JP3463278B2 - Power supply - Google Patents
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- JP3463278B2 JP3463278B2 JP14614295A JP14614295A JP3463278B2 JP 3463278 B2 JP3463278 B2 JP 3463278B2 JP 14614295 A JP14614295 A JP 14614295A JP 14614295 A JP14614295 A JP 14614295A JP 3463278 B2 JP3463278 B2 JP 3463278B2
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、電源装置に関する。本
発明に係る電源装置は、スイッチング電源の前段に接続
される電源入力回路として用いられ、またはスイッチン
グ電源そのものとして用いられる。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power supply device. The power supply device according to the present invention is used as a power supply input circuit connected to the preceding stage of the switching power supply or used as the switching power supply itself.
【0002】[0002]
【従来の技術】この種の電源装置としては、従来より、
昇圧形と、昇降圧形がよく知られている。昇圧形電源装
置としては、整流回路と平滑用コンデンサとを備え、整
流回路と平滑用コンデンサとの間にチョークコイルを接
続し、チョークコイルよりは後段の電源ライン間にスイ
ッチング素子を接続し、スイッチング素子より後段の電
源ラインに直列にダイオードを接続し、更にこのダイオ
ードの後段の電源ライン間に出力用コンデンサを接続
し、出力用コンデンサの両端を出力端に導いた基本回路
構成を有するものがよく知られている。この回路構成に
おいて、電源から供給されるエネルギーと、スイッチン
グ素子のオン期間にチョークコイルに蓄積されたエネル
ギーとにより、ダイオードを通して、出力用コンデンサ
を一方向に充電し、出力コンデンサの両端に昇圧された
電圧を生じさせる。2. Description of the Related Art As a power supply device of this type,
The boost type and the buck-boost type are well known. The step-up power supply device includes a rectifier circuit and a smoothing capacitor, a choke coil is connected between the rectifier circuit and the smoothing capacitor, and a switching element is connected between the choke coil and a power supply line at a subsequent stage to perform switching. It is often the one that has a basic circuit configuration in which a diode is connected in series to the power supply line at the stage subsequent to the element, an output capacitor is connected between the power line at the rear stage of this diode, and both ends of the output capacitor are led to the output end. Are known. In this circuit configuration, the energy supplied from the power supply and the energy stored in the choke coil during the ON period of the switching element are used to charge the output capacitor in one direction through the diode and boost the voltage across the output capacitor. Generate a voltage.
【0003】昇降圧形電源装置の代表例は、変換トラン
スの入力巻線にスイッチング素子を直列に接続し、スイ
ッチング素子のオン期間に変換用トランスに蓄積された
エネルギーを、次のオフ期間に負荷側に伝送するフライ
バックコンバータ方式である。A typical example of a step-up / down type power supply device is that a switching element is connected in series to the input winding of a conversion transformer and the energy accumulated in the conversion transformer during the ON period of the switching element is loaded during the next OFF period. It is a flyback converter system that transmits to the side.
【0004】昇降圧形電源装置の別の例としては、更
に、特開平2ー307365号公報に開示されたものも
知られている。特開平2ー307365号公報に開示さ
れた電源装置は、全波整流回路を備えるとともに、この
整流回路の整流出力端間にコンデンサを接続し、整流回
路とインダクタとの間に別のスイッチング素子を設け、
両方のスイッチング素子をほぼ同時にオン、オフさせて
昇圧または降圧された出力電圧を得る。As another example of the step-up / down type power supply device, the one disclosed in JP-A-2-307365 is also known. The power supply device disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 2-307365 includes a full-wave rectifier circuit, a capacitor is connected between the rectified output terminals of the rectifier circuit, and another switching element is provided between the rectifier circuit and the inductor. Provided,
Both switching elements are turned on and off almost at the same time to obtain a stepped up or stepped down output voltage.
【0005】しかしながら、上述した従来の電源装置に
は、次のような問題点がある。まず、昇圧形電源装置
は、スイッチング素子が電源ライン間のみに接続され、
電源ラインに直列に接続されるスイッチング素子を有し
ない。このため、スイッチング素子がスイッチング動作
を停止して、オフの状態にあるときに、入力電圧がその
まま出力されてしまう。更に、出力端が短絡された場合
または過負荷となった場合に過電流保護ができないこと
や、平滑コンデンサに突入電流が流れ、電源電圧の瞬時
低下や整流回路の電気的破壊を招くこともあり、更に、
出力電圧が入力電圧よりも必ず高くなるため後段に許容
入力電圧の高いDCーDCコンバータを必要とすること
等の不具合を生じる。However, the above conventional power supply device has the following problems. First, in the boost type power supply device, the switching element is connected only between the power supply lines,
It does not have a switching element connected in series to the power supply line. Therefore, when the switching element stops the switching operation and is in the off state, the input voltage is output as it is. In addition, if the output terminal is short-circuited or overloaded, overcurrent protection may not be possible, or inrush current may flow through the smoothing capacitor, causing a momentary drop in the power supply voltage or electrical breakdown of the rectifier circuit. , In addition,
Since the output voltage is always higher than the input voltage, a problem such as requiring a DC-DC converter with a high allowable input voltage in the subsequent stage occurs.
【0006】次に、昇降圧形電源装置は、変換トランス
によって入力端と出力端とが絶縁されるため、昇圧形電
源装置と異なって、電源ラインに直列に接続されるスイ
ッチング素子がないことに起因する問題点は生じない。
しかし、全てのエネルギーを、変換トランスを介して伝
送しなければならない。このため、エネルギー変換効率
の低下、回路自体の大型化を招来する。Next, in the step-up / down power supply device, since the input end and the output end are insulated by the conversion transformer, unlike the step-up power supply device, there is no switching element connected in series to the power supply line. There is no problem caused by it.
However, all the energy has to be transmitted via the conversion transformer. Therefore, the energy conversion efficiency is lowered and the circuit itself is increased in size.
【0007】特開平2ー307365号公報の電源装置
は、2つのスイッチング素子を複雑にオン、オフ制御す
る必要があるため、制御が困難である。また、2つのス
イッチング素子及び2つのダイオードがチョークコイル
に直列に接続されているので、チョークコイルにエネル
ギーを蓄積するとき及びチョークコイルの蓄積エネルギ
ーを放出するときに電力損失が大きくなる。このため、
効率が低下する。In the power supply device disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 2-307365, it is difficult to control the two switching elements because they must be controlled to be turned on and off in a complicated manner. Further, since the two switching elements and the two diodes are connected in series with the choke coil, power loss increases when energy is stored in the choke coil and when stored energy is released from the choke coil. For this reason,
Efficiency is reduced.
【0008】[0008]
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、力率
を改善し得る電源装置を提供することである。An object of the present invention is to provide a power supply device capable of improving the power factor.
【0009】本発明のもう一つの課題は、効率の低下を
招くことなく、突入電流を抑制できる電源装置を提供す
ることである。Another object of the present invention is to provide a power supply device capable of suppressing an inrush current without lowering efficiency.
【0010】本発明のもう一つの課題は、広範囲の入力
電圧に対して、安定化された一定の出力電圧を得ること
の可能な電源装置を提供することである。Another object of the present invention is to provide a power supply device capable of obtaining a stable and constant output voltage for a wide range of input voltages.
【0011】本発明のもう一つの課題は、出力短絡時の
過電流保護を図り得る電源装置を提供することである。Another object of the present invention is to provide a power supply device capable of protecting an overcurrent when an output is short-circuited.
【0012】本発明のもう一つの課題は、変換トランス
の負担を軽減し、変換効率の高い電源装置を提供するこ
とである。Another object of the present invention is to provide a power supply device which reduces the load on the conversion transformer and has a high conversion efficiency.
【0013】本発明のもう一つの課題は、直列に入る回
路要素を減らし、損失の低減により効率を向上し得る電
源装置を提供することである。Another object of the present invention is to provide a power supply device capable of improving efficiency by reducing circuit elements that are connected in series and by reducing loss.
【0014】本発明のもう一つの課題は、専用のチョー
クコイルが不要であり、部品点数の減少、小型化及びコ
ストダウンに適した電源装置を提供することである。Another object of the present invention is to provide a power supply device which does not require a dedicated choke coil and is suitable for reducing the number of parts, downsizing and cost reduction.
【0015】[0015]
【課題を解決するための手段】上述した課題解決のた
め、本発明に係る電源装置は、第1のエネルギー伝送回
路と、第2のエネルギー伝送回路と、制御回路とを含
み、入力端から出力端に電力を伝送する。In order to solve the above problems, a power supply device according to the present invention includes a first energy transmission circuit, a second energy transmission circuit, and a control circuit, and outputs from an input end. Transfer power to the end.
【0016】前記第1のエネルギー伝送回路は、トラン
スと、第1のスイッチング素子とを含み、前記第1のス
イッチング素子が前記トランスの入力巻線に直列に接続
され、前記第1のスイッチング素子のオン期間に前記ト
ランスに蓄積されたエネルギーを、次のオフ期間に前記
トランスの出力巻線を通して、出力端に伝送する回路を
構成する。これは、本発明に係る電源装置が前述したフ
ライバック方式昇降圧型電源装置としての回路動作を含
むことを意味する。The first energy transfer circuit includes a transformer and a first switching element, the first switching element being connected in series to an input winding of the transformer, and the first switching element A circuit is configured to transfer the energy stored in the transformer during the on period to the output terminal through the output winding of the transformer during the next off period. This means that the power supply device according to the present invention includes the circuit operation as the flyback type buck-boost power supply device described above.
【0017】前記第2のエネルギー伝送回路は、第2の
スイッチング素子と、前記トランスの出力巻線とを含
む。前記第2のスイッチング素子及び前記出力巻線は、
入力端の一方から出力端の一方、負荷及び出力端の他方
を介して入力端の他方に戻る回路ループ内に挿入接続さ
れ、前記第2のスイッチング素子のオン時に前記出力巻
線を通して入力端から出力端にエネルギーを伝送する回
路を構成する。したがって、電源から供給されるエネル
ギーを出力端に伝送すると共に、第2のスイッチング素
子のオン期間にトランスに蓄積されたエネルギーを、次
のオフ期間に出力端に伝送することもできる。この場
合、トランスの出力巻線がチョークコイルとして兼用さ
れる。したがって、専用のチョークコイルが不要であ
り、部品点数の減少、小型化及びコストダウンが達成さ
れる。The second energy transfer circuit includes a second switching element and an output winding of the transformer. The second switching element and the output winding are
It is inserted and connected in a circuit loop that returns from one of the input ends to one of the output ends, the load and the other of the output ends to the other of the input ends, and passes from the input end through the output winding when the second switching element is turned on. A circuit for transmitting energy to the output end is configured. Therefore, the energy supplied from the power supply can be transmitted to the output end, and the energy stored in the transformer during the on period of the second switching element can be transmitted to the output end during the next off period. In this case, the output winding of the transformer is also used as the choke coil. Therefore, a dedicated choke coil is not required, and the number of parts can be reduced, downsizing and cost reduction can be achieved.
