JP2010130881A - Switching power circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、スイッチング電源回路に関する。 The present invention relates to a switching power supply circuit.
蛍光灯等の電気機器へ直流電圧を供給するスイッチング電源において、効率向上や他の電気機器への影響を防ぐために力率改善が必要とされている。このスイッチング電源の力率改善のために様々な力率向上回路(PFC:Power Function Controllor)が考えられている。 In a switching power supply that supplies a DC voltage to an electric device such as a fluorescent lamp, power factor improvement is required in order to improve efficiency and prevent influence on other electric devices. In order to improve the power factor of the switching power supply, various power factor improvement circuits (PFC: Power Function Controller) have been considered.
図8に示すように、従来の昇圧チョッパ型電源100は、出力電圧Voutを基準電圧Vrefと比較するオペアンプ10、整流回路12の出力を減衰させるアッテネータ14、オペアンプ10とアッテネータ14の出力を乗算する乗算器16、スイッチング素子Qのドレイン−ソース間を流れる電流を抵抗Rsで電圧に変換した電圧値Vsと乗算器16の出力値との差分に応じて状態を変化させるコンパレータ18、チョークコイルLを流れる電流の変化を電圧に変換した電圧値Vcに応じて状態を変化させるコンパレータ20、コンパレータ18の出力をリセット端子に受け、コンパレータ20の出力をセット端子に受けるフリップ・フロップ22、及び、フリップ・フロップ22の出力を受けてスイッチング素子Qのゲート電圧を制御するドライブ回路24を含んで構成される。
As shown in FIG. 8, the conventional boost chopper
出力電圧Voutは定常状態ではほぼ一定の直流電圧となり、アッテネータ14からの出力は整流回路12の出力波形を受けて全波整流波形となるので、乗算器16の出力も全波整流波形となる。乗算器16の出力がコンパレータ18の基準電圧とされる。一方、スイッチング素子Qがオンのときに電圧Vsは増加し、オフのときに電圧Vsは0となる。この電圧Vsが乗算器16からの基準電圧に達するとフリップ・フロップ22にリセット信号が入力され、スイッチング素子Qはオフとされる。スイッチング素子QがオフになるとチョークコイルLに流れる電流が変化し、その変化に応じた電圧Vcがコンパレータ20に入力される。コンパレータ20の非反転端子(+)が反転端子(−)よりも高い電圧になると、フリップ・フロップ22にセット信号が入力され、スイッチング素子Qは再びオンとされる。このとき、乗算器16によりコンパレータ18の基準電圧を整流回路12の出力波形に対応する全波整流波形とすることによって導通角が広がり、昇圧チョッパ型電源100の力率を向上させることができる。また、コンパレータ20の入力を発振回路(OSC)に代えた回路構成も知られている。
The output voltage Vout is a substantially constant DC voltage in a steady state, and the output from the attenuator 14 receives the output waveform of the
また、特許文献1には、整流回路の出力電圧が最大値より極めて小さい場合にスイッチング素子のゲートを制御するパルス幅を減少させ、強制的にスイッチング素子をオフさせる異常発振抑止回路を含む昇圧型スイッチング電源が開示されている。 Patent Document 1 discloses a step-up type including an abnormal oscillation suppression circuit that reduces the pulse width for controlling the gate of the switching element and forcibly turns off the switching element when the output voltage of the rectifier circuit is extremely smaller than the maximum value. A switching power supply is disclosed.
ところで、従来の力率向上回路(PFC)には、スイッチング素子Qを強制的に発振させるための発振器26が設けられており、スイッチング電源回路の起動時にドライブ回路24を発振器26からの信号に応じて強制的に駆動させ、電源を発振させる機能が設けられている。
By the way, the conventional power factor improvement circuit (PFC) is provided with an
このような強制発振回路はスイッチング素子Qが軽負荷となった場合に機能するようにされているので、スイッチング素子Qが軽負荷となりスイッチング素子Qからの同期信号がなくなったときにも強制的に発振が行われる。このような発振は回路の効率低下や電圧上昇を招く原因となっていた。 Such a forced oscillation circuit is designed to function when the switching element Q is lightly loaded. Therefore, the forced oscillation circuit is forcibly even when the switching element Q becomes lightly loaded and the synchronization signal from the switching element Q is lost. Oscillation is performed. Such oscillation has caused a decrease in circuit efficiency and a voltage increase.
