JP3407455B2 - エコーキャンセラ - Google Patents
エコーキャンセラInfo
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- JP3407455B2 JP3407455B2 JP02708995A JP2708995A JP3407455B2 JP 3407455 B2 JP3407455 B2 JP 3407455B2 JP 02708995 A JP02708995 A JP 02708995A JP 2708995 A JP2708995 A JP 2708995A JP 3407455 B2 JP3407455 B2 JP 3407455B2
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- signal
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、テレコンファレンスシ
ステム等におけるエコーの打ち消しを行うエコーキャン
セラに関するものである。
ステム等におけるエコーの打ち消しを行うエコーキャン
セラに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】テレコンファレンスシステム等における
エコーの打ち消しを行うエコーキャンセラにおいて、残
留エコーを抑圧するために非線形プロセッサ（Non-line
ar processor）が利用されてきた。例えばCCITT G.165
にその一例が記載されている。
エコーの打ち消しを行うエコーキャンセラにおいて、残
留エコーを抑圧するために非線形プロセッサ（Non-line
ar processor）が利用されてきた。例えばCCITT G.165
にその一例が記載されている。
【０００３】上述した非線形プロセッサを含むエコーキ
ャンセラについて図面を参照しつつ説明する。図７は従
来例のエコーキャンセラの全体構成を示すブロック図で
ある。本図において、受信入力信号７１は遠隔地点に設
置されたマイクロホンで収音された信号、受信出力信号
７２は当地点に設置されたスピーカ７５より拡声される
信号、送信入力信号７３は当地点に設置されたマイクロ
ホン７６で収音された信号、送信出力信号７４は遠隔地
点のスピーカにより遠方の音響空間に放射される信号で
ある。適応フィルタ７７は、受信入力信号と送信入力信
号から当音響空間におけるスピーカ７５とマイクロホン
７６間のインパルス応答を適応的に推定するフィルタ、
減算手段７８は適応フィルタ７７により生成されたエコ
ーレプリカを送信入力信号７３から減算することにより
送信入力信号７３に含まれるエコー成分を除去する回路
であり、エコー成分除去信号７１０を出力する。また、
非線形プロセッサ７９は、入力信号をｅj、予め設定さ
れた閾値をαとすると、|ｅj|≦αの場合には０を、|ｅ
j|＞αの場合にはエコー成分除去信号７１０をそのまま
送信出力信号７４として出力する回路である。図８は非
線形プロセッサ７９の入出力特性を示した図である。
ャンセラについて図面を参照しつつ説明する。図７は従
来例のエコーキャンセラの全体構成を示すブロック図で
ある。本図において、受信入力信号７１は遠隔地点に設
置されたマイクロホンで収音された信号、受信出力信号
７２は当地点に設置されたスピーカ７５より拡声される
信号、送信入力信号７３は当地点に設置されたマイクロ
ホン７６で収音された信号、送信出力信号７４は遠隔地
点のスピーカにより遠方の音響空間に放射される信号で
ある。適応フィルタ７７は、受信入力信号と送信入力信
号から当音響空間におけるスピーカ７５とマイクロホン
７６間のインパルス応答を適応的に推定するフィルタ、
減算手段７８は適応フィルタ７７により生成されたエコ
ーレプリカを送信入力信号７３から減算することにより
送信入力信号７３に含まれるエコー成分を除去する回路
であり、エコー成分除去信号７１０を出力する。また、
非線形プロセッサ７９は、入力信号をｅj、予め設定さ
れた閾値をαとすると、|ｅj|≦αの場合には０を、|ｅ
j|＞αの場合にはエコー成分除去信号７１０をそのまま
送信出力信号７４として出力する回路である。図８は非
線形プロセッサ７９の入出力特性を示した図である。
【０００４】以上のように構成された従来のエコーキャ
ンセラの動作について説明する。エコー成分除去信号７
１０の絶対値が閾値αよりも小さい場合は０を出力する
ため、比較的信号レベルの低い残留エコー成分について
は非線形プロセッサにより抑圧することができる。ま
た、エコー成分除去信号７１０の絶対値が閾値αよりも
大きい場合は入力信号をそのまま出力するため、信号レ
ベルが高い近端話者音声は抑圧することなく送信出力信
号として出力することができる。この動作により、適応
フィルタ７７及び減算手段７８により除去することがで
きなかった残留エコー成分を、近端話者音声を大きく損
ねることなく抑圧することができる。
ンセラの動作について説明する。エコー成分除去信号７
１０の絶対値が閾値αよりも小さい場合は０を出力する
ため、比較的信号レベルの低い残留エコー成分について
は非線形プロセッサにより抑圧することができる。ま
た、エコー成分除去信号７１０の絶対値が閾値αよりも
大きい場合は入力信号をそのまま出力するため、信号レ
ベルが高い近端話者音声は抑圧することなく送信出力信
号として出力することができる。この動作により、適応
フィルタ７７及び減算手段７８により除去することがで
きなかった残留エコー成分を、近端話者音声を大きく損
ねることなく抑圧することができる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、適応フ
ィルタ７７の適応状況により残留エコー成分のレベルが
変化するため、適応初期の残留エコーを抑圧するために
閾値αを高く設定した場合には送信出力信号に大きな歪
みを与える場合あり、逆に送信出力信号の歪みを小さく
するために閾値αを低く設定した場合には大きなエコー
が発生した場合に抑圧ができないという問題が生ずる。
ィルタ７７の適応状況により残留エコー成分のレベルが
変化するため、適応初期の残留エコーを抑圧するために
閾値αを高く設定した場合には送信出力信号に大きな歪
みを与える場合あり、逆に送信出力信号の歪みを小さく
するために閾値αを低く設定した場合には大きなエコー
が発生した場合に抑圧ができないという問題が生ずる。
【０００６】本発明はこのような従来の問題点に鑑みて
なされたものであって、残留エコーレベルが変動した場
合においても非線形プロセッサによるエコー抑圧効果を
一定に保つエコーキャンセラを実現するものである。
なされたものであって、残留エコーレベルが変動した場
合においても非線形プロセッサによるエコー抑圧効果を
一定に保つエコーキャンセラを実現するものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本願の請求項１記載の発明は、マイクロホンとスピ
