JP3466404B2 - 能動騒音制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は能動騒音制御装置に
係り、とくに騒音と逆位相の音響を発生させて聴取者の
耳に騒音が聞こえないようにした能動騒音制御装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】空間の所望の受音点で騒音と逆位相とな
るような音響をキャンセルスピーカから放射し、空間の
騒音を低減するようにした能動騒音制御装置（アクティ
ブノイズコントローラ）が有る。この能動騒音制御装置
は、未知システムについて入出力関係からパラメータを
推定するシステム同定を応用したものである。図９に従
来の能動騒音制御装置の基本構成を示す。騒音空間の所
望の受音点にエラー検出用マイク１、騒音空間の他の所
望位置に受音点での騒音と逆位相となるような音響を発
生するキャンセルスピーカ２を設置してある。騒音源に
設置した騒音センサ３で騒音が検出され、騒音のリファ
レンス信号が生成される。このリファレンス信号はＡ／
Ｄ変換器４で離散化されてリファレンス信号ｘ（ｎ）と
なり（ｎは時刻を示す）、各フィルタ係数が可変でＩ次
のＦＩＲディジタルフィルタ（以下、ＦＩＲフィルタと
略す）５に入力される。ＦＩＲフィルタ５はフィルタ係
数が可変されることで、伝達関数Ｗが可変となる。ＦＩ
Ｒフィルタ５の出力は騒音キャンセル用音響信号として
Ｄ／Ａ変換器６でＤ／Ａ変換されたのちパワーアンプ７
で電力増幅され、キャンセルスピーカ２に出力されて、
該キャンセルスピーカ２を駆動する。ＦＩＲフィルタ５
からキャンセルスピーカ２までで音響再生手段２０が構
成されている。エラー検出用マイク１の出力はマイクア
ンプ８で増幅されたのち、Ａ／Ｄ変換器９で離散化され
て誤差信号ｙ（ｎ）となり、適応制御部１０に入力され
る。この適応制御部１０は適応アルゴリズムを実行す
る。よって、リファレンス信号ｘ（ｎ）はフィルタ１１
でフィルタリングされたのち適応制御部１０に入力され
る。フィルタ１１はＦＩＲディジタルフィルタから成
り、パワーアンプ７の入力点からマイクアンプ８の出力
点までの空間パスを含む伝達関数Ｃ（ｚ）をＪ次のＦＩ
Ｒディジタルフィルタで具現するときのインパルス応答
ｃ_j （ｊ＝０〜Ｊ）が各次数のフィルタ係数として設定
されている。フィルタ１１の伝達関数をＣ’（ｚ）とす
る。フィルタ１１と適応制御部１０により適応制御手段
３０が構成さている。

【０００３】リファレンス信号ｘ（ｎ）はフィルタ１１
に通されてＣ’（ｚ）の伝達関数が畳込まれ、ｑ（ｎ）
として適応制御部１０に出力される。適応制御部１０は
ｑ（ｎ）を用いて所定の適応アルゴリズムを実行し、ｙ
（ｎ）を最小とできるＦＩＲフィルタ５の各次数のフィ
ルタ係数の更新値を求め、ＦＩＲフィルタ５に対し更新
設定する。具体的には、適応アルゴリズムが最小自乗法
に着目したＬＭＳ（Least MeanSquare ）の場合、ＦＩ
Ｒフィルタ５の次数位置ｉ（ｉ＝０〜Ｉ）のフィルタ係
数をｗ_i として、時刻（ｎ＋１）のフィルタ係数ｗ
_i （ｎ＋１）を次式、 ｗ_i （ｎ＋１）＝ｗ_i （ｎ）＋２μ・ｙ（ｎ）・ｑ（ｎ−ｉ） ……（１） 但し、 μ：所定の収束係数 に従い、ＦＩＲフィルタ５に対しフィルタ係数の更新設
定を行う。なお、フィルタ係数ｗ_i の初期値ｗ_i （０）
は予め定められた所定値に設定する。また、フィルタ係
数ｃ_j は、Ｄ／Ａ変換器６の入力点にＭ系列ノイズデー
タを注入したときのＡ／Ｄ変換器９の出力点の応答信号
から所定の演算を行うことで同定して求める。このよう
にして、キャンセルスピーカ２からはエラー検出用マイ
ク１での騒音が最小となるような適切な制御音が放射さ
れて、騒音の低減が図られる。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
た従来の能動騒音制御装置では、騒音源に騒音センサ３
を設置する必要があり、この騒音センサ３の設置場所
は、該騒音センサ３で検出した騒音のリファレンス信号
がエラー検出用マイク１の置かれた位置での騒音と高い
相関関係を持つ場所としなければならず、騒音センサ３
の適切な設置場所を探し、騒音センサ３の取り付けを行
うのにかなり手間が掛かっていた。

【０００５】また、ＬＭＳアルゴリズムの場合、（１）
式中のμは通常０．５以下の適当な値に設定される。μ
を小さくすると収束が遅く、制御対象が例えばロードノ
イズの如く、定常的でなく変化が速い騒音のとき、適応
制御が間に合わず、騒音を確実にキャンセルすることが
できない。ＬＭＳアルゴリズムにおいて騒音の変化に対
する追従性を高めるためには、μを０．５近くの大きな
値に設定して収束速度を速くする必要がある。また、Ｌ
ＭＳアルゴリズムの代わりに、カルマンフィルタの如
く、収束の速い適応アルゴリズムを用いて、騒音のリフ
ァレンス信号ｘ（ｎ）の変化に対する追従性を高めても
良い。カルマンフィルタの場合、（１）式中のμに相当
するカルマンゲインが最適値となるように更新されるた
め、速い収束速度が得られる。

【０００６】しかしながら、適応制御部１０はリファレ
ンス信号（ｎ）を、パワーアンプ７の入力点からマイク
アンプ８の出力点までの伝達関数（Ｃ’（ｚ））を持つ
フィルタ１１に通したｑ（ｎ）に基づき適応制御を行っ
ており、キャンセルスピーカ２からエラー検出用マイク
１までの空間パスという周波数−位相特性や周波数−ゲ
イン特性が複雑で時間遅れの有る伝達関数が含まれてい
るため、とくに騒音を確実にキャンセルしようとしてμ
の大きなＬＭＳアルゴリズムを用いたり、カルマンフィ
ルタなど、他の収束速度の速い適応アルゴリズムを用い
ようとした場合に制御系が不安定になり、うまく騒音を
キャンセルできないという問題があった。

【０００７】本発明は上記した従来技術の問題に鑑み、
設置作業の手間を軽減できる能動騒音制御装置を提供す
ることを、その目的とする。また、収束速度の速い適応
アルゴリズムを用いても、確実に騒音のキャンセルをで
きる能動騒音制御装置を提供することを、その目的とす
る。

