JP3420242B2 - 調整された反転電力供給装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 背景技術 1.技術分野 本発明は、一般に電力供給装置の改良に関し、特に、
スイッチされたコンデンサを利用して、正の電圧源から
負の出力電圧を生成する電力供給装置に関する。

2.従来技術の簡単な説明 正の電源から負の電圧を生成する反転電力供給装置
は、様々な目的のために使用され、また、システムアー
スに対して正の電圧を供給する電源とシステムアースに
対して負の電圧に維持された出力端子との間でスイッチ
されるコンデンサを使用して、負の電圧を生成できるこ
とが知られている。しかしながら、この方法を用いて構
成された従来の反転電力供給装置は、これらの使用を特
定の用途に制限したり、或いは特定の用途にこれらを適
用する際に、好ましくないトレードオフを要するという
欠点を持つことが知られている。

コンピュータファイルを保存するディスクドライブ中
の磁気抵抗型読取りヘッドの使用において生じる問題
が、これらの欠点をきわだたせている。磁気抵抗型ヘッ
ドは、ヘッドの磁気抵抗型素子を流れる一定電流を維持
するのに必要な電圧を測定することによって、ディスク
ドライブの回転するディスク表面付近の磁場を読取る。
磁束の変化により、ディスクドライブで保存されたデー
タの論理値１に一致し、ディスク上に形成された磁化可
能な表面被覆物中のデータトラックに沿って、この磁場
は発生する。このように、ディスク表面付近の磁場のピ
ークを検出することによって、保存されたデータが再生
できる。

ディスクドライブ中のこれらヘッドの使用に伴って生
じる問題は、磁気抵抗型素子を流れる電流を維持するこ
とがヘッド上に静電荷を蓄積することとなり、また、こ
のような静電荷がヘッドとディスク表面との間のアーク
を招くことである。このアークは少量の表面被覆物を蒸
発させ、蒸発した物質はヘッド上に集まって、ディスク
からのデータの読取りを妨げる。

静電荷の蓄積は、ディスク表面とヘッドとの間の相対
的な動きと、ディスクドライブが用いられるコンピュー
タによって供給される電力の使用との組合せから生じ
る。コンピュータ及びディスクドライブ両方に共通なア
ースに対して５ボルトで通常供給されるこの電力は、共
通して接地されたディスクに対して正の電圧に磁気抵抗
型ヘッドを置く。従って、ディスクとヘッドとの間の相
対的な動きのために、ファンデグラフ発電機またはウィ
ムハースト発電機に電荷が蓄積されるのと全く同様の方
法で、電荷がヘッド上に蓄積される。

このタイプのディスクドライブのヘッド上に静電荷を
蓄積することによって生じる問題は、システムアースに
対して負の電圧を生成する反転電力供給装置をディスク
ドライブに提供し、磁気抵抗型素子を流れる電流をこの
負の電圧が現れる負の出力端子に戻すことによって解決
できる。このように、磁気抵抗型素子が、略アース電位
に維持されて、ヘッドが充電された状態になるのを防止
できる。

都合の悪いことに、上記のように、従来の反転電力供
給装置は、それ自体を使用不能にするほど重大ではない
が、前述の問題を補う際に反転電力供給装置の価値を制
限する欠点を有する。このため、例えば、読取りヘッド
によるデータトラック上の磁束変化の経過に一致する時
間スケールにおいて、従来の反転電力供給装置の電圧調
整はゆっくりと起こり、その結果、反転電力供給装置の
使用にも拘わらずある程度の電荷の蓄積が発生する可能
性がある。更に、反転電力供給装置により供給された負
の電圧のリップルが、磁気抵抗型素子の一部分であるデ
ィスクドライブ読取りチャネルに誘導ノイズの影響を与
え、このようなノイズは、ディスクからのコンピュータ
ファイルの読取りに誤りを発生する可能性がある。これ
らの問題は、反転電力供給装置の負の出力端子とシステ
ムアースとの間の大容量コンデンサの使用により克服で
きるが、ディスクドライブ中の大きな、従って、かさば
るコンデンサの使用は、ディスクドライブの他の好まし
い特性、特に、ディスクドライブを使用するコンピュー
タのケース中のわずかな空間をディスクドライブが占有
するような小型であるという特性に反するものである。
この寸法は、例えばラップトップ型コンピュータにとっ
ては重要な問題である。このように、従来の反転電力供
給装置の欠点は、アーク問題が解決される程度と他の好
ましいディスクドライブの特性との間のトレードオフを
必要とする。従って、従来の反転電力供給装置は、アー
ク問題を最小化するために使用できる一方で、これら装
置は、この目的のための装置の有効性を制限する代償を
必要とする。

