JP3463513B2 - AD converter - Google Patents
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Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、アナログ信号をデ
ジタル符号に変換するAD変換装置に関し、特に、複数
のAD変換素子を用いて高S/Nかつ広帯域変換を実現
するAD変換装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an AD converter for converting an analog signal into a digital code, and more particularly to an AD converter for realizing high S / N and wide band conversion by using a plurality of AD conversion elements.
【0002】[0002]
【従来の技術】AD変換器にはさまざまな方式がある
が、1ビットで高速標本化を行うΔΣ変調型AD変換器
が盛んに使用されている。高速標本化とノイズシェイピ
ングを利用して量子化雑音を高域へ集中させる方式であ
り、時間軸精度があれば所望帯域での変換精度を比較的
簡単に得ることができる。このためLSI化にも適して
おり、従来のデジタルレコーダ(DAT、MD等)にお
いて、アナログ信号のデジタル記録等の目的に広く利用
されている。2. Description of the Related Art There are various types of AD converters, but a ΔΣ modulation type AD converter that performs high-speed sampling with 1 bit is widely used. This is a method that concentrates quantization noise in a high frequency band by using high-speed sampling and noise shaping, and if there is time-axis accuracy, conversion accuracy in a desired band can be obtained relatively easily. Therefore, it is suitable for use in LSIs and is widely used in conventional digital recorders (DAT, MD, etc.) for the purpose of digital recording of analog signals.
【0003】特に最近は、DVD(デジタル・バーサタ
イル・ディスク)の発売などにともないハイサンプリン
グ・ハイビット化の傾向がある。これにともない96k
Hz・24ビットと銘打つΔΣ変調型AD変換器も現れ
てきている。In particular, recently, with the release of DVD (Digital Versatile Disk), there is a tendency toward high sampling and high bit. 96k with this
A delta-sigma modulation type A / D converter, which is labeled as Hz.24 bits, has also appeared.
【0004】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、このよ
うなΔΣ変調型AD変換器の表面的なフォーマットは9
6kHz・24ビットではあるが、デバイス動作速度の
不足などのため、今までのところその仕様に見合った十
分な性能が得られていない。より具体的には以下の課題
がある。However, the surface format of such a ΔΣ modulation type AD converter is 9
Although it is 6 kHz / 24 bits, sufficient performance matching the specifications has not been obtained so far due to insufficient device operating speed. More specifically, there are the following problems.
【0005】(イ)オーバーサンプル比を高くしたい
が、デバイス動作速度が追いつかないため、高々32倍
程度のオーバーサンプリング比に制限される。(A) It is desired to increase the oversampling ratio, but since the device operating speed cannot keep up, the oversampling ratio is limited to about 32 times at most.
【0006】(ロ)高精度化のために帰還フィルタの次
数を高くしたいが、フルスイング時に発振するなど安定
度に問題がある。(B) It is desired to increase the order of the feedback filter for higher accuracy, but there is a problem in stability such as oscillation during full swing.
【0007】(ハ)逆に低次の帰還フィルタを使用する
と、狭帯域になり、ダイナミックレンジが低減する。(C) On the contrary, when a low-order feedback filter is used, the band becomes narrow and the dynamic range is reduced.
【0008】(ニ)時間軸精度に性能依存するので、僅
かなジッタでも、SN比、ダイナミックレンジが劣化す
るなど、クロックジッタに弱い。(D) Since the performance depends on the accuracy of the time axis, even slight jitter is vulnerable to clock jitter, such as deterioration of the SN ratio and dynamic range.
【0009】本発明は上記の問題を解決するもので、オ
ーバーサンプル比を余り上げずに、低次の帰還フィルタ
を用いながら、広い帯域にわたって高ダイナミックレン
ジを得、さらにクロックジッタに強いAD変換装置を提
供することを目的とする。The present invention solves the above-mentioned problems, and an AD converter which obtains a high dynamic range over a wide band while using a low-order feedback filter without excessively increasing the oversampling ratio and is resistant to clock jitter. The purpose is to provide.
【0010】[0010]
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明によるAD変換装置は、入力するアナログ信号
を所定の部分帯域においてデジタル符号に変換する複数
個のAD変換素子と、各AD変換素子の出力を合成する
合成手段から全帯域のデジタル符号を取り出すように構
成したものである。To achieve this object, an AD converter according to the present invention comprises a plurality of AD conversion elements for converting an input analog signal into a digital code in a predetermined partial band, and each AD conversion. The digital code of the entire band is taken out from the combining means for combining the outputs of the elements.
【0011】これにより、広い帯域にわたって高ダイナ
ミックレンジを得、さらにクロックジッタに強いAD変
換装置が得られる。As a result, it is possible to obtain an AD converter which has a high dynamic range over a wide band and is resistant to clock jitter.
【0012】[0012]
【発明の実施の形態】本発明の第1の発明は、共通の入
力端子と、入力するアナログ信号をそれぞれ所定の部分
帯域においてデジタル符号に変換するn個(nは2以上
の整数)のAD変換素子を有するAD変換素子群と、前
記AD変換素子群のn個の出力を合成する合成手段とを
備え、前記合成手段から全帯域のデジタル符号を取り出
すようにしたものである。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION The first invention of the present invention is a common input terminal and n (n is an integer of 2 or more) ADs for converting an input analog signal into a digital code in a predetermined partial band. An AD conversion element group having a conversion element and a synthesizing unit for synthesizing n outputs of the AD conversion element group are provided, and the digital code of the entire band is taken out from the synthesizing unit.
【0013】また、本発明の第2の発明は、共通の入力
端子と、入力するアナログ信号をそれぞれ所定の部分帯
域においてデジタル符号に変換するn個(nは2以上の
整数)のAD変換素子を有するAD変換素子群と、前記
AD変換素子群のn個の出力を合成してmビット(mは
2m≧n+1を満たす正整数)のデジタル符号にする合
成手段とを備え、前記合成手段から合成したmビットの
デジタル符号を取り出すようにしたものである。A second aspect of the present invention is a common input terminal and n (n is an integer of 2 or more) AD conversion elements for converting an input analog signal into a digital code in a predetermined partial band. And a synthesizing means for synthesizing n outputs of the AD converting element group into an m-bit (m is a positive integer satisfying 2 m ≧ n + 1) digital code. The m-bit digital code synthesized from is extracted.
【0014】また、本発明の第3の発明は、i個(iは
2以上の整数)のアナログ入力端子を備え、前記アナロ
グ入力端子から入力するアナログ信号をそれぞれ所定の
部分帯域においてデジタル符号に変換するn個(nは2
以上の整数)のAD変換素子と、前記AD変換素子群の
n個の出力を合成してmビット(mは2m≧n+1を満
たす正整数)のデジタル符号にする合成手段とを備え、
前記合成手段から合成したmビットのデジタル符号を取
り出すようにしたものである。A third aspect of the present invention is provided with i (i is an integer of 2 or more) analog input terminals, and the analog signals input from the analog input terminals are converted into digital codes in predetermined subbands. N to convert (n is 2
An AD conversion element of the above integer), and a synthesis unit that synthesizes n outputs of the AD conversion element group into an m-bit (m is a positive integer satisfying 2 m ≧ n + 1) digital code,
The m-bit digital code synthesized from the synthesizing means is taken out.
