によって、オーバーサ
ンプリングされた１ビットの音声信号は、その後、相関
器１３に入力される。相関器１３は、もとの標本波形１
の信号を、試験対象としている音声圧縮回路１６を通
し、さらにΔΣ変調器１２を通し、オーバーサンプリン
グした標本波形２を蓄えておく。これは、入力信号によ
り近い形の波形と相関を取ることにより、より高い相関
値を得ようとするものである。標本波形１と、標本波形
２の関係を、図３に示す。図３の、ＡＤ変換器２１、音
声圧縮符号化器２２、音声圧縮復号化器２３は、試験対
象としている音声回線の方式と同じものを用いる。ま
た、ΔΣ変調器２４は、本試験装置で用いたものと同じ
ものを用いる。相関出力は、相関値の比較器１４に入力
され、あらかじめ設定された、相関度スレッショルド値
によって、相関度を判定され、波形の正常性が確認され
る。また、判定スレッショルド値を超えた相関出力が標
本波形１自身の自己相関波形に一致するように、標本波
形１の位相を遅延させてやることにより、音声回線を通
ることによる、音声信号の遅延の測定を行う。
ンプリングされた１ビットの音声信号は、その後、相関
器１３に入力される。相関器１３は、もとの標本波形１
の信号を、試験対象としている音声圧縮回路１６を通
し、さらにΔΣ変調器１２を通し、オーバーサンプリン
グした標本波形２を蓄えておく。これは、入力信号によ
り近い形の波形と相関を取ることにより、より高い相関
値を得ようとするものである。標本波形１と、標本波形
２の関係を、図３に示す。図３の、ＡＤ変換器２１、音
声圧縮符号化器２２、音声圧縮復号化器２３は、試験対
象としている音声回線の方式と同じものを用いる。ま
た、ΔΣ変調器２４は、本試験装置で用いたものと同じ
ものを用いる。相関出力は、相関値の比較器１４に入力
され、あらかじめ設定された、相関度スレッショルド値
によって、相関度を判定され、波形の正常性が確認され
る。また、判定スレッショルド値を超えた相関出力が標
本波形１自身の自己相関波形に一致するように、標本波
形１の位相を遅延させてやることにより、音声回線を通
ることによる、音声信号の遅延の測定を行う。
【００３３】以上までの処理は全て論理回路で構成され
る。さらに、ΔΣ変調器１２の出力を論理回路の外に出
し、コイル、コンデンサなどでローパスフィルタ１５を
構成することにより、実際のＰＢＸ交換機３８に入力さ
れる音声を聞くこともできるが、標本波形１である試験
対象の音声信号がアナログ出力として取り出される。そ
れにより、音声信号の、遅延、相関度測定および、聴覚
によるモニタ試験機能を備えた、音声回線試験装置が実
現される。
る。さらに、ΔΣ変調器１２の出力を論理回路の外に出
し、コイル、コンデンサなどでローパスフィルタ１５を
構成することにより、実際のＰＢＸ交換機３８に入力さ
れる音声を聞くこともできるが、標本波形１である試験
対象の音声信号がアナログ出力として取り出される。そ
れにより、音声信号の、遅延、相関度測定および、聴覚
によるモニタ試験機能を備えた、音声回線試験装置が実
現される。
【００３４】そのとき、従来技術による装置との比較に
ついてであるが、従来技術による装置では、入力信号を
８ビットとした場合、相関器１３には、１６ビットの乗
算器が必要である。本発明による装置の場合、オーバー
サンプリングレートに、８ビット相当の精度が出せるレ
ベルを選んだ場合、１６ビット乗算器の代わりに、ΔΣ
変調器１２を構成するため、８ビットの加算器６１を最
低１個実装する必要がある。
ついてであるが、従来技術による装置では、入力信号を
８ビットとした場合、相関器１３には、１６ビットの乗
算器が必要である。本発明による装置の場合、オーバー
サンプリングレートに、８ビット相当の精度が出せるレ
ベルを選んだ場合、１６ビット乗算器の代わりに、ΔΣ
変調器１２を構成するため、８ビットの加算器６１を最
低１個実装する必要がある。
【００３５】更に、サンプリングレートが高くなったこ