ーカが設けられた第１の音響空間と、前記第１の音響空
間と隔たった所に位置し、マイクロホンとスピーカとが
設けられた第２の音響空間との間で、送信信号及び受信
信号を用いて音声情報を授受するテレコンファレンスシ
ステムに用いられるエコーキャンセラであって、第２の
音響空間に位置するマイクロホンから出力される受信入
力信号が、第１の音響空間に位置するスピーカを介して
マイクロホンに入力されるときの音響インパルス応答と
等価なタップ係数を適応的にもつ適応フィルタと、第１
の音響空間に位置するマイクロホンに入力される送信入
力信号から、前記適応フィルタで生成したエコーレプリ
カを減算する減算手段と、前記受信入力信号と、前記減
算手段によってエコー成分が除去されたエコー除去信号
とからエコー帰還損失を算出するエコー帰還損失算出手
段と、前記エコー除去信号を入力とし、入力信号の絶対
値が、予め設定された閾値以下の場合には０を、前記閾
値以上の場合には入力信号をそのまま出力する非線形プ
ロセッサと、前記エコー帰還損失の短時間パワー平均
と、前記受信入力信号の短時間パワー平均とを乗算し、
その値に一定のバイアスを付加することにより前記非線
形プロセッサの閾値を算出するNLP閾値算出手段とを具
備することを特徴とする。
に、本願の請求項１記載の発明は、マイクロホンとスピ
ーカが設けられた第１の音響空間と、前記第１の音響空
間と隔たった所に位置し、マイクロホンとスピーカとが
設けられた第２の音響空間との間で、送信信号及び受信
信号を用いて音声情報を授受するテレコンファレンスシ
ステムに用いられるエコーキャンセラであって、第２の
音響空間に位置するマイクロホンから出力される受信入
力信号が、第１の音響空間に位置するスピーカを介して
マイクロホンに入力されるときの音響インパルス応答と
等価なタップ係数を適応的にもつ適応フィルタと、第１
の音響空間に位置するマイクロホンに入力される送信入
力信号から、前記適応フィルタで生成したエコーレプリ
カを減算する減算手段と、前記受信入力信号と、前記減
算手段によってエコー成分が除去されたエコー除去信号
とからエコー帰還損失を算出するエコー帰還損失算出手
段と、前記エコー除去信号を入力とし、入力信号の絶対
値が、予め設定された閾値以下の場合には０を、前記閾
値以上の場合には入力信号をそのまま出力する非線形プ
ロセッサと、前記エコー帰還損失の短時間パワー平均
と、前記受信入力信号の短時間パワー平均とを乗算し、
その値に一定のバイアスを付加することにより前記非線
形プロセッサの閾値を算出するNLP閾値算出手段とを具
備することを特徴とする。
【０００８】請求項２記載の発明は、請求項１記載の発
明において、前記受信入力信号と前記エコー除去信号と
を入力とし、第１の音響空間に位置する話者の発話を検
出する近端話者検出手段を具備し、前記NLP閾値算出手
段は、前記近端話者検出手段によって第１の音響空間に
位置する話者の発話が検出された場合に前記非線形プロ
セッサの閾値を０に設定することを特徴とする。
明において、前記受信入力信号と前記エコー除去信号と
を入力とし、第１の音響空間に位置する話者の発話を検
出する近端話者検出手段を具備し、前記NLP閾値算出手
段は、前記近端話者検出手段によって第１の音響空間に
位置する話者の発話が検出された場合に前記非線形プロ
セッサの閾値を０に設定することを特徴とする。
【０００９】請求項３記載の発明は、請求項１記載の発
明において、前記エコー除去信号を入力とし、第１の音
響空間における騒音レベルを検出する騒音レベル検出手
段を具備し、前記NLP閾値算出手段は、前記騒音レベル
検出手段によって検出された騒音レベルに一定のバイア
スを付加した値を非線形プロセッサの閾値の最低値とし
て設定することを特徴とする。
明において、前記エコー除去信号を入力とし、第１の音
響空間における騒音レベルを検出する騒音レベル検出手
段を具備し、前記NLP閾値算出手段は、前記騒音レベル
検出手段によって検出された騒音レベルに一定のバイア
スを付加した値を非線形プロセッサの閾値の最低値とし
て設定することを特徴とする。
【００１０】請求項４記載の発明は、請求項３記載の発
明において、前記騒音レベル検出手段は、前記エコー除
去信号の最小レベルを検出し、そのレベルを騒音レベル
として、予め設定した時間その値を保持することを特徴
とする。
明において、前記騒音レベル検出手段は、前記エコー除
去信号の最小レベルを検出し、そのレベルを騒音レベル
として、予め設定した時間その値を保持することを特徴
とする。
【００１１】請求項５記載の発明は、マイクロホンとス
ピーカが設けられた第１の音響空間と、前記第１の音響
空間と隔たった所に位置し、マイクロホンとスピーカと
が設けられた第２の音響空間との間で、送信信号及び受
信信号を用いて音声情報を授受するテレコンファレンス
システムに用いられるエコーキャンセラであって、第２
の音響空間に位置するマイクロホンから出力される受信
入力信号をＮバンドの狭帯域信号に分割する第１のフィ
ルタバンク分析手段と、第１の音響空間に位置するマイ
クロホンに入力される送信入力信号をＮバンドの狭帯域
信号に分割する第２のフィルタバンク分析手段と、前記
第１及び第２のフィルタバンク分析手段の互いに対応す
るバンドの各出力をそれぞれ受信入力信号及び送信入力
信号とする第１から第Ｎのサブエコーキャンセラと、前
記第１から第Ｎのサブエコーキャンセラの出力をもとに
送信出力を合成するフィルタバンク合成手段とを具備
し、前記第１から第Ｎのサブエコーキャンセラとして請
求項１記載のエコーキャンセラを用いることを特徴とす
る。
ピーカが設けられた第１の音響空間と、前記第１の音響
空間と隔たった所に位置し、マイクロホンとスピーカと
が設けられた第２の音響空間との間で、送信信号及び受
信信号を用いて音声情報を授受するテレコンファレンス
システムに用いられるエコーキャンセラであって、第２
の音響空間に位置するマイクロホンから出力される受信
入力信号をＮバンドの狭帯域信号に分割する第１のフィ
ルタバンク分析手段と、第１の音響空間に位置するマイ
クロホンに入力される送信入力信号をＮバンドの狭帯域
信号に分割する第２のフィルタバンク分析手段と、前記
第１及び第２のフィルタバンク分析手段の互いに対応す
るバンドの各出力をそれぞれ受信入力信号及び送信入力
信号とする第１から第Ｎのサブエコーキャンセラと、前
記第１から第Ｎのサブエコーキャンセラの出力をもとに
送信出力を合成するフィルタバンク合成手段とを具備
し、前記第１から第Ｎのサブエコーキャンセラとして請
求項１記載のエコーキャンセラを用いることを特徴とす
る。
【００１２】請求項６記載の発明は、請求項５記載の発
明において、前記NLP閾値算出手段は、各バンドのNLP閾
値算出手段で算出されたエコー帰還損失の短時間パワー
平均の平均値を算出し、その平均値との差が予め設定し