【０００８】

【０００９】

【００１０】

【課題を解決するための手段】 請求項１記載の能動騒音
制御装置では、騒音のリファレンス信号を可変の伝達関
数で加工し、騒音キャンセル用音響信号を作成する加工
手段と、加工手段の出力を電力増幅する電力増幅手段
と、空間の所定箇所に置かれて電力増幅手段の出力を電
気−音響変換する電気−音響変換手段と、騒音制御対象
者の耳の近傍に置かれたエラー検出用マイクと、エラー
検出用マイクの出力を増幅するマイク用増幅手段と、電
力増幅手段の入力点からマイク用増幅手段の出力点まで
の伝達関数が設定され，加工手段の出力を通すフィルタ
手段と、マイク用増幅手段の出力からフィルタ手段の出
力を減算して騒音のリファレンス信号を作成する減算手
段と、減算手段の出力の実数値ｕ倍と加工手段の出力の
実数値ｖ倍を加算して誤差信号を作成する加算手段と、
騒音のリファレンス信号を用いて，加算手段から出力さ
れる誤差信号を最小化する加工手段の伝達関数を求め，
加工手段の伝達関数を可変する適応制御を行う適応制御
手段とを備え、電力増幅手段の入力側と、フィルタ手段
の入力側または出力側で騒音キャンセル用音響信号を実
数値ｒ倍するとともに、電力増幅手段の入力点からマイ
ク用増幅手段の出力点までの伝達関数を、ｕ／（ｒｖ）
に近い値とすることを特徴としている。

【００１１】これにより、エラー検出用マイクの出力か
ら、加工手段の出力を電力増幅手段の入力点からマイク
用増幅手段の出力点までの伝達関数Ｃが設定されたフィ
ルタを通した信号を減算することで騒音と相関の高いリ
ファレンス信号を作成できるので、騒音センサを別個に
設けなくて済み、騒音センサの適切な設置場所を探し、
取り付けを行う手間が省ける。また、適応制御手段は、
騒音のリファレンス信号を、電力増幅手段の入力点から
マイク用増幅手段の出力点までの伝達関数に畳込まなく
ても適応制御が可能となるので、電気−音響変換手段と
エラー検出用マイクの間の空間パスに伴う時間遅れや、
周波数−位相特性、周波数−ゲイン特性の影響を受ける
ことなく適応制御の計算を行える。よって、例えば、μ
を大きくしたＬＭＳアルゴリズム、或いは、カルマンフ
ィルタなどの他の収束速度の速い適応アルゴリズムを用
いても安定した適応制御を行うことができる。

【００１２】請求項１記載の能動騒音制御装置におい
て、電気−音響変換手段は騒音制御対象者の耳の近傍に
設置しても良く、この場合、エラー検出用マイクと電気
−音響変換手段の間の距離は、好ましくは３０ｃｍ以下
とすると良い。これにより、騒音の中で特に耳障りとな
る低域について、電気−音響変換手段からエラー検出用
マイクまでの空間の伝達関数をほぼ１とできるので、フ
ィルタ手段に設定される伝達関数の誤差を小さくし、減
算手段の出力にキャンセル用音響成分が残らないように
してハウリング防止を図ることができる。

【００１３】また、請求項１記載の能動騒音制御装置に
おいて、電力増幅手段は定電流アンプとしても良い。電
気−音響変換手段は通常、最低共振周波数以下の周波数
−ゲイン特性が悪いが、ブースト回路を設けて最低共振
周波数以下をブーストしようとすると、時間遅れが生じ
て、エラー検出用マイク位置での騒音とキャンセル用音
響との位相差がπから大きくずれてしまい、騒音低減効
果が下がる。この点、電気−音響変換手段を定電流アン
プで駆動することにより、電気−音響変換手段の低域の
周波数−ゲイン特性をインピーダンスカーブと近い形と
させることができ、最低共振周波数以下の周波数域のレ
ベルをブースト回路でブーストしなくても持ち上げるこ
とができる。このため、制御対象者の近傍への設置が難
しいスピーカキャビネットを用いずに最低共振周波数以
下までキャンセル音響を再生することができ、騒音低減
効果が向上する。

【００１４】更に、請求項１記載の能動騒音制御装置に
おいて、電気−音響変換手段に周波数特性補正手段を付
加しても良い。この周波数特性補正手段は、コイル、コ
ンデンサ、抵抗の内、少なくともコイルまたはコンデン
サを含む回路から構成し、電気−音響変換手段のボイス
コイルと並列に接続する。これにより、騒音の制御対象
周波数域内で、電気−音響変換手段の周波数−ゲイン特
性がフラットに近くなるように補正したり、周波数−位
相特性がフラットに近くなるように補正することが可能
となる。

【００１５】請求項２記載の能動騒音制御装置では、減
算手段の出力側に一定以下の周波数成分だけを通過させ
る低域通過手段を設けたことを特徴としている。この低
域通過手段の通過帯域は、好ましくは１ｋＨｚ以下とす
る。電力増幅手段の入力点からマイク用増幅手段の出力
点までの伝達関数の実際の値と測定値との間に誤差が有
ると、減算手段の出力にキャンセル用音響成分が残って
しまうが、ハウリングを起こしやすい高域成分をカット
することでハウリング防止を図ることができる。

【００１６】請求項３記載の能動騒音制御装置では、マ
イク用増幅手段の出力側に設けられてマイク用増幅手段
の出力ｙに対し、ａ・ｙ^b （但し、ａは絶対値が１以下
の実数、ｂは１より小さい正の実数）の計算式に基づき
圧縮する圧縮手段と、電力増幅手段の入力側に設けられ
て、騒音キャンセル用音響信号ｇに対し、（ａ・ｇ）
^1/b の計算式に基づき伸長する伸長手段とを設けたこと
を特徴としている。これにより、制御対象がロードノイ
ズの場合、騒音のダイナミックレンジがかなり大きく、
周波数差によるレベル差がかなり大きくなって、例えば
２５０Ｈｚのレベルは４０Ｈｚのレベルより約３０ｄＢ
も小さいが、加工手段と適応制御手段に入力される誤差
信号と騒音のリファレンス信号のダイナミックレンジを
圧縮できるので、レベルの小さな高い周波数成分に対し
ても十分な分解能を確保して、確実に騒音のキャンセル
を図ることができる。

【００１７】請求項４記載の能動騒音制御装置では、電
気−音響変換手段から出力された音のエラー検出用マイ
クの位置での音圧に対する電気−音響変換手段から出力
された音の騒音制御対象者の耳の位置での音圧の比をｐ
として、電力増幅手段の入力点からマイク用増幅手段の
出力点までの伝達関数を、ｐｕ／（ｒｖ）に近い値とす
ることを特徴としている。これにより、エラー検出用マ
イクと騒音制御対象者の耳の位置が異なっていても、騒
音制御対象者の耳の位置で騒音のレベルとキャンセル音
響のレベルを等しくなるようにでき、騒音制御対象者に
騒音が聞こえないように消音することができる。