本発明の1つの態様は、コンデンサと、前記コンデンサと並列に接続されたトランス及び第1スイッチング素子の直列回路と、を備え、前記第1スイッチング素子をスイッチングすることによって、前記コンデンサから前記トランスの一次巻線に断続的に電流を流して、前記トランスの二次巻線側に発生する電圧を整流して出力電圧を得るスイッチング電源回路であって、ダイオードを介して前記コンデンサの一端に接続されたチョークコイルと、前記ダイオードと前記チョークコイルとの接続点と前記コンデンサの他端との間の接続をスイッチングする第2スイッチング素子と、前記第2スイッチング素子を強制的にスイッチングさせるための発振器と、を備え、前記第1スイッチング素子のスイッチング制御するためのドライブ信号を前記出力電圧に応じて変化させると共に、前記第2スイッチング素子のスイッチングを前記ドライブ信号によって制御し、前記ドライブ信号が予め定めた閾値以下のときに前記発振器による前記第2スイッチング素子のスイッチングを停止させるスイッチング電源回路である。 One aspect of the present invention includes a capacitor, and a series circuit of a transformer and a first switching element connected in parallel to the capacitor, and switching the first switching element, thereby switching the transformer from the capacitor. A switching power supply circuit that obtains an output voltage by rectifying a voltage generated on the secondary winding side of the transformer by intermittently passing a current through the primary winding, and is connected to one end of the capacitor via a diode. A choke coil, a second switching element for switching a connection between a connection point of the diode and the choke coil and the other end of the capacitor, and an oscillator for forcibly switching the second switching element; And a drive signal for controlling the switching of the first switching element. Switching that changes according to an output voltage, controls switching of the second switching element by the drive signal, and stops switching of the second switching element by the oscillator when the drive signal is equal to or lower than a predetermined threshold value It is a power supply circuit.
ここで、回路の始動時に、前記発振器からの発振信号を用いて前記第2スイッチング素子を強制的にスイッチングすることが好適である。 Here, it is preferable to forcibly switch the second switching element using an oscillation signal from the oscillator when starting the circuit.
ここで、前記第1スイッチング素子のオン時間と前記第2スイッチング素子のオン時間との増減を一致させるように制御することが好適である。 Here, it is preferable to control so that the increase / decrease in the on-time of the first switching element and the on-time of the second switching element coincide with each other.
また、前記第2スイッチング素子を流れる電流に応じて前記第2スイッチング素子のスイッチングを制御する回路を有することが好適である。例えば、前記第2スイッチング素子を流れる電流を過電流検出電圧に変換する抵抗と、前記過電流検出電圧に応じて前記ドライブ信号の前記第2スイッチング素子への入力を遮断する回路と、を備えることによって、前記第2スイッチング素子に過電流が流れた場合にそのスイッチングを停止させることが好適である。 In addition, it is preferable to have a circuit that controls switching of the second switching element in accordance with a current flowing through the second switching element. For example, a resistor that converts a current flowing through the second switching element into an overcurrent detection voltage, and a circuit that blocks input of the drive signal to the second switching element according to the overcurrent detection voltage. Therefore, it is preferable to stop the switching when an overcurrent flows through the second switching element.
前記チョークコイルに入力される電圧に応じて前記第2スイッチング素子のスイッチングを制御する回路を有することが好適である。例えば、前記チョークコイルに入力される電圧を抵抗分割して入力検出電圧に変換する抵抗と、前記入力検出電圧に応じて前記ドライブ信号の前記第2スイッチング素子への入力を遮断する回路と、を備えることによって、前記チョークコイルに入力される電圧が高くなった場合に前記第2スイッチング素子のスイッチングを停止させることが好適である。 It is preferable to have a circuit that controls switching of the second switching element in accordance with a voltage input to the choke coil. For example, a resistor that divides a voltage input to the choke coil and converts the divided voltage into an input detection voltage, and a circuit that blocks input of the drive signal to the second switching element according to the input detection voltage. By providing, it is preferable to stop the switching of the second switching element when the voltage input to the choke coil becomes high.
また、本発明におけるスイッチング電源回路は、RCC方式のスイッチング電源又は擬似共振方式又はPWM制御方式等のスイッチング電源としてもよい。 In addition, the switching power supply circuit in the present invention may be an RCC switching power supply, a quasi-resonant switching method, or a PWM control switching power supply.