とにより、相関処理を行うためのメモリが、従来技術の
場合より多く必要になる。相関処理を行うときのポイン
ト数をいくらにするかは、測定できる最大の遅延時間を
どのくらいに設定するかによって異なる。また、音声信
号をモニタするときの、必要な音声品質によっても、オ
ーバーサンプリングレートは変わってくることになる。
具体的な数値については、以下の第２の実施形態による
具体例において説明する。
とにより、相関処理を行うためのメモリが、従来技術の
場合より多く必要になる。相関処理を行うときのポイン
ト数をいくらにするかは、測定できる最大の遅延時間を
どのくらいに設定するかによって異なる。また、音声信
号をモニタするときの、必要な音声品質によっても、オ
ーバーサンプリングレートは変わってくることになる。
具体的な数値については、以下の第２の実施形態による
具体例において説明する。
【００３６】［第２の実施形態］以下、本発明の第２の
実施形態による音声回線試験装置について説明する。図
５において、音声回線試験装置は、対数伸張機能を合わ
せてＤＩＮ信号としたシリアル／パラレル変換器４１
と、該ＤＩＮ信号を１ビットずつ差分積分するΔΣ変調
器４２と、ΔΣ変調器４２の出力と標本波形テーブルか
ら標本波形１に対応した標本波形２との相関を取る相関
器４３と、相関結果を予め設定した相関度判定スレッシ
ョルド値と比較する比較器と、ΔΣ変調器４２の出力の
高周波成分を除去してアナログ信号として出力するＬＰ
Ｆとから構成される。
実施形態による音声回線試験装置について説明する。図
５において、音声回線試験装置は、対数伸張機能を合わ
せてＤＩＮ信号としたシリアル／パラレル変換器４１
と、該ＤＩＮ信号を１ビットずつ差分積分するΔΣ変調
器４２と、ΔΣ変調器４２の出力と標本波形テーブルか
ら標本波形１に対応した標本波形２との相関を取る相関
器４３と、相関結果を予め設定した相関度判定スレッシ
ョルド値と比較する比較器と、ΔΣ変調器４２の出力の
高周波成分を除去してアナログ信号として出力するＬＰ
Ｆとから構成される。
【００３７】この音声回線試験装置は、ＡＴＭ網に代替
えされたCS-ACELP方式のコーデック４６を疑似回路とし
て、標本波形１を供給して、コーデックして圧縮信号と
し、この圧縮信号をＥ１音声信号としてシリアル／パラ
レル変換器４１に入力し、この標本波形１によるΔΣ変
調器４２の出力と標本波形２との相関をとる相関器４３
で、相関値が高ければ正常と判断し、相関値が相関度判
定スレッショルド値より低ければ、試験される音声回線
に障害が発生していると判定する。
えされたCS-ACELP方式のコーデック４６を疑似回路とし
て、標本波形１を供給して、コーデックして圧縮信号と
し、この圧縮信号をＥ１音声信号としてシリアル／パラ
レル変換器４１に入力し、この標本波形１によるΔΣ変
調器４２の出力と標本波形２との相関をとる相関器４３
で、相関値が高ければ正常と判断し、相関値が相関度判
定スレッショルド値より低ければ、試験される音声回線
に障害が発生していると判定する。
【００３８】次に、第２の実施形態による音声回線試験
装置の動作につき説明する。本実施形態に用いる構成図
を、図５に示す通りであり、本発明の第２の実施形態と
してのVTOA回線装置のためのＥ１圧縮回線試験装置が示
されている。
装置の動作につき説明する。本実施形態に用いる構成図
を、図５に示す通りであり、本発明の第２の実施形態と
してのVTOA回線装置のためのＥ１圧縮回線試験装置が示
されている。
【００３９】本実施形態では、ＡＴＭ使用上の音声電話
VTOAにおいて用いられる、音声圧縮方式のCS-ACELP（Co
njugate Structure Algebraic Code Excited Linear Pr
ediction）方式により圧縮された、音声回線の試験を行
うことを目的としている。
VTOAにおいて用いられる、音声圧縮方式のCS-ACELP（Co