【００１８】請求項５記載の能動騒音制御装置では、適
応制御手段は、カルマンフィルタを制御アルゴリズムと
したことを特徴としている。カルマンフィルタは極めて
収束の速いアルゴリズムであり、制御対象がロードノイ
ズの如く定常的でなく変化の激しい騒音であっても、制
御系が騒音の変化に十分に追従して確実に騒音をキャン
セルすることができる。請求項５記載の装置において
は、カルマンフィルタのタップ数を１０以下、好ましく
は３〜５程度とすれば、適応制御手段の計算処理上の負
担を最小限に抑えることができ、適応制御手段をＤＳＰ
（ディジタルシグナルプロセッサ）で具現する場合、プ
ログラムを記憶させるのに必要な記憶容量や処理速度を
最小限に抑えることができる。また、誤差信号の絶対値
が一定以下に小さくなっている間は適応制御を中止し、
加工手段の伝達関数を中止直前に固定し、誤差信号の絶
対値が一定以上になったところで適応制御を再開するよ
うにしたり、一定時間適応制御を実行したところで、適
応制御を中止し、加工手段の伝達関数を中止直前に固定
し、中止状態を一定時間続けたところで適応制御を再開
するようにして定期的に適応制御を実行するようにすれ
ば、安定した騒音制御を行わせることができる。

【００１９】請求項６記載の能動騒音制御装置では、適
応制御手段は、カルマンフィルタの変数の内、少なくと
も推定誤差の共分散行列を定期的に再初期化するように
したことを特徴としている。これにより、騒音制御中に
制御系が不安定になり、正しく騒音キャンセルできなく
なるのを防止することができる。

【００２０】

【実施例】図１は本発明の原理を説明するための能動騒
音制御装置の全体的なブロック図である。図１は（リフ
ァレンス，キャンセルスピーカ，エラー検出用マイク）
＝（１，１，１）で、ロードノイズをキャンセルするた
めの能動騒音制御装置を示す。なお、図９と同一の構成
部分には同一の符号が付してある。１は騒音空間の内、
受音点である騒音制御対象者Ａの右耳近傍に設置された
エラー検出用マイクであり、ここでは右耳との間隔が７
ｃｍとしてある（図２参照）。２は騒音制御対象者Ａの
右耳近傍に設置されたキャンセルスピーカであり、ここ
では騒音制御対象者Ａの真後ろで、エラー検出用マイク
１から３０ｃｍの所に口径が１６ｃｍのスピーカが設置
してある（図２参照）。キャンセルスピーカ２は前記エ
ラー検出用マイク１の位置で、騒音と逆位相となるよう
な音響（キャンセル用音響）を発生する。騒音で特に耳
障りとなるのは２５０Ｈｚ以下なので、図１の能動騒音
制御装置での騒音制御対象周波数域を２５０Ｈｚ以下と
すると、キャンセルスピーカ２とエラー検出用マイク１
の間隔が３０ｃｍと近いため、２５０Ｈｚ以下ではキャ
ンセルスピーカ２とエラー検出用マイク１の間の空間の
伝達関数はほぼ１と見做すことができる。

【００２１】１２は離散化された騒音のリファレンス信
号ｘ（ｎ）の入力端子（ｎは時刻）、２０は１系統の音
響再生手段であり、リファレンス信号ｘ（ｎ）を用いて
受音点での騒音をキャンセルするための音響を形成す
る。この内、５はフィルタ係数が可変でＩ次のＦＩＲデ
ィジタルフィルタ（以下、ＦＩＲフィルタと略す）であ
り、加工手段としての機能を有する。ＦＩＲフィルタ５
はフィルタ係数が可変されることで、伝達関数Ｗが可変
となる。ＦＩＲフィルタ５の出力を騒音キャンセル用音
響信号ｓ（ｎ）とする。６はＦＩＲフィルタ５の出力を
Ｄ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器、７はＤ／Ａ変換器６の出
力を電力増幅してキャンセルスピーカ２を駆動するパワ
ーアンプである。

【００２２】８はエラー検出用マイク１の出力を増幅す
るマイクアンプ、９はマイクアンプ８の出力をＡ／Ｄ変
換して離散化し、誤差信号ｙ（ｎ）を作成するＡ／Ｄ変
換器である。パワーアンプ７の入力点からマイクアンプ
８の出力点までの伝達関数をＣ（ｚ）とする。２１はＦ
ＩＲディジタルフィルタから成るフィルタであり、伝達
関数ＣをＪ次のＦＩＲディジタルフィルタで具現すると
きのインパルス応答ｃ_j （ｊ＝０〜Ｊ）が各次数のフィ
ルタ係数として設定されている。フィルタ２１に設定さ
れた伝達関数をＣ’（ｚ）とする（Ｃ’はＣの推定値で
あることを意味する）。フィルタ２１のフィルタ係数ｃ
_j は、Ｄ／Ａ変換器６の入力点にＭ系列ノイズデータを
注入したときのＡ／Ｄ変換器９の出力点の応答信号から
所定の演算を行うことで同定して求めてある。２２は演
算器であり、Ａ／Ｄ変換器９の出力から、ＦＩＲフィル
タ５の出力であるｓ（ｎ）をフィルタ２１に通した信号
を減算する。そして、結果をリファレンス信号ｘ（ｎ）
として入力端子１２に出力する。

【００２３】ｙ（ｎ）中の騒音成分をｄ（ｎ）とする
と、 ｙ（ｎ）＝ｄ（ｎ）＋ｓ（ｎ）・Ｃ ……（２） である。演算器２２の出力は、 ｙ（ｎ）−ｓ（ｎ）・Ｃ’＝ｄ（ｎ）＋ｓ（ｎ）・Ｃ−ｓ（ｎ）・Ｃ’ ……（３） となる。Ｃ’はＣとほぼ等しいので、（３）式から演算
器２２の出力≒ｄ（ｎ）となり、ほぼ騒音成分のみとな
る。よって、演算器２２の出力を騒音のリファレンス信
号ｘ（ｎ）として用いることが可能となり、従来の如
く、騒音センサ（図９の符号３参照）を設ける必要がな
くなる。

【００２４】３０はリファレンス信号ｘ（ｎ）を用い
て，Ａ／Ｄ変換器６から出力される誤差信号ｙ（ｎ）を
最小化するＦＩＲフィルタ５の伝達関数を求め，ＦＩＲ
フィルタの伝達関数を可変する適応制御を行う適応制御
手段である。この内、１１はリファレンス信号ｘ（ｎ）
に予め、パワーアンプ７の入力点からマイクアンプ８の
出力点までの伝達関数Ｃを畳込むためのＦＩＲディジタ
ルフィルタから成るフィルタであり、フィルタ２１と同
じく、伝達関数ＣをＪ次のＦＩＲディジタルフィルタで
具現するときのインパルス応答ｃ_j （ｊ＝０〜Ｊ）が各
次数のフィルタ係数として設定されている。フィルタ１
１に設定された伝達関数をＣ’（ｚ）とする（Ｃ’はＣ
の推定値であることを意味する）。