た範囲よりも大きい場合はその平均値をそのバンドのエ
コー帰還損失の短時間パワー平均とし非線形プロセッサ
の閾値を求めることを特徴とする。
明において、前記NLP閾値算出手段は、各バンドのNLP閾
値算出手段で算出されたエコー帰還損失の短時間パワー
平均の平均値を算出し、その平均値との差が予め設定し
た範囲よりも大きい場合はその平均値をそのバンドのエ
コー帰還損失の短時間パワー平均とし非線形プロセッサ
の閾値を求めることを特徴とする。
【００１３】請求項７記載の発明は、請求項５記載の発
明において、前記NLP閾値算出手段は、特定のバンドに
おいてのみ非線形プロセッサの閾値を算出し、その閾値
を他のバンドにおける閾値とすることを特徴とする。
明において、前記NLP閾値算出手段は、特定のバンドに
おいてのみ非線形プロセッサの閾値を算出し、その閾値
を他のバンドにおける閾値とすることを特徴とする。
【００１４】請求項８記載の発明は、前記第１から第Ｎ
のサブエコーキャンセラとして請求項２記載のエコーキ
ャンセラを用い、前記近端話者検出手段は、前記第１及
び第２のフィルタバンク分析手段の互いに対応するバン
ドの出力の短時間パワーを算出する第１及び第２の短時
間パワー平均算出手段と、前記第１及び第２の短時間パ
ワー平均算出手段の出力を除算する除算手段とにより構
成される第１から第Ｎのパワー比算出手段と、前記第１
から第Ｎのパワー比算出手段の出力を予め定めた閾値と
比較し、パワー比が閾値内に収まっていないバンドが多
数の場合は近端話者が発話していると判断するパワー比
比較手段とを具備することを特徴とする。
のサブエコーキャンセラとして請求項２記載のエコーキ
ャンセラを用い、前記近端話者検出手段は、前記第１及
び第２のフィルタバンク分析手段の互いに対応するバン
ドの出力の短時間パワーを算出する第１及び第２の短時
間パワー平均算出手段と、前記第１及び第２の短時間パ
ワー平均算出手段の出力を除算する除算手段とにより構
成される第１から第Ｎのパワー比算出手段と、前記第１
から第Ｎのパワー比算出手段の出力を予め定めた閾値と
比較し、パワー比が閾値内に収まっていないバンドが多
数の場合は近端話者が発話していると判断するパワー比
比較手段とを具備することを特徴とする。
【００１５】
【作用】このような特徴を有する本願の請求項１記載の
発明によれば、NLP閾値算出手段においてエコー除去信
号のレベルに比例した閾値αを算出することができ、そ
の閾値αを用いて非線形プロセッサを制御することによ
り、近端話者信号の歪みを小さく抑えつつ、残留エコー
を十分に抑圧することが可能となる。
発明によれば、NLP閾値算出手段においてエコー除去信
号のレベルに比例した閾値αを算出することができ、そ
の閾値αを用いて非線形プロセッサを制御することによ
り、近端話者信号の歪みを小さく抑えつつ、残留エコー
を十分に抑圧することが可能となる。
【００１６】本願の請求項２記載の発明によれば、請求
項１記載の発明の作用に加えて、近端話者検出手段にお
いて近端話者の発話を検知し、そのときに非線形プロセ
ッサの閾値αを０にしてエコー除去信号をそのまま送信
出力信号とすることにより、近端話者発話時の閾値αの
増加による近端話者の歪みをさらに小さく抑えることが
可能となる。
項１記載の発明の作用に加えて、近端話者検出手段にお
いて近端話者の発話を検知し、そのときに非線形プロセ
ッサの閾値αを０にしてエコー除去信号をそのまま送信
出力信号とすることにより、近端話者発話時の閾値αの
増加による近端話者の歪みをさらに小さく抑えることが
可能となる。
【００１７】本願の請求項３、４記載の発明によれば、
騒音レベル検出手段において当音響空間の騒音レベルを
算出し、非線形プロセッサの閾値αの最小値をその騒音
レベルより大きく設定することにより、非線形プロセッ
サにおいてエコー除去信号の無音区間部に混入する当音
響空間の騒音信号を抑圧することができる。
騒音レベル検出手段において当音響空間の騒音レベルを
算出し、非線形プロセッサの閾値αの最小値をその騒音
レベルより大きく設定することにより、非線形プロセッ
サにおいてエコー除去信号の無音区間部に混入する当音
響空間の騒音信号を抑圧することができる。
【００１８】本願の請求項５記載の発明によれば、受信
入力信号及び送信入力信号をＮバンドの狭帯域信号に分
割し、各バンド毎にサブエコーキャンセラ及び非線形プ
ロセッサを設け、その非線形プロセッサの閾値をバンド
毎に制御することにより、音声信号のように帯域毎に残
留エコーのレベルが異なる場合においても最適に非線形
プロセッサの効果を引き出すことができる。
入力信号及び送信入力信号をＮバンドの狭帯域信号に分
割し、各バンド毎にサブエコーキャンセラ及び非線形プ
ロセッサを設け、その非線形プロセッサの閾値をバンド
毎に制御することにより、音声信号のように帯域毎に残
留エコーのレベルが異なる場合においても最適に非線形
プロセッサの効果を引き出すことができる。
【００１９】本願の請求項６記載の発明によれば、請求
項５記載の発明の作用に加え、Ｎバンドのエコー帰還損
失の短時間パワー平均の平均値ＥＲＬnを算出し、その
平均値と各バンドのエコー帰還損失の短時間パワー平均
ＥＲＬjとを比較し、その差が予め設定した値よりも大
きいければＥＲＬjをＥＲＬnに置き換えることにより、
サブエコーキャンセラが正しく収束せずに一時的にエコ
ーが発生したバンドにおいて残留エコーを抑圧すること
ができる。
項５記載の発明の作用に加え、Ｎバンドのエコー帰還損
失の短時間パワー平均の平均値ＥＲＬnを算出し、その
平均値と各バンドのエコー帰還損失の短時間パワー平均
ＥＲＬjとを比較し、その差が予め設定した値よりも大
きいければＥＲＬjをＥＲＬnに置き換えることにより、
サブエコーキャンセラが正しく収束せずに一時的にエコ
ーが発生したバンドにおいて残留エコーを抑圧すること
ができる。
【００２０】本願の請求項７記載の発明によれば、請求
項５記載の発明の作用に加え、特定のバンドにおいての
みNLP閾値を算出し、その値をもって他のバンドのNLP閾
値とすることにより、NLP閾値に必要な回路を大幅に削
減することができる。
項５記載の発明の作用に加え、特定のバンドにおいての
みNLP閾値を算出し、その値をもって他のバンドのNLP閾
値とすることにより、NLP閾値に必要な回路を大幅に削
減することができる。
【００２１】本願の請求項８記載の発明によれば、請求
項５記載の発明の作用に加え、各バンド毎に受信入力信
号の短時間パワー平均と送信入力信号の短時間パワー平
均との比を求め、その比をＮバンド間で比較し、そのば
らつきが予め定めた閾値よりも大きければ、受信入力信
号と送信入力信号のスペクトラム包絡が異なり近端話者
が発話したと判断して、各バンドの非線形プロセッサの
閾値を０にすることにより、近端話者の音声信号の歪み
を最小に抑えることができる。
項５記載の発明の作用に加え、各バンド毎に受信入力信