さらに、前記第1スイッチング素子に流れる電流が所定値以上とならないように制御する過電流保護回路を備えてもよい。 Furthermore, an overcurrent protection circuit that controls the current flowing through the first switching element so as not to exceed a predetermined value may be provided.
本発明によれば、軽負荷時の回路の効率低下や電圧上昇を抑制したスイッチング電源を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the switching power supply which suppressed the efficiency fall and voltage rise of the circuit at the time of a light load can be provided.
本発明の実施の形態におけるスイッチング電源回路200は、図1のブロック図に示すように、整流回路30、チョークコイル32、ダイオード34、コンデンサ36、トランス38、スイッチング素子40、ドライブ回路42、調整回路44,二次側ダイオード46、二次側コンデンサ48、出力電圧検出回路50、力率向上回路(PFC回路)52及び強制発振停止回路56を含んで構成される。
As shown in the block diagram of FIG. 1, the switching
本実施の形態におけるスイッチング電源回路200は、PFC回路52と一般的なリンギング・チョーク・コンバータ(RCC)回路との組み合わせで構成される。
The switching
整流回路30は、ダイオードを4つ組み合わせて構成され、スイッチング電源回路200に入力される交流電源を全波整流して出力する。整流回路30は、その出力端子T1,T2間に直列に接続される突入電流防止抵抗を含んでもよい。また、整流回路30は、その出力端子T1,T2間に並列に接続される平滑コンデンサを含んでもよい。
The
整流回路30の出力端子T1は、チョークコイル32の一端に接続される。チョークコイル32の他端はダイオード34のアノードに接続される。ダイオード34のカソードはトランス38の一次巻線L1の一端に接続される。トランス38の一次巻線L1の他端はスイッチング素子40及び抵抗を介して出力端子T2に接続される。このようにして、整流回路30の出力端子T1とT2との間にチョークコイル32、ダイオード34、トランス38の一次巻線L1、スイッチング素子40及び抵抗を介した直列回路が構成される。また、ダイオード34のカソードと整流回路30の出力端子T2との間にはコンデンサ36が接続される。
The output terminal T1 of the
チョークコイル32とダイオード34との接合点は後述するPFC回路52によってスイッチング制御され、チョークコイル32とダイオード34とを介してコンデンサ36に印加される電圧を制御可能とされている。
A junction point between the
トランス38は、一次巻線L1と二次巻線L2との間で電磁的結合を構成し、一次巻線L1の端子間に印加される電圧の変化を二次巻線L2の端子間から出力される電圧に変換して出力する。また、トランス38は、一次巻線L1と帰還巻線L3との間で電磁的結合を構成し、一次巻線L1の端子間に印加される電圧の変化を帰還巻線L3の端子間から出力される電圧に変換して出力する。なお、帰還巻線L3の出力電圧はドライブ回路42によってスイッチング素子40のドライブ信号VDD(ゲート電圧)に変換される。
The
トランス38の二次巻線L2の一端には二次側ダイオード46のアノードが接続される。二次側ダイオード46のカソードにはスイッチング電源回路200の出力端子T3が接続される。トランス38の二次巻線L2の他端にはスイッチング電源回路200の出力端子T4が接続される。二次側コンデンサ48は、スイッチング電源回路200の出力端子T3及びT4の間に並列に接続される。
The anode of the
RCC回路では、スイッチング素子40によってコンデンサ36からトランス38の一次巻線L1に流れる電流が断続的にスイッチングされ、そのスイッチング動作に伴ってトランス38の二次巻線L2に発生した電圧が二次側ダイオード46及び二次側コンデンサ48によって整流され、スイッチング電源回路200の出力端子T3,T4間に出力される。
In the RCC circuit, the current flowing from the
出力電圧検出回路50は、出力端子T3及びT4間の出力電圧Voutに応じて制御電圧FBを調整回路44へ出力する。制御電圧FBは、スイッチング電源回路200の入力電圧が高くなったり、出力電圧が下がったりした場合にスイッチング素子40のゲートに印加されるドライブ信号VDDを制御するために用いられる。出力電圧検出回路50は、ツェナーダイオードと抵抗とを直列に接続して、出力電圧Voutを分圧して出力する回路により構成することができる。
The output
スイッチング素子40は、トランジスタを含んで構成される。トランス38の帰還巻線L3によってドライブ回路42にトランス38の順方向電圧を帰還させ、スイッチング素子40のゲートに印加されるドライブ信号VDDをドライブ回路42によって制御する。
The switching
ドライブ回路42は、図1に示すように、コンデンサCTとダイオードDTとの並列回路及び抵抗RTで構成することができる。トランス38の帰還巻線L3に発生した電圧は、コンデンサCTと抵抗RTとを介して出力される。また、コンデンサCTの両端の電圧がダイオードDTの順方向電圧に達すると、トランス38の帰還巻線L3に発生した電圧はダイオードDTを通じても出力される。ドライブ回路42の出力はドライブ信号VDDとしてスイッチング素子40のゲートに印加される。