【００２５】リファレンス信号ｘ（ｎ）はフィルタ１１
に通されてＣ’（ｚ）の伝達関数が畳込まれ、ｑ（ｎ）
として適応制御部１０に出力される。適応制御部１０は
ｑ（ｎ）を用いて所定の適応アルゴリズムを実行し、ｙ
（ｎ）を最小とできるＦＩＲフィルタ５の各次数位置ｉ
（ｉ＝０〜Ｉ）のフィルタ係数の更新値を求め、ＦＩＲ
フィルタ５に対し更新設定する。適応制御部１０が適応
アルゴリズムとして、ＬＭＳを用いるとき、ＦＩＲフィ
ルタ５の次数位置ｉ（ｉ＝０〜Ｉ）のフィルタ係数 ｗ
_i の更新式は、 ｗ_i （ｎ＋１）＝ｗ_i （ｎ）＋２μ・ｙ（ｎ）・ｑ（ｎ−ｉ） ……（４） 但し、 μ：所定の収束係数 である。適応制御部１０は（４）式に従い、ＦＩＲフィ
ルタ５のフィルタ係数を更新し、適応制御を行う。ｗ_i
の初期値ｗ_i （０）は予め定められた所定値に設定す
る。

【００２６】ＦＩＲフィルタ５はリアルタイムで更新さ
れる伝達関数により、リファレンス信号ｘ（ｎ）を加工
する。ＦＩＲフィルタ５の出力はＤ／Ａ変換器６でＤ／
Ａ変換されたあと、パワーアンプ７で電力増幅される。
そして、キャンセルスピーカ２を駆動し、騒音キャンセ
ル用の音響を空間に放射させる。この騒音キャンセル用
音響はエラー検出用マイク１の位置において、騒音と振
幅が同じで位相が反対となっており、騒音がキャンセル
される。

【００２７】なお、フィルタ２１と１１の伝達関数Ｃ’
は、Ｄ／Ａ変換器６の入力点にＭ系列ノイズデータを注
入したときのＡ／Ｄ変換器９の出力点の応答信号を検出
した結果に基づき、パワーアンプ７の入力点からマイク
アンプ８までの伝達関数を推定して設定されるが、Ｃ’
と、パワーアンプ７の入力点からマイクアンプ８の出力
点までの実際の伝達関数Ｃとの間には誤差が有り、この
誤差はキャンセルスピーカ２とエラー検出用マイク１の
間の距離が長くなる程、また、周波数が高くなる程大き
くなる。Ｃ’とＣの誤差が大きいと、演算器２２の出力
に騒音キャンセル用音響成分が残り、ハウリングを起こ
すことがある。しかし、キャンセルスピーカ２とエラー
検出用マイク１までの距離が３０ｃｍと短く、伝達関数
がほぼ１であるので、Ｃ’と、パワーアンプ７の入力点
からマイクアンプ８の出力点までの実際の伝達関数Ｃと
の間の誤差はそれほど大きくなく、ハウリングは生じ難
くなっている。

【００２８】図１の能動騒音制御装置によれば、エラー
検出用マイク１は右耳近傍に１つしか設けてないが、キ
ャンセルスピーカ２を騒音制御対象者Ａの真後に位置さ
せたので、騒音制御対象者Ａの左右の耳に同じ騒音が入
ってくる場合、両耳に聞こえる騒音を同時に低減するこ
とができる。そして、ＦＩＲフィルタ５から出力される
騒音キャンセル用音響信号ｓ（ｎ）を、パワーアンプ７
の入力点からマイクアンプ８の出力点までの伝達関数Ｃ
の推定値Ｃ’が設定されたフィルタ２１を通したあと、
Ａ／Ｄ変換後のエラー検出用マイク出力から減算するこ
とで、騒音制御対象者Ａに聞こえる騒音が定常的でない
変化の激しい騒音であっても、該騒音と相関の高いリフ
ァレンス信号を作成できる。よって、従来の如く、騒音
センサを別個に設けなくても騒音制御を行うことがで
き、騒音センサの適切な設置場所を探し、取り付けを行
う手間が省ける。

【００２９】また、キャンセルスピーカ２をエラー検出
用マイク１の近傍に設置したので、騒音の中で特に耳障
りとなる２５０Ｈｚ以下の低域について、キャンセルス
ピーカ２からエラー検出用マイク１までの空間の伝達関
数をほぼ１とできる。フィルタ２１，１１の伝達関数は
パワーアンプ７の入力点からマイクアンプ８の出力点ま
での伝達関数を推定して設定されるが、キャンセルスピ
ーカ２からエラー検出用マイク１までの空間の伝達関数
をほぼ１とできることで、フィルタ２１，１１に設定さ
れる伝達関数の誤差を小さくし、演算器２２の出力に騒
音キャンセル用音響成分が残らないようにしてハウリン
グ防止を図ることもできる。

【００３０】図３は本発明の実施例に係る能動騒音制御
装置の全体的なブロック図である。図３は（リファレン
ス，キャンセルスピーカ，エラー検出用マイク）＝
（１，１，１）で、ロードノイズをキャンセルするため
の能動騒音制御装置を示す。なお、図１と同一の構成部
分には同一の符号が付してある。図１の能動騒音制御装
置では、適応制御部１０はＡ／Ｄ変換器９から出力され
た誤差信号ｙ（ｎ）が最小となるように適応制御するた
め、騒音のリファレンス信号ｘ（ｎ）を、パワーアンプ
７の入力点からマイクアンプ８の出力点までの伝達関数
の推定値Ｃ’を持つフィルタ１１に通したｑ（ｎ）に基
づき適応制御を行っており、キャンセルスピーカ２から
エラー検出用マイク１までの空間パスという周波数−位
相特性や周波数−ゲイン特性が複雑で時間遅れの有る伝
達関数が含まれているため、とくに騒音を確実にキャン
セルしようとしてμの大きなＬＭＳアルゴリズムを用い
たり、カルマンフィルタなど、他の収束速度の速い適応
アルゴリズムを用いようとした場合に制御系が不安定に
なり、うまく騒音をキャンセルできない恐れが有る。こ
れに対し、図３の実施例では、Ａ／Ｄ変換器９の出力ｙ
（ｎ）と、ＦＩＲフィルタ５の出力ｓ（ｎ）の加算値を
誤差信号ｅ（ｎ）として適応制御部１０に入力すること
で、騒音のリファレンス信号ｘ（ｎ）を、パワーアンプ
７の入力点からマイクアンプ８の出力点までの伝達関数
の推定値Ｃ’に畳込まなくても適応制御を可能としたも
のである。