【0015】また、上記本発明のAD変換素子は、入力
するアナログ信号を所定の帯域特性でΔΣ変調するΔΣ
変調器と、前記ΔΣ変調器の出力をそれぞれ所定の周波
数特性で帯域を制限してサンプリングデータを間引くデ
シメーションフィルタとからなるものである。Further, the AD conversion element of the present invention is a ΔΣ that ΔΣ-modulates an input analog signal with a predetermined band characteristic.
It comprises a modulator and a decimation filter that thins the sampling data by limiting the band of the output of the ΔΣ modulator with a predetermined frequency characteristic.
【0016】また、本発明の第4の発明は、それぞれ所
定の部分帯域に好適な特性をもつマイクロフォンあるい
はマイクアンプの信号が入力されるi個(iは2以上の
整数)のアナログ入力端子を備え、前記アナログ入力端
子から入力するアナログ信号をそれぞれ所定の部分帯域
においてデジタル符号に変換するn個(nは2以上の整
数)のAD変換素子と、前記AD変換素子のn個の出力
を合成してmビット(mは2m≧n+1を満たす正整
数)のデジタル符号にする合成手段とを備え、前記合成
手段から合成したmビットのデジタル符号を取り出すよ
うにしたものである。Further, a fourth aspect of the present invention is provided with i (i is an integer of 2 or more) analog input terminals to which signals of a microphone or a microphone amplifier each having a characteristic suitable for a predetermined partial band are input. And n (n is an integer of 2 or more) AD conversion elements for converting an analog signal input from the analog input terminal into a digital code in each predetermined partial band, and n outputs of the AD conversion elements are combined. And an synthesizing unit for converting an m-bit (m is a positive integer satisfying 2 m ≧ n + 1) digital code to extract the synthesized m-bit digital code from the synthesizing unit.
【0017】また、上記発明のAD変換素子は、入力す
るアナログ信号を所定の帯域特性でΔΣ変調するΔΣ変
調器と、前記ΔΣ変調器の出力をそれぞれ所定の周波数
特性で帯域を制限してサンプリングデータを間引くデシ
メーションフィルタとからなり、デシメーションフィル
タは、それぞれ接続するΔΣ変調器の所定帯域において
主に通過させ、それ以外の帯域を阻止するようにすると
ともに、前記i個の入力信号の相互間における周波数特
性あるいは位相特性あるいは群遅延特性およびその間の
バラツキに適応して、それぞれ逆特性となる伝達特性を
それぞれ畳み込むことを特徴としたものである。Further, the AD conversion element of the above invention samples the ΔΣ modulator which ΔΣ-modulates the input analog signal with a predetermined band characteristic, and samples the output of the ΔΣ modulator by limiting the band with a predetermined frequency characteristic. And a decimation filter for thinning out data. The decimation filter mainly passes in a predetermined band of the connected ΔΣ modulators and blocks other bands, and the decimation filter is connected between the i input signals. It is characterized by adapting the frequency characteristic, the phase characteristic, the group delay characteristic, and the variation therebetween, and convolving the transfer characteristics which are the inverse characteristics.
【0018】本発明は、上記のようにしたため、それぞ
れのAD変換素子は比較的低いクロック、低次の帰還フ
ィルタを用いて所定の分割帯域でのダイナミックレンジ
を高めることができ、安定化も図られる。これらのAD
変換素子は所定の帯域内を通過させ帯域外を阻止するデ
シメーションフィルタと組み合わせ、所定の分割帯域外
の雑音を除去する。さらに、相異なる帯域で所定の性能
を得る複数のAD変換素子の出力を合成することで、全
体として広帯域化および高ダイナミックレンジ化が図ら
れる。また、n個のAD変換素子の出力を合成する時
に、ΔΣ変調波形の立ち上がりと立ち下がりの出現確率
が略平衡することによって、ジッタによる変換誤差を相
乗平均化する作用が生じ、ジッタによる雑音の低減作用
が副次的に生じる。Since the present invention is configured as described above, each AD conversion element can increase the dynamic range in a predetermined divided band by using a relatively low clock and low-order feedback filter, and also stabilizes it. To be These AD
The conversion element is combined with a decimation filter that passes a predetermined band and blocks it outside the band, and removes noise outside the predetermined divided band. Furthermore, by combining the outputs of a plurality of AD conversion elements that obtain predetermined performance in different bands, a wider band and a higher dynamic range can be achieved as a whole. Further, when the outputs of the n AD conversion elements are combined, the occurrence probabilities of the rising and falling edges of the ΔΣ modulation waveform are approximately balanced, so that a conversion error due to jitter is geometrically averaged, and noise due to jitter is reduced. A reduction effect occurs secondarily.
【0019】また、それぞれの入力端子に適する信号を
接続することで個々に最適の特性を畳み込むことが出来
るようになる。Also, by connecting a suitable signal to each input terminal, it becomes possible to convolve optimum characteristics individually.
【0020】[0020]
【実施例】以下、本発明の第1の実施例について、図面
を参照しながら説明を行う。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS A first embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【0021】図1は本発明の第1の実施例におけるAD
変換装置を示す概要ブロック図である。ここでは将来の
展開を考慮して、DCから100kHzまでのアナログ
信号をデジタル信号に変換するAD変換装置の本発明に
よる実施例とした。従って出力信号はサンプリング周波
数192kHz、24bitのデジタル符号である。図
中、101はアナログ入力端子、1000はAD変換素
子(a)、2000はAD変換素子(b)、3000はAD
変換素子(c)、7000は合成手段、710はデジタル
出力端子である。なお、信号線の傍に引き出し線を付け
ずに記入の数字はビット数を表す。入力端子101より
入力する入力信号XはAD変換素子(a)1000、AD
変換素子(b)2000およびAD変換素子(c)3000
に共通に供給する。それぞれのAD変換素子において
は、各々ΔΣ変調器100,300,500とデシメー
ションフィルタ200,400,600でAD変換を行
う。AD変換素子(a)1000、AD変換素子(b)20
00およびAD変換素子(c)3000の出力Wa70
1、Wb702およびWc703を合成手段7000に
供給する。合成手段7000はこれらの3つの入力W
a、WbおよびWcを加算合成して出力端子710より
出力信号Wとして出力する。FIG. 1 shows the AD according to the first embodiment of the present invention.