【0018】前記制御回路は、前記第1のスイッチング
素子及び前記第2のスイッチング素子のオン時間及びオ
ンのタイミングを制御する。この制御動作により、出力
電圧を一定にしたり、力率を改善したりする等の目的に
応じて適切な制御をすることができる。例えば、出力電
圧を一定に制御する場合は、出力電圧を監視し、出力電
圧が一定となるように、第1のスイッチング素子及び第
2のスイッチング素子のオンデューティを制御する。こ
れにより、入力電圧が目標出力電圧より高い場合でも、
低い場合でも、或いは等しい場合でも、一定の安定化さ
れた出力電圧を得ることができる。このため、広範囲の
入力電圧に対して、出力電圧を一定の値に調整できる。The control circuit controls the on-time and on-timing of the first switching element and the second switching element. With this control operation, appropriate control can be performed according to the purpose such as keeping the output voltage constant or improving the power factor. For example, when the output voltage is controlled to be constant, the output voltage is monitored, and the on-duty of the first switching element and the second switching element is controlled so that the output voltage becomes constant. This ensures that even if the input voltage is higher than the target output voltage,
A constant regulated output voltage can be obtained, whether low or equal. Therefore, the output voltage can be adjusted to a constant value for a wide range of input voltages.
【0019】また、第1のスイッチング素子及び第2の
スイッチング素子のオン時間及びオンのタイミングを制
御することにより、入力電圧がある限り、入力側から出
力側へのエネルギー伝送を連続的に行なわせることがで
きる。このため、全波整流出力等の連続的な入力電圧を
供給して、入力電流を連続的に流すことができる。これ
は力率改善の基礎を与える。Further, by controlling the on-time and on-timing of the first switching element and the second switching element, energy transfer from the input side to the output side can be continuously performed as long as the input voltage is present. be able to. Therefore, a continuous input voltage such as a full-wave rectified output can be supplied and an input current can be continuously supplied. This provides the basis for power factor improvement.
【0020】しかも、入力端から出力端へエネルギーを
伝送する場合、その全てのエネルギーを、トランスの入
力巻線と、出力巻線との電磁結合を介して伝送する必要
がなくなるので、トランスの負担が軽減され、変換効率
が上昇する。Moreover, when transmitting energy from the input end to the output end, it is not necessary to transmit all the energy through electromagnetic coupling between the input winding and the output winding of the transformer, so that the burden on the transformer is increased. Is reduced and the conversion efficiency is increased.
【0021】また、出力端が短絡された場合または過負
荷となった場合には、第1のスイッチング素子及び第2
のスイッチング素子のオンデューティを下げるか、また
はオフにすることにより、伝送エネルギーを低下させま
たは遮断し、出力短絡時の過電流保護を図ることができ
る。When the output terminal is short-circuited or overloaded, the first switching element and the second switching element
By reducing the on-duty of the switching element or turning it off, transmission energy can be reduced or cut off, and overcurrent protection at the time of output short circuit can be achieved.
【0022】また、第1のスイッチング素子及び第2の
スイッチング素子のオンデューティを下げることにより
出力電流を制限できるので、新たな回路を追加すること
なく平滑コンデンサへの突入電流を抑制することができ
る。Further, since the output current can be limited by lowering the on-duty of the first switching element and the second switching element, the inrush current to the smoothing capacitor can be suppressed without adding a new circuit. .
【0023】更に、第1のスイッチング素子及び第2の
スイッチング素子は、入力端から見ると並列になるか
ら、第1のスイッチング素子及び第2のスイッチング素
子が同時にオンしても、エネルギー伝送時の電流が分流
し、スイッチング素子による電力損失を低減できる。Further, since the first switching element and the second switching element are in parallel when viewed from the input end, even when the first switching element and the second switching element are turned on at the same time, the energy is not transmitted. The current is shunted, and the power loss due to the switching element can be reduced.
【0024】力率改善に適した具体的な回路として、制
御回路は、出力端子間に現れる出力電圧の検出信号およ
び第1のスイッチング素子に流れる電流の検出信号を入
力信号とし、出力電圧検出信号の位相を約90度移相さ
せ、移相後の信号を指令値として、移相後の信号と電流
検出信号とを比較し、その比較出力信号に基づいて第1
のスイッチング素子を制御する。As a concrete circuit suitable for improving the power factor, the control circuit uses the detection signal of the output voltage appearing between the output terminals and the detection signal of the current flowing through the first switching element as input signals, and outputs the output voltage detection signal. The phase is shifted by about 90 degrees, the signal after the phase shift is used as a command value, the signal after the phase shift and the current detection signal are compared, and the first based on the comparison output signal.
Control the switching element of.
【0025】[0025]
【実施例】図1は本発明に係る電源装置の回路図であ
る。本発明に係る電源装置は、入力端11、12と、出
力端21、22と、トランス3と、第1のスイッチング
素子4と、第2のスイッチング素子5と、第1のダイオ
ード6と、第2のダイオード7と、コンデンサ8と、制
御回路9とを含んでいる。入力端11、12には、整流
電圧または直流電圧が供給される。出力端21、22に
は、負荷が接続される。FIG. 1 is a circuit diagram of a power supply device according to the present invention. The power supply device according to the present invention includes input terminals 11 and 12, output terminals 21 and 22, a transformer 3, a first switching element 4, a second switching element 5, a first diode 6, and a first diode 6. It includes a diode 7 of 2, a capacitor 8 and a control circuit 9. A rectified voltage or a DC voltage is supplied to the input ends 11 and 12. A load is connected to the output terminals 21 and 22.
【0026】第1のエネルギー伝送回路は、トランス3
と、第1のスイッチング素子4と、第1のダイオード6
と、コンデンサ8とを含んで構成されている。トランス
3は、入力巻線31と、出力巻線32とを有している。
黒丸印は巻始めを示している。第1のスイッチング素子
4は、FET、バイポーラトランジスタ、サイリスタ、
トライアックまたはIGBT等の3端子素子、或いはそ
の他の制御極付半導体素子で構成され、その主電極回路
が入力巻線31に直列接続され、直列接続された回路が
入力端11、12に接続され、直列回路に流れる電流を
スイッチングする。第1のダイオード6は、出力巻線3
2に直列接続され、その直列回路が出力端21、22に
接続されている。第1のダイオード6の極性は、第1の
スイッチング素子4のオフ時に出力巻線32に発生する
電圧(フライバック電圧)に対して順方向となるように
方向付けられている。出力巻線32には、第1のスイッ
チング素子4のオフ時に、図示極性のフライバック電圧
V2が発生する。第1のダイオード6は、フライバック
電圧V2に対して順方向となる。The first energy transmission circuit is the transformer 3
, The first switching element 4, and the first diode 6
And a capacitor 8 are included. The transformer 3 has an input winding 31 and an output winding 32.
The black circle indicates the beginning of winding. The first switching element 4 is a FET, a bipolar transistor, a thyristor,
It is composed of a three-terminal element such as a triac or IGBT, or other semiconductor element with a control pole, its main electrode circuit is connected in series to the input winding 31, and the circuit connected in series is connected to the input terminals 11 and 12, Switches the current flowing in the series circuit. The first diode 6 is connected to the output winding 3
2 is connected in series, and the series circuit is connected to the output terminals 21 and 22. The polarity of the first diode 6 is oriented in a forward direction with respect to the voltage (flyback voltage) generated in the output winding 32 when the first switching element 4 is off. A flyback voltage V2 having the illustrated polarity is generated in the output winding 32 when the first switching element 4 is off. The first diode 6 is in the forward direction with respect to the flyback voltage V2.
【0027】第2のエネルギー伝送回路は、第2のダイ
オード7と、トランス3の出力巻線32と、第2のスイ
ッチング素子5と、更に、コンデンサ8とを含んで構成
されている。第2のダイオード7は、一端が第1のダイ
オード6の一端と同極の関係で接続されている。第2の
スイッチング素子5は、FET等の3端子素子であり、
その主電極回路が入力端11、12の側からみて、出力
巻線32、第2のダイオード7及びコンデンサ8と共
に、直列回路を構成している。実施例では、第2のダイ
オード7のアノードが入力端11に接続され、カソード
が出力巻線32及び第1のダイオード6のカソードに接
続されている。第1のダイオード6のアノードは、出力
端22に接続されている。第2のスイッチング素子5
は、入力端12と出力端22との間に接続されている。
コンデンサ8は、出力端21、22に並列に接続されて
いる。The second energy transfer circuit includes a second diode 7, an output winding 32 of the transformer 3, a second switching element 5, and a capacitor 8. One end of the second diode 7 is connected to one end of the first diode 6 in the same polar relationship. The second switching element 5 is a three-terminal element such as FET,
The main electrode circuit constitutes a series circuit together with the output winding 32, the second diode 7 and the capacitor 8 when viewed from the input ends 11 and 12. In the embodiment, the anode of the second diode 7 is connected to the input end 11, and the cathode is connected to the output winding 32 and the cathode of the first diode 6. The anode of the first diode 6 is connected to the output end 22. Second switching element 5
Are connected between the input end 12 and the output end 22.
The capacitor 8 is connected in parallel to the output terminals 21 and 22.
【0028】第1のダイオード6、コンデンサ8及び出
力巻線32は、エネルギー放出回路を構成し、第1のエ
ネルギー伝送回路及び第2のエネルギー伝送回路のエネ
ルギー伝送過程を通してトランス3に蓄積されたエネル
ギーを放出する。The first diode 6, the capacitor 8 and the output winding 32 constitute an energy emission circuit, and the energy stored in the transformer 3 through the energy transmission process of the first energy transmission circuit and the second energy transmission circuit. To release.