【００３１】図３の内、１は騒音空間の内、受音点であ
る騒音制御対象者Ａの右耳近傍に設置されたエラー検出
用マイクであり、ここでは右耳との間隔が７ｃｍとして
ある（図２参照）。２は騒音制御対象者Ａの右耳近傍に
設置されたキャンセルスピーカであり、ここでは騒音制
御対象者Ａの真後ろで、エラー検出用マイク１から３０
ｃｍの所に口径が１６ｃｍのスピーカが設置してある
（図２参照）。キャンセルスピーカ２は前記エラー検出
用マイク１の位置で、騒音と逆位相となるような音響
（キャンセル用音響）を発生する。騒音で特に耳障りと
なるのは２５０Ｈｚ以下なので、本実施例での騒音制御
対象周波数域を２５０Ｈｚ以下とすると、キャンセルス
ピーカ２とエラー検出用マイク１の間隔が３０ｃｍと近
いため、２５０Ｈｚ以下ではキャンセルスピーカ２とエ
ラー検出用マイク１の間の空間の伝達関数はほぼ１と見
做すことができる。

【００３２】１２は離散化された騒音のリファレンス信
号ｘ（ｎ）の入力端子（ｎは時刻）、２０は１系統の音
響再生手段であり、リファレンス信号ｘ（ｎ）を用いて
受音点での騒音をキャンセルするための音響を形成す
る。この内、５はフィルタ係数が可変でＩ次のＦＩＲデ
ィジタルフィルタ（以下、ＦＩＲフィルタと略す）であ
り、加工手段としての機能を有する。ＦＩＲフィルタ５
の出力をキャンセル用音響信号ｓ（ｎ）とする。４０は
ｓ（ｎ）を所定の実数値ｒ倍する乗算器、６は乗算器４
０の出力をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器、７はＤ／Ａ変
換器６の出力を電力増幅してキャンセルスピーカ２を駆
動するパワーアンプである。

【００３３】８はエラー検出用マイク１の出力を増幅す
るマイクアンプ、９はマイクアンプ８の出力をＡ／Ｄ変
換して離散化し、誤差信号ｙ（ｎ）を作成するＡ／Ｄ変
換器である。パワーアンプ７の入力点からマイクアンプ
８の出力点までの伝達関数をＣ（ｚ）とする。２１はＦ
ＩＲディジタルフィルタから成るフィルタであり、伝達
関数ＣをＪ次のＦＩＲディジタルフィルタで具現すると
きのインパルス応答ｃ_j （ｊ＝０〜Ｊ）が各次数のフィ
ルタ係数として設定されている。フィルタ２１に設定さ
れた伝達関数をＣ’（ｚ）とする（Ｃ’はＣの推定値で
あることを意味する）。フィルタ２１のフィルタ係数ｃ
_j は、Ｄ／Ａ変換器６の入力点にＭ系列ノイズデータを
注入したときのＡ／Ｄ変換器９の出力点の応答信号から
所定の演算を行うことで同定して求めてある。２２は演
算器であり、Ａ／Ｄ変換器９の出力から、乗算器４０の
出力であるｒ・ｓ（ｎ）をフィルタ２１に通した信号を
減算する。そして、結果を騒音のリファレンス信号ｘ
（ｎ）として入力端子１２に出力する。

【００３４】ｙ（ｎ）中の騒音成分をｄ（ｎ）とする
と、 ｙ（ｎ）＝ｄ（ｎ）＋ｒ・ｓ（ｎ）・Ｃ ……（６） である。演算器２２の出力は、 ｙ（ｎ）−ｒ・ｓ（ｎ）・Ｃ’＝ ｄ（ｎ）＋ｒ・ｓ（ｎ）・Ｃ−ｒ・ｓ（ｎ）・Ｃ’ ……（７） となる。Ｃ’はＣとほぼ等しいので、（７）式から演算
器２２の出力≒ｄ（ｎ）となり、ほぼ騒音成分のみとな
る。よって、演算器２２の出力を騒音のリファレンス信
号ｘ（ｎ）として用いることが可能となり、従来の如
く、騒音センサ（図９の符号３参照）を設ける必要がな
くなる。

【００３５】２３は演算器２２の出力を所定の実数値ｕ
倍する乗算器、２４はＦＩＲフィルタ５の出力を所定の
実数値ｖ倍する乗算器、２５は乗算器２３と２４の出力
を加算する演算器である。この実施例では、演算器２５
の出力点を騒音制御の制御ポイントとしており、演算器
２５の出力を誤差信号ｅ（ｎ）として適応制御部１０に
出力する。演算器２５の出力ｅ（ｎ）は、 ｅ（ｎ）＝ｕ・（ｙ（ｎ）−ｒ・ｓ（ｎ）・Ｃ’）＋ｖ・ｓ（ｎ） ≒ｕ・ｄ（ｎ）＋ｖ・ｓ（ｎ） ……（８） となる。ＦＩＲフィルタ５から出力された騒音キャンセ
ル用音響信号ｓ（ｎ）に着目すると、（８）式から、Ｆ
ＩＲフィルタ５の出力点から演算器２５の出力点までの
伝達系は伝達関数ＣＣ（ｚ）が実数値ｖという単純な系
となっていることが判る。

【００３６】適応制御手段３００は、演算器２５から入
力した誤差信号ｅ（ｎ）が最小となるようにＦＩＲフィ
ルタ５に対し適応制御をする。適応制御部１０が適応ア
ルゴリズムによって演算器２５から入力した誤差信号ｅ
（ｎ）が最小となるように適応制御するためには、騒音
のリファレンス信号ｘ（ｎ）に、ＦＩＲフィルタ５の出
力点から制御ポイントである演算器２５の出力点までの
伝達関数ＣＣ（ｚ）を畳込んだｑ（ｎ）を入力すれば良
い。１１０は騒音のリファレンス信号ｘ（ｎ）に、ＦＩ
Ｒフィルタ５の出力点から演算器２５の出力点までの伝
達関数ＣＣ（ｚ）を畳込むためのフィルタであり、フィ
ルタ１１０に設定される伝達関数ＣＣ（ｚ）の推定値を
ＣＣ（ｚ）’とすると、これは実数値ｖとすれば済む
（フィルタ１１０はｖ・ｘ（ｎ）の計算を行う乗算器で
構成できる）。

【００３７】騒音のリファレンス信号ｘ（ｎ）はフィル
タ１１０に通されてｖ倍され、ｑ（ｎ）として適応制御
部１０に出力される。適応制御部１０はｑ（ｎ）を用い
て所定のFiltered−Ｘ適応アルゴリズムを実行し、ｅ
（ｎ）を最小とできるＦＩＲフィルタ５の各次数位置ｉ
（ｉ＝０〜Ｉ）のフィルタ係数の更新値を求め、ＦＩＲ
フィルタ５に対し更新設定する。適応制御部１０が適応
アルゴリズムとして、例えばμを０．５近く（但し、
０．５以下）に大きくして収束を速くしたＬＭＳを用い
るとき、ＦＩＲフィルタ５の次数位置ｉのフィルタ係数
ｗ_i の更新式は、 ｗ_i （ｎ＋１）＝ｗ_i （ｎ）＋２μ・ｅ（ｎ）・ｑ（ｎ−ｉ） ……（９） 但し、 但し、μ：０．５近く（但し、０．５以下）の所定の収
束係数 である。