As shown in FIG. 1, the
これによって、スイッチング素子40のドレイン電流Idがそのピーク値に到達するまでの時間だけスイッチング素子40がオン状態となるように制御され、トランス38の一次巻線L1及び二次巻線L2を介してスイッチング電源回路200の出力電圧Voutがほぼ一定に保持される。
As a result, the switching
また、調整回路44は、出力電圧検出回路50から出力された制御電圧FBに応じてスイッチング素子40のゲートに印加させるドライブ信号VDDを制御する。調整回路44は、図2に示すように、トランジスタQ1,Q2を含んで構成される。トランジスタQ1のドレインはスイッチング素子40のドレインに接続され、ソースは抵抗を介してトランジスタQ2のベースに接続される。また、トランジスタQ1のゲートにはドライブ信号VDDが印加される。トランジスタQ2のコレクタは、スイッチング素子40のゲート及びトランジスタQ1のゲートに接続され、ドライブ信号VDDが印加される。トランジスタQ2のエミッタはスイッチング素子40のソースに接続される。また、トランジスタQ2のベースには制御電圧FBが印加される。
The
このような構成により、トランジスタQ2のベースに印加された制御電圧FBが増加するとトランジスタQ2によってスイッチング素子40及びトランジスタQ1のゲートから電流が引き抜かれ、スイッチング素子40のゲートに印加されるドライブ信号VDDを低下させる。スイッチング電源回路200の入力電圧及び出力電圧の変化に伴って制御電圧FBは変化するので、スイッチング素子40のスイッチング動作をスイッチング電源回路200の入力電圧及び出力電圧に応じて制御することができる。これによって、スイッチング電源回路200の出力電圧Voutが一定となるように制御される。
With this configuration, when the control voltage FB applied to the base of the transistor Q2 increases, the transistor Q2 draws current from the switching
PFC回路52は、チョークコイル32とダイオード34との接続点と整流回路30の出力端子T2との間をスイッチングにより開閉するスイッチング素子Q3を含んで構成される。通常動作時には、フリップ・フロップ回路FFからの出力信号に応じて制御回路54はスイッチング素子Q3のスイッチング動作を制御する。
The
すなわち、ドライブ信号VDDはフリップ・フロップ回路FFのセット端子に入力され、ドライブ信号VDDが所定の閾値よりも高くなればフリップ・フロップ回路FFがセットされる。制御回路54は、フリップ・フロップ回路FFの出力端子Qからの出力信号を受けて、スイッチング素子Q3のゲートにハイレベルの電圧を印加し、スイッチング素子Q3をオン状態とする。これにより、チョークコイル32とダイオード34との接続点と整流回路30の出力端子T2との間が抵抗R02を介して接続される。
That is, the drive signal VDD is input to the set terminal of the flip-flop circuit FF, and the flip-flop circuit FF is set when the drive signal VDD becomes higher than a predetermined threshold value. The
一方、フリップ・フロップ回路FFのリセット端子には、ドライブ信号VDD、整流回路30の出力端子T1,T2間の出力電圧を抵抗R1L,R2Lによって抵抗分割して得られた入力検出電圧V1、及び、スイッチング素子Q3を流れる電流を抵抗R02により電圧に変換した過電流検出電圧V2の否、の論理積を入力とするアンド素子Aが設けられる。すなわち、ドライブ信号VDDが所定値より高く、入力検出電圧V1が所定値より高く、かつ過電流検出電圧V2が所定値より低くなった場合にフリップ・フロップ回路FFがリセットされる。制御回路54は、フリップ・フロップ回路FFの出力端子Qからの出力信号を受けて、スイッチング素子Q3のゲートにローレベルの電圧を印加し、スイッチング素子Q3をオフ状態とする。これにより、チョークコイル32とダイオード34との接続点と整流回路30の出力端子T2との間は切断される。
On the other hand, the reset terminal of the flip-flop circuit FF has a drive signal VDD, an input detection voltage V1 obtained by resistance-dividing the output voltage between the output terminals T1 and T2 of the
図3は、入力検出電圧V1が所定値より高く、過電流検出電圧V2が所定値より低い場合、すなわちリセット信号がロー(L)の場合についてのスイッチング素子40及びスイッチング素子Q3のゲート信号の変化を示した図である。スイッチング素子40及びスイッチング素子Q3共にドライブ信号VDDの変化に合わせてスイッチング制御される。
FIG. 3 shows changes in the gate signals of the switching
