JP3428490B2 - ディジタル情報の無線伝送方法及び装置 - Google Patents
ディジタル情報の無線伝送方法及び装置Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル情報を
無線伝送するための方法及び装置に関するものである。
無線伝送するための方法及び装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】この種の無線伝送方法及び装置として、
現在、２．４ＧＨｚ帯スペクトル拡散通信波による無線
ＬＡＮがすでに実用化されているが、その伝送速度は２
Ｍbps以下のものが大部分である。しかし、端末機器の
ＣＰＵ性能の向上もあり、今後は画像やグラフィック等
のイメージ情報を含むアプリケーションの使用も増加し
ていくものと予想され、伝送速度のさらなる高速化が求
められている。この流れを受けて、ＩＥＥＥ８０２．１
１では、２．４ＧＨｚ帯スペクトル拡散通信波を用いた
現行の最大伝送速度２Ｍbps の標準に加えて、最大伝送
速度が１１Ｍbps となる新たな伝送方式の標準化が進め
られている。この新しい伝送方式はＣＣＫ方式と呼ば
れ、日本においても近く実用化される予定である。
現在、２．４ＧＨｚ帯スペクトル拡散通信波による無線
ＬＡＮがすでに実用化されているが、その伝送速度は２
Ｍbps以下のものが大部分である。しかし、端末機器の
ＣＰＵ性能の向上もあり、今後は画像やグラフィック等
のイメージ情報を含むアプリケーションの使用も増加し
ていくものと予想され、伝送速度のさらなる高速化が求
められている。この流れを受けて、ＩＥＥＥ８０２．１
１では、２．４ＧＨｚ帯スペクトル拡散通信波を用いた
現行の最大伝送速度２Ｍbps の標準に加えて、最大伝送
速度が１１Ｍbps となる新たな伝送方式の標準化が進め
られている。この新しい伝送方式はＣＣＫ方式と呼ば
れ、日本においても近く実用化される予定である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ただし、ＣＣＫ方式が
実用化されても実効的な最大スループットは５〜６Ｍbp
s 程度以下であり、１０Ｍbps の Ethernet と同様な環
境を無線ＬＡＮで実現するのは不可能である。また、高
品質なリアルタイム画像伝送を行うためには６Ｍbps 以
上のスループットが要求されるが、ＣＣＫ方式はこの基
準をかろうじて満足しているに過ぎず、その伝送速度は
十分であるとは言えない。このように、無線ＬＡＮの伝
送速度の高速化が求められているにもかかわらず、十分
な伝送速度が実現されていない背景には、電波法上の規
定による無線周波数帯域幅の制限およびスペクトル拡散
通信方式それ自体が周波数有効利用率の低い通信方式で
ある点が挙げられる。
実用化されても実効的な最大スループットは５〜６Ｍbp
s 程度以下であり、１０Ｍbps の Ethernet と同様な環
境を無線ＬＡＮで実現するのは不可能である。また、高
品質なリアルタイム画像伝送を行うためには６Ｍbps 以
上のスループットが要求されるが、ＣＣＫ方式はこの基
準をかろうじて満足しているに過ぎず、その伝送速度は
十分であるとは言えない。このように、無線ＬＡＮの伝
送速度の高速化が求められているにもかかわらず、十分
な伝送速度が実現されていない背景には、電波法上の規
定による無線周波数帯域幅の制限およびスペクトル拡散
通信方式それ自体が周波数有効利用率の低い通信方式で
ある点が挙げられる。
【０００４】日本国内においてスペクトル拡散通信シス
テムが使用できる無線周波数帯は、電波法により２．４
ＧＨｚ帯におけるバンド幅２６ＭＨｚの帯域と定められ
ている。このため、直接拡散（Direct Sequence ：Ｄ
Ｓ）方式におけるチップレート（chip rate ）の上限は
２６Ｍcps となる。ただし、チップレート２６Ｍcps は
理想ナイキストフィルタで帯域制限を行った場合の原理
的上限であり、実際のチップレートの上限はずっと低い
値となる。すなわち、２０Ｍcps 以上のチップレートの
信号をナイキストフィルタで帯域制限しようとすると、
Ｄ／Ａ変換器のサンプリング周波数は４０ＭＨｚとな
り、また、Ｄ／Ａ変換後の急峻な帯域制限も必要となる
ため、実際にはナイキストフィルタによる帯域制限は行
われず、Ｄ／Ａ変換後のアナログフィルタでベースバン
ドの帯域制限が行われている。この場合のチップレート
の上限は１１〜１２Ｍcps 程度である。ＩＥＥＥ８０
２．１１標準におけるチップレートは１１Ｍcpsであ
り、この条件を満足している。チップレートが１１Ｍcp
s のとき、スペクトル拡散を行わない場合の無線伝送速
度は、ＱＰＳＫ変調時で２２Ｍbps である。すなわち、
スペクトル拡散を行わない場合にはチップレートの２倍
の無線伝送速度が得られる。
テムが使用できる無線周波数帯は、電波法により２．４
ＧＨｚ帯におけるバンド幅２６ＭＨｚの帯域と定められ
ている。このため、直接拡散（Direct Sequence ：Ｄ
Ｓ）方式におけるチップレート（chip rate ）の上限は
２６Ｍcps となる。ただし、チップレート２６Ｍcps は
理想ナイキストフィルタで帯域制限を行った場合の原理
的上限であり、実際のチップレートの上限はずっと低い
値となる。すなわち、２０Ｍcps 以上のチップレートの
信号をナイキストフィルタで帯域制限しようとすると、
Ｄ／Ａ変換器のサンプリング周波数は４０ＭＨｚとな
り、また、Ｄ／Ａ変換後の急峻な帯域制限も必要となる
ため、実際にはナイキストフィルタによる帯域制限は行
われず、Ｄ／Ａ変換後のアナログフィルタでベースバン
ドの帯域制限が行われている。この場合のチップレート
の上限は１１〜１２Ｍcps 程度である。ＩＥＥＥ８０
２．１１標準におけるチップレートは１１Ｍcpsであ
り、この条件を満足している。チップレートが１１Ｍcp
s のとき、スペクトル拡散を行わない場合の無線伝送速
度は、ＱＰＳＫ変調時で２２Ｍbps である。すなわち、
スペクトル拡散を行わない場合にはチップレートの２倍
の無線伝送速度が得られる。
【０００５】一方、スペクトル拡散を行った場合の無線
伝送速度は、ＩＥＥＥ８０２．１１の現行標準によると
ＱＰＳＫ（Quadrature Phase-Shift Keying ）変調時で
２Ｍbps であり、近く策定される予定の新標準において
も１１Ｍbps である。これらの標準方式の伝送速度はチ
ップレートの各々（１／５．５）倍および（１／２）倍
となっている。ＩＥＥＥ８０２．１１標準の伝送方式
は、マルチパス耐性および耐狭帯域妨害性能を得るため
に無線伝送速度を犠牲にしており、このために十分な伝
送速度が得られなくなっている。
伝送速度は、ＩＥＥＥ８０２．１１の現行標準によると
ＱＰＳＫ（Quadrature Phase-Shift Keying ）変調時で
２Ｍbps であり、近く策定される予定の新標準において
も１１Ｍbps である。これらの標準方式の伝送速度はチ
ップレートの各々（１／５．５）倍および（１／２）倍
となっている。ＩＥＥＥ８０２．１１標準の伝送方式
は、マルチパス耐性および耐狭帯域妨害性能を得るため
に無線伝送速度を犠牲にしており、このために十分な伝
送速度が得られなくなっている。
【０００６】１０Ｍbps の Ethernet と同様な環境を無
線ＬＡＮで実現するためには、一般に１５Ｍbps 程度以
上の無線伝送速度が必要である。また、無線ＬＡＮ環境
下においてリアルタイムの画像伝送等の大きな伝送容量
を必要とするアプリケーションを使用するためには、２
０Ｍbps 以上の無線伝送速度が必要といわれている。と
ころが、現在すでに製品化されている無線ＬＡＮの無線
伝送速度は２Ｍbps程度である。また、伝送速度が最大
１１Ｍbps の新標準に準拠した無線ＬＡＮが製品化され
たとしても、上述の要求に応えることはできない。
線ＬＡＮで実現するためには、一般に１５Ｍbps 程度以
上の無線伝送速度が必要である。また、無線ＬＡＮ環境
下においてリアルタイムの画像伝送等の大きな伝送容量
を必要とするアプリケーションを使用するためには、２
０Ｍbps 以上の無線伝送速度が必要といわれている。と
ころが、現在すでに製品化されている無線ＬＡＮの無線
伝送速度は２Ｍbps程度である。また、伝送速度が最大
１１Ｍbps の新標準に準拠した無線ＬＡＮが製品化され
たとしても、上述の要求に応えることはできない。
【０００７】本発明は、以上のような問題点を解決する
ためになされたものであり、マルチパスが存在する無線
ＬＡＮ等の無線伝送系においても信号伝送速度がチップ
レートの２倍以上であり、２．４ＧＨｚ帯の２６ＭＨｚ
バンドを用いて２０Ｍbps 以上での高速高品質伝送を可
能とするディジタル情報の無線伝送方法及び装置を提供
することを目的とする。
ためになされたものであり、マルチパスが存在する無線
ＬＡＮ等の無線伝送系においても信号伝送速度がチップ
レートの２倍以上であり、２．４ＧＨｚ帯の２６ＭＨｚ
バンドを用いて２０Ｍbps 以上での高速高品質伝送を可
能とするディジタル情報の無線伝送方法及び装置を提供
することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に、本発明によるディジタル情報の無線伝送方法は、送
信側から、ディジタル情報により変調されスペクトル拡
散されていないベースバンドディジタル変調信号と自己
相関サイドローブが零となるスペクトル拡散符号系列と
をフレーム合成して得られる送信ベースバンド信号によ
り、無線周波を変調した被変調無線周波が無線伝送路に
送信され、受信側では、前記被変調無線周波を受信して
得られる受信ベースバンド信号から、前記スペクトル拡
散符号系列の受信信号と前記ベースバンドディジタル変
調信号の受信信号とを分離し、前記スペクトル拡散符号
系列の受信信号を逆拡散した逆拡散信号から取り出され
る前記無線伝送路の伝送路特性情報及び復調された受信
データ信号により、前記ベースバンドディジタル変調信
号の受信信号に判定帰還形波形等化を行った波形等化信
号を取り出し、 該波形等化信号を復調して前記送信側か
ら伝送された前記ディジタル情報の受信データ信号を得
るとともに、前記復調された受信データ信号として、用
いるように構成されている。本発明によるディジタル情
報の無線伝送方法において、受信側では、前記逆拡散信
号の平均値信号から前記無線伝送路のインパルス応答を
求め、前記ベースバンドディジタル変調信号の受信信号
における情報変調の各信号ベクトルに予め定めたしきい
値を上回る最初のピーク位置となる最初の到来波に対す
る該インパルス応答の推定値の複素共役を掛けてパイロ
ット同期検波信号を求めて、前記ベースバンドディジタ
ル変調信号の前記復調された受信データ信号に対応する
ように前記平均値信号から求められた各信号ベクトルと
前記インパルス応答の積の総和により符号間干渉をもと
め、該符号間干渉を前記パイロット同期検波信号から差
し引くことにより、前記判定帰還形波形等化を行うよう
に構成することができる。
に、本発明によるディジタル情報の無線伝送方法は、送
信側から、ディジタル情報により変調されスペクトル拡
散されていないベースバンドディジタル変調信号と自己
相関サイドローブが零となるスペクトル拡散符号系列と
をフレーム合成して得られる送信ベースバンド信号によ
り、無線周波を変調した被変調無線周波が無線伝送路に
送信され、受信側では、前記被変調無線周波を受信して
得られる受信ベースバンド信号から、前記スペクトル拡
散符号系列の受信信号と前記ベースバンドディジタル変
調信号の受信信号とを分離し、前記スペクトル拡散符号
系列の受信信号を逆拡散した逆拡散信号から取り出され
る前記無線伝送路の伝送路特性情報及び復調された受信
データ信号により、前記ベースバンドディジタル変調信
号の受信信号に判定帰還形波形等化を行った波形等化信
号を取り出し、 該波形等化信号を復調して前記送信側か
ら伝送された前記ディジタル情報の受信データ信号を得
るとともに、前記復調された受信データ信号として、用
いるように構成されている。本発明によるディジタル情
報の無線伝送方法において、受信側では、前記逆拡散信
号の平均値信号から前記無線伝送路のインパルス応答を
求め、前記ベースバンドディジタル変調信号の受信信号
における情報変調の各信号ベクトルに予め定めたしきい
値を上回る最初のピーク位置となる最初の到来波に対す
る該インパルス応答の推定値の複素共役を掛けてパイロ
ット同期検波信号を求めて、前記ベースバンドディジタ
ル変調信号の前記復調された受信データ信号に対応する
ように前記平均値信号から求められた各信号ベクトルと
前記インパルス応答の積の総和により符号間干渉をもと
め、該符号間干渉を前記パイロット同期検波信号から差
し引くことにより、前記判定帰還形波形等化を行うよう
に構成することができる。
【０００９】また、本発明によるディジタル情報の無線
伝送装置は、送信機が、プリアンブル期間に自己相関サ
イドロープが零となるスペクトル拡散符号をプリアンブ
ル信号として繰り返し出力するプリアンブル生成手段
と、送信データに対応しスペクトル拡散されていないＩ
Ｑ変調信号を出力する情報変調手段と、前記プリアンブ
ル信号と前記ＩＱ変調信号とを合成してフレーム変調信
号を得るためのフレーム合成手段と、前記フレーム変調
信号をアップコンバートするアップコンバート手段と、
アップコンバートされた通信波を送信するための送信ア
ンテナとを備え、受信機が、伝送信号を受信する受信ア
ンテナと、前記受信アンテナで受信した受信信号をダウ
ンコンバートしてベースバンドＩＱ信号に変換するダウ
ンコンバート手段と、前記ベースバンドＩＱ信号をＡＤ
変換するためのＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段から
出力されるディジタルＩＱ信号から前記スペクトル拡散
符号の逆拡散信号を得るためのマッチドフィルタ手段
と、前記マッチドフィルタ手段から出力される逆拡散信
号から波形等化に必要な伝送路特性情報を前記プリアン
ブル期間に対応して得るための伝送路特性抽出手段と、
前記伝送路特性情報及び復調された受信データ信号によ
り前記送信データに対応する前記ディジタルＩＱ信号を
波形等化するための判定帰還形波形等化手段と、前記判
定帰還形波形等化手段から出力される波形等化信号を復
調して受信データ信号を取り出し前記復調された受信デ
ータ信号として前記判定帰還形波形等化手段に与えるた
めの復調手段を備えるように構成されている。
伝送装置は、送信機が、プリアンブル期間に自己相関サ
イドロープが零となるスペクトル拡散符号をプリアンブ
ル信号として繰り返し出力するプリアンブル生成手段
と、送信データに対応しスペクトル拡散されていないＩ
Ｑ変調信号を出力する情報変調手段と、前記プリアンブ
ル信号と前記ＩＱ変調信号とを合成してフレーム変調信
号を得るためのフレーム合成手段と、前記フレーム変調
信号をアップコンバートするアップコンバート手段と、
アップコンバートされた通信波を送信するための送信ア
ンテナとを備え、受信機が、伝送信号を受信する受信ア
ンテナと、前記受信アンテナで受信した受信信号をダウ
ンコンバートしてベースバンドＩＱ信号に変換するダウ
ンコンバート手段と、前記ベースバンドＩＱ信号をＡＤ
変換するためのＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段から
出力されるディジタルＩＱ信号から前記スペクトル拡散
符号の逆拡散信号を得るためのマッチドフィルタ手段
と、前記マッチドフィルタ手段から出力される逆拡散信
号から波形等化に必要な伝送路特性情報を前記プリアン
ブル期間に対応して得るための伝送路特性抽出手段と、
前記伝送路特性情報及び復調された受信データ信号によ
り前記送信データに対応する前記ディジタルＩＱ信号を
波形等化するための判定帰還形波形等化手段と、前記判
定帰還形波形等化手段から出力される波形等化信号を復
調して受信データ信号を取り出し前記復調された受信デ
ータ信号として前記判定帰還形波形等化手段に与えるた
めの復調手段を備えるように構成されている。
【００１０】
【発明の実施の形態】本発明によるディジタル情報の無
線伝送方法及び装置では、送信側から、ディジタル情報
により変調されたベースバンドディジタル変調信号と自
己相関サイドローブが零となるスペクトル拡散符号系列
とをフレーム合成して送信ベースバンド信号を作成し、
この送信ベースバンド信号により、無線周波を変調した
被変調無線周波が無線伝送路に送信される。また、受信
側では、前記被変調無線周波を受信して得られる受信ベ
ースバンド信号から、前記スペクトル拡散符号系列の受
信信号と前記ベースバンドディジタル変調信号の受信信
号とを分離し、前記スペクトル拡散符号系列の受信信号
を逆拡散した逆拡散信号から取り出される前記無線伝送
路の伝送路特性情報により前記ベースバンドディジタル
変調信号の受信信号の波形等化をした波形等化信号を復
調して前記送信側から伝送された前記ディジタル情報の
受信データ信号を得るようにしている。このような構成
により、ベースバンドディジタル変調信号自体は、スペ
クトル拡散をしないためにその伝送速度は低下せずに伝
送され、そのベースバンドディジタル変調信号と同一フ
レームで伝送されたスペクトル拡散符号系列が影響をう
ける無線伝送路の伝送路特性の情報を、受信されたスペ
クトル拡散符号系列の逆拡散信号から取り出して、受信
されたベースバンドディジタル変調信号の波形をその取
り出された伝送路特性情報を用いて等化処理することに
より、マルチパスの如き伝送路によるベースバンドディ
ジタル変調信号の信号品質の劣化を効果的に抑制するこ
とが可能となる。従って、高品質，高速度のディジタル
情報の無線伝送が本発明により実現されることになる。
線伝送方法及び装置では、送信側から、ディジタル情報
により変調されたベースバンドディジタル変調信号と自
己相関サイドローブが零となるスペクトル拡散符号系列
とをフレーム合成して送信ベースバンド信号を作成し、
この送信ベースバンド信号により、無線周波を変調した
被変調無線周波が無線伝送路に送信される。また、受信
側では、前記被変調無線周波を受信して得られる受信ベ
ースバンド信号から、前記スペクトル拡散符号系列の受
信信号と前記ベースバンドディジタル変調信号の受信信