【００３８】適応制御部１０は（９）式に従い、ＦＩＲ
フィルタ５のフィルタ係数を更新し、適応制御を行う。
ｗ_i の初期値ｗ_i （０）は予め定められた所定値に設定
する。但し、ＣＣ’＝ｖであることから、（９）式中の
ｑ（ｎ−ｉ）＝ｖ・ｘ（ｎ−ｉ）となり、キャンセルス
ピーカ２とエラー検出用マイク１の間の空間パスに伴う
時間遅れや、周波数−位相特性、周波数−ゲイン特性の
影響を受けることなく適応制御の計算を行える。よっ
て、μを大きくしたＬＭＳを用いても安定した適応制御
を行うことができる。

【００３９】ＦＩＲフィルタ５はリアルタイムで更新さ
れる伝達関数により、リファレンス信号ｘ（ｎ）を加工
し、誤差信号ｅ（ｎ）が最小となるような騒音キャンセ
ル用音響信号ｓ（ｎ）を出力する。 ｅ（ｎ）≒ｖ・ｄ（ｎ）＋ｕ・ｓ（ｎ） なので、適応制御により、最終的に、 ｓ（ｎ）≒−（ｖ／ｕ）・ｄ（ｎ） ……（10） の関係を持つｓ（ｎ）がＦＩＲフィルタ５から出力され
ることになる。

【００４０】ＦＩＲフィルタ５の出力ｓ（ｎ）は乗算器
４０でｒ倍されたあと、Ｄ／Ａ変換器６でＤ／Ａ変換さ
れ、パワーアンプ７で電力増幅される。そして、キャン
セルスピーカ２を駆動し、キャンセル用音響を空間に放
射させる。このキャンセル用音響はエラー検出用マイク
１で騒音と一緒に検出され、マイクアンプ８で増幅され
たあと、Ａ／Ｄ変換器９でＡ／Ｄ変換される。（６）式
からＡ／Ｄ変換器９の出力ｙ（ｎ）は、 ｙ（ｎ）＝ｄ（ｎ）＋ｒ・ｓ（ｎ）・Ｃ である。この式のｓ（ｎ）に（10）式を代入すると、 ｙ（ｎ）≒ｄ（ｎ）−ｒ・（ｖ／ｕ）・ｄ（ｎ）・Ｃ ……（11） となる。ここで、 Ｃ≒ｕ／（ｒｖ） ……（12） に設定しておくことで、（11）式からｙ（ｎ）＝０とな
る。このとき、エラー検出用マイク１の位置において
は、騒音とキャンセル用音響が同じ振幅で逆位相とな
り、互いに打ち消し合って、騒音がキャンセルされる。

【００４１】この実施例では、キャンセルスピーカ２と
エラー検出用マイク１の間隔が３０ｃｍと近いため、２
５０Ｈｚ以下ではキャンセルスピーカ２とエラー検出用
マイク１の間の空間の伝達関数はほぼ１と見做すことが
できる。よって、パワーアンプ７の入力点からマイクア
ンプ８の出力点までの伝達関数Ｃは容易にほぼ実数値ｕ
／（ｒｖ）とできる。なお、伝達関数Ｃをｕ／（ｒｖ）
に完全に一致させず、ｕ／（ｒｖ）に近い値とするだけ
でも、或る程度の騒音キャンセル効果が得られる（Ｃが
ｕ／（ｒｖ）に近づくほど、騒音キャンセル効果が高ま
る）。ｕ，ｖ，ｒは任意の実数値であり、例えば、全て
１としても良く、この場合、Ｃは１とするか１に近い値
とすれば良い。

【００４２】この実施例によれば、パワーアンプ７の入
力点から制御対象ポイントである演算器２５の出力点ま
での伝達関数を実数値ｖとでき、フィルタ１１０に設定
する伝達関数も１で良いので、キャンセルスピーカ２と
エラー検出用マイク１の間の空間パスに伴う時間遅れ
や、周波数−位相特性、周波数−ゲイン特性の影響を受
けることなく適応制御の計算を行える。よって、μを大
きく設定したＬＭＳの如く収束速度の速い適応アルゴリ
ズムを用いても安定した適応制御を行うことが可能とな
り、騒音を確実にキャンセルすることができる。

【００４３】また、図１の能動騒音制御装置と同様に、
エラー検出用マイク１は右耳近傍に１つしか設けてない
が、キャンセルスピーカ２を騒音制御対象者Ａの真後に
位置させたので、騒音制御対象者Ａの左右の耳に同じ騒
音が入ってくる場合、両耳に聞こえる騒音を同時に低減
することができる。そして、ＦＩＲフィルタ５から出力
されるキャンセル用音響信号ｓ（ｎ）を、パワーアンプ
７の入力点からマイクアンプ８の出力点までの伝達関数
Ｃの推定値Ｃ’が設定されたフィルタ２１を通したあ
と、Ａ／Ｄ変換後のエラー検出用マイク出力から減算す
ることで、騒音制御対象者Ａに聞こえる騒音が定常的で
ない変化の激しい騒音であっても、該騒音と相関の高い
リファレンス信号を作成できる。よって、従来の如く、
騒音センサを別個に設けなくても騒音制御を行うことが
でき、騒音センサの適切な設置場所を探し、取り付けを
行う手間が省ける。

【００４４】更に、キャンセルスピーカ２をエラー検出
用マイク１の近傍に設置したので、騒音の中で特に耳障
りとなる２５０Ｈｚ以下の低域について、キャンセルス
ピーカ２からエラー検出用マイク１までの空間の伝達関
数をほぼ１とでき、パワーアンプ７の入力点からマイク
アンプ８の出力点までの伝達関数Ｃは容易にほぼ実数値
ｕ／（ｒｖ）とできる。よって、騒音の中で特に耳障り
となる２５０Ｈｚ以下の各周波数成分について、エラー
検出用マイク位置での騒音とキャンセル用音響との位相
差を簡単にπ近くとでき、確実に騒音の低減を図ること
ができる。また、フィルタ２１の伝達関数はパワーアン
プ７の入力点からマイクアンプ８の出力点までの伝達関
数を推定して設定されるが、キャンセルスピーカ２から
エラー検出用マイク１までの空間の伝達関数をほぼ１と
できることで、フィルタ２１に設定される伝達関数の誤
差を小さくし、演算器２２の出力にキャンセル音響成分
が残らないようにしてハウリング防止を図ることもでき
る。