号の短時間パワー平均と送信入力信号の短時間パワー平
均との比を求め、その比をＮバンド間で比較し、そのば
らつきが予め定めた閾値よりも大きければ、受信入力信
号と送信入力信号のスペクトラム包絡が異なり近端話者
が発話したと判断して、各バンドの非線形プロセッサの
閾値を０にすることにより、近端話者の音声信号の歪み
を最小に抑えることができる。
【００２２】
【実施例】本発明の第１の実施例におけるエコーキャン
セラについて図１を参照しながら説明する。図１は第１
の実施例におけるエコーキャンセラの全体構成を示すブ
ロック図である。なお、図７に示した従来例と同一部分
は同一の符号をつけて詳細な説明は省略する。受信入力
信号７１、受信出力信号７２、送信入力信号７３、送信
出力信号７４、エコー成分除去信号７１０は従来例と同
様である。
セラについて図１を参照しながら説明する。図１は第１
の実施例におけるエコーキャンセラの全体構成を示すブ
ロック図である。なお、図７に示した従来例と同一部分
は同一の符号をつけて詳細な説明は省略する。受信入力
信号７１、受信出力信号７２、送信入力信号７３、送信
出力信号７４、エコー成分除去信号７１０は従来例と同
様である。
【００２３】従来と異なり、本実施例には、受信入力信
号７１とエコー成分除去信号７１０よりエコー帰還損失
（Echo Return Loss）を算出するエコー帰還損失算出手
段１１、非線形プロセッサ（Non-linear processor）１
３の閾値を算出するNLP算出手段１２、及びエコー成分
除去信号７１０の信号レベルが閾値αより小さい場合は
０を、大きい場合はそのまま送信出力信号として出力す
る非線形プロセッサ１３がそれぞれ設けられている。
号７１とエコー成分除去信号７１０よりエコー帰還損失
（Echo Return Loss）を算出するエコー帰還損失算出手
段１１、非線形プロセッサ（Non-linear processor）１
３の閾値を算出するNLP算出手段１２、及びエコー成分
除去信号７１０の信号レベルが閾値αより小さい場合は
０を、大きい場合はそのまま送信出力信号として出力す
る非線形プロセッサ１３がそれぞれ設けられている。
【００２４】NLP閾値算出手段１２はエコー帰還損失の
短時間パワー平均値ＥＲＬと受信入力信号の短時間パワ
ー平均値Ｒinを各々算出しその積を求め、その値に一定
のバイアス値Δを加えることによりＮＬＰ閾値αを算出
する。閾値αは（数１）で表される。
短時間パワー平均値ＥＲＬと受信入力信号の短時間パワ
ー平均値Ｒinを各々算出しその積を求め、その値に一定
のバイアス値Δを加えることによりＮＬＰ閾値αを算出
する。閾値αは（数１）で表される。
【００２５】
【数１】
【００２６】このようにして求めた閾値αは、エコー除
去信号のパワー包絡線に比例して時変する。閾値αとエ
コー除去信号の関係を図６に示す。６１は従来例におけ
るエコーキャンセラの非線形プロセッサの閾値βで、予
め設定された固定値である。これに対して、６２は本発
明における非線形プロセッサの閾値αで、エコー除去信
号の短時間パワー平均６３に比例して変化する。この図
からも明らかなように、閾値が固定値βの場合は斜線部
６４の部分において送信出力信号としてエコー除去信号
が出力されてしまう。また逆に閾値βをエコー除去信号
レベルの最大値まで上げると、近端話者の音声信号レベ
ルがβより小さい場合に非線形プロセッサにより信号が
出力されなくなるために、送信出力が聞き取りにくくな
る。図６より明らかなように、非線形プロセッサの閾値
が６２のようにエコー除去信号のパワー包絡に比例して
事変することにより、非線形プロセッサによるエコー除
去信号の抑圧量を常に適切な状態に保つことができる。
去信号のパワー包絡線に比例して時変する。閾値αとエ
コー除去信号の関係を図６に示す。６１は従来例におけ
るエコーキャンセラの非線形プロセッサの閾値βで、予
め設定された固定値である。これに対して、６２は本発
明における非線形プロセッサの閾値αで、エコー除去信
号の短時間パワー平均６３に比例して変化する。この図
からも明らかなように、閾値が固定値βの場合は斜線部
６４の部分において送信出力信号としてエコー除去信号
が出力されてしまう。また逆に閾値βをエコー除去信号
レベルの最大値まで上げると、近端話者の音声信号レベ
ルがβより小さい場合に非線形プロセッサにより信号が
出力されなくなるために、送信出力が聞き取りにくくな
る。図６より明らかなように、非線形プロセッサの閾値
が６２のようにエコー除去信号のパワー包絡に比例して
事変することにより、非線形プロセッサによるエコー除
去信号の抑圧量を常に適切な状態に保つことができる。
【００２７】以上のように本実施例によれば、NLP閾値
算出手段により非線形プロセッサの閾値αを制御するこ
とにより、エコー除去信号の抑圧量を常に適切な状態に
保つことができる。
算出手段により非線形プロセッサの閾値αを制御するこ
とにより、エコー除去信号の抑圧量を常に適切な状態に
保つことができる。
【００２８】次に、本発明の第２の実施例におけるエコ
ーキャンセラについて図２を参照しながら説明する。本
実施例は第１の実施例に近端話者検出手段２１を付加し
たものであり、その他の構成及びその動作は図１と同一
である。図２は第２の実施例におけるエコーキャンセラ
の全体構成を示すブロック図である。
ーキャンセラについて図２を参照しながら説明する。本
実施例は第１の実施例に近端話者検出手段２１を付加し
たものであり、その他の構成及びその動作は図１と同一
である。図２は第２の実施例におけるエコーキャンセラ
の全体構成を示すブロック図である。
【００２９】近端話者検出手段２１は受信入力信号７１
とエコー成分除去信号７１０から近端話者の発話を検出
する回路であり、発話を検出した場合には非線形プロセ
ッサの閾値αを０にするようにNLP閾値算出手段１２を
制御する。すると近端話者が発話した場合のエコー帰還
損失（Echo Return Loss）の一時的な増加が発生した場
合でも、非線形プロセッサ１３の閾値αが上昇せず、非
線形プロセッサによるエコー成分除去信号の過剰な抑圧
をおさえることができる。
とエコー成分除去信号７１０から近端話者の発話を検出
する回路であり、発話を検出した場合には非線形プロセ
ッサの閾値αを０にするようにNLP閾値算出手段１２を
制御する。すると近端話者が発話した場合のエコー帰還
損失（Echo Return Loss）の一時的な増加が発生した場
合でも、非線形プロセッサ１３の閾値αが上昇せず、非
線形プロセッサによるエコー成分除去信号の過剰な抑圧
をおさえることができる。
【００３０】このように本実施例によれば、近端話者の
発話時に非線形プロセッサの閾値を０に設定することに
より、非線形プロセッサによるエコー成分除去信号の過
剰な抑圧を抑えることができる。
発話時に非線形プロセッサの閾値を０に設定することに
より、非線形プロセッサによるエコー成分除去信号の過