発明の開示 本発明は、磁気抵抗型ヘッドを使用するディスクドラ
イブにおける前述のアーク問題を解決するために使用で
きるだけでなく、加えて、十分に調整された低リップル
の負の供給電圧が好都合である実質上任意の用途に使用
できる、十分に調整された、実質上リップルのない負の
電圧を供給する小さなコンデンサのみを使用した反転電
力供給装置を提供する。これらの目的のために、本発明
の電力供給装置は、第１及び第２充電コンデンサから構
成され、これらの第１及び第２充電コンデンサは、次の
放電のための２位相クロックの交互の半サイクルにおい
て正の供給電圧を、各コンデンサのための他の半サイク
ルにおいて負荷が接続可能な電力供給装置の負の出力端
子に供給する電源から充電される。正の電源から負の出
力端子へのコンデンサのスイッチングは、負の供給端子
の電圧を検出し、充電コンデンサと負の供給端子との間
の電荷移動の速度を、負の供給端子の電圧に関して調整
して、負の出力端子の電圧を所望のレベルで維持する電
荷移動制御回路を含むスイッチング回路によって達成さ
れる。負の出力端子とシステムアースとの間の小さなフ
ィルタコンデンサは、充電及び放電モード間の充電コン
デンサのスイッチングの間に発生するリップルを除去す
る。

本発明の重要な様相は、負の出力端子での電圧調整及
びリップル抑制が、充電コンデンサと、例えば、磁気抵
抗型ヘッドのような負荷に接続される負の出力端子との
間の電荷移動の制御によって達成されることである。こ
のように、負の出力端子での電圧のドリフトを素早く補
償できるだけでなく、充電コンデンサの寸法を最小にす
るために、負の出力端子の負電圧よりもかなり大きい正
の電圧に充電コンデンサを充電できる。更に、電荷が負
の出力端子と充電コンデンサとの間を常に移動するの
で、負の出力端子の電圧のリップルを除去するには小さ
なフィルタコンデンサで十分である。従って、本発明
は、十分に調整され、実質上リップルのない負の供給電
圧を本質的に提供し、この負の供給電圧は、磁気抵抗型
ヘッドを使用するディスクドライブにおける前述のアー
ク問題を排除するための使用に好適なだけでなく、加え
て、システムアースに対して正の電圧の電力を供給する
電源から負の電圧が生成される実質上任意の用途に最適
である。

更に、本発明の電力供給装置は、一層進んだ電圧調整
及びリップルの最小化に役立つ。特に、本発明の反転電
力供給装置は、負の出力端子に接続された負荷を流れる
電流が幅広い変動を受けるような状況において、十分に
調整され実質上リップルのない負の電圧を供給するため
に十分に適用される。このため、また本発明の付加的な
様相において、電荷移動の速度が検出でき且つ電荷移動
制御回路をバイアスするために使用できるので、電荷移
動制御回路は負の出力端子に供給される負の電圧の小さ
な変動を単に補償するだけでよい。上述したような充電
コンデンサと負の供給端子との間の電荷移動の制御によ
って提供される調整の速度という点において、付加的な
特徴は、再度、負の供給電圧の調整を増大させて、本発
明の電力供給装置が使用される用途の範囲を広げること
にある。

本発明の具体的な目的は、磁気抵抗型ヘッドを用いる
ディスクドライブの読取りチャネルに負の供給電圧を与
えるために有利に使用できる、十分に調整され、実質上
リップルのない反転電力供給装置を提供することであ
る。

本発明のさらに進んだ目的は、十分に調整され、実質
上リップルのない負の電圧を必要とする広範な種類の用
途に使用できる反転電力供給装置を提供することであ
る。

本発明の他の目的は、反転電力供給装置が使用される
用途によって課せられる実質上任意の要求を満たすため
に容易に適用できる汎用の反転電力供給装置を提供する
ことである。

本発明の他の目的、特徴及び利点は、図面及び添付さ
れた請求の範囲に関連して理解される以下の詳細な説明
で明らかになる。

図面の簡単な説明 図１は、本発明の反転電力供給装置の回路図である。

図２は、図１の電力供給装置の電荷移動制御回路の回
路図である。

発明を実施するための最良の形態 まず、図面、特に、図１を参照すると、本発明により
構成される反転電力供給装置が、一般参照符号10によっ
て示される。動作時に、電力供給装置10は、電力供給装
置10のアースに接続されるアース端子16に対して端子14
で正の電圧を与える電源12から電力を引き出して、電力
供給装置アースに対して負の電圧を、例えば、ディスク
ドライブの磁気抵抗型ヘッドのような負荷を接続できる
負の出力端子18で与える。このような用途において、端
子14,16は、電気的コネクタのピンであり、それによっ
てディスクドライブがコンピュータに接続され、また、
電源12はコンピュータの電源である。