It is a schematic block diagram which shows a converter. In consideration of future development, an AD converter for converting an analog signal from DC to 100 kHz into a digital signal is used as an embodiment according to the present invention. Therefore, the output signal is a digital code having a sampling frequency of 192 kHz and 24 bits. In the figure, 101 is an analog input terminal, 1000 is an AD conversion element (a), 2000 is an AD conversion element (b), and 3000 is an AD
The conversion element (c), 7000 is a synthesizing means, and 710 is a digital output terminal. In addition, the number written without a lead line beside the signal line represents the number of bits. The input signal X input from the input terminal 101 is an AD conversion element (a) 1000, AD
Conversion element (b) 2000 and AD conversion element (c) 3000
Commonly supplied to. In each AD conversion element, AD conversion is performed by the ΔΣ modulators 100, 300 and 500 and the decimation filters 200, 400 and 600, respectively. AD conversion element (a) 1000, AD conversion element (b) 20
00 and the output Wa70 of the AD conversion element (c) 3000
1, Wb702 and Wc703 are supplied to the synthesizing means 7000. The combining means 7000 uses these three inputs W
Then, a, Wb, and Wc are added and combined and output as an output signal W from an output terminal 710.
【0022】図2はAD変換素子(a)1000の内部ブ
ロック図である。図中、110は加算器、120は量子
化器、140は減算器、150は帰還フィルタ、210
は第1のFIR1(有限インパルス応答)フィルタ
(a)、220は第2のFIR2フィルタ(a)である。入
力端子101より入力するアナログ入力信号Xを加算器
110を通じて量子化器120に供給する。1ビット量
子化はオーバーサンプリング周波数3072kHzで行
う。加算器110のもう一方の加算入力信号は帰還フィ
ルタ150から供給される量子化雑音Qである。量子化
器120は入力されるアナログ信号を1ビットに量子化
する。この量子化した1ビットの信号はデシメーション
フィルタ200へ伝送するとともに、減算器140に入
力する。減算器140は量子化器120の入力信号と出
力信号との差信号すなわち量子化雑音Qを出力する。サ
ンプリング周波数3072kHzは現状のデバイス性能
から考慮して選んだ値であり、これより高くしても低く
しても得られるダイナミックレンジなどの性能が低下す
る。この量子化雑音Qは伝達特性Ha(z)を有する帰還
フィルタ150で周波数およびまたは位相特性の変換を
行い加算器110へ帰還する。ここで、信号Yaについ
て式で表すと、Ya=X+(1−Ha(z))*Qとな
り、信号Yaは入力信号Xの成分と量子化雑音Qの伝達
特性Ha(z)で帰還した成分の和となる。したがって伝
達特性Ha(z)によって量子化雑音Qのスペクトル変換
を行うことができる。実用の低周波域で伝達関数が1と
なるように通過特性を持たせ、実用帯域外の高周波域で
減衰特性を持たせるようにするのが好適である。例えば
LPFがこれに該当する。この帰還ループによるΔΣ変
調で量子化雑音Qを実用帯域外の高域へ追いやることが
できる。このようにして所定のスペクトル変換を施した
1ビットの信号を出力端子710から出力信号Yaとし
て次段のデシメーションフィルタ200へ出力する。FIG. 2 is an internal block diagram of the AD conversion element (a) 1000. In the figure, 110 is an adder, 120 is a quantizer, 140 is a subtractor, 150 is a feedback filter, 210
Is the first FIR1 (finite impulse response) filter
(a) and 220 are second FIR2 filters (a). The analog input signal X input from the input terminal 101 is supplied to the quantizer 120 via the adder 110. 1-bit quantization is performed at an oversampling frequency of 3072 kHz. The other addition input signal of the adder 110 is the quantization noise Q supplied from the feedback filter 150. The quantizer 120 quantizes the input analog signal into 1 bit. The quantized 1-bit signal is transmitted to the decimation filter 200 and input to the subtractor 140. The subtractor 140 outputs the difference signal between the input signal and the output signal of the quantizer 120, that is, the quantization noise Q. The sampling frequency of 3072 kHz is a value selected in consideration of the current device performance, and the performance such as the obtained dynamic range deteriorates even if the sampling frequency is higher or lower than this. The quantization noise Q is converted in frequency and / or phase characteristics by the feedback filter 150 having the transfer characteristic Ha (z) and fed back to the adder 110. Here, when the signal Ya is expressed by an equation, Ya = X + (1-Ha (z)) * Q, and the signal Ya is a component fed back by the transfer characteristic Ha (z) of the component of the input signal X and the quantization noise Q. Is the sum of Therefore, the spectrum conversion of the quantization noise Q can be performed by the transfer characteristic Ha (z). It is preferable to provide a pass characteristic such that the transfer function becomes 1 in a practical low frequency range and an attenuation characteristic in a high frequency range outside the practical band. For example, LPF corresponds to this. By the ΔΣ modulation by this feedback loop, the quantization noise Q can be driven to a high band outside the practical band. The 1-bit signal thus subjected to the predetermined spectrum conversion is output from the output terminal 710 to the decimation filter 200 of the next stage as the output signal Ya.
【0023】デシメーションフィルタ200において、
1ビット3072kHzの信号をFIR1フィルタ21
0で1/4にデシメーションし24ビット768kHz
にダウンサンプリングするとともにマルチビット化し、
FIR2フィルタ220でさらに1/4にデシメーショ
ンして24ビット192kHzの出力Waに変換する。In the decimation filter 200,
The 1-bit 3072 kHz signal is converted into the FIR1 filter 21.
Decimation to 1/4 at 0 and 24-bit 768 kHz
Down sampling and multi-biting,
The FIR2 filter 220 further decimates it to 1/4 and converts it into a 24-bit 192 kHz output Wa.
【0024】図1におけるAD変換素子(b)2000お
よびAD変換素子(c)3000の内部構成および動作
は、図2で説明したAD変換素子(a)1000と同様で
ある。異なるのはΔΣ変調器のノイズシェイプ特性、よ
り具体的には帰還フィルタの伝達関数がそれぞれ異なる
ことと、デシメーションフィルタの帯域特性を異ならし
めていることである。以下これらの特性について説明す
る。The internal structure and operation of the AD conversion element (b) 2000 and the AD conversion element (c) 3000 in FIG. 1 are similar to those of the AD conversion element (a) 1000 described in FIG. The difference is that the noise shape characteristic of the ΔΣ modulator, more specifically, the transfer function of the feedback filter is different, and the band characteristic of the decimation filter is different. These characteristics will be described below.
【0025】図3はΔΣ変調器の信号スペクトルおよび
ノイズスペクトルを説明する図である。図3(a)はΔΣ
変調器100の出力Ya、図3(b)はΔΣ変調器300
の出力Ybおよび図3(c)はΔΣ変調器500の出力Y
cの特性を示す。なお、横軸は周波数軸であり、広範囲
を見るために対数化して示している。FIG. 3 is a diagram for explaining the signal spectrum and noise spectrum of the ΔΣ modulator. Figure 3 (a) shows ΔΣ
Output Ya of the modulator 100, FIG. 3B shows a ΔΣ modulator 300
Output Yb of FIG. 3 and the output Y of the ΔΣ modulator 500 are shown in FIG.
The characteristic of c is shown. The horizontal axis is the frequency axis and is shown in logarithmic form in order to see a wide range.