剰な抑圧を抑えることができる。
【００３１】次に、本発明の第３の実施例におけるエコ
ーキャンセラについて図３を参照しながら説明する。本
実施例は第１の実施例に騒音レベル検出手段３１を付加
したものであり、その他の構成及びその動作は図１と同
一である。図３は第３の実施例のエコーキャンセラの全
体構成を示すブロック図である。
ーキャンセラについて図３を参照しながら説明する。本
実施例は第１の実施例に騒音レベル検出手段３１を付加
したものであり、その他の構成及びその動作は図１と同
一である。図３は第３の実施例のエコーキャンセラの全
体構成を示すブロック図である。
【００３２】騒音レベル検出手段３１はエコー成分除去
信号７１０を入力とし、当音響空間における騒音レベル
を検出する回路である。例えば、エコー成分除去信号の
最小レベルを検出し、次に現在の最小レベルよりも小さ
いレベルが観測されるまでその値を騒音レベルとして一
定時間保持する。このような騒音レベル検出手段により
騒音レベルを検出し、そのレベルに一定のバイアスを付
加したものを非線形プロセッサ１３の閾値の最小値とし
て設定することにより、無音区間に混入している騒音を
非線形プロセッサ１３により抑圧することができる。
信号７１０を入力とし、当音響空間における騒音レベル
を検出する回路である。例えば、エコー成分除去信号の
最小レベルを検出し、次に現在の最小レベルよりも小さ
いレベルが観測されるまでその値を騒音レベルとして一
定時間保持する。このような騒音レベル検出手段により
騒音レベルを検出し、そのレベルに一定のバイアスを付
加したものを非線形プロセッサ１３の閾値の最小値とし
て設定することにより、無音区間に混入している騒音を
非線形プロセッサ１３により抑圧することができる。
【００３３】このように本実施例によれば、騒音レベル
に一定のバイアスを加えた値を非線形プロセッサの閾値
の最小値として設定することにより、無音区間において
騒音を抑圧することができる。
に一定のバイアスを加えた値を非線形プロセッサの閾値
の最小値として設定することにより、無音区間において
騒音を抑圧することができる。
【００３４】次に、本発明の第４の実施例におけるエコ
ーキャンセラについて図４を参照しながら説明する。図
４は第４の実施例のエコーキャンセラの全体構成を示す
ブロック図である。受信入力信号７１、受信出力信号７
２、送信入力信号７３、送信出力信号７４、当音響空間
に位置するスピーカ７５、マイク７６は従来例と同様で
ある。
ーキャンセラについて図４を参照しながら説明する。図
４は第４の実施例のエコーキャンセラの全体構成を示す
ブロック図である。受信入力信号７１、受信出力信号７
２、送信入力信号７３、送信出力信号７４、当音響空間
に位置するスピーカ７５、マイク７６は従来例と同様で
ある。
【００３５】フィルタバンク分析手段４１は、受信入力
信号７１を、第１の狭帯域受信入力信号４８から第Ｎの
狭帯域受信入力信号４１０のＮバンドの狭帯域信号に分
割する回路であり、そのようなフィルタバンクの一例と
してＤＦＴフィルタバンク（分析部）が既に提案されて
いる（例えば、Ronald E. Crochiere, Lawrence R. Rab
iner : Multirate Digital Signal Processing : Prent
ice-Hall, pp.289-400参照）。
信号７１を、第１の狭帯域受信入力信号４８から第Ｎの
狭帯域受信入力信号４１０のＮバンドの狭帯域信号に分
割する回路であり、そのようなフィルタバンクの一例と
してＤＦＴフィルタバンク（分析部）が既に提案されて
いる（例えば、Ronald E. Crochiere, Lawrence R. Rab
iner : Multirate Digital Signal Processing : Prent
ice-Hall, pp.289-400参照）。
【００３６】同様に、フィルタバンク分析手段４２は、
送信入力信号７３を、第１の狭帯域送信入力信号４１１
から第Ｎの狭帯域送信入力信号４１３のＮバンドの狭帯
域信号に分割する回路である。サブエコーキャンセラ４
３は第１の狭帯域受信入力信号４８と第１の狭帯域送信
入力信号４１１を入力として、第１の狭帯域送信出力信
号４１４を出力する。その構成及び動作は第１の実施例
記載のエコーキャンセラと同じである。同様に４４、４
５は各々第２、第Ｎのサブエコーキャンセラである。フ
ィルタバンク合成手段４６は、第１の送信出力信号４１
４から第Ｎの送信出力信号４１６までのＮバンドの狭帯
域信号を入力として、送信入力信号７４へと合成する回
路であり、上述のフィルタバンク分析手段と同様に、一
例としてＤＦＴフィルタバンク（合成部）が既に提案さ
れている。短時間平均ＥＲＬ比較手段４７は、第１から
第Ｎの短時間平均ＥＲＬ（Echo Return Loss）信号を比
較、処理を行った上で各バンドの短時間平均ＥＲＬを設
定し、各バンドのサブエコーキャンセラに送信する回路
である。
送信入力信号７３を、第１の狭帯域送信入力信号４１１
から第Ｎの狭帯域送信入力信号４１３のＮバンドの狭帯
域信号に分割する回路である。サブエコーキャンセラ４
３は第１の狭帯域受信入力信号４８と第１の狭帯域送信
入力信号４１１を入力として、第１の狭帯域送信出力信
号４１４を出力する。その構成及び動作は第１の実施例
記載のエコーキャンセラと同じである。同様に４４、４
５は各々第２、第Ｎのサブエコーキャンセラである。フ
ィルタバンク合成手段４６は、第１の送信出力信号４１
４から第Ｎの送信出力信号４１６までのＮバンドの狭帯
域信号を入力として、送信入力信号７４へと合成する回
路であり、上述のフィルタバンク分析手段と同様に、一
例としてＤＦＴフィルタバンク（合成部）が既に提案さ
れている。短時間平均ＥＲＬ比較手段４７は、第１から
第Ｎの短時間平均ＥＲＬ（Echo Return Loss）信号を比
較、処理を行った上で各バンドの短時間平均ＥＲＬを設
定し、各バンドのサブエコーキャンセラに送信する回路
である。
【００３７】以上の構成のエコーキャンセラについて、
動作を説明する。具体例として、ＤＦＴフィルタバンク
を利用した回路で説明する。また、サンプリング周波数
１６ｋＨｚ、フィルタバンクの分析バンド数を３２とす
る（Ｎ＝３２）。
動作を説明する。具体例として、ＤＦＴフィルタバンク
を利用した回路で説明する。また、サンプリング周波数
１６ｋＨｚ、フィルタバンクの分析バンド数を３２とす
る（Ｎ＝３２）。
【００３８】フィルタバンク分析手段４１及び４２によ
り、受信入力信号７１及び送信入力信号７３は、それぞ
れ第１から第３２の狭帯域信号に分割される。第１のバ
ンドは０Ｈｚ〜２５０Ｈｚ、第２のバンドは２５０Ｈｚ
〜７５０Ｈｚ、以下各バンドは帯域幅５００Ｈｚに分割
される。すると第１のサブエコーキャンセラ４３は０Ｈ
ｚ〜２５０Ｈｚの帯域の信号のエコーを除去するように
動作する。同様に、各サブエコーキャンセラは各狭帯域