【0029】制御回路9は、第1のスイッチング素子4
及び第2のスイッチング素子5のオン時間及びオンのタ
イミングを制御する。これにより、出力電圧の安定化及
び力率改善を行なうことが可能になる。例えば、出力電
圧Voを一定にする場合は、出力端21、22の出力電
圧Voを入力条件Siとし、出力電圧Voと目標出力電
圧Vrとの偏差に応じたオン時間幅を有する第1の制御
信号S1を第1のスイッチング素子4に供給する。制御
回路9は、第1の制御信号S1がオフのときに第2のス
イッチング素子5がオンすることがあるように、第2の
制御信号S2を第2のスイッチング素子5に供給する。
第2のスイッチング素子5は、第1のスイッチング素子
4がオンしている時にオンしてもよいし、第1のスイッ
チング素子4がオフした時にオンしてもよい。要する
に、第1のスイッチング素子4及び第2のスイッチング
素子5は、制御モードに適したオン、オフ動作をすれば
よい。The control circuit 9 includes the first switching element 4
Also, the ON time and the ON timing of the second switching element 5 are controlled. This makes it possible to stabilize the output voltage and improve the power factor. For example, when the output voltage Vo is kept constant, the output voltage Vo of the output terminals 21 and 22 is set as the input condition Si, and the first control having the ON time width according to the deviation between the output voltage Vo and the target output voltage Vr. The signal S1 is supplied to the first switching element 4. The control circuit 9 supplies the second control signal S2 to the second switching element 5 so that the second switching element 5 may be turned on when the first control signal S1 is off.
The second switching element 5 may be turned on when the first switching element 4 is turned on, or may be turned on when the first switching element 4 is turned off. In short, the 1st switching element 4 and the 2nd switching element 5 should just perform the ON / OFF operation suitable for a control mode.
【0030】第1のスイッチング素子4及び第2のスイ
ッチング素子5のオン時間及びオンのタイミングを制御
することにより、入力電圧がある限り、入力側から出力
側へのエネルギー伝送を連続的に行なわせることができ
る。このため、全波整流出力等の連続的な入力電圧を供
給して、入力電流を連続的に流すことができる。これは
力率改善の基礎を与える。By controlling the on-time and on-timing of the first switching element 4 and the second switching element 5, energy transfer from the input side to the output side can be continuously performed as long as the input voltage is present. be able to. Therefore, a continuous input voltage such as a full-wave rectified output can be supplied and an input current can be continuously supplied. This provides the basis for power factor improvement.
【0031】次に、本発明に係る電源装置の具体的な動
作例を、図2のタイムチャートを参照して説明する。図
は入力電圧Viが出力電圧Voよりも低い場合、入力電
圧Viが目標出力電圧Voと等しい場合、入力電圧Vi
が目標出力電圧Voよりも高い場合のそれぞれについて
示してある。参照符号I1は第1のスイッチング素子4
を流れる電流、参照符号V1は第1のスイッチング素子
4の端子電圧、参照符号I2は第2のスイッチング素子
5に流れる電流、参照符号I4は第1のダイオード6に
流れる電流を示している。図2を参照して、図1に示し
た本発明に係る電源装置の作用を説明する。入力端1
1、12に供給される入力電圧Viと、出力端21、2
2に得るべき目標の出力電圧Voとの間の関係がVi<
Vo、Vi>Vo及びVi=Voである各場合につい
て、個別に説明する。Next, a specific operation example of the power supply device according to the present invention will be described with reference to the time chart of FIG. In the figure, when the input voltage Vi is lower than the output voltage Vo, when the input voltage Vi is equal to the target output voltage Vo, the input voltage Vi
Is higher than the target output voltage Vo. Reference numeral I1 is the first switching element 4
, Reference voltage V1 indicates a terminal voltage of the first switching element 4, reference numeral I2 indicates a current flowing through the second switching element 5, and reference numeral I4 indicates a current flowing through the first diode 6. The operation of the power supply device according to the present invention shown in FIG. 1 will be described with reference to FIG. Input end 1
The input voltage Vi supplied to the terminals 1 and 12 and the output terminals 21 and 2
The relationship between the target output voltage Vo to be obtained in 2 is Vi <
Each case of Vo, Vi> Vo, and Vi = Vo will be individually described.
【0032】a. Vi<Voの場合
第1のエネルギー伝送回路の動作は、次のように行なわ
れる。まず、時刻t1において、第1のスイッチング素
子4がオンし、電流I1が流れる。トランス3には、電
流I1に応じたエネルギーが蓄積される。この時、出力
巻線32には、黒丸印側が正極性となる電圧が発生す
る。第1のダイオード6は出力巻線32に発生する電圧
に対して逆方向となるから、電流I4は流れない。第2
のダイオード7も出力巻線32に発生する電圧に対して
逆方向となるから、出力端21、22から入力端11、
12への逆流を防止する。A. When Vi <Vo The operation of the first energy transfer circuit is performed as follows. First, at time t1, the first switching element 4 is turned on and the current I1 flows. Energy corresponding to the current I1 is accumulated in the transformer 3. At this time, a voltage having a positive polarity on the black circle side is generated in the output winding 32. Since the first diode 6 has a direction opposite to the voltage generated in the output winding 32, the current I4 does not flow. Second
Since the diode 7 is also in the opposite direction to the voltage generated in the output winding 32, the output terminals 21 and 22 to the input terminal 11,
Prevent backflow to 12.
【0033】次に、時刻t2において、第1のスイッチ
ング素子4がオフし、第2のスイッチング素子5がオン
する。第1のスイッチング素子4がオフになると、第1
のスイッチング素子4がオンした時に蓄積されたエネル
ギーに基づいて、出力巻線32に黒丸印側が負極性とな
るフライバック電圧V2が発生する。Next, at time t2, the first switching element 4 is turned off and the second switching element 5 is turned on. When the first switching element 4 is turned off, the first
Based on the energy accumulated when the switching element 4 is turned on, a flyback voltage V2 having a negative polarity on the black circle side is generated in the output winding 32.
【0034】第2のエネルギー伝送回路の動作を説明す
る。時刻t2において、第1のスイッチング素子4がオ
フし、第2のスイッチング素子5がオンになると、入力
端11→第2のダイオード7→出力巻線32→出力端2
1→負荷→出力端22→第2のスイッチング素子5→入
力端12により回路ループが形成され、電流I2が流れ
る。これにより、コンデンサ8が入力電圧Viとフライ
バック電圧V2とを加算した電圧まで充電され、それに
対応した出力電圧Voが出力端21、22に現れる。出
力電圧Voは、トランス3の巻数比をn、第1のスイッ
チング素子4のオンデューティをDとすると、
Vo=Vi+n・Vi・D/(1ーD)
となる。上記式から明らかなように、第1のスイッチン
グ素子4のオンデューティ比Dをコントロールすること
により、一定の出力電圧を得ることができる。入力電圧
とフライバック電圧との和が出力電圧となることから、
入力側から出力側へのエネルギー伝送の全てをトランス
3の入力巻線31及び出力巻線32の電磁結合を介して
行なう必要がなく、トランスの負担が軽減され、変換効
率が高くなる。また、トランスが小型化できる。The operation of the second energy transmission circuit will be described. At time t2, when the first switching element 4 is turned off and the second switching element 5 is turned on, the input terminal 11 → the second diode 7 → the output winding 32 → the output terminal 2
A circuit loop is formed by 1 → load → output end 22 → second switching element 5 → input end 12, and a current I2 flows. As a result, the capacitor 8 is charged to a voltage obtained by adding the input voltage Vi and the flyback voltage V2, and the corresponding output voltage Vo appears at the output terminals 21 and 22. The output voltage Vo is Vo = Vi + n · Vi · D / (1−D), where n is the turn ratio of the transformer 3 and D is the on-duty of the first switching element 4. As is clear from the above equation, a constant output voltage can be obtained by controlling the on-duty ratio D of the first switching element 4. Since the sum of the input voltage and the flyback voltage is the output voltage,
It is not necessary to perform all the energy transfer from the input side to the output side through the electromagnetic coupling of the input winding 31 and the output winding 32 of the transformer 3, the burden on the transformer is reduced, and the conversion efficiency is increased. In addition, the transformer can be downsized.
【0035】また、この場合は、第1のスイッチング素
子4は、オン期間が長く、第2のスイッチング素子5が
オンしている時に、次の周期に入り、オンする。このた
め、電流I4は流れない。Further, in this case, the first switching element 4 has a long ON period and when the second switching element 5 is ON, it enters the next cycle and is turned ON. Therefore, the current I4 does not flow.
【0036】b. Vi>Voの場合
第1のエネルギー伝送回路の動作は、上述した場合と同
様であるので、第2のエネルギー伝送回路の回路動作を
中心に述べる。第1のスイッチング素子4がt2時にオ
フになり、第2のスイッチング素子5がオンになると、
入力端11→第2のダイオード7→出力巻線32→出力
端21→負荷→出力端22→第2のスイッチング素子5
→入力端12により回路ループが形成され、電流I2が
流れる。トランス3には、第1のスイッチング素子4の
オン時に蓄積されたエネルギーと、第2のスイッチング
素子5のオン時に入力電圧Viと出力電圧Voとの差に
対応したエネルギーとが蓄積される。B. When Vi> Vo Since the operation of the first energy transfer circuit is similar to that described above, the circuit operation of the second energy transfer circuit will be mainly described. When the first switching element 4 is turned off at t2 and the second switching element 5 is turned on,
Input terminal 11 → second diode 7 → output winding 32 → output terminal 21 → load → output terminal 22 → second switching element 5
→ A circuit loop is formed by the input terminal 12, and the current I2 flows. The transformer 3 stores energy accumulated when the first switching element 4 is turned on and energy corresponding to the difference between the input voltage Vi and the output voltage Vo when the second switching element 5 is turned on.
【0037】時刻t3において、第2のスイッチング素
子5がオフになると、トランス3に蓄積されたエネルギ
ーが第1のダイオード6及び出力端21、22を介して
負荷側に放出され、電流I4が第1のダイオード6を流
れる。At time t3, when the second switching element 5 is turned off, the energy stored in the transformer 3 is released to the load side via the first diode 6 and the output terminals 21 and 22, and the current I4 becomes the first value. It flows through the diode 6 of 1.