【0026】図3(a)において、S0は入力信号Xの信
号スペクトル、NaはΔΣ変調によって高域へ追いやっ
た量子化雑音のノイズスペクトルである。サンプリング
周波数192kHzをfsとして16fsの3072k
Hzでオーバーサンプリングを行い、帰還ループにより
ΔΣ変調を行い量子化雑音Qを信号帯域外の高域へ追い
やっている。そのためノイズスペクトルはナイキスト周
波数の1536kHz(8fs)を中心としてピークを
もつ山型になる。オーバーサンプリング比16という値
は24ビット精度のダイナミックレンジを信号帯域の全
体で得るには不十分な値であり、無理をして高次のΔΣ
変調をすれば、安定度が劣化し発振に到るなどの致命的
な欠陥を生じる。そこで本実施例では2次ないし4次の
低次帰還フィルタを採用し、常に安定に動作するように
した。そのかわり24ビット精度のダイナミックレンジ
を得る帯域を狭めている。図3(a)では24kHzまで
の帯域で24ビット精度のダイナミックレンジを得るよ
うにし、帯域内であっても24kHzから96kHzの
範囲でのダイナミックレンジはやや悪い。In FIG. 3 (a), S0 is the signal spectrum of the input signal X, and Na is the noise spectrum of the quantization noise driven to the high band by ΔΣ modulation. Sampling frequency of 192kHz is fs, and it is 3072k of 16fs.
Oversampling is performed at Hz, and ΔΣ modulation is performed by a feedback loop to drive the quantization noise Q to a high band outside the signal band. Therefore, the noise spectrum has a mountain shape having a peak centered on the Nyquist frequency of 1536 kHz (8 fs). The value of oversampling ratio 16 is insufficient to obtain a dynamic range of 24-bit accuracy in the entire signal band, and it is unreasonable that a high-order ΔΣ
Modulation causes a fatal defect such as deterioration in stability and oscillation. Therefore, in this embodiment, a second-order to fourth-order low-order feedback filter is adopted so that the filter always operates stably. Instead, the band for obtaining a dynamic range of 24-bit accuracy is narrowed. In FIG. 3 (a), a dynamic range with 24-bit accuracy is obtained in the band up to 24 kHz, and even within the band, the dynamic range in the range of 24 kHz to 96 kHz is rather bad.
【0027】次に図3(b)について説明する。図3(b)
も図3(a)と同様に量子化雑音を制御する。図3(a)と
異なるのは、帰還フィルタとして24kHzから48k
Hzを通過させ、それ以外の帯域を阻止するバンドパス
フィルタを用いる点である。バンドパスフィルタを構成
するには、例えば帰還フィルタの伝達特性Hb(z)の極
点と零点をDC以外の周波数に最適に分散配置すること
により得られる。これらによりノイズスペクトルはNb
となる。信号スペクトルS0はフラットである。このよ
うにして24〜48kHzで24ビット精度のダイナミ
ックレンジを得る。Next, FIG. 3B will be described. Figure 3 (b)
Also controls the quantization noise as in FIG. 3 (a). The difference from FIG. 3A is that the feedback filter is from 24 kHz to 48 kHz.
The point is to use a bandpass filter that passes Hz and blocks the other bands. The bandpass filter can be obtained by, for example, optimally arranging the poles and zeros of the transfer characteristic Hb (z) of the feedback filter at frequencies other than DC. Due to these, the noise spectrum is Nb
Becomes The signal spectrum S0 is flat. In this way, a 24-bit precision dynamic range is obtained at 24-48 kHz.
【0028】図3(c)も図3(a)、(b)と同様である。
図3(c)では48〜96kHz周波数帯域で24ビット
精度のダイナミックレンジを得る。FIG. 3C is the same as FIGS. 3A and 3B.
In FIG. 3C, a 24-bit precision dynamic range is obtained in the 48 to 96 kHz frequency band.
【0029】これら3つの信号、Ya、YbおよびYc
は、入力信号Xについては96kHzまでの帯域でとも
にフラットであるが、それぞれ異なるノイズスペクトル
を含む信号として次段へ出力される。Yaはデシメーシ
ョンフィルタ200に、Ybはデシメーションフィルタ
400に、Ycはデシメーションフィルタ600に供給
され、それぞれ間引きとフィルタリングが行われる。デ
シメーションは、群遅延歪みの無いFIRフィルタを用
いて、ダウンサンプリングによる折り返し歪みが100
kHzの帯域内に混入するのを阻止するよう十分な特性
を持たせる。These three signals, Ya, Yb and Yc
Are flat in the band up to 96 kHz for the input signal X, but are output to the next stage as signals containing different noise spectra. Ya is supplied to the decimation filter 200, Yb is supplied to the decimation filter 400, and Yc is supplied to the decimation filter 600, and thinning and filtering are performed, respectively. Decimation uses an FIR filter with no group delay distortion to reduce the aliasing distortion due to downsampling to 100.
Sufficient characteristics are provided so as to prevent mixing into the band of kHz.
【0030】図4は、デシメーションフィルタの特性を
表すとともに信号Ya、信号Ybおよび信号Ycに含む
ノイズスペクトルをそれぞれ併記したものである。同図
において、Faはデシメーションフィルタ200の周波
数特性、Fbはデシメーションフィルタ400の周波数
特性、Fcはデシメーションフィルタ600の周波数特
性である。また、併記したNaは信号Yaに含むノイズ
スペクトル、NbおよびNcはそれぞれ信号Ybおよび
信号Ycに含むノイズスペクトルである。図4に示す通
り、デシメーションフィルタの特性は単に、折り返し歪
みとなる帯域外成分を除去するだけではない。好ましく
はさらにそれぞれの帯域内でノイズスペクトルの低い領
域の信号だけを通過するよう、それぞれのデシメーショ
ンフィルタを組み合わせる。こうすることで、96kH
z以下の帯域内でもノイズスペクトルの盛り上がり部を
フィルタリングし、ノイズの上昇を抑えられる。同図に
おいてノイズスペクトルNaの大きさを示す曲線の破線
部は、デシメーションフィルタ200により減衰を受け
る部分であることを示す。以下同様に、ノイズスペクト
ルNbおよびノイズスペクトルNcを表す曲線の破線部
もそれぞれ同様にデシメーションフィルタ400および
デシメーションフィルタ600により減衰する部分であ
ることを示す。このようにダウンサンプリングして得ら
れた192kHz・24ビットの信号Wa、信号Wbお
よび信号Wcは合成手段7000に供給する。FIG. 4 shows the characteristics of the decimation filter and also shows the noise spectra contained in the signals Ya, Yb and Yc. In the figure, Fa is the frequency characteristic of the decimation filter 200, Fb is the frequency characteristic of the decimation filter 400, and Fc is the frequency characteristic of the decimation filter 600. Further, Na shown together is a noise spectrum included in the signal Ya, and Nb and Nc are noise spectra included in the signal Yb and the signal Yc, respectively. As shown in FIG. 4, the characteristic of the decimation filter does not simply remove the out-of-band component that causes aliasing distortion. Preferably, further, the respective decimation filters are combined so as to pass only the signals in the low noise spectrum region within the respective bands. By doing this, 96 kHz
Even in the band of z or less, the rising portion of the noise spectrum is filtered, and the rise of noise can be suppressed. In the figure, the broken line portion of the curve showing the magnitude of the noise spectrum Na indicates the portion that is attenuated by the decimation filter 200. Similarly, the broken line portions of the curves representing the noise spectrum Nb and the noise spectrum Nc similarly indicate the portions attenuated by the decimation filter 400 and the decimation filter 600, respectively. The 192 kHz / 24-bit signal Wa, the signal Wb, and the signal Wc obtained by down-sampling in this way are supplied to the synthesizing means 7000.