後述するように、電力供給装置10の動作は、クロック
信号を用いて実行され、この信号は任意の適宜な２相ク
ロック20により与えられる。例えば、クロック20は、デ
ィスクドライブを構成するマイクロプロセッサにクロッ
ク信号を与えるために使用される水晶制御発振器、及び
電力供給装置10の動作を制御するのに適した範囲に発振
器周波数を低減する分周器とすることができる。後述す
るように、クロック20の周波数は、電力供給装置10で使
用されるコンポーネントの値に関して選定して、電力供
給装置10の動作を最適化できる。

電力供給装置10は、第１充電コンデンサ22と、第２充
電コンデンサ24とを含んで構成され、各コンデンサは、
ここでは負極として参照される一方の電極を有し、この
電極はダイオード及び抵抗を介して電力供給装置アース
に接続される。具体的には、第１充電コンデンサ22の負
極がダイオード26のアノードに接続され、第２充電コン
デンサ24の負極がダイオード28のアノードに接続され、
ダイオード26,28のカソードが抵抗30の一端に接続され
る。抵抗30の他端はアースされる。

電力供給装置アースに対する充電コンデンサ22,24の
上記接続からわかるように、ここでは正極として参照さ
れる充電コンデンサ22,24の他方の電極を電源12の正の
端子14に接続することによって充電コンデンサ22,24が
充電できる。より詳しくは、このような接続で、充電コ
ンデンサ22,24の正極が正に充電された状態となるとと
もに、負極が負に充電された状態となるため、これらの
名称となる。

前述のように、２相クロックの周波数は電力供給装置
の構成に使用されるコンポーネントに関して選定でき、
また、クロック周波数の選定基準は、どちらか一方の充
電コンデンサ及び抵抗30によって形成されるRC回路の時
定数をクロック20の周期と同じ程度の大きさとすること
である。このような選定によって、各充電コンデンサ
は、他方の充電コンデンサが負荷に放電される時間を制
限する間、後述される電力供給装置10の動作の間に、正
の端子14の電圧に実質的に充電される。

充電コンデンサ22,24に加えて、電力供給装置10は、
各充電コンデンサ22,24の正極と電源12の正の端子14と
の間に接続された通常は開いている電子スイッチ34,36
を順番に包むスイッチング回路32を含んで構成される。
クロック20の１相は、信号パス38,40を経由してスイッ
チ34の制御入力に送られ、クロック20の２相は、信号パ
ス42,44を経由してスイッチ36の制御入力に送られて、
電力供給装置10の動作中、充電コンデンサ22,24は、ク
ロック20の動作の交互の半サイクル間に、電源12の端子
に接続される。

更に、スイッチング回路32は、第１充電コンデンサ22
の正極に接続されたコレクタ及び抵抗48を介してアース
されたエミッタを有するnpn型の第１スイッチングトラ
ンジスタ46と、第２充電コンデンサ24の正極に接続され
たコレクタ及び抵抗48を介して同様にアースされたエミ
ッタを有するnpn型の第２スイッチングトランジスタ50
とを含んで構成される。後述するように、第１スイッチ
ングトランジスタ46は、スイッチ34が開いたクロック半
サイクル間に第１充電コンデンサ22の正極をシステムア
ースに制御可能に放電するための電流パスを与え、第２
スイッチングトランジスタ50は、同様にスイッチ36が開
いた時に第２充電コンデンサ24の正極を制御可能に放電
するための電流パスを与える。カソードがそれぞれ充電
コンデンサ22,24の負極に接続され、アノードが負の出
力端子18に接続されるダイオード52,54は、負の出力端
子18と充電コンデンサ22,24の負極との間に電流パスを
与える。このように、負の出力端子に一定の負電圧を維
持するために、充電コンデンサ22,24の正極の放電を制
御することによって、充電コンデンサ22,24と負の出力
端子18との間の電荷移動が制御できる。

