JP3402674B2 - 光受信用前置増幅器および光受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 （目次） 産業上の利用分野 従来の技術（図２９〜図３３） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段（図１〜図４） 作用（図１〜図６） 実施例 ・第１実施例の説明（図７〜図１３） ・第２実施例の説明（図１４） ・第３実施例の説明（図１５） ・第４実施例の説明（図１６，図１７） ・第５実施例の説明（図１８） ・第６実施例の説明（図１９） ・第７実施例の説明（図２０） ・第８実施例の説明（図２１，図２２） ・第９実施例の説明（図２３） ・第１０実施例の説明（図２４） ・第１１実施例の説明（図２５） ・第１２実施例の説明（図２６） ・第１３実施例の説明（図２７） ・第１４実施例の説明（図２８） 発明の効果

【０００２】

【産業上の利用分野】本発明は、光受信用の前置増幅器
および光受信装置に関する。近年、通信機器やコンピュ
ータの高速化に伴い、光信号による装置間通信が要求さ
れている。このため、光受信装置としては、小型で低コ
スト且つ調整を必要としないものが求められている。特
に、１Ｇｂｐｓ以下のビットレートの光通信用の装置で
は、コストダウンと低消費電力化が望まれている。

【０００３】

【従来の技術】図２９は従来の光受信装置の構成を示す
ブロック図で、この図２９において、１Ａは図３０によ
り後述するごとく構成される光受信用のトランスインピ
ーダンス型の前置増幅器で、この前置増幅器１Ａは、受
光素子（フォトダイオード等の光電変換素子）２により
光信号を光電変換して得られた電流信号を、所定電圧信
号に増幅して出力するものである。

【０００４】また、３Ｃは図３１および図３２により後
述するごとく構成されるリファレンス検出回路で、この
リファレンス検出回路３Ｃは、前置増幅器１Ａの出力信
号の上下レベル（振幅）の中心電位を検出して、その電
位をリミッタアンプ４における増幅動作の基準参照電位
（リファレンス電位）として生成し、リミッタアンプ４
へ出力するものである。そして、リミッタアンプ４は、
リファレンス検出回路３Ｃからの基準参照電位に基づい
て前置増幅器（１）の出力信号を増幅するものである。

【０００５】ここで、従来のトランスインピーダンス型
の前置増幅器１Ａは、例えば、図３０に示すように、４
つの電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）１
０，１１Ａ，１２，１３Ａと、帰還抵抗（抵抗値Ｒｆ）
１４と、２つのダイオード２０，２１とから構成されて
いる。なお、ＦＥＴ１１Ａは負荷抵抗として機能し、Ｆ
ＥＴ１３Ａは定電流源（負荷抵抗）として機能するもの
である。

【０００６】そして、従来の前置増幅器１Ａにおいて
は、光信号を受光素子２により光電変換して得られた電
流信号が、入力端子１８を介して入力用ＦＥＴ１０のゲ
ート端子１０ａに入力されるようになっている。また、
入力用ＦＥＴ１０のドレイン端子（一方の信号端子）１
０ｂは、負荷抵抗用のＦＥＴ１１Ａを介して第１の電源
（正電源ＶddまたはＧＮＤ(Ground,０Ｖ））１６に接続
されるとともに、そのソース端子（他方の信号端子）１
０ｃは、ダイオード２０を介して第２の電源（ＧＮＤま
たは負電源Ｖss）１７に接続されている。

【０００７】出力用ＦＥＴ１２のゲート端子１２ａは、
入力用ＦＥＴ１０のドレイン端子１０ｂに接続され、そ
のドレイン端子１２ｂは、第１の電源１６に接続される
とともに、そのソース端子１２ｃは、ダイオード２１お
よび負荷抵抗用のＦＥＴ１３Ａを介して第２の電源１７
に接続されており、出力用ＦＥＴ１２のソース端子１２
ｃに接続された出力端子１９から、所定電圧信号に増幅
された増幅結果が出力されるようになっている。

【０００８】さらに、入力用ＦＥＴ１０のゲート端子１
０ａと出力用ＦＥＴ１２の出力端子１９（ダイオード２
１）との間には、入力用ＦＥＴ１０のゲート端子１０ａ
に出力用ＦＥＴ１２の出力信号を帰還・供給する帰還抵
抗１４が介設されている。なお、負荷抵抗用のＦＥＴ１
１Ａのゲート端子１１ａおよびソース端子１１ｃは、入
力用ＦＥＴ１０のドレイン端子１０ａおよび出力用ＦＥ
Ｔ１２のゲート端子１２ａに接続されるとともに、その
ドレイン端子１１ｂは第１の電源１６に接続されてい
る。また、負荷抵抗用のＦＥＴ１３Ａのゲート１３ａお
よびソース端子１３ｃは第２の電源１７に接続されると
ともに、そのドレイン端子１３ｂは、帰還抵抗１４およ
びダイオード２１に接続されている。

【０００９】このようなトランスインピーダンス型の前
置増幅器１Ａでは、送信側から光ファイバ（図示せず）
を介して受信したディジタル信号を表す光信号を受光素
子２により光電変換して得られた電流信号Ｉinが、入力
端子１８を通じて入力用ＦＥＴ１０のゲート端子１０ａ
に供給される。そして、入力用ＦＥＴ１０のドレイン端
子１０ｂの電位は出力用ＦＥＴ１２のゲート端子１３ａ
に供給され、この出力用ＦＥＴ１２のソース端子１２ｃ
の電位が、増幅結果として出力端子１９から出力され
る。