【0038】この場合に得られる出力電圧Voは、トラ
ンス3の巻数比をn、第1のスイッチング素子4のオン
デューティをD、第2のスイッチング素子5のオンデュ
ーティをdとすると、
Vo=Vi(nD+d)/(1ーD)
となる。The output voltage Vo obtained in this case is Vo = Vi, where n is the turn ratio of the transformer 3, D is the on-duty of the first switching element 4, and d is the on-duty of the second switching element 5. (ND + d) / (1−D).
【0039】従って、第1のスイッチング素子4及び第
2のスイッチング素子5のオンデューティ比をコントロ
ールすることにより、一定の出力電圧を得ることができ
る。この場合も、入力端から出力端へエネルギーを伝送
する場合、その全てのエネルギーを、トランス3の入力
巻線31と、出力巻線32との電磁結合を介して伝送す
る必要がなくなるので、トランス3の負担が軽減され、
変換効率が高くなる。Therefore, a constant output voltage can be obtained by controlling the on-duty ratios of the first switching element 4 and the second switching element 5. Also in this case, when the energy is transmitted from the input end to the output end, it is not necessary to transmit all the energy through the electromagnetic coupling between the input winding 31 and the output winding 32 of the transformer 3, so that the transformer is not required. The burden of 3 is reduced,
Higher conversion efficiency.
【0040】c. Vi=Voの場合
第1のエネルギー伝送回路の動作は前述した通りであ
る。第1のスイッチング素子4がt2時にオフになる
と、第1のスイッチング素子4のオン中に蓄積されたエ
ネルギーにより、フライバック電圧V2が発生する。こ
の状態で、第2のスイッチング素子5がt2時にオンに
なると、入力端11→第2のダイオード7→出力巻線3
2→出力端21→負荷→出力端22→第2のスイッチン
グ素子5→入力端12により回路ループが形成され、電
流I2が流れる。電流I2は負荷電流となる。コンデン
サ8が入力電圧Vinで充電される。C. When Vi = Vo The operation of the first energy transfer circuit is as described above. When the first switching element 4 is turned off at t2, the flyback voltage V2 is generated by the energy stored while the first switching element 4 is on. In this state, when the second switching element 5 is turned on at t2, the input terminal 11 → the second diode 7 → the output winding 3
A circuit loop is formed by 2 → output end 21 → load → output end 22 → second switching element 5 → input end 12, and a current I2 flows. The current I2 becomes a load current. The capacitor 8 is charged with the input voltage Vin.
【0041】時刻t3において、第2のスイッチング素
子5がオフになると、トランス3に蓄積されたエネルギ
ーが、第1のダイオード6を通して放出され、電流I4
が第1のダイオード6を流れる。At time t3, when the second switching element 5 is turned off, the energy stored in the transformer 3 is released through the first diode 6 and the current I4
Flows through the first diode 6.
【0042】この場合に得られる出力電圧Voは、トラ
ンス3の巻数比をn、第1のスイッチング素子4のオン
デューティをD、第2のスイッチング素子5のオンデュ
ーティをdとすると、
Vo=n・Vi・D/(1ーDーd)
となる。The output voltage Vo obtained in this case is Vo = n, where n is the turn ratio of the transformer 3, D is the on-duty of the first switching element 4, and d is the on-duty of the second switching element 5.・ Vi ・ D / (1-Dd).
【0043】上記説明から理解できるように、入力電圧
Viが出力電圧Voよりも低い場合であっても、入力電
圧Viが出力電圧Voよりも高い場合であっても、第1
のスイッチング素子4及び第2のスイッチング素子5の
オンデューティ比をコントロールすることにより、一定
の出力電圧を得ることができる。このため、広範囲の入
力電圧Viに対して、出力電圧Voを一定の電圧に調整
できる電源装置が得られる。As can be understood from the above description, whether the input voltage Vi is lower than the output voltage Vo or the input voltage Vi is higher than the output voltage Vo, the first
A constant output voltage can be obtained by controlling the on-duty ratios of the switching element 4 and the second switching element 5. Therefore, it is possible to obtain the power supply device capable of adjusting the output voltage Vo to a constant voltage with respect to the input voltage Vi in a wide range.
【0044】また、入力電圧Viの全電圧範囲におい
て、入力電流となる電流(I1、I2)が流れる。この
ため、入力電圧Viが全波整流出力等の連続波 として
与えられた場合に、入力電流が連続的に流れることにな
り、力率改善の基礎を与えることができる。In addition, in the entire voltage range of the input voltage Vi, currents (I1, I2) as input currents flow. Therefore, when the input voltage Vi is given as a continuous wave such as a full-wave rectified output, the input current continuously flows, which can provide a basis for power factor improvement.
【0045】また、出力端21、22が過負荷となった
場合または短絡された場合には、第1のスイッチング素
子4及び第2のスイッチング素子5のオンデューティを
下げるまたはオフにすることにより、伝送エネルギーを
低下させまたは遮断し、出力短絡時の過電流保護を図る
ことができる。When the output terminals 21 and 22 are overloaded or short-circuited, the on-duty of the first switching element 4 and the second switching element 5 is reduced or turned off. It is possible to reduce or cut off the transmission energy and to protect against overcurrent when the output is short-circuited.
【0046】更に、第1のスイッチング素子4及び第2
のスイッチング素子5は、入力端11、12から見ると
並列になるから、第1のスイッチング素子4及び第2の
スイッチング素子5が同時にオンしても、エネルギー伝
送時の電流が分流し、スイッチング素子による電力損失
を低減できる。Furthermore, the first switching element 4 and the second switching element 4
Since the switching elements 5 are parallel when viewed from the input ends 11 and 12, even when the first switching element 4 and the second switching element 5 are turned on at the same time, the current for energy transmission is shunted and the switching elements The power loss due to can be reduced.
【0047】トランス3が蓄積エネルギーを放出する場
合は、第1のダイオード6または第2のダイオード7を
介して行なわれるが、同一の電流が2つのダイオードを
通して流れることはないので、ダイオードによる電力損
失を低減できる。When the transformer 3 releases the stored energy, it is performed through the first diode 6 or the second diode 7, but since the same current does not flow through the two diodes, the power loss by the diode is lost. Can be reduced.
【0048】また、制御回路9は、出力電圧Voと目標
出力電圧Vrとの偏差に応じたオン時間幅を有する第1
の制御信号S1を第1のスイッチング素子4に供給する
から、入力電圧Viと出力電圧Voの双方を監視するこ
となく、出力電圧Voを一定にすることができる。Further, the control circuit 9 has a first ON time width corresponding to the deviation between the output voltage Vo and the target output voltage Vr.
Since the control signal S1 of 1 is supplied to the first switching element 4, the output voltage Vo can be made constant without monitoring both the input voltage Vi and the output voltage Vo.
【0049】更に、制御回路9は、第1のスイッチング
素子4がオフしたときに、第2のスイッチング素子5を
オンさせ、一定時間経過後にオフさせるから、簡単な制
御で出力電圧Voを一定にすることができる。Further, since the control circuit 9 turns on the second switching element 5 when the first switching element 4 is turned off and turns it off after a certain period of time, the output voltage Vo is kept constant by a simple control. can do.
【0050】図3乃至図6は本発明に係る電源装置の別
の実施例を示す回路図である。図において、図1と同一
参照符号は同一性ある構成部分を示している。FIGS. 3 to 6 are circuit diagrams showing another embodiment of the power supply device according to the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG. 1 denote the same components.
【0051】図3の実施例では、第2のスイッチング素
子5が入力端11と第2のダイオード7のアノードとの
間に接続されている。第2のスイッチング素子5は、第
2のダイオード7、トランス3の出力巻線32及び出力
端21、22を介して入力端11、12に接続されてい
る。他は図1の実施例と同様である。In the embodiment of FIG. 3, the second switching element 5 is connected between the input end 11 and the anode of the second diode 7. The second switching element 5 is connected to the input ends 11 and 12 via the second diode 7, the output winding 32 of the transformer 3, and the output ends 21 and 22. Others are the same as the embodiment of FIG.
【0052】図4の実施例では、第1のスイッチング素
子4が入力端11と入力巻線31との間に接続されてい
る。他は図1の実施例と同様である。In the embodiment of FIG. 4, the first switching element 4 is connected between the input end 11 and the input winding 31. Others are the same as the embodiment of FIG.
【0053】図5の実施例では、トランス3の出力巻線
32の極性が逆になった場合を示している。出力巻線3
2は、正極性の電圧を発生する端子(黒丸印側の端子)
が出力端22に接続され、他端が第2のスイッチング素
子5に接続されている。第1のダイオード6は、アノー
ドが第2のスイッチング素子5に接続され、カソードが
出力端21に接続されている。第2のダイオード7は、
アノードが入力端11に接続され、カソードが出力端2
1に接続されている。出力巻線32の正極性の端子は出
力端22、負荷、出力端21を介して第1のダイオード
6のカソードに接続されており、他端は第1のダイオー
ド6のアノードに接続されている。トランス3及び第1
のダイオード6の極性は図1の実施例と同様である。ま
た、入力端11→第2のダイオード7→出力端21→負
荷→出力端22→出力巻線32→第2のスイッチング素
子5→入力端12により回路ループが構成される。The embodiment of FIG. 5 shows a case where the polarities of the output windings 32 of the transformer 3 are reversed. Output winding 3
2 is a terminal that generates a positive voltage (terminal on the black circle side)
Is connected to the output end 22, and the other end is connected to the second switching element 5. The first diode 6 has an anode connected to the second switching element 5 and a cathode connected to the output end 21. The second diode 7 is
The anode is connected to the input end 11, and the cathode is the output end 2
Connected to 1. The positive terminal of the output winding 32 is connected to the cathode of the first diode 6 via the output end 22, the load, and the output end 21, and the other end is connected to the anode of the first diode 6. . Transformer 3 and first
The polarity of the diode 6 is the same as that of the embodiment of FIG. A circuit loop is formed by the input terminal 11 → the second diode 7 → the output terminal 21 → the load → the output terminal 22 → the output winding 32 → the second switching element 5 → the input terminal 12.