号とを分離し、前記スペクトル拡散符号系列の受信信号
を逆拡散した逆拡散信号から取り出される前記無線伝送
路の伝送路特性情報により前記ベースバンドディジタル
変調信号の受信信号の波形等化をした波形等化信号を復
調して前記送信側から伝送された前記ディジタル情報の
受信データ信号を得るようにしている。このような構成
により、ベースバンドディジタル変調信号自体は、スペ
クトル拡散をしないためにその伝送速度は低下せずに伝
送され、そのベースバンドディジタル変調信号と同一フ
レームで伝送されたスペクトル拡散符号系列が影響をう
ける無線伝送路の伝送路特性の情報を、受信されたスペ
クトル拡散符号系列の逆拡散信号から取り出して、受信
されたベースバンドディジタル変調信号の波形をその取
り出された伝送路特性情報を用いて等化処理することに
より、マルチパスの如き伝送路によるベースバンドディ
ジタル変調信号の信号品質の劣化を効果的に抑制するこ
とが可能となる。従って、高品質，高速度のディジタル
情報の無線伝送が本発明により実現されることになる。
【００１１】
【実施例】図１は本発明の一実施例におけるスペクトル
拡散波を含む無線通信波の送信機のブロック構成図であ
る。図１において、プリアンブル生成回路１は送信パケ
ットのプリアンブル期間に動作し、自己相関サイドロー
ブが零となるスペクトル拡散符号をプリアンブル信号５
１として繰り返し出力する。送信パケットのデータ期間
には情報変調回路２が動作して、送信データに対応した
情報変調信号（ＩＱ変調信号）５２を出力する。フレー
ム合成回路３ではプリアンブル信号５１と情報変調信号
５２とのフレーム合成が行われ、フレーム合成信号５３
が出力される。フレーム合成信号５３はアップコンバー
ト回路４により無線周波数波５４に周波数変換され、送
信アンテナ５から送信される。
拡散波を含む無線通信波の送信機のブロック構成図であ
る。図１において、プリアンブル生成回路１は送信パケ
ットのプリアンブル期間に動作し、自己相関サイドロー
ブが零となるスペクトル拡散符号をプリアンブル信号５
１として繰り返し出力する。送信パケットのデータ期間
には情報変調回路２が動作して、送信データに対応した
情報変調信号（ＩＱ変調信号）５２を出力する。フレー
ム合成回路３ではプリアンブル信号５１と情報変調信号
５２とのフレーム合成が行われ、フレーム合成信号５３
が出力される。フレーム合成信号５３はアップコンバー
ト回路４により無線周波数波５４に周波数変換され、送
信アンテナ５から送信される。
【００１２】図２は本発明の一実施例におけるスペクト
ル拡散通信の受信機のブロック構成図である。図２にお
いて、受信アンテナ１１で受信された受信信号はダウン
コンバート回路１２において送信周波数とほぼ等しい周
波数でダウンコンバートされ、ベースバンドＩＱ信号６
１に周波数変換される。ベースバンドＩＱ信号６１はＡ
Ｄ変換回路１３においてＡＤ変換され、ディジタルＩＱ
信号６２となる。ディジタルＩＱ信号６２は２分岐さ
れ、一方はマッチドフィルタ回路１４に、他方は波形等
化回路１６に印加される。
ル拡散通信の受信機のブロック構成図である。図２にお
いて、受信アンテナ１１で受信された受信信号はダウン
コンバート回路１２において送信周波数とほぼ等しい周
波数でダウンコンバートされ、ベースバンドＩＱ信号６
１に周波数変換される。ベースバンドＩＱ信号６１はＡ
Ｄ変換回路１３においてＡＤ変換され、ディジタルＩＱ
信号６２となる。ディジタルＩＱ信号６２は２分岐さ
れ、一方はマッチドフィルタ回路１４に、他方は波形等
化回路１６に印加される。
【００１３】マッチドフィルタ回路１４はプリアンブル
期間に動作し、受信信号とプリアンブル期間に伝送され
る拡散符号との相関が求められる。自己相関サイドロー
ブが零となる拡散符号を使用しているので、マッチドフ
ィルタ回路１４からは伝送路のインパルス応答を１チッ
プ周期でサンプリングした信号が繰り返し出力される。
マッチドフィルタ回路１４から出力される逆拡散信号６
３は２分岐され、一方は伝送路特性抽出回路１５に、他
方は同期回路１８に印加される。
期間に動作し、受信信号とプリアンブル期間に伝送され
る拡散符号との相関が求められる。自己相関サイドロー
ブが零となる拡散符号を使用しているので、マッチドフ
ィルタ回路１４からは伝送路のインパルス応答を１チッ
プ周期でサンプリングした信号が繰り返し出力される。
マッチドフィルタ回路１４から出力される逆拡散信号６
３は２分岐され、一方は伝送路特性抽出回路１５に、他
方は同期回路１８に印加される。
【００１４】同期回路１８はプリアンブル期間に動作
し、受信信号に同期したチップクロック、シンボルクロ
ックおよびＡ／Ｄ変換クロックを出力する。Ａ／Ｄ変換
クロックは受信信号に同期したチップレートの２倍の周
波数のクロックである。逆拡散信号６３は拡散符号の１
シンボルを周期とする周期的な信号であるので、伝送路
特性抽出回路１５においては、まず逆拡散信号６３の平
均化処理が行われる。伝送路特性抽出回路１５において
は、さらに求まったマッチドフィルタ出力平均信号を用
いて波形等化に必要な波形等化情報信号６４を作成し出
力する。
し、受信信号に同期したチップクロック、シンボルクロ
ックおよびＡ／Ｄ変換クロックを出力する。Ａ／Ｄ変換
クロックは受信信号に同期したチップレートの２倍の周
波数のクロックである。逆拡散信号６３は拡散符号の１
シンボルを周期とする周期的な信号であるので、伝送路
特性抽出回路１５においては、まず逆拡散信号６３の平
均化処理が行われる。伝送路特性抽出回路１５において
は、さらに求まったマッチドフィルタ出力平均信号を用
いて波形等化に必要な波形等化情報信号６４を作成し出
力する。
【００１５】波形等化回路１６はディジタルＩＱ信号６
２と波形等化情報信号６４を受けて波形等化を行い、波
形等化信号６５を出力する。復調回路１７では波形等化
信号６５の復調が行われ、受信データ信号６６が出力さ
れる。判定帰還型の波形等化を行う場合には、受信デー
タ信号６６は波形等化回路１６にフィードバックされ
る。
２と波形等化情報信号６４を受けて波形等化を行い、波
形等化信号６５を出力する。復調回路１７では波形等化
信号６５の復調が行われ、受信データ信号６６が出力さ
れる。判定帰還型の波形等化を行う場合には、受信デー
タ信号６６は波形等化回路１６にフィードバックされ
る。
【００１６】図３は本発明の一実施例におけるスペクト
ル拡散通信の伝送パケットのフレーム構成である。図３
においては、ＰＬＣＰ（Phycical Layer Convergence P
rocedure）ヘッダ，ＵＷ（Unique Word ），ＣＲＣ（Cy
clic Redundancy Check ）等は省略している。図３に示
した例では、プリアンブル期間において符号長４の複素
拡散符号を繰り返し伝送している。チップレートを１１
Ｍcps とすると、プリアンブル期間のシンボルレートは
２．７５Ｍsps である。符号長が４で自己相関サイドロ
ーブが零となる複素拡散符号としては、例えば、
ル拡散通信の伝送パケットのフレーム構成である。図３
においては、ＰＬＣＰ（Phycical Layer Convergence P
rocedure）ヘッダ，ＵＷ（Unique Word ），ＣＲＣ（Cy
clic Redundancy Check ）等は省略している。図３に示
した例では、プリアンブル期間において符号長４の複素
拡散符号を繰り返し伝送している。チップレートを１１
Ｍcps とすると、プリアンブル期間のシンボルレートは
２．７５Ｍsps である。符号長が４で自己相関サイドロ
ーブが零となる複素拡散符号としては、例えば、
【００１７】
【数１】
がある。
【００１８】符号長４の複素拡散符号Ｃの自己相関関数
を図４に示す。複素拡散符号Ｃの自己相関サイドローブ
は零であり、かつ複素拡散符号Ｃの各チップの信号点配
置はＱＰＳＫ信号の信号点配置と等しい。一方、データ
期間においては、図３に示した例ではＱＰＳＫ信号をス
ペクトル拡散することなしにそのままの信号形式で伝送
している。ＱＰＳＫ信号のシンボルレートは１１Ｍsps
である。図３に示した伝送パケットにおいては、スペク
トル拡散信号と通常のＱＰＳＫ信号の両方が用いられて
いるが、その信号波形またはコンスタレーションは、す
べて１１Ｍsps 信号である。
を図４に示す。複素拡散符号Ｃの自己相関サイドローブ
は零であり、かつ複素拡散符号Ｃの各チップの信号点配
置はＱＰＳＫ信号の信号点配置と等しい。一方、データ
期間においては、図３に示した例ではＱＰＳＫ信号をス
ペクトル拡散することなしにそのままの信号形式で伝送
している。ＱＰＳＫ信号のシンボルレートは１１Ｍsps
である。図３に示した伝送パケットにおいては、スペク
トル拡散信号と通常のＱＰＳＫ信号の両方が用いられて
いるが、その信号波形またはコンスタレーションは、す
べて１１Ｍsps 信号である。
【００１９】以下では、波形等化回路１６として判定帰
還型の等化回路を使用する場合について、回路構成と動
作をさらに詳細に説明する。判定帰還型の等化回路を使
用する場合の受信機の全体構成を図５に示す。図５にお
いて、受信アンテナ１１で受信された受信信号はダウン