njugate Structure Algebraic Code Excited Linear Pr
ediction）方式により圧縮された、音声回線の試験を行
うことを目的としている。
【００４０】このCS-ACELP方式は、伝送速度や処理量の
低減のため、デジタル化した各パルスの振幅は極性で示
すだけで、パルスの位置は予め定められた複数から選択
して音声の立ち上がりの性能がよい方式である。図１に
対して、図５の音声回線試験装置は、圧縮音声回路１６
に代わってこのCS-ACELPコーデック４６と、非線形量子
化復号器１１に代わってＳ／Ｐ変換対数伸張回路４１と
が異なっている。
低減のため、デジタル化した各パルスの振幅は極性で示
すだけで、パルスの位置は予め定められた複数から選択
して音声の立ち上がりの性能がよい方式である。図１に
対して、図５の音声回線試験装置は、圧縮音声回路１６
に代わってこのCS-ACELPコーデック４６と、非線形量子
化復号器１１に代わってＳ／Ｐ変換対数伸張回路４１と
が異なっている。
【００４１】まず、シリアル／パラレル変換および対数
伸張回路４１の動作について、図６のタイミング図を用
いて説明する。CS-ACELPコーデック４６の出力のE１回
線の場合、フレームパルスFPの立ち上げを先頭として、
１ビットのシリアルデータDATA（Ｄ０〜Ｄ７）を、８ビ
ットごとで、１つのタイムスロット（ＣＨ０）とし、３
２ｃｈのスロットにより１周期のデータ列となる。基準
クロック信号は2.048MHzである。ΔΣ変調器４２に信号
を入力する際、１ＣＨ分のデータをラッチしたあと、そ
れを次の周期の該当ＣＨのデータが来るまで、対数伸張
回路により線形に変換した後、ΔΣ変調器４２のDINに
入力しつづける。ここで、音声信号の８ｋHｚのサンプ
リング周波数により標本化された信号は、６４倍でオー
バーサンプリングされて、次段のΔΣ変調器４２に入力
するとした場合、ΔΣ変調器は５１２Kzで駆動すれば良
い。また、音声信号の量子化には、対数曲線を用いた非
線形量子化法として、例えばＡ則量子化、μ則量子化が
あり、それぞれの手法に応じて、対数量子化された信号
を、線形量子化された信号に変換する。
伸張回路４１の動作について、図６のタイミング図を用
いて説明する。CS-ACELPコーデック４６の出力のE１回
線の場合、フレームパルスFPの立ち上げを先頭として、
１ビットのシリアルデータDATA（Ｄ０〜Ｄ７）を、８ビ
ットごとで、１つのタイムスロット（ＣＨ０）とし、３
２ｃｈのスロットにより１周期のデータ列となる。基準
クロック信号は2.048MHzである。ΔΣ変調器４２に信号
を入力する際、１ＣＨ分のデータをラッチしたあと、そ
れを次の周期の該当ＣＨのデータが来るまで、対数伸張
回路により線形に変換した後、ΔΣ変調器４２のDINに
入力しつづける。ここで、音声信号の８ｋHｚのサンプ
リング周波数により標本化された信号は、６４倍でオー
バーサンプリングされて、次段のΔΣ変調器４２に入力
するとした場合、ΔΣ変調器は５１２Kzで駆動すれば良
い。また、音声信号の量子化には、対数曲線を用いた非
線形量子化法として、例えばＡ則量子化、μ則量子化が
あり、それぞれの手法に応じて、対数量子化された信号
を、線形量子化された信号に変換する。
【００４２】次に、ΔΣ変調器４２に入力された信号
は、５１２ｋＨｚ駆動により、６４倍でオーバーサンプ
リングされる。例えば１次ΔΣ変調器の場合、そのノイ
ズシェーピング効果により、音声帯域において、ＳＮ比
約５０dB、量子化レベル８ビット相当の信号に変換され
る。そのため、音声帯域内における歪波の混入は、正確
に検出できる精度となる。
は、５１２ｋＨｚ駆動により、６４倍でオーバーサンプ
リングされる。例えば１次ΔΣ変調器の場合、そのノイ
ズシェーピング効果により、音声帯域において、ＳＮ比
約５０dB、量子化レベル８ビット相当の信号に変換され