更に、スイッチング回路32は、スイッチングトランジ
スタ46,50が充電コンデンサ22,24の正極を放電するクロ
ック半サイクル間には制御されたベース−エミッタ電流
をスイッチングトランジスタ46,50に与えるとともに、
他方のクロック半サイクル間にはスイッチングトランジ
スタ46,50をオフにする、電荷移動制御回路56を含んで
構成される。このように、充電コンデンサ22,24が電源1
2の正の端子14に接続される各クロック半サイクル間に
おいては、コレクタが充電コンデンサの正極に接続され
るスイッチングトランジスタ46または50は、電荷が充電
コンデンサに蓄積されるのを許可する非導電状態であ
る。充電コンデンサが電源12の正の端子14から切り離さ
れる他方の半サイクルにおいては、充電コンデンサの正
極に接続されるスイッチングトランジスタは、電荷移動
制御回路56から得られるベース−エミッタ電流によって
決定される速度で接続する電極を放電する。

図２においてより詳細に示される電荷移動制御回路56
は、図１に示され図２中に延長される導電パス58を介し
て電源12から正の電圧の電力を得る。信号パス38,42上
のクロック20の両方の位相は電荷移動制御回路56に送ら
れ、このようなパスは同様に図２中に延長される。加え
て、負の出力端子18の電圧は、信号パス60を介して電荷
移動制御回路56に供給され、また、後述される電力供給
装置10の付加的な実施の形態において、スイッチングト
ランジスタ46,50のエミッタと抵抗48との間の接合点の
電圧は、図１の62に破線で示され図２に延長される信号
パスを介して電荷移動制御回路56に送られる。当業者に
は明らかであるが、このような電圧は、スイッチングト
ランジスタ46,50のどちらか一方が導電して、充電コン
デンサ22,24のどちらでも負荷に電力を現在供給してい
ることによって、負の出力端子に接続される負荷の電荷
が送られる速度を順次測定する時に、スイッチングトラ
ンジスタ46,50のどちらかに流れる電流を測定する。

ここで、図２を参照すると、符号64で一般的に示さ
れ、電源12の正の端子からの導線と負の出力端子18から
の信号パス60との間のダイオード68,70,72に直列に接続
される抵抗66を含む電圧レベルシフターと、ダイオード
68を渡って直列に接続される抵抗74,76を含む分圧器と
によって、信号パス60上の負の出力端子18の電圧が受取
られる。レベルシフター64を構成するダイオード数の選
択、及び抵抗74,76の適切な値によって、電力供給装置1
0の負の出力端子18の電圧は、負の出力端子18の電圧に
ダイオードの順電圧降下を加えた値にシフトでき、即
ち、それは電力供給装置アースに対して正となる。この
ように、抵抗74,76の接点でのレベルシフター64の出力
電圧は、電圧源12によって供給される正の電圧と電源12
及び電力供給装置10の共通アースとの間で動作される増
幅器の入力として使用できる負の出力端子18の電圧を測
定する。（当業者には明らかであるが、レベルシフター
64を構成するダイオード数を選択して、負の出力端子18
が維持される電圧に関して任意の正の電圧を抵抗74,76
の接点に与えることができる。このように、３つのダイ
オードだけが示されているが、この数に限らないことは
明らかである。むしろ、任意の数のダイオードがレベル
シフター64に使用できる） レベルシフター64の出力は、電源12によって電導線58
び電導線80を介して加算増幅器78の正の電源端子に供給
される電力を用いて動作される加算増幅器78の１つの入
力に送られる。加算増幅器78の負の電源端子は、上述し
たように電力供給装置10及び電源12に共通な電力供給装
置アースに接続される。

基準電圧REFは、加算増幅器78の第２の入力に与えら
れて、加算増幅器78の出力が、シフトされた負の出力端
子18の電圧と基準電圧REFとの合計を反映する。基準電
圧ERFは、負の出力端子18の電圧が端子18に接続される
負荷に与えられる値である時に、負の出力端子18と電力
供給装置アースとの間に接続される安定抵抗82（図１）
を流れる選定された電流を持続するために選ばれる。

加えて、負の出力端子18の電圧が電力供給装置10によ
って与えられる負の電圧である時に、この端子で得られ
る電流を選定する加算増幅器の出力中のバイアスを含む
ために加算増幅器78の第３の入力が設けられる。このバ
イアス、及びそれを達成する回路は後に説明される。加
算増幅器78の出力は、図２に示され図１中に延長される
導線88,90を介してスイッチングトランジスタ46,50をそ
れぞれに流れるベース−エミッタ電流を駆動する駆動増
幅器84,86の入力に接続される。加算増幅器78と同様
に、駆動増幅器84,86は、図１に示されるように電源正
端子14に至る導線58上の電源12によって与えられる正の
電圧で動作される。