信号においてエコーを除去するように動作する。ここで
受信入力信号が音声信号の場合、帯域によりパワーレベ
ルが異なるために各帯域でのエコー成分除去信号のレベ
ルも異なる。この時、各バンドで非線形プロセッサの閾
値を独立し、第１の実施例で説明したように非線形プロ
セッサの閾値をエコー成分除去信号のパワー包絡に比例
して制御することにより、各帯域において最適に非線形
プロセッサを動作させることができる。このため、残留
エコーを十分に抑圧することが可能となる。
り、受信入力信号７１及び送信入力信号７３は、それぞ
れ第１から第３２の狭帯域信号に分割される。第１のバ
ンドは０Ｈｚ〜２５０Ｈｚ、第２のバンドは２５０Ｈｚ
〜７５０Ｈｚ、以下各バンドは帯域幅５００Ｈｚに分割
される。すると第１のサブエコーキャンセラ４３は０Ｈ
ｚ〜２５０Ｈｚの帯域の信号のエコーを除去するように
動作する。同様に、各サブエコーキャンセラは各狭帯域
信号においてエコーを除去するように動作する。ここで
受信入力信号が音声信号の場合、帯域によりパワーレベ
ルが異なるために各帯域でのエコー成分除去信号のレベ
ルも異なる。この時、各バンドで非線形プロセッサの閾
値を独立し、第１の実施例で説明したように非線形プロ
セッサの閾値をエコー成分除去信号のパワー包絡に比例
して制御することにより、各帯域において最適に非線形
プロセッサを動作させることができる。このため、残留
エコーを十分に抑圧することが可能となる。
【００３９】また、短時間平均ＥＲＬ比較手段４７が行
う比較、処理の例として次の動作がある。第１の動作
は、第１から第Ｎの短時間平均ＥＲＬj（ｊ＝１〜ｎ）
信号の平均値ＥＲＬNを算出し、ＥＲＬNとＥＲＬjを比
較しその差が予め定めた値よりも大きい場合はＥＲＬj
をＥＲＬNとする。この動作により、サブエコーキャン
セラが何等か理由で発散し、一時的にエコーが発生した
場合においても、他の正常に動作しているバンドの短時
間平均ＥＲＬを当バンドのＥＲＬとすることにより、非
線形プロセッサの閾値を正しく算出し、エコーを抑圧す
ることができる。
う比較、処理の例として次の動作がある。第１の動作
は、第１から第Ｎの短時間平均ＥＲＬj（ｊ＝１〜ｎ）
信号の平均値ＥＲＬNを算出し、ＥＲＬNとＥＲＬjを比
較しその差が予め定めた値よりも大きい場合はＥＲＬj
をＥＲＬNとする。この動作により、サブエコーキャン
セラが何等か理由で発散し、一時的にエコーが発生した
場合においても、他の正常に動作しているバンドの短時
間平均ＥＲＬを当バンドのＥＲＬとすることにより、非
線形プロセッサの閾値を正しく算出し、エコーを抑圧す
ることができる。
【００４０】第２の動作は特定のバンド（バンドｋとす
る）の短時間平均ＥＲＬのみを計算し（ＥＲＬkとす
る）、ＥＲＬkを他のバンドのＥＲＬとして各バンドの
ＮＬＰ閾値算出手段に送信する。この場合は、バンドｋ
以外のエコー帰還損失算出手段及びNLP閾値算出手段の
短時間平均ＥＲＬ算出部は不要となり、回路規模を縮小
することができる。
る）の短時間平均ＥＲＬのみを計算し（ＥＲＬkとす
る）、ＥＲＬkを他のバンドのＥＲＬとして各バンドの
ＮＬＰ閾値算出手段に送信する。この場合は、バンドｋ
以外のエコー帰還損失算出手段及びNLP閾値算出手段の
短時間平均ＥＲＬ算出部は不要となり、回路規模を縮小
することができる。
【００４１】このように本実施例によれば、狭帯域毎に
非線形プロセッサの閾値を算出し、その閾値を時変制御
することにより、最適に残留エコーを抑圧することがで
きる。
非線形プロセッサの閾値を算出し、その閾値を時変制御
することにより、最適に残留エコーを抑圧することがで
きる。
【００４２】また、図５は第２及び第４の実施例に用い
られている近端話者検出手段の構成の詳細を示すブロッ
ク図である。図５において、受信入力信号７１、送信入
力信号７３は従来例と同様の信号であり、またフィルタ
バンク分析手段４１、フィルタバンク分析手段４２は第
４の実施例で説明されているものと同様である。
られている近端話者検出手段の構成の詳細を示すブロッ
ク図である。図５において、受信入力信号７１、送信入
力信号７３は従来例と同様の信号であり、またフィルタ
バンク分析手段４１、フィルタバンク分析手段４２は第
４の実施例で説明されているものと同様である。
【００４３】５１は第１の短時間パワー平均算出手段
で、フィルタバンク分析手段４１で分析された第１の狭
帯域受信信号４８の短時間パワー平均を算出する。５２
は第２の短時間パワー平均算出手段で、フィルタバンク
分析手段４２で分析された第２の狭帯域送信入力信号４
１１の短時間パワー平均を算出する。５３は除算手段で
あり、第１の短時間パワー平均算出手段５１で算出され
た短時間パワーを、第２の短時間パワー平均算出手段５
２で算出された短時間パワー平均で除算することによ
り、狭帯域受信入力信号４８と狭帯域送信入力信号４１
１のパワー比を算出する。以上より、第１及び第２の短
時間パワー算出手段５１、除算手段５３をまとめてパワ
ー比算出手段５４とし、その出力を第１のパワー比５７
する。
で、フィルタバンク分析手段４１で分析された第１の狭
帯域受信信号４８の短時間パワー平均を算出する。５２
は第２の短時間パワー平均算出手段で、フィルタバンク
分析手段４２で分析された第２の狭帯域送信入力信号４
１１の短時間パワー平均を算出する。５３は除算手段で
あり、第１の短時間パワー平均算出手段５１で算出され
た短時間パワーを、第２の短時間パワー平均算出手段５
２で算出された短時間パワー平均で除算することによ
り、狭帯域受信入力信号４８と狭帯域送信入力信号４１
１のパワー比を算出する。以上より、第１及び第２の短
時間パワー算出手段５１、除算手段５３をまとめてパワ
ー比算出手段５４とし、その出力を第１のパワー比５７
する。
【００４４】同様に、第２から第Ｎのバンドについて
も、パワー比算出手段５５乃至パワー比算出手段５６に
よりパワー比を算出し、それぞれ第２のパワー比５８乃
至第Ｎのパワー比５９を出力する。５１０はパワー比比
較手段であり、第１から第Ｎまでのパワー比をあらかじ
め設定した範囲の値と比較し、近端話者が発話している
か否かを判定する。そして、ＮＬＰ閾値算出手段に近端
話者検出信号５１１を送信する。
も、パワー比算出手段５５乃至パワー比算出手段５６に
よりパワー比を算出し、それぞれ第２のパワー比５８乃
至第Ｎのパワー比５９を出力する。５１０はパワー比比
較手段であり、第１から第Ｎまでのパワー比をあらかじ
め設定した範囲の値と比較し、近端話者が発話している
か否かを判定する。そして、ＮＬＰ閾値算出手段に近端
話者検出信号５１１を送信する。
【００４５】以上の構成の近端話者検出手段について説
明する。第１から第Ｎのパワー比信号系列は、受信入力
信号のスペクトラム包絡形状と送信入力信号のスペクト
ラム包絡形状の相似性を表すものであり、相似している
ほど各パワー比信号が近い値をもつ。ここで、近端話者