る。そのため、音声帯域内における歪波の混入は、正確
に検出できる精度となる。
【００４３】その後、上記ΔΣ変調器４２の出力信号
を、相関器４３に入力する。そのとき、従来技術による
相関処理との違いは、データが１ビットとなった代わり
に、６４倍のオーバーサンプリングを行っているため、
相関処理を行うときのデータ点数が増加している。例え
ば、２５６点の１ビット信号で相関を取った場合、約50
0μsまでの遅延を測定できる。測定しなければならない
遅延時間が増大した場合、必要なデータをいったんメモ
リに蓄え、オフラインで相関を求める処理を行えば、長
い遅延時間も測定できる。そのときに必要なメモリ容量
は、従来技術の場合に比べ、従来技術の容量×(オーバ
ーサンプリングレート÷８)バイトの容量があれば良
い。相関器４３そのものは、従来技術のものを用いれば
良い。
を、相関器４３に入力する。そのとき、従来技術による
相関処理との違いは、データが１ビットとなった代わり
に、６４倍のオーバーサンプリングを行っているため、
相関処理を行うときのデータ点数が増加している。例え
ば、２５６点の１ビット信号で相関を取った場合、約50
0μsまでの遅延を測定できる。測定しなければならない
遅延時間が増大した場合、必要なデータをいったんメモ
リに蓄え、オフラインで相関を求める処理を行えば、長
い遅延時間も測定できる。そのときに必要なメモリ容量
は、従来技術の場合に比べ、従来技術の容量×(オーバ
ーサンプリングレート÷８)バイトの容量があれば良
い。相関器４３そのものは、従来技術のものを用いれば
良い。
【００４４】標本波形テーブル４７には、あらかじめ、
元波形を１ビット信号に変換し、CS-ACELP圧縮を施した
ものを格納しておき、それと相関処理を行うと、得られ
る相関値は、正常な波形が返ってきた場合、かなり高い
相関値により、波形の相関度が示されることになる。そ
のため、相関値があるスレッショルドレベル以上となれ
ば、正常となるようにしておくと、波形の歪なども定量
的に測定することが出来る。また、相関値が、標本波形
１の自己相関値の変化に近づくように標本波形１の出力
位相を調整することにより、回線の遅延も測定できる。
さらに、ΔΣ変調器４２の出力を論理回路の外部に取り
だし、ＬＰＦ４５を通すと、音声信号をアナログ音声と
してモニタできる。変換品質においては、上記に述べた
とおりである。
元波形を１ビット信号に変換し、CS-ACELP圧縮を施した
ものを格納しておき、それと相関処理を行うと、得られ
る相関値は、正常な波形が返ってきた場合、かなり高い
相関値により、波形の相関度が示されることになる。そ
のため、相関値があるスレッショルドレベル以上となれ
ば、正常となるようにしておくと、波形の歪なども定量
的に測定することが出来る。また、相関値が、標本波形
１の自己相関値の変化に近づくように標本波形１の出力
位相を調整することにより、回線の遅延も測定できる。
さらに、ΔΣ変調器４２の出力を論理回路の外部に取り
だし、ＬＰＦ４５を通すと、音声信号をアナログ音声と
してモニタできる。変換品質においては、上記に述べた
とおりである。
【００４５】また、このような試験装置は、装置自身
を、VTOA回線装置に組み込むことも可能である。それに
より、外部の試験装置を接続することなく、遠隔操作に
よる自律診断試験も行うことが出来、試験手順が非常に
簡略化されることになる。
を、VTOA回線装置に組み込むことも可能である。それに
より、外部の試験装置を接続することなく、遠隔操作に
よる自律診断試験も行うことが出来、試験手順が非常に
簡略化されることになる。
【００４６】［第３の実施形態］次に、本発明の第３の
実施形態について説明する。上記各実施形態では、ΔΣ
変調器１２，４２のオーバーサンプリングレートとし
て、音声信号を、高い品質でモニタするため、オーバー
サンプリングレートを６４倍に設定したが、音声のモニ