コンバート回路１２において送信周波数とほぼ等しい周
波数でダウンコンバートされ、ベースバンドＩＱ信号６
１に周波数変換される。ベースバンドＩＱ信号６１はＡ
Ｄ変換回路１３においてＡＤ変換され、ディジタルＩＱ
信号６２となる。ディジタルＩＱ信号６２は２分岐さ
れ、一方はマッチドフィルタ回路１４に、他方は波形等
化回路１６に印加される。
還型の等化回路を使用する場合について、回路構成と動
作をさらに詳細に説明する。判定帰還型の等化回路を使
用する場合の受信機の全体構成を図５に示す。図５にお
いて、受信アンテナ１１で受信された受信信号はダウン
コンバート回路１２において送信周波数とほぼ等しい周
波数でダウンコンバートされ、ベースバンドＩＱ信号６
１に周波数変換される。ベースバンドＩＱ信号６１はＡ
Ｄ変換回路１３においてＡＤ変換され、ディジタルＩＱ
信号６２となる。ディジタルＩＱ信号６２は２分岐さ
れ、一方はマッチドフィルタ回路１４に、他方は波形等
化回路１６に印加される。
【００２０】マッチドフィルタ回路１４はプリアンブル
期間に動作し、受信信号とプリアンブル期間に伝送され
るスペクトル拡散符号との相関が求められる。自己相関
サイドローブが零となるスペクトル拡散符号を使用する
ので、マッチドフィルタ回路１４からは伝送路のインパ
ルス応答を１チップ間隔でサンプリングした信号が４チ
ップ周期で繰り返し出力される。マッチドフィルタ回路
１４から出力される逆拡散信号６３は２分岐され、一方
は平均処理回路２１に、他方は同期回路１８に印加され
る。
期間に動作し、受信信号とプリアンブル期間に伝送され
るスペクトル拡散符号との相関が求められる。自己相関
サイドローブが零となるスペクトル拡散符号を使用する
ので、マッチドフィルタ回路１４からは伝送路のインパ
ルス応答を１チップ間隔でサンプリングした信号が４チ
ップ周期で繰り返し出力される。マッチドフィルタ回路
１４から出力される逆拡散信号６３は２分岐され、一方
は平均処理回路２１に、他方は同期回路１８に印加され
る。
【００２１】同期回路１８はプリアンブル期間に動作
し、受信信号に同期したチップクロック８４，シンボル
クロック８５およびＡ／Ｄ変換クロック８６を出力す
る。Ａ／Ｄ変換クロックは受信信号に同期したチップレ
ートの２倍の周波数のクロックである。本発明の一実施
例における同期回路１８のブロック構成を図１０に示
す。図１０において、逆拡散信号Ｉ成分６３−１および
逆拡散信号Ｑ成分６３−２の絶対値８０−１，８０−２
が絶対値回路３１−１および３１−２で各々求められ、
それらの和が加算回路３２で求められる。コンパレータ
回路３３では、加算回路３２から出力される逆拡散振幅
信号８１のしきい値判定が行われ、逆拡散振幅信号８１
がしきい値に満たない場合に“Ｌ”、しきい値以上のと
きに“Ｈ”となる相関ピーク信号８２が出力される。相
関ピーク信号８２は拡散符号の１シンボルを周期とする
周期的な信号であり、受信信号のＳ／Ｎが良好な場合に
は１シンボル期間に少なくとも１回は“Ｈ”となる信号
である。図１０に示した同期回路１８は、マルチパス波
の中で、その大きさが予め定めたしきい値を上回る最初
のピーク位置（これを最初の到来波という）に同期する
ように動作する。すなわち、マルチパスの状況によって
は相関ピーク信号８２が１シンボル期間に２回以上
“Ｈ”となる場合も存在するが、図１０に示した同期回
路１８は１シンボル期間において相関ピーク信号８２が
最初に“Ｈ”となるタイミングに同期するように動作す
る。このような動作を実現するために、パルス幅拡大回
路３４において相関ピーク信号８２のパルス幅をマルチ
パスの遅延分散よりも大きくなるように拡大し、得られ
たパルス幅拡大信号８３の立ち上がりでＤＰＬＬ（Digt
al Phase Lock Loop）回路３５を動作させている。
し、受信信号に同期したチップクロック８４，シンボル
クロック８５およびＡ／Ｄ変換クロック８６を出力す
る。Ａ／Ｄ変換クロックは受信信号に同期したチップレ
ートの２倍の周波数のクロックである。本発明の一実施
例における同期回路１８のブロック構成を図１０に示
す。図１０において、逆拡散信号Ｉ成分６３−１および
逆拡散信号Ｑ成分６３−２の絶対値８０−１，８０−２
が絶対値回路３１−１および３１−２で各々求められ、
それらの和が加算回路３２で求められる。コンパレータ
回路３３では、加算回路３２から出力される逆拡散振幅
信号８１のしきい値判定が行われ、逆拡散振幅信号８１
がしきい値に満たない場合に“Ｌ”、しきい値以上のと
きに“Ｈ”となる相関ピーク信号８２が出力される。相
関ピーク信号８２は拡散符号の１シンボルを周期とする
周期的な信号であり、受信信号のＳ／Ｎが良好な場合に
は１シンボル期間に少なくとも１回は“Ｈ”となる信号
である。図１０に示した同期回路１８は、マルチパス波
の中で、その大きさが予め定めたしきい値を上回る最初
のピーク位置（これを最初の到来波という）に同期する
ように動作する。すなわち、マルチパスの状況によって
は相関ピーク信号８２が１シンボル期間に２回以上
“Ｈ”となる場合も存在するが、図１０に示した同期回
路１８は１シンボル期間において相関ピーク信号８２が
最初に“Ｈ”となるタイミングに同期するように動作す
る。このような動作を実現するために、パルス幅拡大回
路３４において相関ピーク信号８２のパルス幅をマルチ
パスの遅延分散よりも大きくなるように拡大し、得られ
たパルス幅拡大信号８３の立ち上がりでＤＰＬＬ（Digt
al Phase Lock Loop）回路３５を動作させている。
【００２２】図１０に示した同期回路１８の動作タイミ
ングの例を図１１に示す。なお、パルス幅拡大回路３４
は、例えば、相関ピーク信号をシフトレジスタに入力
し、各タップ出力の論理和となる信号をパルス幅拡大信
号８３として出力する構成により実現することができ
る。しきい値は固定値とすることもできるが、予めマル
チパス波の最大振幅を求めておき、その値に一定の定
数、例えば１／４を掛けたものをしきい値とすることも
できる。Ａ／Ｄ変換回路１３およびマッチドフィルタ回
路１４は、同期回路１８から出力されるチップレートの
２倍の周波数のクロックで動作する。判定帰還形等化回
路１６は、同期回路１８から出力されるチップレートの
クロックで動作する。
ングの例を図１１に示す。なお、パルス幅拡大回路３４
は、例えば、相関ピーク信号をシフトレジスタに入力
し、各タップ出力の論理和となる信号をパルス幅拡大信
号８３として出力する構成により実現することができ
る。しきい値は固定値とすることもできるが、予めマル
チパス波の最大振幅を求めておき、その値に一定の定
数、例えば１／４を掛けたものをしきい値とすることも
できる。Ａ／Ｄ変換回路１３およびマッチドフィルタ回
路１４は、同期回路１８から出力されるチップレートの
２倍の周波数のクロックで動作する。判定帰還形等化回
路１６は、同期回路１８から出力されるチップレートの
クロックで動作する。
【００２３】平均処理回路２１にはマッチドフィルタ回
路１４からの逆拡散信号６３が印加され、先行波、１チ
ップ遅延波、２チップ遅延波および３チップ遅延波の各
タイミングにおける逆拡散信号６３の平均値が求めら
れ、マッチドフィルタ出力平均信号７０として出力され
る。先行波、１チップ遅延波，２チップ遅延波および３
チップ遅延波の各タイミングは、同期回路１８より与え
られる。マッチドフィルタ出力平均信号７０は２分波さ
れ、一方はインパルス応答回路２２に、他方は信号ベク
トル回路２３へ印加される。インパルス応答回路２２お
よび信号ベクトル回路２３の動作を、数式を用いて以下
で説明する。
路１４からの逆拡散信号６３が印加され、先行波、１チ
ップ遅延波、２チップ遅延波および３チップ遅延波の各
タイミングにおける逆拡散信号６３の平均値が求めら
れ、マッチドフィルタ出力平均信号７０として出力され
る。先行波、１チップ遅延波，２チップ遅延波および３
チップ遅延波の各タイミングは、同期回路１８より与え
られる。マッチドフィルタ出力平均信号７０は２分波さ
れ、一方はインパルス応答回路２２に、他方は信号ベク
トル回路２３へ印加される。インパルス応答回路２２お
よび信号ベクトル回路２３の動作を、数式を用いて以下
で説明する。
【００２４】プリアンブル期間の送信信号は４チップ周
期の周期関数であるので、これを長さ４のベクトルで表
現する。送信信号ベクトルＴ0 は次式（１）で表現され
る。
期の周期関数であるので、これを長さ４のベクトルで表
現する。送信信号ベクトルＴ0 は次式（１）で表現され
る。
【数２】
簡単のため、マルチパス遅延時間は３チップ以内である
ものとする。１チップ間隔でサンプリングされたマルチ
パス伝搬路のインパルス応答を長さ４のベクトルで表現
する。インパルス応答ベクトルｈは次式（２）で表現さ
れる。
ものとする。１チップ間隔でサンプリングされたマルチ
パス伝搬路のインパルス応答を長さ４のベクトルで表現
する。インパルス応答ベクトルｈは次式（２）で表現さ
れる。
【数３】
このときの受信信号ベクトルを、次式（３）に示すＲ0
とする。
とする。
【数４】
【００２５】また、ベクトルＴ0 おらびベクトルＲ0 の
各成分を巡回して得られるベクトルを、次式（４）のよ