【0054】図6の実施例は、図5の実施例に対して、
第2のスイッチング素子5と第2のダイオード7とが入
れ代わっている。第1のダイオード6及び第2のダイオ
ード7は、アノードが共通接続されている何れの実施例
においても、図1に示した実施例と同様の作用効果を奏
する。The embodiment shown in FIG. 6 is different from the embodiment shown in FIG.
The second switching element 5 and the second diode 7 are replaced with each other. The first diode 6 and the second diode 7 have the same effects as the embodiment shown in FIG. 1 in any embodiment in which the anodes are commonly connected.
【0055】図7は本発明に係る電源装置の別の実施例
を示す回路図である。図において、図1と同一参照符号
は同一性ある構成部分を示している。図示するように、
この実施例では、全波整流回路111を有している。全
波整流回路111は交流入力Eiを全波整流し、全波整
流出力を入力端11、12に供給する。したがって、入
力端11、12には連続する入力電圧が与えられ、第1
のエネルー伝送回路に含まれる第1のスイッチング素子
4及び第2のエネルギー伝送回路に含まれる第2のスイ
ッチング素子5を、前述したように、入力電圧の全範囲
で入力電流が流れるように制御し、力率改善のための基
礎を与えることができる。コンデンサ112は第1のス
イッチング素子4及び第2のスイッチング素子5のスイ
ッチング動作に伴って発生するスイッチングノイズを吸
収するノイズフィルタである。平滑用コンデンサではな
いことに注意すべきである。FIG. 7 is a circuit diagram showing another embodiment of the power supply device according to the present invention. In the figure, the same reference numerals as those in FIG. 1 denote the same components. As shown,
In this embodiment, a full-wave rectifier circuit 111 is included. The full-wave rectifier circuit 111 full-wave rectifies the AC input Ei and supplies the full-wave rectified output to the input terminals 11 and 12. Therefore, a continuous input voltage is applied to the input terminals 11 and 12, and
As described above, the first switching element 4 included in the energy transfer circuit and the second switching element 5 included in the second energy transfer circuit are controlled so that the input current flows in the entire range of the input voltage. , Can give the basis for power factor improvement. The capacitor 112 is a noise filter that absorbs the switching noise generated by the switching operation of the first switching element 4 and the second switching element 5. Note that it is not a smoothing capacitor.
【0056】次に、力率改善に適した制御回路9の具体
例を、図8を参照して説明する。制御回路9には、出力
端子21ー22間に現れる出力電圧Voの検出信号Vd
および第1のスイッチング素子4に流れる電流I1の検
出信号Idが入力される。制御回路9において、出力電
圧Voの検出信号Vdと、基準電圧の差を増幅し、更
に、位相を約90度移相される。移相後の信号Vodと
電流I1の検出信号Idとが比較され、その比較出力信
号に基づいて第1のスイッチング素子4が制御される。Next, a specific example of the control circuit 9 suitable for improving the power factor will be described with reference to FIG. The control circuit 9 includes a detection signal Vd of the output voltage Vo appearing between the output terminals 21 and 22.
And the detection signal Id of the current I1 flowing through the first switching element 4 is input. In the control circuit 9, the difference between the detection signal Vd of the output voltage Vo and the reference voltage is amplified, and the phase is shifted by about 90 degrees. The signal Vod after the phase shift is compared with the detection signal Id of the current I1, and the first switching element 4 is controlled based on the comparison output signal.
【0057】実施例において、出力電圧Voは抵抗R
1、R2によって分圧され、その分圧電圧が、検出信号
Vdとして、抵抗R3を通して、誤差増幅器911の入
力端子(−)に供給される。誤差増幅器911の入力端
子(+)には基準電源912から基準電圧が与えられて
いる。誤差増幅器911は入出力端子(−)と出力端子
との間にコンデンサCoを有している。この誤差増幅器
911は、コンデンサCoと抵抗R3とで定まる時定数
Co・R3を積分時定数とする積分器として動作し、検
出信号Vdの位相を約90度移相させ、かつ、増幅した
出力Vodが得られる。出力Vodは次段に備えられた
比較器913の入力端子(−)に供給される。In the embodiment, the output voltage Vo is the resistance R
The voltage is divided by 1 and R2, and the divided voltage is supplied to the input terminal (−) of the error amplifier 911 as the detection signal Vd through the resistor R3. A reference voltage is applied from the reference power supply 912 to the input terminal (+) of the error amplifier 911. The error amplifier 911 has a capacitor Co between the input / output terminal (−) and the output terminal. The error amplifier 911 operates as an integrator having a time constant Co · R3 defined by the capacitor Co and the resistor R3 as an integration time constant, shifts the phase of the detection signal Vd by about 90 degrees, and amplifies the output Vod. Is obtained. The output Vod is supplied to the input terminal (−) of the comparator 913 provided in the next stage.
【0058】第1のスイッチング素子4に流れる電流I
1は、電流検出手段914によって検出される。電流検
出手段914は従来より周知の各種のセンサ類が使用で
きる。代表的にはカレントトランスである。電流検出手
段914によって得られた検出信号Idは、比較器91
3の入力端子(+)に供給される。従って、比較器91
3は、信号Vodと電流I1の検出信号Idとを比較
し、その比較出力に基づいて第1のスイッチング素子4
を制御する。比較器913と第1のスイッチング素子4
との間には、フリップフロップ915が挿入されてお
り、比較出力の有無に応じて、第1のスイッチング素子
4をオン、オフする制御信号S1が、第1のスイッチン
グ素子4に供給される。第1のスイッチング素子4がオ
フした後、第2のスイッチング素子5に制御信号S2が
供給され、それによって第2のスイッチング素子5が一
定の時間、オンとなる。The current I flowing through the first switching element 4
1 is detected by the current detection means 914. As the current detecting means 914, various kinds of conventionally known sensors can be used. It is typically a current transformer. The detection signal Id obtained by the current detecting means 914 is supplied to the comparator 91.
3 is supplied to the input terminal (+). Therefore, the comparator 91
3 compares the signal Vod with the detection signal Id of the current I1, and based on the comparison output, the first switching element 4
To control. Comparator 913 and first switching element 4
A flip-flop 915 is inserted between and, and a control signal S1 for turning on / off the first switching element 4 is supplied to the first switching element 4 depending on the presence / absence of a comparison output. After the first switching element 4 is turned off, the control signal S2 is supplied to the second switching element 5, so that the second switching element 5 is turned on for a certain period of time.
【0059】次に、図8に示した制御回路9を有する電
源装置の動作を、図9に示した波形図を参照して説明す
る。図9(a)は全波整流ダイオード111から出力さ
れる全波整流電圧V11の波形である。この全波整流電
圧V11は第1のスイッチング素子4及び第2のスイッ
チング素子5による前記スイッチング作用を受け、出力
端子21、22に取り出される。図9(b)は出力コン
デンサ8の端子で見た出力電圧Voの波形である。出力
電圧Voは、図9(a)に図示された全波整流電圧V1
1に対して、約90度の位相差を有する。Next, the operation of the power supply device having the control circuit 9 shown in FIG. 8 will be described with reference to the waveform chart shown in FIG. FIG. 9A shows the waveform of the full-wave rectified voltage V11 output from the full-wave rectified diode 111. The full-wave rectified voltage V11 receives the switching action of the first switching element 4 and the second switching element 5, and is taken out to the output terminals 21 and 22. FIG. 9B is a waveform of the output voltage Vo seen at the terminal of the output capacitor 8. The output voltage Vo is the full-wave rectified voltage V1 shown in FIG.
It has a phase difference of about 90 degrees with respect to 1.
【0060】出力電圧Voは抵抗R1、R2によって分
圧され、その分圧電圧が、検出信号Vdとして、誤差増
幅器911の入力端子(−)に供給される。誤差増幅器
911は、前述したように、コンデンサCoと抵抗R3
とで定まる時定数Co・R3を積分時定数とする積分器
として動作する。これにより、図9(c)に示すよう
に、誤差増幅器91から、検出信号Vdと、基準電圧と
の差を増幅し、更に位相を約90度移相させた出力Vo
dが得られる。出力Vodは次段に備えられた比較器9
13の入力端子(−)に供給される。The output voltage Vo is divided by the resistors R1 and R2, and the divided voltage is supplied to the input terminal (-) of the error amplifier 911 as the detection signal Vd. The error amplifier 911 includes the capacitor Co and the resistor R3 as described above.
It operates as an integrator having a time constant Co · R3 determined by and as an integration time constant. As a result, as shown in FIG. 9C, the error amplifier 91 amplifies the difference between the detection signal Vd and the reference voltage, and further shifts the phase by about 90 degrees to output Vo.
d is obtained. The output Vod is the comparator 9 provided in the next stage.
It is supplied to 13 input terminals (-).
【0061】一方、第1のスイッチング素子4のスイッ
チング動作によって、第1のスイッチング素子4及びト
ランス3の巻線31を含む回路ループに、図9(d)に
示すような電流I1が流れる。第1のスイッチング素子
4に流れる電流I1は、電流検出手段914によって検
出される。電流検出手段914によって得られた検出信
号Idは、比較器913の入力端子(+)に供給され
る。比較器913は、信号Vodと電流I1の検出信号
Idとを比較し、その比較出力信号に基づいて第1のス
イッチング素子4を制御する。実施例の場合、比較器9
13の出力Vcpは、電流検出信号Idが誤差増幅信号
Vodよりも小さい範囲で論理値0となり、電流検出信
号Idが誤差増幅信号Vodとほぼ等しくなると論理値
1になる。On the other hand, the switching operation of the first switching element 4 causes a current I1 as shown in FIG. 9D to flow in the circuit loop including the first switching element 4 and the winding 31 of the transformer 3. The current I1 flowing through the first switching element 4 is detected by the current detection means 914. The detection signal Id obtained by the current detection means 914 is supplied to the input terminal (+) of the comparator 913. The comparator 913 compares the signal Vod with the detection signal Id of the current I1, and controls the first switching element 4 based on the comparison output signal. In the case of the embodiment, the comparator 9
The output Vcp of 13 has a logical value of 0 in the range where the current detection signal Id is smaller than the error amplification signal Vod, and has a logic value of 1 when the current detection signal Id becomes substantially equal to the error amplification signal Vod.