図4は、入力検出電圧V1が所定値より低くなる、又は、過電流検出電圧V2が所定値より高くなった場合、すなわちリセット信号がハイ(H)になる場合についてのスイッチング素子40及びスイッチング素子Q3のゲート信号の変化を示した図である。スイッチング素子40はドライブ信号VDDの変化に合わせてスイッチング制御されるが、入力検出電圧V1が所定値より低くなった場合、又は、過電流検出電圧V2が所定値より高くなった場合には異常な動作状態であるものとしてドライブ信号VDDに関わらずオフされる。
FIG. 4 shows the switching
このようにして、チョークコイル32を流れる電流をスイッチング素子Q3でスイッチングすることによって、ダイオード34を介してコンデンサ36に印加される充電電圧を調整する。
In this way, the charging voltage applied to the
すなわち、入力端子Tinから入力される交流電源電圧Vinが低い、又は、出力負荷電力が大きい場合、出力電圧検出回路50及び調整回路44によってスイッチング素子40のオン時間が増加するようにドライブ信号VDDが制御される。スイッチング素子40のオン時間が増加すると、スイッチング素子Q3のオン時間(Ton)も増加し、オフ時間(Toff)は低減する。
That is, when the AC power supply voltage Vin input from the input terminal Tin is low or the output load power is large, the drive signal VDD is set so that the ON time of the switching
チョークコイル32からダイオード34を介してコンデンサ36に印加される電圧VcはVc=(Ton+Toff)/Toff×(整流回路30の出力端子T1の電圧)と表されるので、スイッチング素子Q3のオフ時間(Toff)が減少すると電圧Vcは上昇する。
Since the voltage Vc applied from the
電圧Vcが上昇すると、出力電圧検出回路50及び調整回路44によってスイッチング素子40のオン時間を減少させて出力電圧が一定に保たれる。スイッチング素子40のオン時間が減少すると、スイッチング素子Q3のオン時間(Ton)も減少し、オフ時間(Toff)は増加する。これによって電圧Vcは低下する。
When the voltage Vc rises, the output
このようなスイッチング制御の繰り返しによって、通常動作時にはスイッチング素子40のスイッチング制御に同期させて電圧Vcを安定化させることができる。
By repeating such switching control, the voltage Vc can be stabilized in synchronization with the switching control of the switching
図5は、本実施の形態における力率の向上を示す図である。図5の実線がPFC回路52を設けた回路における入力電流波形であり、破線がPFC回路52を設けない回路における入力電流波形である。図より明らかなように、PFC回路52を設けた回路において電流の導通角が増加しており、力率が向上されている。
FIG. 5 is a diagram showing the improvement of the power factor in the present embodiment. The solid line in FIG. 5 is an input current waveform in a circuit in which the
また、図6は、本実施の形態における出力電圧の時間変化を示す図である。図6の実線がPFC回路52を設けた回路における出力電圧の時間変化であり、破線がPFC回路52を設けない回路における出力電圧の時間変化である。図より明らかなように、PFC回路52を設けた回路はPFC回路52を設けない場合と同様に安定した出力電圧を得ることができる。
Moreover, FIG. 6 is a figure which shows the time change of the output voltage in this Embodiment. The solid line in FIG. 6 represents the time change of the output voltage in the circuit provided with the
また、図7は、本実施の形態におけるコンデンサ36の端子電圧の時間変化を示す図である。図7の実線がPFC回路52を設けた回路における端子電圧Vcの時間変化であり、破線がPFC回路52を設けない回路における端子電圧Vcの時間変化である。PFC回路52を設けた回路では、PFC回路52を設けない回路に比べて端子電圧Vcは約1.4倍上昇した。
Moreover, FIG. 7 is a figure which shows the time change of the terminal voltage of the capacitor |
次に、スイッチング電源回路200の起動時について説明する。スイッチング電源回路200の起動時には、制御回路54は起動制御信号を外部から受けて、発振器Xから出力される所定の発振信号に応じてスイッチング素子Q3のスイッチング動作を制御する。
Next, the startup time of the switching
すなわち、制御回路54は、スイッチング電源回路200を起動させるための起動制御信号を受けると、通常動作時のフリップ・フロップ回路FFからの出力信号による制御から発振器Xからの出力信号による制御に切り替える。この状態において、制御回路54は、発振器Xの自己発振信号を受けて、その発振信号が所定の閾値以上である場合にスイッチング素子Q3のゲートにハイレベルの電圧を印加し、その発振信号が所定の閾値未満である場合にスイッチング素子Q3のゲートにローレベルの電圧を印加する。これにより、スイッチング電源回路200の起動時において、出力を強制的に増加させることができる。