うに、Ｔ1 〜Ｔ3 およびＲ1 〜Ｒ3 とする。
各成分を巡回して得られるベクトルを、次式（４）のよ
うに、Ｔ1 〜Ｔ3 およびＲ1 〜Ｒ3 とする。
【数５】
このとき、受信ベクトルＲ0 〜Ｒ3 は、送信ベクトルは
Ｔ0 〜Ｔ3 を用いて次式（５）で表現される。
Ｔ0 〜Ｔ3 を用いて次式（５）で表現される。
【数６】
【００２６】マッチドフィルタにおいては、受信信号ベ
クトルＲ0 ，Ｒ3 ，Ｒ2 ，Ｒ1 と参照符号Ｔ’との相関
演算が逐次行われる。マッチドフィルタから出力される
逆拡散信号６３の信号成分Ｓmfは、次式（６）で表現さ
れる。
クトルＲ0 ，Ｒ3 ，Ｒ2 ，Ｒ1 と参照符号Ｔ’との相関
演算が逐次行われる。マッチドフィルタから出力される
逆拡散信号６３の信号成分Ｓmfは、次式（６）で表現さ
れる。
【数７】
上式（６）において、Ｒ・Ｔ’はベクトルＲとベクトル
Ｔ’の内積を表す。すなわち、
Ｔ’の内積を表す。すなわち、
【数８】
ここで、ｔ* は複素数ｔの複素共役を表すものとする。
参照符号Ｔ’としてＴ0 を用いてもよいが、Ｔ0 を−π
／４だけ回転させたものを用いた方が伝送路特性抽出回
路１５の構成を簡単にすることができるので、
参照符号Ｔ’としてＴ0 を用いてもよいが、Ｔ0 を−π
／４だけ回転させたものを用いた方が伝送路特性抽出回
路１５の構成を簡単にすることができるので、
【数９】
とする。
【００２７】送信信号ベクトルとして自己相関サイドロ
ーブが零となる拡散符号を用いているので、次式（８）
が成り立つ。
ーブが零となる拡散符号を用いているので、次式（８）
が成り立つ。
【数１０】
（５）式および（８）式を（６）式に代入すると、次式
（９）が得られる。
（９）が得られる。
【数１１】
平均処理回路２１において十分な平均処理が行われ、熱
雑音等の影響が十分に抑圧されたものとすると、マッチ
ドフィルタ出力平均信号７０は（９）式で表現される。
雑音等の影響が十分に抑圧されたものとすると、マッチ
ドフィルタ出力平均信号７０は（９）式で表現される。
【００２８】インパルス応答回路２２には平均処理回路
２１から出力されるマッチドフィルタ出力平均信号７０
が印加され、１チップ間隔でサンプリングされたマルチ
パス伝搬路のインパルス応答であるインパルス応答信号
６４Ａが出力される。（９）式で表されるマッチドフィ
ルタ出力平均信号７０からマルチパス伝搬路のインパル
ス応答を求めるためには、（９）式の各成分の複素数の
位相を各々−π／４だけ回転すればよい。
２１から出力されるマッチドフィルタ出力平均信号７０
が印加され、１チップ間隔でサンプリングされたマルチ
パス伝搬路のインパルス応答であるインパルス応答信号
６４Ａが出力される。（９）式で表されるマッチドフィ
ルタ出力平均信号７０からマルチパス伝搬路のインパル
ス応答を求めるためには、（９）式の各成分の複素数の
位相を各々−π／４だけ回転すればよい。
【００２９】ところで、複素ベクトル（ｐ，ｑ）の位相
を−π／４だけ回転したベクトルは、
を−π／４だけ回転したベクトルは、
【数１２】
で表される。そこで、（９）式の各成分について
【数１３】
の変換操作を施す。（１０）式で表される変換は複素数
【数１４】
を掛ける操作に相当する。
【００３０】（９）式で表現されたマッチドフィルタ出
力平均信号７０の各成分に（１０）式の操作を施して得
られるベクトルがインパルス応答信号６４Ａである。こ
のベクトルをＩＲとすると、ベクトルＩＲは次式（１
１）で表現される。
力平均信号７０の各成分に（１０）式の操作を施して得
られるベクトルがインパルス応答信号６４Ａである。こ
のベクトルをＩＲとすると、ベクトルＩＲは次式（１
１）で表現される。
【数１５】
（１１）式より、マッチドフィルタ出力平均信号
（Ｓmf）７０に（１０）式の変換操作を施して得られる
信号は、ディジタルＩＱ信号６２における伝送路のイン
パルス応答を４√２倍したものであることが分かる。波
形等化の処理に必要な情報はインパルス応答の形状であ
り、インパルス応答の絶対値の情報は必要ではないの
で、（１１）式で表現されたインパルス応答信号６４Ａ
を用いて波形等化を行う。
（Ｓmf）７０に（１０）式の変換操作を施して得られる
信号は、ディジタルＩＱ信号６２における伝送路のイン
パルス応答を４√２倍したものであることが分かる。波
形等化の処理に必要な情報はインパルス応答の形状であ
り、インパルス応答の絶対値の情報は必要ではないの
で、（１１）式で表現されたインパルス応答信号６４Ａ
を用いて波形等化を行う。
【００３１】信号ベクトル回路２３には平均処理回路２
１から出力されるマッチドフィルタ出力平均信号７０が
印加され、ＱＰＳＫ変調の各信号ベクトルに最初の到来
波に対するインパルス応答の推定値の複素共役を掛けた
伝送信号ベクトルが求められ、信号ベクトル信号６４Ｂ
として出力される。ＱＰＳＫデータ（１，１）に対応し
た信号ベクトルＳ（１，１）は、次式（１２）で表現さ
れる。
１から出力されるマッチドフィルタ出力平均信号７０が
印加され、ＱＰＳＫ変調の各信号ベクトルに最初の到来
波に対するインパルス応答の推定値の複素共役を掛けた
伝送信号ベクトルが求められ、信号ベクトル信号６４Ｂ
として出力される。ＱＰＳＫデータ（１，１）に対応し
た信号ベクトルＳ（１，１）は、次式（１２）で表現さ
れる。
【数１６】
【００３２】ところで、複素数
【数１７】
の実数部と虚数部を交換したものは
【数１８】
であるから、複素数
【数１９】
の実数部と虚数部を交換したものは、次式（１３）で与
えられる。
えられる。
【００３３】
【数２０】
このことから、
【数２１】
の実数部と虚数部を交換したものは
【数２２】
となることがわかる。
【００３４】したがって、（９）式で与えられるマッチ
ドフィルタ出力平均信号７０の最初の到来波に対する成
分
ドフィルタ出力平均信号７０の最初の到来波に対する成
分
【数２３】
の実数部と虚数部を交換し、さらに４で除することによ
り、信号ベクトルＳ（１，１）が得られることが分か
る。信号ベクトルＳ（１，１）を９０度、１８０度およ
び２７０度回転することにより、信号ベクトルＳ（−
１，１），Ｓ（−１，−１）が各々得られる。これらの
回転操作は、Ｉ成分とＱ成分の入替えと符号反転で実現
することができる。
り、信号ベクトルＳ（１，１）が得られることが分か
る。信号ベクトルＳ（１，１）を９０度、１８０度およ
び２７０度回転することにより、信号ベクトルＳ（−
１，１），Ｓ（−１，−１）が各々得られる。これらの
回転操作は、Ｉ成分とＱ成分の入替えと符号反転で実現
することができる。
【００３５】判定帰還形等化回路１６にはディジタルＩ
Ｑ信号６２、インパルス応答信号６４Ａ、信号ベクトル
信号６４ＢおよびＱＰＳＫ復調回路１７からの受信デー
タ信号６６が印加されており、データ期間に動作して、
受信信号の判定帰還波形等化を行う。
Ｑ信号６２、インパルス応答信号６４Ａ、信号ベクトル
信号６４ＢおよびＱＰＳＫ復調回路１７からの受信デー
タ信号６６が印加されており、データ期間に動作して、
受信信号の判定帰還波形等化を行う。
【００３６】判定帰還波形等化の動作について、数式を
用いて以下で説明する。データ期間におけるｉ番目の送
信シンボルをＴＳi 、ｉ番目の受信シンボルをＲＳi と
する。このとき、次式（１４）が成り立つ。
用いて以下で説明する。データ期間におけるｉ番目の送
信シンボルをＴＳi 、ｉ番目の受信シンボルをＲＳi と
する。このとき、次式（１４）が成り立つ。
【数２４】
（１４）式の両辺にｈ* 0 を掛けると、次式（１５）が
得られる。
得られる。
【数２５】
【００３７】一方、判定帰還形等化回路１６の動作は、
次式（１６）で表現される。
次式（１６）で表現される。
【数２６】
ここで、ＥＱi はｉ番目の受信シンボルに対する波形等
化信号６５である。また、ＴＳ’i-k は、ｋシンボル前
の判定データから推定されるｋシンボル前のＱＰＳＫ信
号である。
化信号６５である。また、ＴＳ’i-k は、ｋシンボル前
の判定データから推定されるｋシンボル前のＱＰＳＫ信
号である。
【００３８】（１６）式におけるＲＳi はディジタルＩ
Ｑ信号６２、ｈ* 0 ，ｈ1 ，ｈ2 ，ｈ3 はインパルス応
答信号６４Ａ、ｈ* 0 ＴＳ' i-k は信号ベクトル信号６
４Ｂおよび受信データ信号６６により与えられている。
過去３シンボルにおいてＱＰＳＫ復調が正しく行われて
いる場合には、ＴＳ' i-k ＝ＴＳi-k が成り立つから、
（１５）式を（１６）式に代入することにより、次式
（１７）が得られる。
Ｑ信号６２、ｈ* 0 ，ｈ1 ，ｈ2 ，ｈ3 はインパルス応
答信号６４Ａ、ｈ* 0 ＴＳ' i-k は信号ベクトル信号６
４Ｂおよび受信データ信号６６により与えられている。
過去３シンボルにおいてＱＰＳＫ復調が正しく行われて
いる場合には、ＴＳ' i-k ＝ＴＳi-k が成り立つから、
（１５）式を（１６）式に代入することにより、次式
（１７）が得られる。
【数２７】
【００３９】ＱＰＳＫ復調回路１７では波形等化信号
（ＥＱi ）６５のＱＰＳＫ復調が行われ、受信データ信
号６６が出力される。
（ＥＱi ）６５のＱＰＳＫ復調が行われ、受信データ信