しかしながら、加算増幅器78とは異なり、駆動増幅器
84,86は断続的に動作する。より詳しくは、ベースが各
信号パス38,42上のクロック位相をそれぞれに受けるpnp
型のトランジスタ92,94をそれぞれに介して電力が駆動
増幅器84,86に与えられて、駆動増幅器84,86は、クロッ
ク20の１つの半サイクルの間それぞれ遮断される。従っ
て、信号パス38上のクロック位相が高レベルである半サ
イクルの間、即ち、スイッチングトランジスタ46のコレ
クタにも接続された充電コンデンサ22の正極を電源12の
正の端子14に接続するスイッチ34を信号パス38上のクロ
ック位相が閉じる時に、スイッチングトランジスタ46は
オフ状態となる。このように、第１充電コンデンサ34が
電源12に接続される時、第１スイッチングトランジスタ
46がオフ状態となって、電荷が第１充電コンデンサ22の
電極に蓄積される。信号パス38上のクロック位相が低レ
ベルである時、即ち、スイッチ34が開いた時に、駆動増
幅器84はトランジスタ92を介して電力を受けて、加算増
幅器78から得られる信号の振幅に関し第１スイッチング
トランジスタ46を流れるベース−エミッタ電流を駆動す
る。第２スイッチングトランジスタ50は、第２充電コン
デンサ24と電源12の正の端子14との間のスイッチ36が信
号パス42上の高レベル位相２クロック信号によって閉じ
られる間、同様にオフ状態となり、また、位相２クロッ
ク信号が低レベルの時に加算増幅器78の出力に比例する
ベース−エミッタ電流を受ける。このように、クロック
20の第１の位相において、第１充電コンデンサ22は、ス
イッチングトランジスタ46がオフ状態の間、第１充電コ
ンデンサの充電を許可するために電源12に接続され、一
方、第２充電コンデンサ24の負極は、正の電荷が第２充
電コンデンサ24の正極から第２スイッチングトランジス
タ50を介して流出する速度によって決められる速度で、
負の出力端子18に放電される。クロック信号20の第２の
位相において、第２充電コンデンサ24は、スイッチング
トランジスタ50がオフ状態の間、第２充電コンデンサの
充電を許可するために電源12に接続され、一方、第１充
電コンデンサ22の負極は、正の電荷が第１充電コンデン
サ22の正極から第１スイッチングトランジスタ46を介し
て流出する速度によって決められる速度で、負の出力端
子18に放電される。このように、スイッチングトランジ
スタ46,50に流れる電流が蓄積されるために要求される
クロック位相間の転移の間の短時間を除いて、負の出力
端子18で選択された負の電圧を維持するために、充電コ
ンデンサ22,24のうちの一方と負の出力端子18との間を
制御された速度で電荷が移動すると同時に、他方の充電
コンデンサが電源12で充電される。非導電及び導電状態
の間のスイッチングトランジスタ46,50の変化から生じ
る負の出力端子18の電圧の変動は、負の供給端子18と電
力供給装置アースとの間に接続された小さなフィルタコ
ンデンサ100によって容易に抑制できる。

電力供給装置の動作 上述のように、電力供給装置10の動作の間に、各々の
充電コンデンサ22,24が、クロック20の１つの半サイク
ルで充電されると同時に、他方の充電コンデンサ22,24
と負の出力端子18との間を、負の出力端子18の電圧を選
択された電圧に維持するために、電荷が移動する。そし
て、充電コンデンサの動作は、他の半サイクルで反転さ
れる。このように、負の出力端子は、これに接続する負
荷に与える負の電圧を供給できる。

電力供給装置10の使用の間、電荷は、負の出力端子18
に接続される負荷から得られて、実際に、各々の充電コ
ンデンサ22,24は、電力供給装置10の動作の各半サイク
ル間に、制御された電圧電流流入を負荷に提供する。本
発明を十分に理解するには、この電流流入の効果が達成
される方法を考えることが有効である。