が発話していない場合は、受信入力信号と送信入力信号
のスペクトラム包絡の形状が相似しているため、第１か
ら第Ｎのパワー比算出手段により算出された第１から第
Ｎのパワー比信号は、ほぼ一定の値以内に収まってい
る。また、近端話者が発話すると、送信入力信号のスペ
クトラム包絡の形状が変化し、受信入力信号のスペクト
ラム包絡の形状との相似性が崩れるため、第１から第Ｎ
のパワー比信号系列の分散が大きくなる。そこで、この
予め一定の値を設け、その値の中にパワー比信号系列の
分散が収まっていない場合は近端話者が発話していると
みなすことにより、近端話者の発話が検知できる。
明する。第１から第Ｎのパワー比信号系列は、受信入力
信号のスペクトラム包絡形状と送信入力信号のスペクト
ラム包絡形状の相似性を表すものであり、相似している
ほど各パワー比信号が近い値をもつ。ここで、近端話者
が発話していない場合は、受信入力信号と送信入力信号
のスペクトラム包絡の形状が相似しているため、第１か
ら第Ｎのパワー比算出手段により算出された第１から第
Ｎのパワー比信号は、ほぼ一定の値以内に収まってい
る。また、近端話者が発話すると、送信入力信号のスペ
クトラム包絡の形状が変化し、受信入力信号のスペクト
ラム包絡の形状との相似性が崩れるため、第１から第Ｎ
のパワー比信号系列の分散が大きくなる。そこで、この
予め一定の値を設け、その値の中にパワー比信号系列の
分散が収まっていない場合は近端話者が発話していると
みなすことにより、近端話者の発話が検知できる。
【００４６】このように、近端話者検出手段により近端
話者の発話を検知し、そのときに非線形プロセッサの閾
値を０にすることにより、近端話者の音声を抑圧するこ
となく非線形プロセッサによりエコーを抑圧することが
可能となる。
話者の発話を検知し、そのときに非線形プロセッサの閾
値を０にすることにより、近端話者の音声を抑圧するこ
となく非線形プロセッサによりエコーを抑圧することが
可能となる。
【００４７】
【発明の効果】以上のように、請求項１に記載の発明に
よれば、ＮＬＰ閾値算出手段を設け、エコー成分除去信
号のレベルに比例して非線形プロセッサ（ＮＬＰ）の閾
値を設定することにより、近端話者の音声の歪みを小さ
く抑えつつ十分なエコー抑圧効果を得ることができる。
よれば、ＮＬＰ閾値算出手段を設け、エコー成分除去信
号のレベルに比例して非線形プロセッサ（ＮＬＰ）の閾
値を設定することにより、近端話者の音声の歪みを小さ
く抑えつつ十分なエコー抑圧効果を得ることができる。
【００４８】また本願請求項２、８に記載の発明によれ
ば、請求項１記載の発明の効果に加えて、近端話者検出
手段を設けて近端話者の発話を検知し、近端話者の発話
時に非線形プロセッサの閾値を０にすることにより、近
端話者音声の歪みがなく非線形プロセッサによりエコー
を抑圧することができる。
ば、請求項１記載の発明の効果に加えて、近端話者検出
手段を設けて近端話者の発話を検知し、近端話者の発話
時に非線形プロセッサの閾値を０にすることにより、近
端話者音声の歪みがなく非線形プロセッサによりエコー
を抑圧することができる。
【００４９】また本願請求項３、４に記載の発明によれ
ば、請求項１記載の発明の効果に加えて、当音響空間の
騒音レベルを検出する騒音レベル検出手段を設け、非線
形プロセッサの閾値の最低値が騒音レベル以下にならな
いようにすることにより、音声無音区間において送信出
力信号に含まれる騒音信号を抑圧することができる。
ば、請求項１記載の発明の効果に加えて、当音響空間の
騒音レベルを検出する騒音レベル検出手段を設け、非線
形プロセッサの閾値の最低値が騒音レベル以下にならな
いようにすることにより、音声無音区間において送信出
力信号に含まれる騒音信号を抑圧することができる。
【００５０】また本願請求項５、６、７に記載の発明に
よれば、狭帯域信号毎にエコーキャンセルを行い、各バ
ンド毎に非線形プロセッサの閾値を請求項１記載の方法
で制御することにより、バンド毎に非線形プロセッサに
より最適なレベルで残留エコーを抑圧することが可能と
なり、全ての帯域にわたり十分なエコー抑圧量を得るこ
とができる。このとき、各バンドの短時間平均ＥＲＬを
観測しそれらの平均値を算出し、その平均値と比較して
大きく離れているバンドにおいては短時間平均ＥＲＬと
して平均値を採用することにより、適応フィルタの発散
等によるＥＲＬの一時的な増加に対しても安定して非線
形プロセッサを動作させることができ、非線形プロセッ
サにより十分に残留エコーを抑圧することができる。ま
た、特定のバンドの短時間平均ＥＲＬのみを算出し、そ
の値を他のバンドの短時間平均ＥＲＬとして採用するこ
とにより、少ない回路規模において十分な非線形プロセ
ッサによる残留エコー抑圧効果を得ることができる。
よれば、狭帯域信号毎にエコーキャンセルを行い、各バ
ンド毎に非線形プロセッサの閾値を請求項１記載の方法
で制御することにより、バンド毎に非線形プロセッサに
より最適なレベルで残留エコーを抑圧することが可能と
なり、全ての帯域にわたり十分なエコー抑圧量を得るこ
とができる。このとき、各バンドの短時間平均ＥＲＬを
観測しそれらの平均値を算出し、その平均値と比較して
大きく離れているバンドにおいては短時間平均ＥＲＬと
して平均値を採用することにより、適応フィルタの発散
等によるＥＲＬの一時的な増加に対しても安定して非線
形プロセッサを動作させることができ、非線形プロセッ
サにより十分に残留エコーを抑圧することができる。ま
た、特定のバンドの短時間平均ＥＲＬのみを算出し、そ
の値を他のバンドの短時間平均ＥＲＬとして採用するこ
とにより、少ない回路規模において十分な非線形プロセ
ッサによる残留エコー抑圧効果を得ることができる。
【図１】本発明の第１実施例におけるエコーキャンセラ
の全体構成を示すブロック図
の全体構成を示すブロック図
【図２】本発明の第２実施例におけるエコーキャンセラ
の全体構成を示すブロック図
の全体構成を示すブロック図
【図３】本発明の第３実施例におけるエコーキャンセラ
の全体構成を示すブロック図
の全体構成を示すブロック図
【図４】本発明の第４実施例におけるエコーキャンセラ
の全体構成を示すブロック図
の全体構成を示すブロック図
【図５】本発明の第２及び第４実施例で用いられている
近端話者検出手段の具体的な構成例を示すブロック図
近端話者検出手段の具体的な構成例を示すブロック図
【図６】従来例及び本発明で用いられている非線形プロ
セッサ（ＮＬＰ）の閾値の変化を示した図
セッサ（ＮＬＰ）の閾値の変化を示した図
【図７】従来例のエコーキャンセラの全体構成を示すブ
ロック図
ロック図
【図８】非線形プロセッサの入出力特性図
１１ エコー帰還損失算出手段
１２ ＮＬＰ閾値算出手段
１３ 非線形プロセッサ
７１ 受信入力信号
７２ 受信出力信号
７３ 送信入力信号
７４ 送信出力信号
７５ スピーカ
７６ マイクロホン
７７ 適応フィルタ
７８ 減算手段
７１０ エコー成分除去信号