号６６が出力される。
【００４０】マッチドフィルタおよびその周辺回路の回
路構成例を図６に示す。また、マッチドフィルタおよび
その周辺回路の動作タイミングを図１２に示す。図６に
示すマッチドフィルタ回路１４は、送信機において複素
拡散符号
路構成例を図６に示す。また、マッチドフィルタおよび
その周辺回路の動作タイミングを図１２に示す。図６に
示すマッチドフィルタ回路１４は、送信機において複素
拡散符号
【数２８】
を用いた場合に対応した構成となっている。このとき、
（７）より参照符号Ｔ’は次式（１８）で表現される。
（７）より参照符号Ｔ’は次式（１８）で表現される。
【数２９】
【００４１】そこで、図６に示したマッチドフィルタ回
路１４では、過去４シンボルのディジタルＩＱ信号６２
と参照符号Ｔ’との内積を求めている。マッチドフィル
タ回路１４から出力される逆拡散信号Ｉ成分６３−１と
逆拡散信号Ｑ成分６３−２とよりなる逆拡散信号６３
は、拡散符号の１シンボルを周期とする周期的な信号で
あるので、平均処理回路２１においては最初の到来波、
１チップ遅延波、２チップ遅延波および３チップ遅延波
の各タイミングにおける逆拡散信号６３の平均値を求め
ている。異なる４つのタイミングでの逆拡散信号６３の
平均値を各々求めるために、平均処理回路２１には位相
が１チップずつずれた４個のシンボルクロックが印加さ
れている。これらのシンボルクロックは、受信機のタイ
ミング回路（図２及び図５では図示していない）におい
て発生される。
路１４では、過去４シンボルのディジタルＩＱ信号６２
と参照符号Ｔ’との内積を求めている。マッチドフィル
タ回路１４から出力される逆拡散信号Ｉ成分６３−１と
逆拡散信号Ｑ成分６３−２とよりなる逆拡散信号６３
は、拡散符号の１シンボルを周期とする周期的な信号で
あるので、平均処理回路２１においては最初の到来波、
１チップ遅延波、２チップ遅延波および３チップ遅延波
の各タイミングにおける逆拡散信号６３の平均値を求め
ている。異なる４つのタイミングでの逆拡散信号６３の
平均値を各々求めるために、平均処理回路２１には位相
が１チップずつずれた４個のシンボルクロックが印加さ
れている。これらのシンボルクロックは、受信機のタイ
ミング回路（図２及び図５では図示していない）におい
て発生される。
【００４２】インパルス応答回路２２においては、平均
処理回路２１から出力されるマッチドフィルタ出力平均
信号７０の各成分に対して（１０）式で表現される変換
を施し、インパルス応答信号６４Ａを得ている。信号ベ
クトル回路２３においては、Ｉ成分とＱ成分の入替えお
よび＋，−の符号反転操作により、ＱＰＳＫデータ
（１，１）に対する信号ベクトルから他のＱＰＳＫデー
タに対する信号ベクトルが求められている。
処理回路２１から出力されるマッチドフィルタ出力平均
信号７０の各成分に対して（１０）式で表現される変換
を施し、インパルス応答信号６４Ａを得ている。信号ベ
クトル回路２３においては、Ｉ成分とＱ成分の入替えお
よび＋，−の符号反転操作により、ＱＰＳＫデータ
（１，１）に対する信号ベクトルから他のＱＰＳＫデー
タに対する信号ベクトルが求められている。
【００４３】波形等化回路とその周辺回路の構成例を図
７に示す。図７に示した判定帰還型等化回路１６は、波
形等化部４１，信号ベクトル生成部４２および符号間干
渉生成部４３から構成されている。波形等化部４１にお
いては、ディジタルＩＱ信号６２に対して、インパルス
応答信号６４Ａの最初の到来波に対応した成分ｈ（０）
の複素共役を乗算することによりパイロット同期検波を
行い、さらにパイロット同期検波信号７２から符号間干
渉信号７１（符号間干渉信号Ｉ成分７１−１，符号間干
渉信号Ｑ成分７１−２）を差し引くことにより符号間干
渉の抑圧を行っている。この符号間干渉の抑圧された信
号は、判定帰還型等化回路１６から波形等化信号６５
（波形等化信号Ｉ成分６５−１，波形等化信号Ｑ成分６
５−２）として出力される。
７に示す。図７に示した判定帰還型等化回路１６は、波
形等化部４１，信号ベクトル生成部４２および符号間干
渉生成部４３から構成されている。波形等化部４１にお
いては、ディジタルＩＱ信号６２に対して、インパルス
応答信号６４Ａの最初の到来波に対応した成分ｈ（０）
の複素共役を乗算することによりパイロット同期検波を
行い、さらにパイロット同期検波信号７２から符号間干
渉信号７１（符号間干渉信号Ｉ成分７１−１，符号間干
渉信号Ｑ成分７１−２）を差し引くことにより符号間干
渉の抑圧を行っている。この符号間干渉の抑圧された信
号は、判定帰還型等化回路１６から波形等化信号６５
（波形等化信号Ｉ成分６５−１，波形等化信号Ｑ成分６
５−２）として出力される。
【００４４】信号ベクトル生成部４２は、ＱＰＳＫ復調
回路１７から出力される受信データ信号のＩ成分６６−
１とＱ成分６６−２を１シンボル間隔で時間シフトする
シフトレジスタ回路と、過去の受信データを受けそれに
対応した信号ベクトル（Ｓi- 1 ，Ｓi-2 ，Ｓi-3 ）を出
力する信号ベクトル生成回路から構成されている。各信
号ベクトル生成回路には、信号ベクトル回路２３からの
信号ベクトル信号６４Ｂと過去の判定データが印加され
ており、過去の判定データに対応した信号ベクトルが選
択されて出力される。符号間干渉生成部４３では、過去
の判定データに対応した信号ベクトルＳ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3
と当該ベクトルの遅延時間に対応したインパルス応答
[h(1)]Re., [h(1)]Im., [h(2)]Re., [h(2)]Im., [h(3)]
Re., [h(3)]Im. が複素乗算され、その総和が求められ
て、符号間干渉信号７１のＩ成分７１−１，Ｑ成分７１
−２として波形等化部４１へ出力されている。
回路１７から出力される受信データ信号のＩ成分６６−
１とＱ成分６６−２を１シンボル間隔で時間シフトする
シフトレジスタ回路と、過去の受信データを受けそれに
対応した信号ベクトル（Ｓi- 1 ，Ｓi-2 ，Ｓi-3 ）を出
力する信号ベクトル生成回路から構成されている。各信
号ベクトル生成回路には、信号ベクトル回路２３からの
信号ベクトル信号６４Ｂと過去の判定データが印加され
ており、過去の判定データに対応した信号ベクトルが選
択されて出力される。符号間干渉生成部４３では、過去
の判定データに対応した信号ベクトルＳ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3
と当該ベクトルの遅延時間に対応したインパルス応答
[h(1)]Re., [h(1)]Im., [h(2)]Re., [h(2)]Im., [h(3)]
Re., [h(3)]Im. が複素乗算され、その総和が求められ
て、符号間干渉信号７１のＩ成分７１−１，Ｑ成分７１
−２として波形等化部４１へ出力されている。
【００４５】図１に示した構成の送信機および図５〜図
７および図１０に示した構成の受信機を用いて送受信を
行った場合の動作を計算機シミュレーションで調べた。
計算機シミュレーションで用いた伝送路モデルのインパ
ルス応答を図８に示す。また、このときの波形等化信号
６５のコンスタレーションのシミュレーション結果を図
９に示す。比較のため、波形等化を行った場合（ｂ）と
行わない場合（ａ）の両方のコンスタレーションを示し
ている。波形等化を行わない場合のビット誤り率は０．
２７であったが、波形等化を行うことによりビット誤り
率は０となっている。
７および図１０に示した構成の受信機を用いて送受信を
行った場合の動作を計算機シミュレーションで調べた。
計算機シミュレーションで用いた伝送路モデルのインパ
ルス応答を図８に示す。また、このときの波形等化信号
６５のコンスタレーションのシミュレーション結果を図
９に示す。比較のため、波形等化を行った場合（ｂ）と
行わない場合（ａ）の両方のコンスタレーションを示し
ている。波形等化を行わない場合のビット誤り率は０．
２７であったが、波形等化を行うことによりビット誤り
率は０となっている。
【００４６】（１７）式および図９に示した計算機シミ
ュレーション結果から分かるように、本発明によるディ
ジタル情報の無線伝送装置の送受信機によれば、マルチ
パス環境下においても高品質な通信が実現できる。ま
た、データ期間はＱＰＳＫ伝送を行っているので、チッ
プレートの２倍の伝送速度が得られ、この結果２６ＭＨ
ｚの周波数帯域を用いて２０Ｍbps 以上での高速伝送が
実現できる。
ュレーション結果から分かるように、本発明によるディ
ジタル情報の無線伝送装置の送受信機によれば、マルチ
パス環境下においても高品質な通信が実現できる。ま
た、データ期間はＱＰＳＫ伝送を行っているので、チッ
プレートの２倍の伝送速度が得られ、この結果２６ＭＨ
ｚの周波数帯域を用いて２０Ｍbps 以上での高速伝送が
実現できる。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によるディ
ジタル情報の無線伝送装置の送受信機を用いると、受信
機側においてプリアンブル期間に無線伝送路のインパル
ス応答が求めて、その情報を用いて波形等化を行うの