まず、図１の102に破線で示されるように、負荷の負
の出力端子18と電力供給装置アースとの間に接続して、
電力供給装置10を種々の従来用途の反転電力供給装置に
使用できるようにすることが考えられる。しかしなが
ら、図１の104に示されるように、負荷が電源の正の端
子14と負の供給端子18との間に同様に接続して、例え
ば、電力供給装置10が、上述の磁気抵抗型ヘッドを用い
るディスクドライブにおけるアーク問題を排除するのに
使用可能な負の電圧を供給できる。より詳しくは、磁気
抵抗型ヘッドのための前置増幅器（図示されず）が、負
荷104によって示されるように、電源12の正の端子及び
負の出力端子18の間に接続される。この応用に関する電
源の動作を説明することは有効である。このような応用
において、コンピュータがオン状態となる時に、電源の
端子14,16やディスクドライブが使用されるコンピュー
タの電力供給装置に電力が生じる。同時に、ディスクド
ライブまたはコンピュータのクロックが、図１に示され
る２相クロック20を提供するために動作を開始する。

コンピュータがオン状態になる時、コンデンサ22,24,
100は、通常、充電されず、負の出力端子の電圧は零、
即ち、電力供給装置10及び電源12の共通アースになる。
このように、レベルシフター64は、電圧を加算増幅器78
に与え、加算増幅器78は、負の出力端子18の所望の負の
電圧用の安定抵抗82を流れる小さな電流のために、その
所望の負の電圧を維持する正の電圧を越える。従って、
加算増幅器は、駆動増幅器84,86に大きな振幅の信号を
与えて、pnp型のトランジスタ92,94のうちの１つを介し
て電源12から電力を現在得ている増幅器84,86のうちの
１つに、大きなベース−エミッタ電流をスイッチングト
ランジスタ46,50のうちの１つに提供させる。このため
には、このようなスイッチングトランジスタが第１スイ
ッチングトランジスタ46であるとする。電荷が第１充電
コンデンサ34に前もって蓄積されていないので、第１ス
イッチングトランジスタ46のベース−エミッタ電流は、
負の出力端子18の電圧に影響を与えない。

しかし、上述したように、第１スイッチングトランジ
スタ46は、クロック20の第２の位相の間にベース−エミ
ッタ電流を得て、その結果、電力が電源12から得られる
と、スイッチ36が閉じ、第２スイッチングトランジスタ
50がオフ状態となる。このように、電荷が第２充電コン
デンサ24の電極に蓄積される。

第１充電コンデンサ22における前の電荷の不足は、負
の出力端子18の電圧に影響を与えないので、加算増幅器
の出力における信号の振幅は、第２充電コンデンサが充
電されるクロック半サイクルの間、高レベルのままであ
る。このように、クロック位相が変化すると、第２スイ
ッチングトランジスタ50は、強い導電性で駆動されて、
第２充電コンデンサ24の正極からの電荷が急速に流出す
る結果となる。このような流出は、負の出力端子と第２
充電コンデンサ24の負極との間の電荷の移動を可能に
し、負の出力端子18を電力供給装置アースに対して負の
電圧に駆動する間、第２充電コンデンサ24の負極が、負
荷104からの電流の流入を提供する結果となる。充電コ
ンデンサ22,24が、所望の電圧よりもより大きな値を有
する電圧に充電されるので、充電コンデンサ22,24に相
対的に更に小さなコンデンサを使用しても、このような
コンデンサは完全な放電なしに負荷104からの電流を流
入することが可能であり、その結果、電力供給装置10の
動作の最初のサイクルの終わりに、負の出力端子は、所
望の電圧とアース電圧との間の負の電圧になる。この電
圧は、充電及び放電モード間の充電コンデンサのスイッ
チングの間、小さな静電容量のみを持つフィルタコンデ
ンサ100によって、維持される。（例として、クロック
周波数が125kHzの時に80mAの電流を流入するのに十分
で、充電コンデンサ22,24及びフィルタコンデンサ100を
完全に放電することのない、充電コンデンサ22,24、フ
ィルタコンデンサ100、及び抵抗30の適切な値は、それ
ぞれ、１μＦ、１μＦ、2.2μＦ、及び５Ωである。） 第２充電コンデンサ24と負の出力端子18との間の電荷
の移動と同時に、クロック20の第１の位相の間における
相対的に高い電圧に応じたスイッチ34の閉鎖及び駆動増
幅器84の不動作によって、第１充電コンデンサ22が充電
される。このように、クロック20の次の位相変化が起こ
る場合、第１充電コンデンサ22の負極は、負荷電流に流
入を与えると同時に、負荷の負側が動作される所望の負
の電圧に近い、負の出力端子の電圧を駆動する。更に、
この所望の負の電圧と負の出力端子18の実際の電圧との
間の差が大きいと、第１スイッチングトランジスタ46
が、第１充電コンデンサ22と負の出力端子18と負荷104
との間で電荷を移動させるために駆動されることが困難
となる。