タに高い品質を求めないなら、相関器１３，４３の負荷
を軽減するため、これをもっと低いレートにしても良
い。サンプリングレートを低く設定することによって、
少ない論理数およびメモリ容量で、かつ長い遅延時間を
測定できるようになる。例えば、３２倍にすると、ＳＮ
比は４５ｄＢ、量子化レベル約７ビット相当となる。
実施形態について説明する。上記各実施形態では、ΔΣ
変調器１２，４２のオーバーサンプリングレートとし
て、音声信号を、高い品質でモニタするため、オーバー
サンプリングレートを６４倍に設定したが、音声のモニ
タに高い品質を求めないなら、相関器１３，４３の負荷
を軽減するため、これをもっと低いレートにしても良
い。サンプリングレートを低く設定することによって、
少ない論理数およびメモリ容量で、かつ長い遅延時間を
測定できるようになる。例えば、３２倍にすると、ＳＮ
比は４５ｄＢ、量子化レベル約７ビット相当となる。
【００４７】また、音声信号をモニタする必要がないな
ら、図１の、非線形量子化復号器１１を省略することも
出来る。そして、図３の、対数伸張器２５を通さない標
本波形２を相関器４３に入力すれば、遅延測定と、相関
値による波形の正常性確認を、さらに少ない論理で実現
することも可能である。
ら、図１の、非線形量子化復号器１１を省略することも
出来る。そして、図３の、対数伸張器２５を通さない標
本波形２を相関器４３に入力すれば、遅延測定と、相関
値による波形の正常性確認を、さらに少ない論理で実現
することも可能である。
【００４８】上記各実施形態による音声回線試験装置
は、実際のＡＴＭ網及びＰＢＸ交換機の間に設け、ＡＴ
Ｍ網が音声伝送における動作が正常か否か、音声伝送の
遅延時間がどの程度かを試験・計測できる。
は、実際のＡＴＭ網及びＰＢＸ交換機の間に設け、ＡＴ
Ｍ網が音声伝送における動作が正常か否か、音声伝送の
遅延時間がどの程度かを試験・計測できる。
【００４９】なお、上記実施形態では音声回線として、
音声に関して主に説明したが、映像信号やビデオ信号に
は、音声信号と切り離して伝送される場合もあるが、一
般的には映像と音声とを併合して回線内を伝送するもの
であり、しかも、デジタル信号であるので、本発明によ
る試験装置は、音声、映像、データ等を含むマルチメデ
ィアの情報を伝送する場合にも、十分適用できるもので
ある。
音声に関して主に説明したが、映像信号やビデオ信号に
は、音声信号と切り離して伝送される場合もあるが、一
般的には映像と音声とを併合して回線内を伝送するもの
であり、しかも、デジタル信号であるので、本発明によ
る試験装置は、音声、映像、データ等を含むマルチメデ
ィアの情報を伝送する場合にも、十分適用できるもので
ある。
【００５０】また、本発明が上記各実施形態に限定され
ず、本発明の技術思想の範囲内において、各実施形態は
適宜変更され得ることは明らかである。
ず、本発明の技術思想の範囲内において、各実施形態は
適宜変更され得ることは明らかである。
【００５１】
【発明の効果】本発明によれば、音声信号をΔΣ変調器
により１ビット信号に変換することにより、論理規模を
増大させることなく相関を求めることが出来るという基
本構成に基づき、圧縮音声回線の音声信号の相関結果に
より、圧縮された音声の波形の正常性や、圧縮のための
演算処理による遅延測定を行うことが出来る。
により１ビット信号に変換することにより、論理規模を
増大させることなく相関を求めることが出来るという基
本構成に基づき、圧縮音声回線の音声信号の相関結果に
より、圧縮された音声の波形の正常性や、圧縮のための
演算処理による遅延測定を行うことが出来る。
【００５２】さらに相乗効果として、機構部にΔΣ変調
器を採用したことにより、そのノイズシェーピング効果
により、特別なＤＡ変換器を用いることなく、アナログ
信号を耳により直接モニタ出来る、多機能な試験機能を
低コストにより実現した音声試験装置が提供される。
器を採用したことにより、そのノイズシェーピング効果