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭60−260235（ＪＰ，Ａ)
特開 平１−119121（ＪＰ，Ａ)
特開 平４−185023（ＪＰ，Ａ)
国際公開94／010789（ＷＯ，Ａ１)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H04B 3/00 - 3/44
Claims (8)
- 【請求項１】マイクロホンとスピーカが設けられた第１
の音響空間と、前記第１の音響空間と隔たった所に位置
し、マイクロホンとスピーカとが設けられた第２の音響
空間との間で、送信信号及び受信信号を用いて音声情報
を授受するテレコンファレンスシステムに用いられるエ
コーキャンセラであって、 第２の音響空間に位置するマイクロホンから出力される
受信入力信号が、第１の音響空間に位置するスピーカを
介してマイクロホンに入力されるときの音響インパルス
応答と等価なタップ係数を適応的にもつ適応フィルタ
と、 第１の音響空間に位置するマイクロホンに入力される送
信入力信号から、前記適応フィルタで生成したエコーレ
プリカを減算する減算手段と、 前記受信入力信号と、前記減算手段によってエコー成分
が除去されたエコー除去信号とからエコー帰還損失を算
出するエコー帰還損失算出手段と、 前記エコー除去信号を入力とし、入力信号の絶対値が、
予め設定された閾値以下の場合には０を、前記閾値以上
の場合には入力信号をそのまま出力する非線形プロセッ
サと、 前記エコー帰還損失の短時間パワー平均と、前記受信入
力信号の短時間パワー平均とを乗算し、その値に一定の
バイアスを付加することにより前記非線形プロセッサの
閾値を算出するNLP閾値算出手段とを具備することを特
徴とするエコーキャンセラ。 - 【請求項２】前記受信入力信号と前記エコー除去信号と
を入力とし、第１の音響空間に位置する話者の発話を検
出する近端話者検出手段を具備し、 前記NLP閾値算出手段は、前記近端話者検出手段によっ
て第１の音響空間に位置する話者の発話が検出された場
合に前記非線形プロセッサの閾値を０に設定することを
特徴とする請求項１記載のエコーキャンセラ。 - 【請求項３】前記エコー除去信号を入力とし、第１の音
響空間における騒音レベルを検出する騒音レベル検出手
段を具備し、 前記NLP閾値算出手段は、前記騒音レベル検出手段によ
って検出された騒音レベルに一定のバイアスを付加した
値を非線形プロセッサの閾値の最低値として設定するこ
とを特徴とする請求項１記載のエコーキャンセラ。 - 【請求項４】前記騒音レベル検出手段は、前記エコー除
去信号の最小レベルを検出し、そのレベルを騒音レベル
として、予め設定した時間その値を保持することを特徴
とする請求項３記載のエコーキャンセラ。 - 【請求項５】マイクロホンとスピーカが設けられた第１
の音響空間と、前記第１の音響空間と隔たった所に位置
し、マイクロホンとスピーカとが設けられた第２の音響
空間との間で、送信信号及び受信信号を用いて音声情報
を授受するテレコンファレンスシステムに用いられるエ
コーキャンセラであって、 第２の音響空間に位置するマイクロホンから出力される
受信入力信号をＮバンドの狭帯域信号に分割する第１の
フィルタバンク分析手段と、 第１の音響空間に位置するマイクロホンに入力される送
信入力信号をＮバンドの狭帯域信号に分割する第２のフ
ィルタバンク分析手段と、 前記第１及び第２のフィルタバンク分析手段の互いに対
応するバンドの各出力をそれぞれ受信入力信号及び送信
入力信号とする第１から第Ｎのサブエコーキャンセラ
と、 前記第１から第Ｎのサブエコーキャンセラの出力をもと
に送信出力を合成するフィルタバンク合成手段とを具備
し、 前記第１から第Ｎのサブエコーキャンセラとして請求項
１記載のエコーキャンセラを用いることを特徴とするエ
コーキャンセラ。 - 【請求項６】前記NLP閾値算出手段は、各バンドのNLP閾
値算出手段で算出されたエコー帰還損失の短時間パワー
平均の平均値を算出し、その平均値との差が予め設定し
た範囲よりも大きい場合はその平均値をそのバンドのエ
コー帰還損失の短時間パワー平均とし非線形プロセッサ
の閾値を求めることを特徴とする請求項５記載のエコー
キャンセラ。 - 【請求項７】前記NLP閾値算出手段は、特定のバンドに
おいてのみ非線形プロセッサの閾値を算出し、その閾値
を他のバンドにおける閾値とすることを特徴とする請求
項５記載のエコーキャンセラ。 - 【請求項８】前記第１の音響空間に位置する話者の発話
を検出する近端話者検出手段を具備し、 前記第１から第Ｎのエコーキャンセラそれぞれの前記Ｎ
ＬＰ閾値算出手段は、前記近端話者検出手段によって第
１の音響空間に位置する話者の発話が検出された場合に
前記非線形プロセッサの閾値を０に設定し、 前記近端話者検出手段は、 前記第１及び第２のフィルタバンク分析手段の互いに対
応するバンドの出力の短時間パワーを算出する第１及び
第２の短時間パワー平均算出手段と、前記第１及び第２
の短時間パワー平均算出手段の出力を除算する除算手段
とにより構成される第１から第Ｎのパワー比算出手段
と、 前記第１から第Ｎのパワー比算出手段の出力を予め定め
た閾値と比較し、パワー比が閾値内に収まっていないバ
ンドが多数の場合は近端話者が発話していると判断する
パワー比比較手段とを具備することを特徴とする請求項
５記載のエコーキャンセラ。
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| JP02708995A JP3407455B2 (ja) | 1995-02-15 | 1995-02-15 | エコーキャンセラ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02708995A JP3407455B2 (ja) | 1995-02-15 | 1995-02-15 | エコーキャンセラ |
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| JPH08223088A JPH08223088A (ja) | 1996-08-30 |
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Family
ID=12211356
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP02708995A Expired - Fee Related JP3407455B2 (ja) | 1995-02-15 | 1995-02-15 | エコーキャンセラ |
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-
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