【0062】比較器913と第1のスイッチング素子4
との間に備えられたフリップフロップ915は、比較出
力Vcpが論理値1になると、リセットされて、論理値
0のリセット出力を生じる。フリップフロップ915
は、また、比較出力Vcpが論理値0になった後、発振
器916から入力されるセット信号が論理値1になる
と、論理値1のセット信号を生じる。フリップフロップ
915の論理値0のリセット信号及び論理値1のセット
信号は、制御信号S1として、第1のスイッチング素子
4に供給される。Comparator 913 and first switching element 4
The flip-flop 915 provided between and is reset when the comparison output Vcp becomes the logical value 1 to generate the reset output having the logical value 0. Flip flop 915
Further, when the set signal input from the oscillator 916 becomes the logical value 1 after the comparison output Vcp becomes the logical value 0, the set signal having the logical value 1 is generated. The reset signal of logic 0 and the set signal of logic 1 of the flip-flop 915 are supplied to the first switching element 4 as the control signal S1.
【0063】第1のスイッチング素子4は、制御信号S
1が論理値1になるとオンし、制御信号S1が論理値0
になるとオフとなる。The first switching element 4 has a control signal S
1 turns on when the logical value becomes 1 and the control signal S1 becomes logical value 0
Will turn off.
【0064】フリップフロップ915が論理値0の制御
信号S2を出力し、その結果、第1のスイッチング素子
4がオフとなるタイミングは、電流検出手段914によ
って検出された検出信号Idが、誤差増幅器911から
出力される信号Vodとほぼ等しくなり、比較器913
の出力Vcpが論理値1になったタイミングである。従
って、第1のスイッチング素子4は、誤差増幅器911
から出力される信号Vodを指令値とし、第1のスイッ
チング素子4に流れる電流I1がこの指令値にほぼ等し
くなるタイミングで、第1のスイッチング素子4がオフ
となり、電流I1が遮断される。At the timing when the flip-flop 915 outputs the control signal S2 having a logical value of 0, and as a result, the first switching element 4 is turned off, the detection signal Id detected by the current detection means 914 is the error amplifier 911. Becomes almost equal to the signal Vod output from the comparator 913.
This is the timing when the output Vcp of becomes the logical value 1. Therefore, the first switching element 4 has the error amplifier 911.
The signal Vod output from the device is used as a command value, and the first switching element 4 is turned off and the current I1 is cut off at the timing when the current I1 flowing through the first switching element 4 becomes substantially equal to this command value.
【0065】電流検出手段914によって検出された検
出信号Idが、誤差増幅器911から出力される信号V
odよりも低い状態で、発振器916から供給されるセ
ット信号が論理値1となったとき、フリップフロップ9
15が再び論理値1の制御信号S1を出力し、第1のス
イッチング素子4がオンとなる。The detection signal Id detected by the current detecting means 914 is the signal V output from the error amplifier 911.
When the set signal supplied from the oscillator 916 has a logical value of 1 in a state lower than od, the flip-flop 9
15 outputs the control signal S1 having the logical value 1 again, and the first switching element 4 is turned on.
【0066】ここで、指令値となる信号Vodは、図9
(c)に示したように、図9(a)に示した全波整流電
圧V11と同相になっている。第1のスイッチング素子
4は、この信号Vodを指令値とし、この指令値に従っ
た電流I1を流すように制御される。この結果、電流I
1は図9(d)及び(e)に示すように、信号Vodと
同相となるように流れる。Here, the signal Vod serving as the command value is shown in FIG.
As shown in (c), it is in phase with the full-wave rectified voltage V11 shown in FIG. 9 (a). The first switching element 4 is controlled so that the signal Vod is used as a command value and a current I1 according to the command value is supplied. As a result, the current I
1 flows in the same phase as the signal Vod as shown in FIGS. 9 (d) and 9 (e).
【0067】全波整流回路111の出力側に流れる電流
Iは、第1のスイッチング素子4に流れる電流Iav
(図9(e))と、第2のスイッチング素子5に流れる
電流I2(図9(f))の和である。第2のスイッチン
グ素子5に流れる電流I2は、第2のスイッチング素子
5がオン幅一定で動作するので、図9(f)に示すよう
なものである。従って、全波整流回路111の出力側に
流れる電流Iは、図9(e)の電流Iavと、図9
(f)に示した電流I2とを加算して得られた図9
(g)に示したような波形になる。The current I flowing through the output side of the full-wave rectifier circuit 111 is the current Iav flowing through the first switching element 4.
(Fig. 9 (e)) and the current I2 (Fig. 9 (f)) flowing through the second switching element 5 are summed. The current I2 flowing through the second switching element 5 is as shown in FIG. 9 (f) because the second switching element 5 operates with a constant ON width. Therefore, the current I flowing to the output side of the full-wave rectification circuit 111 is the same as the current Iav in FIG.
FIG. 9 obtained by adding the current I2 shown in FIG.
The waveform is as shown in (g).
【0068】従って、全波整流回路111の交流入力側
に流れる電流Iacは、図9(h)に示すような連続す
る正弦波状になる。このため、力率が著しく改善され
る。Therefore, the current Iac flowing on the AC input side of the full-wave rectifier circuit 111 has a continuous sine wave shape as shown in FIG. 9 (h). Therefore, the power factor is significantly improved.
【0069】図8は図3に示した電源装置を基本にした
実施例を示しているが、図8の教示は図1、図3、図
4、図5、図6及び図7に示した電源装置にも適用でき
る。Although FIG. 8 shows an embodiment based on the power supply device shown in FIG. 3, the teaching of FIG. 8 is shown in FIGS. 1, 3, 4, 5, 6 and 7. It can also be applied to power supplies.
【0070】図10は本発明に係る電源装置の更に別の
実施例を示す電気回路図である。この実施例では、制御
回路9は、入力電圧Viの高低に応じて、第2のスイッ
チング素子5のオン時間幅を変化させるようになってい
る。その手段として、図10の実施例では、制御回路9
は、第1のスイッチング素子4を制御する第1の制御回
路91と、第2のスイッチング素子5を制御する第2の
制御回路92とを含んでおり、第2の制御回路92が、
入力電圧Viの高低に応じて、第2のスイッチング素子
5のオン時間幅を変化させるようになっている。第1の
制御回路91は図8に示した回路構成を有することがで
きる。FIG. 10 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the power supply device according to the present invention. In this embodiment, the control circuit 9 changes the ON time width of the second switching element 5 according to the level of the input voltage Vi. As the means, in the embodiment of FIG. 10, the control circuit 9
Includes a first control circuit 91 that controls the first switching element 4 and a second control circuit 92 that controls the second switching element 5, and the second control circuit 92
The ON time width of the second switching element 5 is changed according to the level of the input voltage Vi. The first control circuit 91 can have the circuit configuration shown in FIG.
【0071】第2のスイッチング素子5のオン時間をT
onとし、スイッチング周期をTとすると、
Vi・Ton/T=Vo
となる。The ON time of the second switching element 5 is set to T
If it is on and the switching cycle is T, then Vi · Ton / T = Vo.
【0072】入力電圧Viが出力電圧Voよりも低い領
域では、第2のスイッチング素子5のオン時間Tonを
長くし、昇圧コンバータとして動作する期間を長くする
ことにより、効率を向上させることができる。しかし、
上記式から明らかなように、第2のスイッチング素子5
のオン時間Tonが長くなると、出力電圧Voが高くな
りすぎ、出力安定化が困難になる。In a region where the input voltage Vi is lower than the output voltage Vo, the ON time Ton of the second switching element 5 is lengthened and the period of operation as the boost converter is lengthened to improve the efficiency. But,
As is clear from the above equation, the second switching element 5
When the ON time Ton of is long, the output voltage Vo becomes too high, which makes it difficult to stabilize the output.
【0073】出力電圧Voは、上記式から明らかなよう
に、(Vi・Ton/T)によって定まるから、入力電
圧Viが低い場合は、第2のスイッチング素子5のオン
時間Tonを長くし、昇圧コンバータとして動作する期
間を長くすることにより、効率を向上させる。図11は
入力電圧Viが低い場合の波形図を示している。図11
(a)は第1のスイッチング素子4のスイッチング波
形、(b)は第2のスイッチング素子5のスイッチング
波形である。図11(c)は第1のスイッチング素子4
のオン及びオフ時に第1のスイッチング素子4の端子間
に現れる電圧波形、(d)は第1のスイッチング素子4
に流れる電流I1の波形、(e)は第2のスイッチング
素子5に流れる電流I2の波形である。As is clear from the above equation, the output voltage Vo is determined by (Vi.Ton / T). Therefore, when the input voltage Vi is low, the ON time Ton of the second switching element 5 is lengthened and boosted. Efficiency is improved by prolonging the period of operation as a converter. FIG. 11 shows a waveform diagram when the input voltage Vi is low. Figure 11
(A) is a switching waveform of the first switching element 4, and (b) is a switching waveform of the second switching element 5. FIG. 11C shows the first switching element 4
Of the voltage waveform appearing between the terminals of the first switching element 4 at the time of turning on and off, FIG.
The waveform of the current I1 flowing in the second switching element 5 is shown in (e).
【0074】入力電圧Voが高い場合は、第2のスイッ
チング素子5のオン時間Tonを縮小させ、出力電圧V
oが過大とならないように制御する。図12は入力電圧
Viが高い場合の波形図を示している。図12(a)は
第1のスイッチング素子4のスイッチング波形、(b)
は第2のスイッチング素子5のスイッチングの波形であ
る。図12(c)は第1のスイッチング素子4のオン及
びオフ時に第1のスイッチング素子4の端子間に現れる
電圧波形、(d)は第1のスイッチング素子4に流れる
電流I1の波形、(e)は第2のスイッチング素子5に
流れる電流I2の波形である。When the input voltage Vo is high, the ON time Ton of the second switching element 5 is shortened and the output voltage V
Control so that o does not become excessive. FIG. 12 shows a waveform diagram when the input voltage Vi is high. FIG. 12A is a switching waveform of the first switching element 4, FIG.
Is a switching waveform of the second switching element 5. FIG. 12C is a voltage waveform appearing between the terminals of the first switching element 4 when the first switching element 4 is turned on and off, FIG. 12D is a waveform of the current I1 flowing through the first switching element 4, and FIG. ) Is the waveform of the current I2 flowing through the second switching element 5.