で、マルチパスによる符号間干渉を精度良く抑圧するこ
とができる。また、データ期間はＱＰＳＫ伝送を行って
いるので、チップレートの２倍の伝送速度が得られ、こ
の結果、２６ＭＨｚの周波数帯域を用いて２０Ｍbps 以
上での高速伝送が実現することができる。
ジタル情報の無線伝送装置の送受信機を用いると、受信
機側においてプリアンブル期間に無線伝送路のインパル
ス応答が求めて、その情報を用いて波形等化を行うの
で、マルチパスによる符号間干渉を精度良く抑圧するこ
とができる。また、データ期間はＱＰＳＫ伝送を行って
いるので、チップレートの２倍の伝送速度が得られ、こ
の結果、２６ＭＨｚの周波数帯域を用いて２０Ｍbps 以
上での高速伝送が実現することができる。
【図１】本発明の一実施例における送信機の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】本発明の一実施例における受信機の構成を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図３】本発明に用いるスペクトル拡散通信波の伝送パ
ケットのフレーム構成を示す図である。
ケットのフレーム構成を示す図である。
【図４】本発明に用いる複素符号の自己相関関数を示す
図である。
図である。
【図５】判定帰還型の等化回路を利用する場合の本発明
装置の受信機の構成例を示すブロック図である。
装置の受信機の構成例を示すブロック図である。
【図６】本発明に用いるマッチドフィルタとその周辺回
路の具体例を示すブロック図である。
路の具体例を示すブロック図である。
【図７】本発明に用いる波形等化回路とその周辺回路の
具体例を示すブロック図である。
具体例を示すブロック図である。
【図８】本発明のシミュレーションに用いた伝送路モデ
ルのインパルス応答を示す特性図である。
ルのインパルス応答を示す特性図である。
【図９】図８に示すミュレーションにおける波形等化信
号のコンスタレーションを示す図である。
号のコンスタレーションを示す図である。
【図１０】本発明に用いる同期回路の具体例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図１１】図１０の同期回路の動作タイミングを示す図
である。
である。
【図１２】本発明に用いるマッチドフィルタとその周辺
回路の動作タイミングを示す図である。
回路の動作タイミングを示す図である。
１ プリアンブル生成回路
２ 情報変調回路
３ フレーム合成回路
４ アップコンバート回路
５ 送信アンテナ
１１ 受信アンテナ
１２ ダウンコンバート回路
１３ ＡＤ変換回路
１４ マッチドフィルタ回路
１５ 伝送特性抽出回路
１６ 波形等化回路（判定帰還型）
１７ 復調回路（ＱＰＳＫ）
１８ 同期回路
２１ 平均処理回路
２２ インパルス応答回路
２３ 信号ベクトル回路
３１−１，３１−２ 絶対値回路
３２ 加算回路
３３ コンパレータ回路
３４ パルス幅拡大回路
３５ ＤＰＬＬ回路
４１ 波形等化部
４２ 信号ベクトル生成部
４３ 符号間干渉生成部
４４ Ｐ／Ｓ変換回路
５１ プリアンブル信号（スペクトル拡散信号）
５２ 情報変調信号
５３ フレーム合成信号
５４ 無線周波数波
６１ ベースバンドＩＱ信号
６２ ディジタルＩＱ信号
６２−１ ディジタルＩＱ信号Ｉ成分
６２−２ ディジタルＩＱ信号Ｑ成分
６３ 逆拡散信号
６３−１ 逆拡散信号Ｉ成分
６３−２ 逆拡散信号Ｑ成分
６４ 波形等化情報信号
６４Ａ インパルス応答信号
６４Ｂ 信号ベクトル信号
６５ 波形等化信号
６５−１ 波形等化信号Ｉ成分
６５−２ 波形等化信号Ｑ成分
６６ 受信データ
６６−１ 受信データ信号Ｉ成分
６６−２ 受信データ信号Ｑ成分
７０ マッチドフィルタ出力平均信号
７１ 符号間干渉信号
７２ パイロット同期検波信号
７１−１ 符号間干渉信号Ｉ成分
７１−２ 符号間干渉信号Ｑ成分
８０−１ 逆拡散信号Ｉ成分の絶対値
８０−２ 逆拡散信号Ｑ成分の絶対値
８１ 逆拡散振幅信号
８２ 相関ピーク
８３ パルス幅拡大信号
８４ チップクロック
８５ シンボルクロック
８６ Ａ／Ｄ変換クロック
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ
Ｈ０４Ｌ 27/22 Ｈ０４Ｌ 27/22 Ｆ
(56)参考文献 特開 平５−292138（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−162361（ＪＰ，Ａ)
特開 平９−240473（ＪＰ，Ａ)
特開 平７−95189（ＪＰ，Ａ)
特開 平10−98444（ＪＰ，Ａ)
Ｎａｏｋｉ Ｓｕｅｈｉｒｏ，Ａ Ｓ
ｉｇｎａｌ Ｄｅｓｉｇｎ Ｗｉｔｈｏ
ｕｔ Ｃｏ−Ｃｈａｎｎｎｅｌ Ｉｎｔ
ｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｆｏｒ Ａｐｐｒ
ｏｘｉｍａｔｅｌｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎ
ｉｚｅｄ ＣＤＭＡ Ｓｙｓｔｅｍｓ,
ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＮ ＳＥ
ＬＥＣＴＥＤ ＡＲＥＡＳ ＩＮ ＣＯ
ＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ，1994年 ６
月，ＶＯＬ．12，ＮＯ．５，ｐ．837−
841
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04L 27/00 - 27/38
H04J 13/00 - 13/06
H04B 1/69 - 1/713
H04B 3/06
H04B 7/005
Claims (3)
- 【請求項１】 送信側から、 ディジタル情報により変調されスペクトル拡散されてい
ないベースバンドディジタル変調信号と自己相関サイド
ローブが零となるスペクトル拡散符号系列とをフレーム
合成して得られる送信ベースバンド信号により、無線周
波を変調した被変調無線周波が無線伝送路に送信され、 受信側では、 前記被変調無線周波を受信して得られる受信ベースバン
ド信号から、前記スペクトル拡散符号系列の受信信号と
前記ベースバンドディジタル変調信号の受信信号とを分
離し、 前記スペクトル拡散符号系列の受信信号を逆拡散した逆
拡散信号から取り出される前記無線伝送路の伝送路特性
情報及び復調された受信データ信号により、前記ベース
バンドディジタル変調信号の受信信号に判定帰還形波形
等化を行った波形等化信号を取り出し、 該波形等化信号を 復調して前記送信側から伝送された前
記ディジタル情報の受信データ信号を得るとともに、前
記復調された受信データ信号として、用いるように構成
されたディジタル情報の無線伝送方法。 - 【請求項２】 受信側では、 前記逆拡散信号の平均値信号から前記無線伝送路のイン
パルス応答を求め、 前記ベースバンドディジタル変調信号の受信信号におけ
る情報変調の各信号ベクトルに予め定めたしきい値を上
回る最初のピーク位置となる最初の到来波に対する該イ
ンパルス応答の推定値の複素共役を掛けてパイロット同
期検波信号を求めて、 前記ベースバンドディジタル変調信号の前記復調された
受信データ信号に対応するように前記平均値信号から求
められた各信号ベクトルと前記インパルス応答の積の総
和により符号間干渉をもとめ、 該符号間干渉を前記パイロット同期検波信号から差し引
くことにより、前記判定帰還形波形等化を行うことを特
徴とする請求項１に記載のディジタル情報の無線伝送方
法。 - 【請求項３】送信機が、 プリアンブル期間に自己相関サイドロープが零となるス
ペクトル拡散符号をプリアンブル信号として繰り返し出
力するプリアンブル生成手段と、送信データに対応しス
ペクトル拡散されていないＩＱ変調信号を出力する情報
変調手段と、前記プリアンブル信号と前記情報変調信号
とを合成してフレーム変調信号を得るためのフレーム合
成手段と、前記フレーム変調信号をアップコンバートす
るアップコンバート手段と、アップコンバートされた通
信波を送信するための送信アンテナとを備え、 受信機が、 伝送信号を受信する受信アンテナと、前記受信アンテナ
で受信した受信信号をダウンコンバートしてベースバン
ドＩＱ信号に変換するダウンコンバート手段と、前記ベ
ースバンドＩＱ信号をＡＤ変換するためのＡＤ変換手段
と、前記ＡＤ変換手段から出力されるディジタルＩＱ信
号から前記スペクトル拡散符号の逆拡散信号を得るため
のマッチドフィルタ手段と、前記マッチドフィルタ手段
から出力される逆拡散信号から波形等化に必要な伝送路
特性情報を前記プリアンブル期間に対応して得るための
伝送路特性抽出手段と、前記伝送路特性情報及び復調さ
れた受信データ信号により前記送信データに対応する前
記ディジタルＩＱ信号を波形等化するための判定帰還形
波形等化手段と、前記判定帰還形波形等化手段から出力
される波形等化信号を復調して受信データ信号を取り出
し前記復調された受信データ信号として前記判定帰還形
波形等化手段に与えるための復調手段を具備したディジ