That is, when receiving the activation control signal for activating the switching
従来のスイッチング電源回路では、このような発振器Xによるスイッチング素子Q3のスイッチング制御はドライブ信号VDDが安定しない状態で行われるように構成されていた。すなわち、スイッチング電源回路の負荷が軽くなり、出力電圧Voutが所定値よりも小さくなり、スイッチング素子40の同期信号となるドライブ信号VDDが得られなくなった場合にも強制的に発振器Xからの出力信号による制御に切り替えられていた。
In the conventional switching power supply circuit, such switching control of the switching element Q3 by the oscillator X is performed in a state where the drive signal VDD is not stable. That is, when the load of the switching power supply circuit is lightened, the output voltage Vout becomes smaller than a predetermined value, and the drive signal VDD that becomes the synchronization signal of the switching
これに対して、本実施の形態におけるスイッチング電源回路200では、スイッチング電源回路200の起動時でない場合にドライブ信号VDDが低下した場合には強制的な発振を停止させる。
In contrast, the switching
具体的には、ドライブ信号VDDを平滑化して制御回路54へ制御信号STとして入力する強制発振停止回路56を設ければよい。強制発振停止回路56は、図1に示すように、ダイオード56a、ローパスフィルタ回路56b及びスイッチング素子56cを含んで構成することができる。
Specifically, a forced
強制発振停止回路56では、ダイオード56a及びローパスフィルタ回路56bによってドライブ信号VDDを平滑化し、スイッチング素子56cをオン/オフ制御する。ドライブ信号VDDを平滑化した信号がスイッチング素子56cのオン電圧以上である場合にはスイッチング素子56cはオン状態となり、そうでない場合にはスイッチング素子56cはオフ状態となる。
In the forced
制御回路54は、スイッチング素子56cがオン状態である場合にはフリップ・フロップ回路FFの出力に応じてスイッチング素子Q3を制御する。また、制御回路54は、スイッチング素子56cがオフ状態であるときにはスイッチング電源回路200の起動制御信号がオフからオンへと変更された場合には発振器Xの発振信号に応じてスイッチング素子Q3を制御し、スイッチング電源回路200の起動制御信号がオフからオンへと変更された場合でなければ発振器Xの発振信号に応じてスイッチング素子Q3を制御しない。
The
このように、出力電圧Voutが小さい場合にはスイッチング電源回路200の起動時以外は発振器Xによる制御を停止されることによって、軽負荷時の回路の効率低下や電圧上昇を抑制することができる。
In this way, when the output voltage Vout is small, the control by the oscillator X is stopped except when the switching
本実施の形態におけるPFC回路52は、RCC方式のスイッチング電源回路のみならず、擬似共振方式やPWM制御方式等の他のスイッチング電源回路にも適用することができる。
The
10 オペアンプ、12 整流回路、14 アッテネータ、16 乗算器、18 コンパレータ、20 コンパレータ、22 フリップ・フロップ、24 ドライブ回路、30 整流回路、32 チョークコイル、34 ダイオード、36 コンデンサ、38 トランス、40 スイッチング素子、42 ドライブ回路、44 過電流保護回路,46 二次側ダイオード、48 二次側コンデンサ、50 出力電圧検出回路、52 力率向上回路、54 制御回路、56 強制発振停止回路、100,200 スイッチング電源回路。 10 operational amplifiers, 12 rectifier circuits, 14 attenuators, 16 multipliers, 18 comparators, 20 comparators, 22 flip-flops, 24 drive circuits, 30 rectifier circuits, 32 choke coils, 34 diodes, 36 capacitors, 38 transformers, 40 switching elements, 42 drive circuit, 44 overcurrent protection circuit, 46 secondary side diode, 48 secondary side capacitor, 50 output voltage detection circuit, 52 power factor improvement circuit, 54 control circuit, 56 forced oscillation stop circuit, 100, 200 switching power supply circuit .