【００４５】ところで、エラー検出用マイク１と騒音制
御対象者Ａの右耳との間が離れていると、エラー検出用
マイク１の位置と右耳の位置とでキャンセル音響の音圧
に差が生じる。音圧差が大きいとき、エラー検出用マイ
ク１の位置では丁度、騒音をキャンセルできても、騒音
制御対象者Ａの右耳の位置では騒音をキャンセルしきれ
ない。この場合、キャンセルスピーカ２から出力された
キャンセル音響のエラー検出用マイク１の位置での音圧
に対するキャンセルスピーカ２から出力されたキャンセ
ル音響の騒音制御対象者Ａの右耳の位置での音圧の比を
ｐとして、パワーアンプ７の入力点からマイクアンプ８
の出力点までの伝達関数Ｃを次式、 Ｃ≒ｐｕ／（ｒｖ） ……（13） に設定するようにすれば、前記音圧差が補正されて騒音
制御対象者Ａの右耳の位置で騒音を丁度キャンセルさせ
ることができる。例えば、エラー検出用マイク１の位置
での音圧の方が騒音制御対象者Ａの右耳の位置より２倍
大きいとき、ｐ＝０．５とすることで、騒音制御対象者
Ａの右耳の位置でのキャンセル音響の音圧を（11）式の
場合に比べて２倍に上げ、騒音制御対象者Ａの右耳の位
置で騒音を丁度キャンセルさせることができる。

【００４６】なお、上記した図１の能動騒音制御装置と
図３の実施例において、フィルタ２１，１１に設定され
た伝達関数Ｃ’とＣとの誤差は、周波数が高くなるほど
大きくなる。よって、演算器２２と入力端子１２の間
に、騒音制御対象周波数域でない、例えば１ｋＨｚ以上
をカットさせるＬＰＦ（時間遅れの影響が少ない１次の
ＬＰＦが好ましい）を設ければ、より確実にハウリング
を防止することができる。

【００４７】また、キャンセルスピーカ２は通常、最低
共振周波数以下の周波数−ゲイン特性が悪いが、共振回
路で構成されたブースト回路を設けて最低共振周波数以
下をブーストしようとすると、時間遅れが生じて、エラ
ー検出用マイク位置での騒音と騒音キャンセル用音響と
の位相差がπから大きくずれてしまい、騒音低減効果を
発揮できなくなってしまう。この点、パワーアンプ７を
定電流アンプとし、キャンセルスピーカ２を定電流アン
プで駆動することにより、キャンセルスピーカ２の低域
の周波数−ゲイン特性をインピーダンスカーブと近い形
とさせることができ、最低共振周波数以下の周波数域の
レベルをブースト回路でブーストしなくても持ち上げる
ことができるようになる。このようにすれば、騒音制御
対象者Ａの近傍への設置が難しいスピーカキャビネット
を用いることなく、最低共振周波数以下まで騒音キャン
セル用音響を再生することができ、騒音低減効果が向上
する。定電流アンプを用いる場合、更に、キャンセルス
ピーカ２のボイスコイルと並列に、コイル，コンデン
サ，抵抗の内、少なくともコイルまたはコンデンサを含
む周波数特性補正回路を接続し、騒音の制御対象周波数
域内で、電気−音響変換手段の周波数−ゲイン特性がフ
ラットに近くなるように補正したり、周波数−位相特性
がフラットに近くなるように補正しても良い。この周波
数特性補正回路は、コイル単独としたり、コンデンサ単
独としたりするなどして、非共振回路構成とするように
しても良い。

【００４８】また、ロードノイズの如く騒音は、図４に
示す如く周波数成分分布を有し、騒音のダイナミックレ
ンジがかなり大きく、周波数差によるレベル差がかなり
大きくなって、例えば２５０Ｈｚと４０Ｈｚとでは、約
３０ｄＢもの差がある。よって、図１の場合はＦＩＲフ
ィルタ５と適応制御手段３０、図３の場合はＦＩＲフィ
ルタ５と適応制御手段３００をＤＳＰ（ディジタルシグ
ナルプロセッサ）で具現する場合、誤差信号ｙ（ｎ）、
騒音のリファレンス信号ｘ（ｎ）のダイナミックレンジ
に対し、ＤＳＰのダイナミックレンジのマージンが不足
して、例えば、２５０Ｈｚ付近の高い周波数成分に対す
る分解能が悪くなって、騒音制御を円滑に行えなくなる
恐れがある。

【００４９】そこで、図１の能動騒音制御装置の場合は
図５、図３の実施例の場合は図７に示す如く、マイクア
ンプ８の出力側に、マイクアンプ８から出力される誤差
信号（これをｙ’とする）に対し、ａ・（ｙ’^b ）（但
し、ａは絶対値が１以下の実数であり、例えば０．５と
する。ｂは１より小さい正の実数であり、例えば、１／
２とする）の計算をしてダイナミックレンジの圧縮を行
う演算器３１を設け、音響再生手段２０Ａ（２００Ａ）
のパワーアンプ７の入力側に、Ｄ／Ａ変換器６から出力
される騒音キャンセル用音響信号（これをｓ’とする）
に対し、（ａ・ｓ’）^1/b の計算をしてダイナミックレ
ンジの伸長を行う演算器３２を設けるようにしても良
い。このようにすれば、ＦＩＲフィルタ５と適応制御手
段３０（３００）に入力される誤差信号ｙ（ｎ）と騒音
のリファレンス信号ｘ（ｎ）のダイナミックレンジを圧
縮できるので、レベルの小さな高い周波数成分に対して
も十分な分解能を確保して、確実に騒音のキャンセルを
図ることができる。

【００５０】なお、図１の能動騒音制御装置の場合は図
６、図３の実施例の場合は図８に示す如く、Ａ／Ｄ変換
器９の出力側に、誤差信号ｙに対し、ａ・（ｙ^b ）（但
し、ａは絶対値が１以下の実数とし、ｂは１より小さい
正の実数とする）の計算をしてダイナミックレンジの圧
縮を行う演算器３３を設け、音響再生手段２０Ｂ（２０
０Ｂ）のＤ／Ａ変換器６の入力側に騒音キャンセル用音
響信号ｓに対し、（ａ・ｓ）^1/b の計算をしてダイナミ
ックレンジの伸長を行う演算器３４を設けるようにして
も、図４、図７と同様に、ＦＩＲフィルタ５、適応制御
手段３０（３００）に入力される誤差信号ｙ（ｎ）と騒
音のリファレンス信号ｘ（ｎ）のダイナミックレンジを
圧縮できる。