タル情報の無線伝送装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11496999A JP3428490B2 (ja) | 1999-04-22 | 1999-04-22 | ディジタル情報の無線伝送方法及び装置 |
| US09/552,018 US6546041B1 (en) | 1999-04-22 | 2000-04-19 | Radio transmission method and apparatus for digital information |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11496999A JP3428490B2 (ja) | 1999-04-22 | 1999-04-22 | ディジタル情報の無線伝送方法及び装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000307548A JP2000307548A (ja) | 2000-11-02 |
| JP3428490B2 true JP3428490B2 (ja) | 2003-07-22 |
Family
ID=14651120
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11496999A Expired - Fee Related JP3428490B2 (ja) | 1999-04-22 | 1999-04-22 | ディジタル情報の無線伝送方法及び装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6546041B1 (ja) |
| JP (1) | JP3428490B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006129985A (ja) * | 2004-11-04 | 2006-05-25 | Fuji Photo Film Co Ltd | 放射線撮影装置 |
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|---|---|---|---|---|
| JP4525882B2 (ja) * | 2000-12-19 | 2010-08-18 | 岩崎通信機株式会社 | ディジタル情報の無線伝送方式とその送信機および受信機 |
| US20030138055A1 (en) * | 2001-02-27 | 2003-07-24 | Yoshiko Saito | Decoder and decoding method |
| JP4679768B2 (ja) * | 2001-08-31 | 2011-04-27 | 三菱電機株式会社 | 軟判定復号装置及び軟判定復号方法 |
| US7606293B2 (en) * | 2002-10-25 | 2009-10-20 | Gct Semiconductor, Inc. | Bidirectional turbo ISI canceller-based DSSS receiver for high-speed wireless LAN |
| WO2004040784A2 (en) * | 2002-10-31 | 2004-05-13 | Advanced Micro Devices, Inc. | Complementary code decoding by reduced sized circuits |
| DE10250891B4 (de) | 2002-10-31 | 2005-08-11 | Advanced Micro Devices, Inc., Sunnyvale | Komplementärcodedecodierung durch Schaltkreise reduzierter Grösse |
| US7356074B2 (en) * | 2003-05-08 | 2008-04-08 | Rf Micro Devices, Inc. | Estimation of multipath channel with sub-chip resolution |
| EP1610480A1 (en) * | 2004-06-25 | 2005-12-28 | Mitsubishi Electric Information Technology Center Europe B.V. | Device and method of dynamically assigning subgroups of spreading sequences |
| KR100868679B1 (ko) * | 2005-06-01 | 2008-11-13 | 삼성전자주식회사 | 무선 통신시스템에서 프리앰블 신호 송수신 장치 및 방법 |
| US20140226633A1 (en) * | 2011-09-27 | 2014-08-14 | St-Ericsson Sa | Method and Apparatus for Code Activation, Computer Program and Storage Medium Thereof |
| US9131313B1 (en) | 2012-02-07 | 2015-09-08 | Star Co. | System and method for audio reproduction |
| AU2015221710A1 (en) * | 2014-02-28 | 2016-08-11 | Nec Corporation | Wireless transmission device, wireless reception device, wireless communication system, and wireless communication method |
| US10778339B2 (en) | 2018-09-14 | 2020-09-15 | Viasat, Inc. | Systems and methods for creating in a transmitter a stream of symbol frames configured for efficient processing in a receiver |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3799058B2 (ja) * | 1995-02-01 | 2006-07-19 | 株式会社日立製作所 | スペクトラム拡散通信装置 |
| US6122295A (en) * | 1995-06-08 | 2000-09-19 | Canon Kabushiki Kaisha | Multi-channel communication |
| US6259747B1 (en) * | 1997-03-20 | 2001-07-10 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | IQ modulator, and associated method |
-
1999
- 1999-04-22 JP JP11496999A patent/JP3428490B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-04-19 US US09/552,018 patent/US6546041B1/en not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Ｎａｏｋｉ Ｓｕｅｈｉｒｏ，Ａ Ｓｉｇｎａｌ Ｄｅｓｉｇｎ Ｗｉｔｈｏｕｔ Ｃｏ−Ｃｈａｎｎｎｅｌ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｆｏｒ Ａｐｐｒｏｘｉｍａｔｅｌｙ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｄ ＣＤＭＡ Ｓｙｓｔｅｍｓ，ＩＥＥＥ ＪＯＵＲＮＡＬ ＯＮ ＳＥＬＥＣＴＥＤ ＡＲＥＡＳ ＩＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ，１９９４年 ６月，ＶＯＬ．１２，ＮＯ．５，ｐ．８３７−８４１ |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006129985A (ja) * | 2004-11-04 | 2006-05-25 | Fuji Photo Film Co Ltd | 放射線撮影装置 |
| JP4615288B2 (ja) * | 2004-11-04 | 2011-01-19 | 富士フイルム株式会社 | 放射線撮影装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6546041B1 (en) | 2003-04-08 |
| JP2000307548A (ja) | 2000-11-02 |
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