【0031】図5は合成手段7000の内部ブロック図
である。信号レベルの比較的小さい信号Wbと信号Wc
を加算器720で加算しその結果と信号Waを加算器7
10で加算合成して出力信号Wとして出力端子710に
出力する。FIG. 5 is an internal block diagram of the synthesizing means 7000. Signals Wb and Wc whose signal levels are relatively low
Are added by the adder 720, and the result and the signal Wa are added by the adder 7
The output signal W is added and synthesized in 10 and output to the output terminal 710 as the output signal W.
【0032】図6は入力信号Xに対する出力信号Wの総
合周波数特性を示す図である。同図中のSは信号成分の
特性であり、Na、NbおよびNcは残留ノイズの特性
である。図よりDCから96kHzまでの帯域において
146dB以上のダイナミックレンジおよびSN比が得
られることが分かる。FIG. 6 is a diagram showing the overall frequency characteristic of the output signal W with respect to the input signal X. In the figure, S is the characteristic of the signal component, and Na, Nb and Nc are the characteristics of the residual noise. From the figure, it can be seen that a dynamic range and SN ratio of 146 dB or more can be obtained in the band from DC to 96 kHz.
【0033】以上の説明から明らかなように、このよう
な優れた特性はそれぞれ比較的狭帯域のAD変換素子を
部分帯域で使用することにより得られたものであって、
AD変換素子は比較的低次の帰還フィルタで実現できる
ものである。従って、個々のAD変換素子はどのような
強度の入力に対しても常に安定に動作する。例えば略フ
ルスケール入力において不安定になり発振するとか、あ
るいは直流入力、言い換えるとDCオフセット状態にお
いて、内部演算の丸め誤差などに起因する小振幅の発振
現象(ピー音)などが発生することを防止できる。しか
も信号伝達特性に関しては、全帯域で元々フラットな特
性をもつAD変換素子をそれぞれデジタルのデシメーシ
ョンフィルタで複数の部分帯域に分け、それらをデジタ
ルで加算合成するので、演算語長を適切に選ぶことによ
り容易に周波数連続性と位相連続性を達成し得るもので
ある。As is clear from the above description, such excellent characteristics are obtained by using the AD conversion elements each having a relatively narrow band in the partial band.
The AD conversion element can be realized by a relatively low-order feedback filter. Therefore, each AD conversion element always operates stably with respect to an input of any intensity. For example, it is possible to prevent the occurrence of instability and oscillation in a substantially full-scale input, or the occurrence of a small-amplitude oscillation phenomenon (peeling sound) or the like due to a rounding error in internal calculation in a DC input, in other words, a DC offset state. . Moreover, regarding the signal transfer characteristics, the AD conversion element, which originally has a flat characteristic over the entire band, is divided into a plurality of partial bands by digital decimation filters, and these are digitally added and combined, so the operation word length should be selected appropriately. Therefore, frequency continuity and phase continuity can be easily achieved.
【0034】また、複数のΔΣ変調器およびデシメーシ
ョンフィルタの出力を合成手段で加算合成するので、信
号成分は伝達特性通りに加算合成されるが、雑音成分は
相乗平均されるため等レベル合成であれば3dB程減衰
するため、特に部分帯域の境界付近でのノイズが減っ
て、全体のダイナミックレンジおよびSN比が僅かなが
ら改善されるといった副次的効果も奏する。Further, since the outputs of the plurality of ΔΣ modulators and the decimation filter are added and synthesized by the synthesizing means, the signal components are added and synthesized according to the transfer characteristics, but the noise components are geometrically averaged so that equal level synthesis is performed. For example, since the noise is attenuated by about 3 dB, the noise particularly near the boundary of the partial band is reduced, and the overall dynamic range and the SN ratio are slightly improved, which is a secondary effect.
【0035】次に、本発明の第2の実施例について、図
面を参照しながら説明を行う。図7は本発明の第2の実
施例におけるAD変換装置を示す概要ブロック図であ
る。図中、11は第1のマイクロフォン(図中では、単
にマイクと記す)、12は第2のマイクロフォン、10
1はマイクロフォン11の信号を入力する入力端子であ
り、102はマイクロフォン12の信号を入力する入力
端子である。その他は第1の実施例と同じである。第1
の実施例と同様の部分については同符号とし詳細説明は
省く。マイクロフォン11はDCから約30kHzまで
の帯域で使用するマイクロフォンである。またマイクロ
フォン12は20kHz以上の帯域で特性の優れたマイ
クロフォンである。マイクロフォン11は比較的大きな
口径の振動板を有し、マイクロフォン12は比較的小口
径とする。これは特にマイクロフォン12において振動
板の分割振動による共振点周波数および反共振点周波数
を高くし超音波帯域で特性を最適にするためである。た
だし小口径とするため感度は低下する傾向にある。Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 7 is a schematic block diagram showing an AD conversion apparatus according to the second embodiment of the present invention. In the figure, 11 is a first microphone (simply referred to as a microphone in the figure), 12 is a second microphone, 10
Reference numeral 1 is an input terminal for inputting a signal from the microphone 11, and 102 is an input terminal for inputting a signal from the microphone 12. Others are the same as those in the first embodiment. First
The same parts as those in the embodiment are designated by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted. The microphone 11 is a microphone used in the band from DC to about 30 kHz. The microphone 12 is a microphone having excellent characteristics in the band of 20 kHz or higher. The microphone 11 has a diaphragm having a relatively large diameter, and the microphone 12 has a relatively small diameter. This is to increase the resonance point frequency and anti-resonance point frequency due to the divided vibration of the diaphragm in the microphone 12 to optimize the characteristics in the ultrasonic band. However, the sensitivity tends to decrease due to the small aperture.
【0036】図8はΔΣ変調器の信号スペクトルおよび
ノイズスペクトルを説明する図である。図8(a)はΔΣ
変調器100の出力Ya、図8(b)はΔΣ変調器300
の出力Ybおよび図8(c)はΔΣ変調器500の出力Y
cの特性を示す。なお、横軸は周波数軸であり、広範囲
を見るために対数化して示している。FIG. 8 is a diagram for explaining the signal spectrum and noise spectrum of the ΔΣ modulator. Figure 8 (a) shows ΔΣ
Output Ya of modulator 100, FIG. 8B shows ΔΣ modulator 300
Output of the ΔΣ modulator 500 and the output Yb of FIG.