このようなクロックサイクルが繰り返されると、充電
コンデンサ22,24は、負の出力端子18の電圧を負荷の動
作のために望まれる負の電圧に調整する間、負荷104へ
の電流の流入を交互に与える。更に、加算増幅器78の出
力の振幅が負の出力端子18の実際の電圧と所望の電圧と
の間の差に関係するので、負荷104からの電流の流入を
可能にするために充電コンデンサ22,24の正極に流出す
るスイッチングトランジスタ46,50が、所望の負の電圧
発生のための調整の間、強く駆動されて負の出力端子18
は極めて急速に所望の負の電圧となる。その後、負の出
力端子18が所望の負の電圧である場合に、負荷104から
充電コンデンサへの電流の流入を許可するのにちょうど
十分なベース−エミッタ電流をスイッチングトランジス
タ46,50が得る。

充電コンデンサ22,24に電流を流入するための電力供
給装置の安定状態動作の間に、負の出力端子18の電圧が
所望の電圧からはずれる場合、加算増幅器出力の振幅
は、充電コンデンサ22,24を流出するのに現在役立つス
イッチングトランジスタ46,50のベース−エミッタ電流
を調整するために急速に変化してその充電コンデンサの
流出を調整すると同時に、負の出力端子18の電圧を、現
在負の出力端子で得られる負荷電流のために所望の電圧
に戻す充電コンデンサ22,24に、より大きなまたはより
小さな電流流入能力を与える。

上記のように、電力供給装置10は、充電コンデンサ2
2,24によって流入された負荷電流における大きな変動を
補償するために容易に適合できる。この目的のために、
電力供給装置10は、図２に破線で示された電流制御回路
106を更に含んで構成できる。電流制御回路106は、信号
パス62上の抵抗48の高電圧側の電圧を受けて、スイッチ
ングトランジスタ46,50のどちらか一方が充電コンデン
サ22,24の正極からの電荷を流出する間に、この電圧を
サンプルし、また、流出電流に比例する信号、従って、
負の出力端子18への電荷の移動速度を、フィルタ110を
介して加算増幅器78の付加入力に与えるサンプル及びホ
ールド108を含んで構成される。このように、大きな電
流の要求が電力供給装置10上でなされる場合に、スイッ
チングトランジスタ46,50に供給されるベース−エミッ
タ電流を増加させるために、電流制御回路は駆動増幅器
84,86に送られるバイアスを供給する。

流出電流、即ち現在導電するスイッチングトランジス
タ46,50のコレクタ電流のサンプリングを提供するため
に、２つのワンショット109,111が、クロック20の１つ
の位相、例えば、図２において信号パス112を介したク
ロック信号パス42へのワンショット109,111の入力の接
続によって示されるような第２の位相に接続される。ワ
ンショット111は反転入力を有して、第２クロック位相
の低レベルから高レベルへの変化に反応する一方、ワン
ショット109は、第２クロック位相の高レベルから低レ
ベルへの変化に反応する。これらの変化に応じて、各ワ
ンショット109,111は、瞬間的な正のパルスをANDゲート
114の反転入力に伝えて、その結果、ANDゲート114はク
ロック20の動作の各半サイクルの始めに瞬間的に不動作
となる。ANDゲートの出力は、サンプル及びホールド48
に接続されて、ANDゲートの出力が高レベルになる毎に
サンプル期間を開始する。従って、充電コンデンサ22,2
4のいずれか一方の負極と負の出力端子18との間の電荷
の移動の間、充電コンデンサの正極の流出であるスイッ
チングトランジスタ46,50のコレクタ電流が継続的にサ
ンプルされ、クロック位相の変化が起こると同時にこの
サンプルがホールドされる。このように、サンプル及び
ホールド108は加算増幅器に信号を与え、この信号は、
駆動増幅器84,86にバイアスを与えるために電力供給装
置10によって駆動される負荷によって電力供給装置10上
に出された電流要求に比例し、これらの駆動増幅器は、
充電コンデンサ22,24によって流入される負荷電流を持
続する速度でスイッチングトランジスタに充電コンデン
サ22,24の正極を流出させる。従って、負の出力端子18
の電圧の伝達によって、レベルシフター64及び加算増幅
器78に与えられる調整は、負の出力端子18の電圧変化に
対する迅速な補正を与えるための所望の電圧から、この
ような変化だけを補償する必要がある。