Claims (6)
前記第1スイッチング素子をスイッチングすることによって、前記コンデンサから前記トランスの一次巻線に断続的に電流を流して、前記トランスの二次巻線側に発生する電圧を整流して出力電圧を得るスイッチング電源回路であって、
ダイオードを介して前記コンデンサの一端に接続されたチョークコイルと、
前記ダイオードと前記チョークコイルとの接続点と前記コンデンサの他端との間の接続をスイッチングする第2スイッチング素子と、
前記第2スイッチング素子を強制的にスイッチングさせるための発振器と、を備え、
前記第1スイッチング素子のスイッチング制御するためのドライブ信号を前記出力電圧に応じて変化させると共に、前記第2スイッチング素子のスイッチングを前記ドライブ信号によって制御し、
前記ドライブ信号が予め定めた閾値以下のときに前記発振器による前記第2スイッチング素子のスイッチングを停止させることを特徴とするスイッチング電源回路。 A capacitor, and a series circuit of a transformer and a first switching element connected in parallel with the capacitor,
Switching that obtains an output voltage by switching the first switching element to intermittently flow current from the capacitor to the primary winding of the transformer and rectify the voltage generated on the secondary winding side of the transformer A power circuit,
A choke coil connected to one end of the capacitor via a diode;
A second switching element for switching a connection between a connection point between the diode and the choke coil and the other end of the capacitor;
An oscillator for forcibly switching the second switching element,
The drive signal for controlling the switching of the first switching element is changed according to the output voltage, and the switching of the second switching element is controlled by the drive signal,
A switching power supply circuit that stops switching of the second switching element by the oscillator when the drive signal is equal to or lower than a predetermined threshold value.
回路の始動時に、前記発振器からの発振信号を用いて前記第2スイッチング素子を強制的にスイッチングすることを特徴とするスイッチング電源回路。 The switching power supply circuit according to claim 1,
A switching power supply circuit for forcibly switching the second switching element by using an oscillation signal from the oscillator when starting the circuit.
前記第1スイッチング素子のオン時間と前記第2スイッチング素子のオン時間との増減を一致させるように制御することを特徴とするスイッチング電源回路。 The switching power supply circuit according to claim 1 or 2,
A switching power supply circuit, wherein the increase / decrease in the on-time of the first switching element and the on-time of the second switching element are matched.
前記第2スイッチング素子を流れる電流に応じて前記第2スイッチング素子のスイッチングを制御する回路を有することを特徴とするスイッチング電源回路。 A switching power supply circuit according to any one of claims 1 to 3,
A switching power supply circuit comprising a circuit for controlling switching of the second switching element in accordance with a current flowing through the second switching element.
前記チョークコイルに入力される電圧に応じて前記第2スイッチング素子のスイッチングを制御する回路を有することを特徴とするスイッチング電源回路。 A switching power supply circuit according to any one of claims 1 to 4,
A switching power supply circuit comprising a circuit for controlling switching of the second switching element in accordance with a voltage input to the choke coil.
前記第1スイッチング素子に流れる電流が所定値以上とならないように制御する過電流保護回路を備えることを特徴とするスイッチング電源回路。 A switching power supply circuit according to any one of claims 1 to 5,
A switching power supply circuit comprising: an overcurrent protection circuit that controls the current flowing through the first switching element so as not to exceed a predetermined value.
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