The characteristic of c is shown. The horizontal axis is the frequency axis and is shown in logarithmic form in order to see a wide range.
【0037】図8(a)において、S1は入力信号X1の
信号スペクトルであり、低域でフラットなスペクトルを
有する。In FIG. 8A, S1 is the signal spectrum of the input signal X1, which has a flat spectrum in the low frequency range.
【0038】次に図8(b)と図8(c)のS2はマイクロ
フォン12から入力した信号成分であり、高域でフラッ
トな特性を有する。Next, S2 in FIGS. 8B and 8C is a signal component input from the microphone 12, and has a flat characteristic in a high frequency range.
【0039】これらは第1の実施例と同様にΔΣ変調お
よびデシメーションフィルタを経由して合成手段700
0で加算合成される。Similar to the first embodiment, these are combined by the ΔΣ modulation and decimation filter 700.
When 0 is added and synthesized.
【0040】図9は第2の実施例におけるそれぞれのデ
シメーションフィルタの特性を示す図である。同図にお
いてFaはデシメーションフィルタ200の特性を示す
が、約15dBゲインを落としているのはマイクロフォ
ン11の出力がマイクロフォン12の出力よりも大きい
のを補正するためである。またFbはデシメーションフ
ィルタ400の特性を示すが、マイクロフォン12の高
域減衰の傾向を補正するため、これとは逆特性の伝達特
性を畳み込むことで補正している。これらの結果総合の
入出力特性は図6と同様となる。同図中のNa、Nbお
よびNcは残留ノイズである。DCから96kHzまで
の帯域において146dB以上のダイナミックレンジが
得られる。入力端子を複数備えることによって、マイク
ロフォンをマルチウェイ方式とすることができ、それぞ
れの特性を最大限活かし、最適な等化特性を行うことで
補正が容易にできる利点を有する。なお、基本的な部分
についは第1の実施例と同様の作用効果を奏する。FIG. 9 is a diagram showing the characteristic of each decimation filter in the second embodiment. In the figure, Fa represents the characteristic of the decimation filter 200, and the reason that the gain is reduced by about 15 dB is to correct that the output of the microphone 11 is larger than the output of the microphone 12. Further, Fb shows the characteristic of the decimation filter 400, but in order to correct the tendency of the high-frequency attenuation of the microphone 12, it is corrected by convolving the transfer characteristic having the opposite characteristic. As a result, the total input / output characteristics are the same as in FIG. Na, Nb, and Nc in the figure are residual noises. A dynamic range of 146 dB or more is obtained in the band from DC to 96 kHz. By providing a plurality of input terminals, the microphone can be made into a multi-way system, and the characteristics of each microphone can be utilized to the maximum, and the optimum equalization characteristics can be obtained, thereby facilitating correction. In addition, the same operational effects as those of the first embodiment are achieved with respect to the basic part.
【0041】[0041]
【発明の効果】以上述べたように本発明は、入力するア
ナログ信号をそれぞれ所定の部分帯域においてデジタル
符号に変換するn個(nは2以上の整数)のAD変換素
子(AD変換素子群)と、前記AD変換素子群のn個の
出力を合成する合成手段を備え、前記合成手段から全帯
域のデジタル符号を取り出すようにした。As described above, according to the present invention, n (n is an integer of 2 or more) AD conversion elements (AD conversion element group) for converting an input analog signal into a digital code in a predetermined partial band. And a synthesizing means for synthesizing n outputs of the AD conversion element group, and the digital code of the entire band is taken out from the synthesizing means.
【0042】また、AD変換素子は、入力するアナログ
信号を所定の帯域特性でΔΣ変調するΔΣ変調器と、前
記ΔΣ変調器の出力をそれぞれ所定の周波数特性で帯域
を制限してサンプリングデータを間引くデシメーション
フィルタとで構成し、デシメーションフィルタは、それ
ぞれ接続するΔΣ変調器の所定帯域において主に通過
し、それ以外の帯域で阻止し、それぞれのデシメーショ
ンフィルタは、AD変換素子のそれぞれの出力を合成し
た出力の周波数特性が全帯域において略フラットとなる
ように構成したため、それぞれのAD変換素子は比較的
低いクロック、低次の帰還フィルタを用いて所定の分割
帯域でのダイナミックレンジを高めることができ、安定
化も図られる。これらのAD変換素子は所定の帯域内を
通過させ帯域外を阻止するデシメーションフィルタと組
み合わせ、所定の分割帯域外の雑音を除去する。さら
に、相異なる帯域で所定の性能を得る複数のAD変換素
子の出力を合成することで、全体として広帯域化および
高ダイナミックレンジ化が図られる。また、n個のAD
変換素子の出力を合成する時に、ΔΣ変調波形の立ち上
がりと立ち下がりの出現確率が略平衡することによっ
て、ジッタによる変換誤差を相乗平均化する作用が生
じ、ジッタによる雑音の低減作用が副次的に生じる。The AD conversion element thins out sampling data by limiting the band of the ΔΣ modulator that performs ΔΣ modulation of the input analog signal with a predetermined band characteristic and the output of the ΔΣ modulator with a predetermined frequency characteristic. The decimation filter is composed of a decimation filter, which mainly passes in a predetermined band of the connected ΔΣ modulator and blocks in other bands, and each decimation filter combines the respective outputs of the AD conversion elements. Since the output frequency characteristics are configured to be substantially flat in the entire band, each AD conversion element can increase the dynamic range in a predetermined divided band by using a relatively low clock and a low-order feedback filter. Stabilization is also achieved. These AD conversion elements are combined with a decimation filter that allows a signal to pass within a predetermined band and block the signal outside the band, and removes noise outside the predetermined divided band. Furthermore, by combining the outputs of a plurality of AD conversion elements that obtain predetermined performance in different bands, a wider band and a higher dynamic range can be achieved as a whole. Also, n AD
When the outputs of the conversion elements are combined, the appearance probabilities of the rising and falling edges of the ΔΣ modulation waveform are approximately balanced, so that the conversion error due to jitter is geometrically averaged, and the noise reduction effect due to jitter is a secondary effect. Occurs in
【0043】すなわち、以下のような具体的な作用効果
がある。
(イ)オーバーサンプル比を低くできるので、デバイス
動作速度に余裕ができ、設計通りのバラツキの少ない経
済的に優れるAD変換装置が実現できる。That is, there are the following concrete operational effects. (A) Since the oversampling ratio can be lowered, a device operation speed can be afforded, and an AD converter which is economically excellent with less variation as designed can be realized.
【0044】(ロ)帰還フィルタの次数を低くできるの
で、フルスイング時であってもDCオフセットがある場
合であっても常に安定に動作する。(B) Since the order of the feedback filter can be lowered, the operation is always stable even during full swing or when there is a DC offset.
【0045】(ハ)部分帯域に分けたマイクロフォンあ
るいはAD変換素子をデシメーションフィルタを介して
加算合成するため、所望の広い帯域幅を得ることが容易
となる。同時に高ダイナミックレンジを得られる。(C) Since the microphones or AD conversion elements divided into the partial bands are added and synthesized through the decimation filter, it becomes easy to obtain a desired wide band width. At the same time, a high dynamic range can be obtained.