【００５１】また、適応制御部１０は適応アルゴリズム
として、カルマンフィルタを用いるようにしても良く、
この場合、（４），（９）式中のμに相当するカルマン
ゲインが最適値となるように更新されため、収束速度が
速くなる。カルマンフィルタのタップ数を１０以下、好
ましくは３〜５程度としれば、適応制御部１０の計算上
の負担を抑えることができ、適応制御手段３０（３０
０）をＤＳＰで具現する場合、プログラムを記憶させる
のに必要な記憶容量や処理速度を最小限に抑えることが
できる。なお、普及型のＤＳＰを用いる場合、サンプリ
ング周波数をそれほど高くすることはできない。ところ
が、サンプリング周波数を低くするには、Ａ／Ｄ変換器
９，Ｄ／Ａ変換器６に付設された折り返し歪防止用のロ
ーパスフィルタ（図１，図３では図示せず）のカットオ
フ周波数を低くしなければならず、Ｄ／Ａ変換器６から
Ａ／Ｄ変換器９までのキャンセル用音響伝達系の時間遅
れが大きくなって、正確な騒音制御がしずらくなる。よ
って、サンプリング周波数を１２ｋＨｚ程度とし、Ａ／
Ｄ変換器９，Ｄ／Ａ変換器６に付設された折り返し歪防
止用のローパスフィルタのカットオフ周波数を５ｋＨｚ
程度とすることで、制御対象の騒音の周波数範囲である
２５０Ｈｚ以下の周波数域において、Ｄ／Ａ変換器６か
らＡ／Ｄ変換器９までのキャンセル用音響伝達系の時間
遅れを許容範囲である約０．５ｍｓ以下に抑えることが
できる。

【００５２】カルマンフィルタを用いる場合、ロードノ
イズの如く、定常的でなく変化の激しい騒音では、制御
系が不安定化して制御不能に陥る恐れがあるので、誤差
信号ｙ（ｎ）の絶対値が一定以下に小さくなっている間
は適応制御を中止し、ＦＩＲフィルタ５の伝達関数を中
止直前に固定し、誤差信号ｙ（ｎ）の絶対値が一定以上
になったところで適応制御を再開するようにしたり、一
定時間適応制御を実行したところで、適応制御を中止
し、ＦＩＲフィルタ５の伝達関数を中止直前に固定し、
中止状態を一定時間続けたところで適応制御を再開する
ようにして定期的に適応制御を実行するようにして、安
定した騒音制御を行わせるようにすると良い。更に、カ
ルマンフィルタの変数の内、少なくとも推定誤差の共分
散行列を定期的（例えば、ｍＴ以下の周期。ｍ≦１０、
Ｔ＝サンプリング周期）に再初期化して、騒音制御中に
制御系が不安定になり、正しく騒音キャンセルできなく
なるのを防止するようにしても良い。

【００５３】

【発明の効果】本発明に係る能動騒音制御装置によれ
ば、エラー検出用マイクの出力から、加工手段の出力を
電力増幅手段の入力点からマイク用増幅手段の出力点ま
での伝達関数Ｃが設定されたフィルタを通した信号を減
算することで騒音と相関の高いリファレンス信号を作成
できるので、騒音センサを別個に設けなくて済み、騒音
センサの適切な設置場所を探し、取り付けを行う手間が
省ける。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理を示す能動騒音制御装置のブロッ
ク図である。

【図２】図１におけるエラー検出用マイクとキャンセル
スピーカの配置を示す説明図である。

【図３】本発明の実施例に係る能動騒音制御装置のブロ
ック図である。

【図４】騒音の周波数スペクトラムを示す線図である。

【図５】図１の変形例に係る能動騒音制御装置のブロッ
ク図である。

【図６】図１の他の変形例に係る能動騒音制御装置のブ
ロック図である。

【図７】図３の実施例の変形例に係る能動騒音制御装置
のブロック図である。

【図８】図３の実施例の他の変形例に係る能動騒音制御
装置のブロック図である。

【図９】従来の能動騒音制御装置のブロック図である。

【符号の説明】

１ エラー検出用マイク ２ キャンセルスピーカ ５ ＦＩＲフィルタ ６ Ｄ／Ａ変換器 ７ パワーアンプ ８ マイクアンプ ９ Ａ／Ｄ変換器 １０ 適応制御部 １１、２１、１１０ フィルタ ２０、２０Ａ、２０Ｂ、２００、２００Ａ、２００Ｂ
音響再生手段 ２２、２５、３１、３２、３３、３４ 演算器 ２３、２４、４０ 乗算器 ３０、３００ 適応制御手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平５−281983（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−313672（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−219565（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−80780（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−297586（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−181988（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) G10K 11/178 G05B 13/02 H03H 17/02 601

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 騒音のリファレンス信号を可変の伝達関
   数で加工し、騒音キャンセル用音響信号を作成する加工
   手段と、 加工手段の出力を電力増幅する電力増幅手段と、 空間の所定箇所に置かれて電力増幅手段の出力を電気−
   音響変換する電気−音響変換手段と、 騒音制御対象者の耳の近傍に置かれたエラー検出用マイ
   クと、エラー検出用マイクの出力を増幅するマイク用増
   幅手段と、 電力増幅手段の入力点からマイク用増幅手段の出力点ま
   での伝達関数が設定され，加工手段の出力を通すフィル
   タ手段と、 マイク用増幅手段の出力からフィルタ手段の出力を減算
   して騒音のリファレンス信号を作成する減算手段と、 減算手段の出力の実数値ｕ倍と加工手段の出力の実数値
   ｖ倍を加算して誤差信号を作成する加算手段と、 騒音のリファレンス信号を用いて，加算手段から出力さ
   れる誤差信号を最小化する加工手段の伝達関数を求め，
   加工手段の伝達関数を可変する適応制御を行う適応制御
   手段とを備え、 電力増幅手段の入力側と、フィルタ手段の入力側または
   出力側で騒音キャンセル用音響信号を実数値ｒ倍すると
   ともに、 電力増幅手段の入力点からマイク用増幅手段の出力点ま
   での伝達関数Ｃを、 ｕ／（ｒｖ）に近い値とすること、 を特徴とする能動騒音制御装置。
2. 【請求項２】 減算手段の出力側に一定以下の周波数成
   分だけを通過させる低域通過手段を設けたこと、 を特徴とする請求項１記載の能動騒音制御装置。
3. 【請求項３】 マイク用増幅手段の出力側に設けられて
   マイク用増幅手段の出力ｙに対し、ａ・ｙ^b （但し、ａ
   は絶対値が１以下の実数、ｂは１より小さい正の実数）
   の計算式に基づき圧縮する圧縮手段と、 電力増幅手段の入力側に設けられて、騒音キャンセル用
   音響信号ｓに対し、（ａ・ｓ）^1/b の計算式に基づき伸
   張する伸張手段と、 を設けたことを特徴とする請求項１記載の能動騒音制御
   装置。
4. 【請求項４】 電気−音響変換手段から出力された音の
   エラー検出用マイクの位置での音圧に対する電気−音響
   変換手段から出力された音の騒音制御対象者の耳の位置
   での音圧の比をｐとして、 電力増幅手段の入力点からマイク用増幅手段の出力点ま
   での伝達関数を、 ｐｕ／（ｒｖ）に近い値とすること、 を特徴とする請求項１記載の能動騒音制御装置。
5. 【請求項５】 適応制御手段は、カルマンフィルタを制
   御アルゴリズムとしたこと、 を特徴とする請求項１記載の能動騒音制御装置。
6. 【請求項６】 適応制御手段は、カルマンフィルタの変
   数の内、少なくとも推定誤差の共分散行列を定期的に再
   初期化するようにしたこと、 を特徴とする請求項５記載の能動騒音制御装置。