により、特別なＤＡ変換器を用いることなく、アナログ
信号を耳により直接モニタ出来る、多機能な試験機能を
低コストにより実現した音声試験装置が提供される。
【図１】本発明による音声回線試験装置のブロック図で
ある。
ある。
【図２】本発明による試験装置の適用例の図である。
【図３】本発明による標本波形テーブル１、２の関係の
図である。
図である。
【図４】本発明によるΔΣ変調器のブロック図である。
【図５】本発明によるVTOA音声回線試験装置のブロック
図である。
図である。
【図６】本発明によるシリアル/パラレル変換のタイミ
ングチャートである。
ングチャートである。
１１ 非線形量子化復号器
１２ ΔΣ１ビット変調器
１３ 相関器
１４ 比較器
１５ ＬＰＦ
１６ 圧縮音声回路
１７ 標本波形テーブル
２１ ＡＤ変換器
２２ 音声圧縮符号化
２３ 音声圧縮復号化
２４ ΔΣ変調器
２５ 対数伸張器
３１ 音声回線試験装置
３２ ＰＢＸ交換機
３３ 音声圧縮符号化
３４ ＡＴＭセル化
３５ ＡＴＭ網
３６ ＡＴＭデセル化
３７ 音声圧縮復号化
３８ ＰＢＸ交換機
４１ Ｓ/Ｐ変換、対数伸張
４２ ΔΣ１ビット変調器
４３ 相関器
４４ 比較器
４５ ＬＰＦ
４６ 標本波形テーブル
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０４Ｌ 12/28 Ｈ０４Ｌ 11/12
Ｈ０４Ｍ 3/26 11/20 Ｅ
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 29/14
G10L 19/00
G10L 19/12
H03M 3/02
H04L 12/26
H04L 12/28
H04M 3/26
Claims (7)
- 【請求項１】 音声信号を圧縮・伸張して伝送する音声
回線を試験する音声回線試験装置において、 前記音声回線のパケットを連続信号に変換するデパケッ
ト回路と、 前記連続信号を伸張する伸張回路と、 該伸張した信号を試験信号とし、該試験信号と前記音声
回線に送出した音声信号とで相関を取って試験結果を出
力する音声回線試験回路と、 前記音声回線に送出した第１の標本波形の音声信号を圧
縮する音声圧縮回路と、 前記圧縮した信号をパケット化して前記音声回線に出力
するパケット回路とを備え、 前記音声回線試験回路は、 前記試験信号を入力して量子化する量子化復号器と、 該量子化復号器の出力を１ビット単位で差分積算するΔ
Σ変調器と、 該ΔΣ変調器の出力と前記音声回線に送出した第１の標
本波形を元にした第２の標本波形の音声信号との相関を
とる相関器と、 前記相関器の出力と所定のスレッショルド値とを比較す
る比較器とを具備し、 該比較結果により前記音声回線の良否を判断することを
特徴とする音声回線試験装置。 - 【請求項２】 請求項１に記載の音声回線試験装置にお
いて、前記ΔΣ変調器の出力の高周波成分を除去してア
ナログ信号を得て、当該音声回線の良否と該音声回線の
遅延時間をアナログ値として測定することを特徴とする
音声回線試験装置。 - 【請求項３】 請求項１に記載の音声回線試験装置にお
いて、前記圧縮した信号を前記音声回線試験回路の相関
器の前段に１ビットの前記ΔΣ変調器を設け、それによ
り前記相関器の演算負荷を軽減したことを特徴とする音
声回線試験装置。 - 【請求項４】 請求項１に記載の音声回線試験装置にお
いて、１ビットの前記ΔΣ変調器を採用することによ
り、その相乗効果として、前記相関器の処理による圧縮
音声回線の試験のみならず、外付けのＤＡ変換器を用い
ることなしに、前記ΔΣ変調器の出力からアナログ信号
を得て、前記アナログ信号から音声を直接耳でモニタ
し、試験する機能を実装したことを特徴とする音声回線
試験装置。 - 【請求項５】 請求項１に記載の音声回線試験装置にお
いて、前記音声回線試験回路では、入力された試験信号