本発明が、目的を実行し、本来固有なものは勿論ここ
に述べられた目的や利点を達成するために十分に適用さ
れることは明らかである。好ましい実施の形態は発明の
開示のために説明されたものであるが、当業者には容易
に予測されるとともに、開示された発明の思想に包含さ
れ、また、添付の請求の範囲内に定義されるような、多
くの変更を行うことができる。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−46556（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−8865（ＪＰ，Ａ) 欧州特許出願公開489412（ＥＰ，Ａ １) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 3/07 G11B 5/39

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】２位相クロック及び電力供給装置アースに
   対して負の電圧を電源正端子に与える電源により動作可
   能で、前記電力供給装置アースに対して調整された負の
   供給電圧を電力供給装置の負の出力端子に与える電力供
   給装置において、 正極及び負極を有する第１充電コンデンサと、 正極及び負極を有する第２充電コンデンサと、 前記電力供給装置アースと前記負の出力端子との間に接
   続されるフィルタコンデンサと、 前記クロックから得られる信号に応じて、一方の充電コ
   ンデンサを前記電源正端子と電力供給装置アースとの間
   に交互に接続して、前記一方の充電コンデンサの負電極
   を負に充電するとともに、前記負の出力端子から他方の
   充電コンデンサの負極へ電荷を移動させるスイッチング
   手段とを含んで構成され、 前記スイッチング手段は、 前記電力供給装置の負の出力端子の電圧に応じて、前記
   電力供給装置の負の出力端子の略一定な負の電圧を持続
   するために、前記負の出力端子と前記他方の充電コンデ
   ンサとの間の電荷の移動の速度を制御する電荷移動制御
   手段と、 前記第１及び第２充電コンデンサの正極に接続され、該
   第１及び第２充電コンデンサの正極に蓄えられる電荷の
   ためのアースへの放電パスを与える第１及び第２スイッ
   チングトランジスタと、 前記負の出力端子と前記第１及び第２充電コンデンサの
   負極との間に接続され、前記負の出力端子から前記第１
   及び第２充電コンデンサの負極への単方向の電流パスを
   与えるダイオードとを含んで構成され、 前記電荷移動制御手段は、更に、前記第１及び第２スイ
   ッチングトランジスタのベースエミッタ電流を制御する
   手段であって、更に、前記スイッチングトランジスタの
   コレクタ電流に関して、前記負の供給端子と前記充電コ
   ンデンサとの間の電荷移動速度を調整する電流制御手段
   を含んで構成されることを特徴とする電力供給装置。
2. 【請求項２】アースに対して正の電圧を与える電源及び
   選択された周波数のクロック信号を交互に供給する２位
   相クロックを有するディスクドライブ中の磁気抵抗型ヘ
   ッドのための低雑音の負電力供給装置において、 負の電圧を与える負電圧出力端子と、 正及び負の充電電極を有する第１コンデンサと、 正及び負の充電電極を有する第２コンデンサと、 前記負電圧出力端子とアースとの間に動作可能に接続さ
   れるフィルタコンデンサと、 前記２位相クロックからの交互のクロック信号に応じ
   て、前記電源を第１及び第２コンデンサの正の充電電極
   に接続し、前記第１及び第２コンデンサが前記交互のク
   ロック信号の周波数に一致する周期で、前記電源によっ
   て交互に充電される第１及び第２スイッチと、 前記第１及び第２コンデンサの正の充電電極に接続さ
   れ、前記第１及び第２コンデンサの正の充電電極に蓄え
   られる電荷のための放電パスを制御可能に与える第１及
   び第２スイッチングトランジスタと、 前記電源、前記２位相クロック、前記負電圧出力端子及
   び前記第１及び第２スイッチングトランジスタに接続さ
   れ、前記負電圧出力端子の負の電圧の大きさに応じて前
   記第１及び第２スイッチングトランジスタのベースエミ
   ッタ電流を制御する電荷移動制御回路と、 前記負電圧出力端子と前記第１及び第２コンデンサの負
   の充電電極との間に接続され、前記負の出力端子から第
   １及び第２コンデンサの負極への単方向の電流パスを与
   えるダイオードと、 を含んで構成され、 前記第１及び第２コンデンサのうちの一方が制御可能に
   放電される間に他方が充電されて、前記負の出力端子か
   ら放電コンデンサの負の充電電極へ電荷が流出して前記
   負電圧出力端子の負の電圧を与えること、および 前記電荷移動制御回路は、更に、対応する前記第１及び
   第２スイッチングトランジスタのコレクタ電流に関し
   て、前記負電圧出力端子から前記放電コンデンサの負極
   への電荷移動速度を調整する電流制御手段を含んで構成
   されることを特徴とする負電圧電力供給装置。