【0046】(ニ)ジッタによる変換誤差を相乗平均化
する作用が生じ、ジッタによる雑音の低減作用が副次的
に生じる
以上説明したように、本発明はこれまで実現が困難であ
った超広帯域オーディオ信号の高ダイナミックレンジで
のAD変換装置を、安定かつ経済的に実現し得る優れた
ものである。(D) The effect of geometrically averaging the conversion error due to the jitter occurs, and the noise reducing effect due to the jitter secondarily occurs. As described above, the present invention has been difficult to realize in the ultra-wide band. This is an excellent one that can realize an AD converter with a high dynamic range of an audio signal stably and economically.
【図1】本発明の第1の実施例におけるAD変換装置を
示す概要ブロック図FIG. 1 is a schematic block diagram showing an AD conversion apparatus according to a first embodiment of the present invention.
【図2】同実施例におけるAD変換素子(a)1000の
内部ブロック図FIG. 2 is an internal block diagram of an AD conversion element (a) 1000 according to the same embodiment.
【図3】同実施例におけるΔΣ変調器の出力の特性を示
す周波数特性図FIG. 3 is a frequency characteristic diagram showing the characteristic of the output of the ΔΣ modulator in the embodiment.
【図4】同実施例におけるデシメーションフィルタの特
性とノイズスペクトルを示した周波数特性図FIG. 4 is a frequency characteristic diagram showing the characteristic and noise spectrum of the decimation filter in the example.
【図5】同実施例における合成手段7000の内部ブロ
ック図FIG. 5 is an internal block diagram of a synthesizing means 7000 in the same embodiment.
【図6】同実施例における入力信号Xに対する出力信号
Wの総合周波数特性を示す図FIG. 6 is a diagram showing an overall frequency characteristic of an output signal W with respect to an input signal X in the example.
【図7】本発明の第2の実施例におけるAD変換装置を
示す概要ブロック図FIG. 7 is a schematic block diagram showing an AD conversion device according to a second embodiment of the present invention.
【図8】同実施例におけるΔΣ変調器の出力の特性を示
す周波数特性図FIG. 8 is a frequency characteristic diagram showing the characteristic of the output of the ΔΣ modulator in the embodiment.
【図9】同実施例におけるそれぞれのデシメーションフ
ィルタの特性を示す図FIG. 9 is a diagram showing characteristics of each decimation filter in the example.
100,300,500 ΔΣ変調器 110 加算器 120 量子化器 140 減算器 150 帰還フィルタ 200,400,600 デシメーションフィルタ 210 FIR1フィルタ 220 FIR2フィルタ 1000 AD変換素子(a) 2000 AD変換素子(b) 3000 AD変換素子(c) 7000 合成手段 100,300,500 ΔΣ modulator 110 adder 120 quantizer 140 subtractor 150 feedback filter 200,400,600 decimation filter 210 FIR1 filter 220 FIR2 filter 1000 AD conversion element (a) 2000 AD conversion element (b) 3000 AD conversion element (c) 7,000 Synthetic means
Claims (17)
号をそれぞれ所定の部分帯域においてデジタル符号に変
換するn個(nは2以上の整数)のAD変換素子を有す
るAD変換素子群と、前記AD変換素子群のn個の出力
を合成する合成手段とを備え、前記合成手段から全帯域
のデジタル符号を取り出すようにしたものであって、前
記複数のAD変換素子は、それぞれ相異なる部分帯域で
所定の変換特性が得られるAD変換素子からなることを
特徴としたAD変換装置。1. An AD conversion element group having a common input terminal, and n (n is an integer of 2 or more) AD conversion elements for converting an input analog signal into a digital code in a predetermined partial band respectively, a synthesizing means for synthesizing the n outputs of the AD conversion element group, from said combining means be those they were taken out of the digital code of the entire band, before
The plurality of AD conversion elements have different partial bands.
It should be composed of an AD conversion element that can obtain a predetermined conversion characteristic.
A characteristic AD converter.
号をそれぞれ所定の部分帯域においてデジタル符号に変
換するn個(nは2以上の整数)のAD変換素子を有す
るAD変換素子群と、前記AD変換素子群のn個の出力
を合成してmビット(mは2m≧n+1を満たす正整
数)のデジタル符号にする合成手段とを備え、前記合成
手段から合成したmビットのデジタル符号を取り出すよ
うにしたものであって、前記複数のAD変換素子は、そ
れぞれ相異なる部分帯域で所定の変換特性が得られるA
D変換素子からなることを特徴としたAD変換装置。2. A common input terminal, an AD conversion element group having n (n is an integer of 2 or more) AD conversion elements for converting an input analog signal into a digital code in a predetermined partial band, respectively. A m-bit (m is a positive integer satisfying 2 m ≧ n + 1) digital code that synthesizes the n outputs of the AD conversion element group, and the m-bit digital code synthesized from the synthesis means. The plurality of AD conversion elements are
Predetermined conversion characteristics can be obtained in different subbands A
An AD conversion device comprising a D conversion element .
力端子を備え、前記アナログ入力端子から入力するアナ
ログ信号をそれぞれ所定の部分帯域においてデジタル符
号に変換するn個(nは2以上の整数)のAD変換素子
と、前記AD変換素子のn個の出力を合成する合成手段
とを備え、前記合成手段から全帯域のデジタル符号を取
り出すようにしたものであって、前記複数のAD変換素
子は、それぞれ相異なる部分帯域で所定の変換特性が得
られるAD変換素子からなることを特徴としたAD変換
装置。3. An i (i is an integer of 2 or more) analog input terminal is provided, and n (n is 2 or more) converting an analog signal input from the analog input terminal into a digital code in a predetermined sub-band. An AD conversion element and an synthesizing means for synthesizing n outputs of the AD converting element, and a digital code of the entire band is extracted from the synthesizing means . Transform element
Each child has a certain conversion characteristic in different sub-bands.
AD conversion device comprising an AD conversion element as described above .
力端子を備え、前記アナログ入力端子から入力するアナ
ログ信号をそれぞれ所定の部分帯域においてデジタル符
号に変換するn個(nは2以上の整数)のAD変換素子
と、前記AD変換素子群のn個の出力を合成してmビッ
ト(mは2m≧n+1を満たす正整数)のデジタル符号
にする合成手段とを備え、前記合成手段から合成したm
ビットのデジタル符号を取り出すようにしたものであっ
て、前記複数のAD変換素子は、それぞれ相異なる部分
帯域で所定の変換特性が得られるAD変換素子からなる
ことを特徴としたAD変換装置。4. An n (i is an integer of 2 or more) analog input terminal is provided, and n (n is 2 or more) converting an analog signal input from the analog input terminal into a digital code in a predetermined partial band. Of the AD conversion elements, and a synthesis means for synthesizing n outputs of the AD conversion element group into an m-bit (m is a positive integer satisfying 2 m ≧ n + 1) digital code. M synthesized from means
A digital code of bits is taken out, and the plurality of AD conversion elements are different from each other.