【0075】図11(b)と図12(b)との比較から
明らかなように、入力電圧Viが低くなった場合は、第
2のスイッチング素子5のオン時間Tonを長くする。
入力電圧Viが高くなった場合は、第2のスイッチング
素子5のオン時間Tonを短くする。第1の制御回路9
1は入力電圧Viを入力信号としており、入力電圧Vi
nに基づいて、オン時間Tonを制御できる。As is apparent from the comparison between FIG. 11B and FIG. 12B, when the input voltage Vi becomes low, the ON time Ton of the second switching element 5 is lengthened.
When the input voltage Vi becomes high, the ON time Ton of the second switching element 5 is shortened. First control circuit 9
1 has the input voltage Vi as an input signal, and the input voltage Vi
The on time Ton can be controlled based on n.
【0076】入力電圧Vi及び出力電圧Voは、前述し
たように、Vi・Ton/T=Voの関係を満たすか
ら、制御回路9は、出力電圧Voの高低に応じて、第2
のスイッチング素子5のオン時間幅Tonを制御するも
のであってもよい。Since the input voltage Vi and the output voltage Vo satisfy the relationship of Vi · Ton / T = Vo as described above, the control circuit 9 determines whether the output voltage Vo is high or low.
The ON time width Ton of the switching element 5 may be controlled.
【0077】図10は図1に示した電源装置を基本にし
た実施例を示しているが、図10の教示は図3、図4、
図5、図6及び図7に示した電源装置にも適用できる。FIG. 10 shows an embodiment based on the power supply device shown in FIG. 1. The teaching of FIG. 10 is shown in FIGS.
The power supply device shown in FIGS. 5, 6 and 7 can also be applied.
【0078】図13は本発明に係る電源装置の更に別の
実施例を示す電気回路図である。この実施例では、制御
回路9は、出力電圧Voが一定値に達するまで、第2の
スイッチング素子5の動作を禁止する。電源装置が動作
を停止している間は、出力コンデンサ8の蓄積電荷はほ
ぼゼロである。このため、もし、電源装置の起動と同時
に第2のスイッチング素子5をオンさせると、トランス
3に高い電圧が印加される。このことは、大型のトラン
スが必要であることを意味する。図13の実施例の場
合、制御回路9は、出力電圧Voが一定値に達するま
で、第2のスイッチング素子5の動作を禁止するから、
第2のスイッチング素子5がオンになる時には、既に、
出力コンデンサ8にかなりの電荷が蓄積されている。こ
のため、起動時にトランス3に加わる電圧を低くするこ
とができる。FIG. 13 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the power supply device according to the present invention. In this embodiment, the control circuit 9 inhibits the operation of the second switching element 5 until the output voltage Vo reaches a constant value. While the power supply device is not operating, the accumulated charge of the output capacitor 8 is almost zero. Therefore, if the second switching element 5 is turned on at the same time when the power supply device is activated, a high voltage is applied to the transformer 3. This means that a large transformer is needed. In the case of the embodiment shown in FIG. 13, the control circuit 9 prohibits the operation of the second switching element 5 until the output voltage Vo reaches a constant value.
By the time the second switching element 5 is turned on,
A considerable amount of charge is stored in the output capacitor 8. Therefore, the voltage applied to the transformer 3 at the time of startup can be lowered.
【0079】本実施例において、制御回路9は、第1の
スイッチング素子4を制御する第1の制御回路91と、
第2のスイッチング素子5を制御する第2の制御回路9
2とを含んでおり、第2の制御回路92が、出力電圧V
oが一定値に達するまで、第2のスイッチング素子5の
動作を禁止する。第2の制御回路92は、比較器922
によって、出力電圧Voの電圧信号Siと、基準電圧源
923の基準電圧と比較し、電圧信号Siが基準電圧よ
りも高くなった場合に、ANDゲート924から制御信
号S2を出力する。制御信号S2が出力されるまでは、
第2のスイッチング素子5は動作が禁止される。第1の
制御回路91は図8に示した回路構成を有することがで
きる。また、図13は図1に示した電源装置を基本にし
た実施例を示しているが、図13の教示は図3、図4、
図5、図6及び図7に示した電源装置にも適用できる。In the present embodiment, the control circuit 9 includes a first control circuit 91 for controlling the first switching element 4,
Second control circuit 9 for controlling the second switching element 5
2 and the second control circuit 92 outputs the output voltage V
The operation of the second switching element 5 is prohibited until o reaches a constant value. The second control circuit 92 includes a comparator 922.
Thus, the voltage signal Si of the output voltage Vo is compared with the reference voltage of the reference voltage source 923, and when the voltage signal Si becomes higher than the reference voltage, the AND gate 924 outputs the control signal S2. Until the control signal S2 is output,
The operation of the second switching element 5 is prohibited. The first control circuit 91 can have the circuit configuration shown in FIG. 13 shows an embodiment based on the power supply device shown in FIG. 1, the teaching of FIG. 13 is shown in FIGS.
The power supply device shown in FIGS. 5, 6 and 7 can also be applied.
【0080】図14は本発明に係る電源装置の更に別の
実施例を示す電気回路図である。制御回路9は、トラン
ス3に巻かれた第3の巻線33に生じる誘起電圧を補助
電源として用いる。この構成によれば、電源装置を小型
化できる。補助電源回路は、好ましくは、全波整流回路
34を備え、全波整流出力をコンデンサ35によって平
滑する。この補助電源回路によれば、安定化された補助
電源電圧を得ることができる。図示はされていないが、
制御回路9は、図8、図10及び図13に示した回路を
有することができる。また、図14は図1に示した電源
装置を基本にした実施例を示しているが、図14の教示
は図3、図4、図5、図6及び図7に示した電源装置に
も適用できる。FIG. 14 is an electric circuit diagram showing still another embodiment of the power supply device according to the present invention. The control circuit 9 uses the induced voltage generated in the third winding 33 wound around the transformer 3 as an auxiliary power supply. With this configuration, the power supply device can be downsized. The auxiliary power supply circuit preferably includes a full-wave rectification circuit 34, and the full-wave rectification output is smoothed by a capacitor 35. According to this auxiliary power supply circuit, a stabilized auxiliary power supply voltage can be obtained. Although not shown,
The control circuit 9 can have the circuits shown in FIGS. 8, 10 and 13. Although FIG. 14 shows an embodiment based on the power supply device shown in FIG. 1, the teaching of FIG. 14 applies to the power supply devices shown in FIGS. 3, 4, 5, 6, and 7. Applicable.
【0081】ところで、図1、図3〜図8、図10、図
13及び図14に示した電源装置において、第1のスイ
ッチング素子4がオンなる直前は、第1のスイッチング
素子4に高い電圧V1が印加されている。このため、第
1のスイッチング素子4がオンになった時のスイッチン
グ損失が大きくなり、効率が低下する。また、第1のス
イッチング素子4の接合容量に大きな電荷が蓄積され、
この蓄積電荷のために第1のスイッチング素子4のター
ンオンスピードが遅くなる。この問題を解決するため、
制御回路9は、第1のスイッチング素子4がオンした後
と、オンする直前の2つの期間で、第2のスイッチング
素子をオンさせる。By the way, in the power supply apparatus shown in FIGS. 1, 3 to 8, 10, 13, and 14, a high voltage is applied to the first switching element 4 immediately before the first switching element 4 is turned on. V1 is applied. Therefore, the switching loss when the first switching element 4 is turned on becomes large, and the efficiency is reduced. In addition, a large charge is accumulated in the junction capacitance of the first switching element 4,
Due to this accumulated charge, the turn-on speed of the first switching element 4 becomes slow. To solve this problem,
The control circuit 9 turns on the second switching element in two periods after the first switching element 4 is turned on and immediately before it is turned on.
【0082】図15は第1のスイッチング素子4と第2
のスイッチング素子との動作タイミングを示す図であ
る。図15(a)は第1のスイッチング素子4のスイッ
チング波形、図15(b)は第2のスイッチング素子5
のスイッチング波形、図15(c)は第1のスイッチン
グ素子4に印加される電圧V1の波形、図15(d)は
第1のスイッチング素子4に流れる電流I1の波形をそ
れぞれ示している。FIG. 15 shows the first switching element 4 and the second switching element 4.
FIG. 6 is a diagram showing an operation timing with the switching element of FIG. FIG. 15A is a switching waveform of the first switching element 4, and FIG. 15B is a second switching element 5.
15C shows the waveform of the voltage V1 applied to the first switching element 4, and FIG. 15D shows the waveform of the current I1 flowing through the first switching element 4.
【0083】第2のスイッチング素子5は、図15
(a)及び(b)の比較から明らかなように、第1のス
イッチング素子4がオンした後と、オンする直前の2つ
の期間Ton1及びTon2で、オンとなる。第2のス
イッチング素子5が、第1のスイッチング素子4がオン
する直前の期間Ton2に、オンとなることにより、第
1のスイッチング素子4に印加される電圧V1が、図1
5(c)に示すように、△V1だけ低下する。電圧V1
は、トランス3のリーケージインダクタンスのために、
実際には、図15(c)の点線P1に沿って低下する。
これにより、第1のスイッチング素子4のスイッチング
損失を低下させ、効率を向上させることができる。力率
を改善し得る電源装置を提供することである。The second switching element 5 is shown in FIG.
As is clear from the comparison between (a) and (b), the first switching element 4 is turned on during the two periods Ton1 and Ton2 immediately after the first switching element 4 is turned on and immediately before the first switching element 4 is turned on. When the second switching element 5 is turned on in the period Ton2 immediately before the first switching element 4 is turned on, the voltage V1 applied to the first switching element 4 becomes
As shown in FIG. 5 (c), it decreases by ΔV1. Voltage V1
Is due to the leakage inductance of the transformer 3,
Actually, it decreases along the dotted line P1 in FIG.
Thereby, the switching loss of the first switching element 4 can be reduced and the efficiency can be improved. An object is to provide a power supply device that can improve the power factor.