は、非線形の前記量子化復号器によって、対数量子化さ
れて線形な音声信号に変換し、線形な音声信号を１ビッ
ト信号にするため前記ΔΣ変調器に入力され、そのノイ
ズシェーピング効果を発揮させるため、前記送出した音
声回線のサンプリング周波数より高いサンプリング周波
数を選んだ１ビットの前記ΔΣ変調器を前記相関器の前
段におくことにより、前記相関器に必要な乗算器を簡易
としたことを特徴とする音声回線試験装置。 - 【請求項６】 音声回線の良否を判断する音声回線試験
回路において、試験信号としての第１及び第２の標本波
形を発生する標本波形テーブルと、前記第１の標本波形
を圧縮する圧縮音声回路と、圧縮した信号を量子化する
量子化復号器と、該量子化復号器の出力を１ビット単位
で差分積算するΔΣ変調器と、該ΔΣ変調器の出力と前
記第２の標本波形との相関をとる相関器と、前記相関器
の出力と所定のスレッショルド値とを比較する比較器と
を具備し、前記圧縮音声回路を試験する音声回線の疑似
回路とし、前記比較器の比較結果によって、前記所定の
スレッショルド値より前記相関器の相関出力が大きい場
合には前記疑似回路が正常であると判断し、前記所定の
スレッショルド値より前記相関器の相関出力が小さい場
合には前記疑似回路が不良であると判断することを特徴
とする音声回線試験回路。 - 【請求項７】 請求項６に記載の音声回線試験回路にお
いて、前記圧縮音声回路は音声圧縮方式のCS−ACELP方
式を用いたCS−ACELPコーデック回路であることを特徴
とする音声回線試験回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000059397A JP3468196B2 (ja) | 2000-03-03 | 2000-03-03 | 音声回線試験装置と音声回線試験回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000059397A JP3468196B2 (ja) | 2000-03-03 | 2000-03-03 | 音声回線試験装置と音声回線試験回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001251388A JP2001251388A (ja) | 2001-09-14 |
| JP3468196B2 true JP3468196B2 (ja) | 2003-11-17 |
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ID=18579853
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000059397A Expired - Fee Related JP3468196B2 (ja) | 2000-03-03 | 2000-03-03 | 音声回線試験装置と音声回線試験回路 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3468196B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010232861A (ja) | 2009-03-26 | 2010-10-14 | Sony Corp | 情報処理装置、音声信号処理方法、およびプログラム |
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2000
- 2000-03-03 JP JP2000059397A patent/JP3468196B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP2001251388A (ja) | 2001-09-14 |
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