It is composed of an AD conversion element capable of obtaining a predetermined conversion characteristic in a band.
An AD conversion device characterized by the above .
3または4に記載のAD変換装置。5. The AD converter according to claim 3, wherein i is equal to n.
を所定の帯域特性でΔΣ変調するΔΣ変調器と、前記Δ
Σ変調器の出力をそれぞれ所定の周波数特性で帯域を制
限してサンプリングデータを間引くデシメーションフィ
ルタとからなることを特徴とする請求項1から5のいず
れかに記載のAD変換装置。6. The AD conversion element includes a ΔΣ modulator that ΔΣ-modulates an input analog signal with a predetermined band characteristic, and the Δ converter.
From claim 1, characterized in that comprising a decimation filter decimating the sampling data by limiting the bandwidth for each predetermined frequency characteristic output of Σ modulator 5 Noise
AD converter of Rekani described.
還回路の伝達特性により所定の帯域特性を得ることを特
徴とする請求項6記載のAD変換装置。7. The AD converter according to claim 6 , wherein the ΔΣ modulator obtains a predetermined band characteristic by a transfer characteristic of a feedback circuit for feeding back quantization noise.
続するΔΣ変調器の所定帯域において主に通過させ、そ
れ以外の帯域を阻止するようにしたことを特徴とする請
求項6記載のAD変換装置。8. decimation filter is mainly passed in a predetermined band of ΔΣ modulator to be connected respectively, characterized in that so as to prevent the band otherwise 請
The AD converter according to claim 6 .
子のそれぞれの出力を合成した出力の周波数特性が全帯
域において略フラットとなるような所定の伝達特性をそ
れぞれ有することを特徴とする請求項6記載のAD変換
装置。9. decimation filter of claim 6, wherein it has a predetermined transfer characteristic, such as frequency characteristics of an output obtained by combining the respective outputs of the AD conversion element is substantially flat in all bands respectively AD converter.
をもつマイクロフォンあるいはマイクアンプの信号が入
力されるi個(iは2以上の整数)のアナログ入力端子
を備え、前記アナログ入力端子から入力するアナログ信
号をそれぞれ所定の部分帯域においてデジタル符号に変
換するn個(nは2以上の整数)のAD変換素子と、前
記AD変換素子のn個の出力を合成する合成手段とを備
え、前記合成手段から全帯域のデジタル符号を取り出す
ようにしたものであって、複数のAD変換素子は、それ
ぞれ相異なる部分帯域で所定の変換特性が得られるAD
変換素子からなることを特徴とするAD変換装置。10. An i-number (i is an integer of 2 or more) analog input terminal to which a signal of a microphone or a microphone amplifier having a characteristic suitable for a predetermined partial band is input, and the analog input terminal is input. The present invention comprises n (n is an integer of 2 or more) AD conversion elements for converting analog signals into digital codes in respective predetermined sub-bands, and combining means for combining n outputs of the AD conversion elements. The digital code of the entire band is taken out from the means, and the plurality of AD conversion elements are
AD that can obtain a predetermined conversion characteristic in different sub-bands
An AD conversion device comprising a conversion element .
をもつマイクロフォンあるいはマイクアンプの信号が入
力されるi個(iは2以上の整数)のアナログ入力端子
を備え、前記アナログ入力端子から入力するアナログ信
号をそれぞれ所定の部分帯域においてデジタル符号に変
換するn個(nは2以上の整数)のAD変換素子と、前
記AD変換素子のn個の出力を合成してmビット(mは
2m≧n+1を満たす正整数)のデジタル符号にする合
成手段とを備え、前記合成手段から合成したmビットの
デジタル符号を取り出すようにしたものであって、複数
のAD変換素子は、それぞれ相異なる部分帯域で所定の
変換特性が得られるAD変換素子からなることを特徴と
するAD変換装置。11. An i-number (i is an integer of 2 or more) analog input terminal to which a signal of a microphone or a microphone amplifier each having a characteristic suitable for a predetermined partial band is input, and is input from the analog input terminal. N pieces (n is an integer of 2 or more) of AD conversion elements for converting an analog signal into digital codes in predetermined sub-bands and n outputs of the AD conversion elements are combined to generate m bits (m is 2 m). ≧ n + 1 and a synthesizing means for a digital code of a positive integer) satisfying, be those they were taken out of the digital code of m bits synthesized from said synthesizing means, a plurality
Of the AD conversion elements of
It is characterized by comprising an AD conversion element capable of obtaining conversion characteristics.
AD converter that.
項10または11に記載のAD変換装置。12. A i is claimed, characterized in that equal to n
Item 10. The AD conversion device according to item 10 or 11 .
号を所定の帯域特性でΔΣ変調するΔΣ変調器と、前記
ΔΣ変調器の出力をそれぞれ所定の周波数特性で帯域を
制限してサンプリングデータを間引くデシメーションフ
ィルタとからなることを特徴とする請求項10から12
のいずれかに記載のAD変換装置。13. The AD conversion element thins out sampling data by limiting a band of a ΔΣ modulator that ΔΣ-modulates an input analog signal with a predetermined band characteristic and a band of an output of the ΔΣ modulator with a predetermined frequency characteristic. claims 10, characterized in that comprising a decimation filter 12
AD converter according to any one of 1 .
帰還回路の伝達特性により所定の帯域特性を得ることを
特徴とする請求項13記載のAD変換装置。14. The AD converter according to claim 13 , wherein the ΔΣ modulator obtains a predetermined band characteristic by a transfer characteristic of a feedback circuit for feeding back quantization noise.
接続するΔΣ変調器の所定帯域において主に通過させ、
それ以外の帯域を阻止するようにしたことを特徴とする
請求項13記載のAD変換装置。15. The decimation filter passes mainly in a predetermined band of each connected ΔΣ modulator,
Characterized by blocking other bands
The AD conversion device according to claim 13 .
素子のそれぞれの出力を合成した出力の周波数特性が全
帯域において略フラットとなるような所定の伝達特性を
それぞれ有することを特徴とする請求項13記載のAD
変換装置。16. decimation filter according to claim 13, characterized in that it has a predetermined transfer characteristic, such as frequency characteristics of an output obtained by combining the respective outputs of the AD conversion element is substantially flat in all bands respectively AD
Converter.
接続するΔΣ変調器の所定帯域において主に通過させ、
それ以外の帯域を阻止するようにするとともに、前記i
個の入力信号の相互間における周波数特性あるいは位相
特性あるいは群遅延特性およびその間のバラツキに適応
して、それぞれ逆特性となる伝達特性をそれぞれ畳み込
むことを特徴とする請求項14記載のAD変換装置。17. The decimation filter mainly passes in a predetermined band of each connected ΔΣ modulator,
In addition to blocking other bands, the i
15. The AD conversion apparatus according to claim 14, wherein the transfer characteristics which are inverse characteristics are respectively convoluted by adapting to the frequency characteristics or phase characteristics or group delay characteristics between the individual input signals and variations between them.
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