【0084】[0084]
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば次の
ような効果を得ることができる。
(a)効率の低下を招くことなく、突入電流を抑制でき
る電源装置を提供することができる。
(b)広範囲の入力電圧に対して、安定化された一定の
出力電圧を得ることの可能な電源装置を提供することが
できる。
(c)出力短絡時の過電流保護を図り得る電源装置を提
供することができる。
(d)変換トランスの負担を軽減し、変換効率の高い電
源装置を提供することができる。
(e)直列に入る回路要素を減らし、損失の低減により
効率を向上し得る電源装置を提供することができる。
(f)専用のチョークコイルが不要であり、部品点数の
減少、小型化及びコストダウンに適した電源装置を提供
することができる。As described above, according to the present invention, the following effects can be obtained. (A) It is possible to provide a power supply device that can suppress an inrush current without causing a reduction in efficiency. (B) It is possible to provide a power supply device that can obtain a stabilized and constant output voltage for a wide range of input voltages. (C) It is possible to provide a power supply device that can achieve overcurrent protection when the output is short-circuited. (D) It is possible to reduce the load on the conversion transformer and provide a power supply device with high conversion efficiency. (E) It is possible to provide a power supply device capable of improving efficiency by reducing circuit elements that are connected in series and reducing loss. (F) It is possible to provide a power supply device that does not require a dedicated choke coil and is suitable for reducing the number of parts, downsizing, and cost reduction.
【図1】本発明に係る電源装置の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a power supply device according to the present invention.
【図2】本発明に係る電源装置の動作を説明するタイム
チャートである。FIG. 2 is a time chart explaining the operation of the power supply device according to the present invention.
【図3】本発明に係る電源装置の別の実施例を示す回路
図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment of the power supply device according to the present invention.
【図4】本発明に係る電源装置の別の実施例を示す回路
図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing another embodiment of the power supply device according to the present invention.
【図5】本発明に係る電源装置の別の実施例を示す回路
図である。FIG. 5 is a circuit diagram showing another embodiment of the power supply device according to the present invention.
【図6】本発明に係る電源装置の別の実施例を示す回路
図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing another embodiment of the power supply device according to the present invention.
【図7】本発明に係る電源装置の別の実施例を示す回路
図である。FIG. 7 is a circuit diagram showing another embodiment of the power supply device according to the present invention.
【図8】本発明に係る電源装置の更に別の実施例を示す
回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram showing still another embodiment of the power supply device according to the present invention.
【図9】図8に示された電源装置の各部の電圧および電
流波形図である。9 is a voltage and current waveform diagram of each part of the power supply device shown in FIG.
【図10】本発明に係る電源装置の更に別の実施例を示
す回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing still another embodiment of the power supply device according to the present invention.
【図11】図10に示された電源装置における制御方法
の1つを説明する波形図である。11 is a waveform diagram illustrating one of control methods in the power supply device shown in FIG.
【図12】図10に示された電源装置における制御方法
のもう1つを説明する波形図である。12 is a waveform diagram illustrating another control method in the power supply device shown in FIG.
【図13】本発明に係る電源装置の更に別の実施例を示
す回路図である。FIG. 13 is a circuit diagram showing still another embodiment of the power supply device according to the present invention.
【図14】本発明に係る電源装置の更に別の実施例を示
す回路図である。FIG. 14 is a circuit diagram showing still another embodiment of the power supply device according to the present invention.
【図15】本発明に係る電源装置における制御方法の更
にもう1つを説明する波形図である。FIG. 15 is a waveform diagram illustrating still another control method in the power supply device according to the present invention.
11、12 入力端 21、22 出力端 3 トランス 31 入力巻線 32 出力巻線 4 第1のスイッチング素子 5 第2のスイッチング素子 6 第1のダイオード 7 第2のダイオード 8 コンデンサ 9 制御回路 Vi 入力電圧 Vo 出力電圧 S1 第1の制御信号 S2 第2の制御信号 11, 12 Input end 21, 22 Output end 3 transformers 31 input winding 32 output windings 4 First switching element 5 Second switching element 6 First diode 7 Second diode 8 capacitors 9 Control circuit Vi input voltage Vo output voltage S1 First control signal S2 Second control signal
Claims (11)
伝送回路と、第2のエネルギー伝送回路と、制御回路と
を含む電源装置であって、前記入力端は、直流電圧が供給される端であり、 前記第1のエネルギー伝送回路は、トランスと、第1の
スイッチング素子と、第1のダイオードと、コンデンサ
とを含んでおり、 前記第1のスイッチング素子は、前記トランスの入力巻
線に直列に接続されており、前記第1のダイオードは、前記第1のスイッチング素子
のオフ時に前記出力巻線に発生する電圧に対して順方向
となる方向性を有して、前記出力巻線と直列に接続さ
れ、その直列回路が前記出力端に導かれており、 前記コンデンサは、前記出力端間に接続されており、 前記第1のエネルギー伝送回路は、前記第1のスイッチ
ング素子のオン期間に前記トランスに蓄積されたエネル
ギーを、次のオフ期間に前記トランスの出力巻線を通し
て、前記入力端から前記出力端に伝送する回路を構成し
ており、 前記第2のエネルギー伝送回路は、第2のスイッチング
素子と、前記トランスの出力巻線と、第2のダイオード
とを含み、前記第2のスイッチング素子、前記出力巻線
及び前記第2のダイオードは、前記入力端の一方から前
記出力端の一方、負荷及び前記出力端の他方を通って前
記入力端の他方に戻る回路ループを構成し、前記第2のダイオードは、その一端が前記第1のダイオ
ードの一端と同極の関係で接続されており、 前記第2のエネルギー伝送回路は、前記第2のスイッチ
ング素子のオン時に前記出力巻線を通して前記入力端か
ら前記出力端にエネルギーを伝送する回路を構成してお
り、 前記制御回路は、前記第1のスイッチング素子及び前記
第2のスイッチング素子のオン時間及びオンのタイミン
グを制御する電源装置。1. A power supply device including an input end, an output end, a first energy transmission circuit, a second energy transmission circuit, and a control circuit, wherein the input end is supplied with a DC voltage. that is an end, said first energy transfer circuit includes a transformer, a first switching element, a first diode, a capacitor
And the first switching element is connected in series to the input winding of the transformer, and the first diode is connected to the first switching element.
Forward direction with respect to the voltage generated in the output winding when the
Is connected in series with the output winding.
The series circuit is led to the output end, the capacitor is connected between the output ends, and the first energy transfer circuit is configured such that the transformer is turned on while the first switching element is on. A circuit for transmitting the energy stored in the output terminal from the input terminal to the output terminal through the output winding of the transformer during the next off period, and the second energy transfer circuit includes a second switching element Element, output winding of the transformer, and second diode
And a second switching element, the output winding
And the second diode is connected from one of the input terminals to the front.
One serial output end, before through the other load and the output terminal
Constitutes a circuit loop back to the other serial input, the second diode, diode one end of the first
And the second energy transfer circuit transfers energy from the input end to the output end through the output winding when the second switching element is turned on. A power supply device that constitutes a circuit, wherein the control circuit controls an on-time and an on-timing of the first switching element and the second switching element.
て、 前記第1のダイオード及び前記出力巻線は、エネルギー
放出回路を構成し、前記第1のエネルギー伝送回路及び
前記第2のエネルギー伝送回路のエネルギー伝送過程を
通して前記トランスに蓄積されたエネルギーを放出する
電源装置。2. The power supply device according to claim 1, wherein the first diode and the output winding configure an energy emission circuit, and the first energy transmission circuit and the second energy are provided. A power supply device that discharges energy stored in the transformer through an energy transmission process of a transmission circuit.
て、 前記制御回路は、前記第1のスイッチング素子がオフの
ときに、前記第2のスイッチング素子がオンの期間を有
するように制御する電源装置。3. The power supply device according to claim 1, wherein the control circuit controls such that the second switching element has an ON period when the first switching element is OFF. Power supply.
て、 前記制御回路は、前記第1のスイッチング素子がオフし
たときに、前記第2のスイッチング素子をオンさせ、一
定時間経過後にオフさせる電源装置。4. The power supply device according to claim 3, wherein the control circuit turns on the second switching element when the first switching element turns off, and turns off after a lapse of a predetermined time. Power supply to let.
て、 全波整流回路を有し、前記全波整流回路が交流入力を整
流し、その整流出力を前記入力端に供給する電源装置。5. The power supply device according to claim 1, further comprising a full-wave rectifier circuit, wherein the full-wave rectifier circuit rectifies an AC input and supplies the rectified output to the input terminal. .
て、 前記制御回路は、前記出力端子間に現れる出力電圧の検
出信号および前記第1のスイッチング素子に流れる電流
の検出信号を入力信号とし、前記出力電圧検出信号の位
相を約90度移相させ、前記移相後の信号と前記電流検
出信号とを比較し、その比較出力信号に基づいて前記第
1のスイッチング素子を制御する電源装置。6. The power supply device according to claim 1, wherein the control circuit inputs a detection signal of an output voltage appearing between the output terminals and a detection signal of a current flowing through the first switching element as an input signal. The phase of the output voltage detection signal is shifted by about 90 degrees, the signal after the phase shift is compared with the current detection signal, and the power supply for controlling the first switching element based on the comparison output signal. apparatus.
て、 前記制御回路は、入力電圧の大小に応じて、前記第2の
スイッチング素子のオン時間幅を変化させる電源装置。7. The power supply device according to claim 1, wherein the control circuit changes the on-time width of the second switching element according to the magnitude of the input voltage.
て、 前記制御回路は、出力電圧の大小に応じて、前記第2の
スイッチング素子のオン時間幅を制御する電源装置。8. The power supply device according to claim 1, wherein the control circuit controls the on-time width of the second switching element according to the magnitude of the output voltage.
て、 前記制御回路は、出力電圧が一定値に達するまで、前記
第2のスイッチング素子の動作を禁止する電源装置。9. The power supply device according to claim 1, wherein the control circuit prohibits the operation of the second switching element until the output voltage reaches a constant value.
て、 前記制御回路は、前記トランスに巻かれた第3の巻線に
生じる誘起電圧を補助電源として用いる電源装置。10. The power supply device according to claim 1, wherein the control circuit uses an induced voltage generated in a third winding wound around the transformer as an auxiliary power supply.
て、 前記制御回路は、前記第1のスイッチング素子がオンし
た後と、オンする直前の2つの期間で、前記第2のスイ
ッチング素子をオンさせる電源装置。11. The power supply device according to claim 1, wherein the control circuit has the second switching element for two periods after the first switching element is turned on and immediately before the second switching element is turned on. Power supply to turn on.
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- 1995-06-13 JP JP14614295A patent/JP3463278B2/en not_active Expired - Fee Related
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