【００１０】一方、リファレンス検出回路３Ｃは、例え
ば、図３１に示すように、前置増幅器１Ａの出力信号の
ハイレベルピーク電位を検出するハイレベルピーク電位
検出回路３ａと、前置増幅器１Ａの出力信号のローレベ
ルピーク電位を検出するローレベルピーク電位検出回路
３ｂと、これらの検出回路３ａ，３ｂによりそれぞれ検
出されたピーク電位を平均化しその平均化結果を所定の
基準参照電位（リファレンス電位）としてリミッタアン
プ４へ出力する平均値検出回路３ｃとから構成されてい
る。

【００１１】なお、ハイレベルピーク電位検出回路３ａ
は、図３２（ａ）に示すように、ダイオードＤ１および
コンデンサＣ１から構成され、ローレベルピーク電位検
出回路３ｂは、図３２（ｂ）に示すように、ダイオード
Ｄ２およびコンデンサＣ２から構成され、平均値検出回
路３ｃは、図３２（ｃ）に示すように、抵抗値の等しい
２つの抵抗Ｒ１，Ｒ２から構成されている。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】ところで、図３０のご
とく構成された従来の前置増幅器１Ａの入力電流に対す
る出力電圧は、図３３に示すような特性を有しており、
例えば、電源電圧として５Ｖを使用した場合、前置増幅
器１Ａの出力振幅は０．６Ｖ程度を超えると飽和してし
まう。このため、過大光が受光素子２に入力すると、前
置増幅器１Ａの出力波形のデューティが変化し、アイパ
ターン（またはアイダイヤグラム）がつぶれて識別を行
なえなくなることがある。

【００１３】なお、アイパターンは、受信復調されたベ
ースバンド信号系列を、ビットに同期した時間掃引によ
りブラウン管上に重畳した波形パターンで、伝送路歪み
による符号間干渉の程度を開口比（アイ開口：信号間隔
の２区間にわたり起こりうる全てのパルス波形を重ね合
わせて表示した時に重なり合わない部分）で評価するも
のである。このため、受信回路のダイナミックレンジに
制限が加えられることになる。

【００１４】そこで、図３０に示す回路において、帰還
抵抗１４に並列的にダイオードを設けることも考えら
れ、このような構成では、入力電流Ｉinが一定電流以上
になった場合に、ダイオードをオン状態として光電流の
迂回路を形成することにより、入力電流Ｉinを一定振幅
以下に制限することができる。しかし、このような構成
では、原理的に前置増幅器１Ａの出力波形のデューティ
が変化してしまい、アイパターンがつぶれ、充分なアイ
開口が得られなくなる。複数チャネルの光信号を並列的
に伝送する際に各チャネルを共通のクロックにより識別
する必要がある場合に、各光信号の受信信号におけるア
イパターンが充分なアイ開口を有していないと、各チャ
ネルを識別することができず、上述のような構成の回路
をシステムに適用することができない。

【００１５】上述したように、図３０に示す従来の光受
信用前置増幅器では、充分に大きな出力振幅が得られな
いために過大光が受光素子２に入力した時に波形歪みが
発生し、広いダイナミックレンジおよび充分なアイ開口
を得ることができないという課題があった。一方、図２
９に示す従来の光受信装置では、前置増幅器１Ａが広い
ダイナミックレンジを有するため、リファレンス検出回
路３Ｃへの入力電圧としても、広い範囲の振幅のものが
入力することになる。リファレンス検出回路３Ｃの内部
におけるピーク電位検出回路３ａ，３ｂは、図３２
（ａ），（ｂ）にて前述した通り、ダイオードとコンデ
ンサとで構成される場合が多い。

【００１６】しかし、この両ピーク電位検出回路３ａ，
３ｂの出力を平均値検出回路３ｃに入力する構成では、
全てのレベルに対して正確に中心電位（基準参照電位つ
まりリファレンス電位）を求めることが非常に困難であ
る。特に、入力レベルが小さい時は大きな誤差が発生す
る可能性が高い。このようなリファレンス電位の誤差の
ために、装置間で複数チャネルの信号を並列的に通信す
る光並列伝送用の受信装置において共通のクロックで複
数の受信信号（チャネル）を識別する時に、従来の光受
信用前置増幅器についても前述した通り、常に充分なア
イ開口を得ることが難しく、複数の受信信号の識別を確
実に行なえなかった。また、リファレンス検出回路３Ｃ
のコンデンサＣ１，Ｃ２は容量の大きいもの程誤差が少
ないため、同一ＩＣで光並列受信回路を構成する際に
は、ＩＣ内にかなり大きなコンデンサを設ける必要があ
り、コストアップの要因となっていた。

【００１７】上述したように、図２９に示す従来の光受
信装置では、リファレンス検出回路３Ｃにより、前置増
幅器１Ａの出力のダイナミックレンジに対して正確なリ
ファレンスを検出することができず、常に充分なアイ開
口を得ることができないために、並列受信した場合に各
チャネルを共通のクロックで識別する場合に適用するの
は困難であった。

【００１８】また、可変利得回路等を用いて回路内でフ
ィードバックをかける場合は、常に発振の可能性がある
という問題を生じていた。さらに、従来の光受信装置を
複数並列的にそなえた装置では、各チャネル毎に大きな
容量のコンデンサをもつリファレンス検出回路３Ｃが必
要なため、ＩＣを含む回路規模が大きくなりコスト高と
なるという課題があった。

【００１９】本発明は、このような課題に鑑み創案され
たもので、簡易な回路構成で大きな出力振幅を得ること
ができるようにして、広いダイナミックレンジおよび充
分なアイ開口を確保可能にした光受信用前置増幅器を提
供するほか、フィードバック制御を適用しても発振の可
能性がなく、基準参照電圧を一定に保持でき、常に充分
なアイ開口を得ることができるとともに、ＩＣおよび回
路規模の縮小と低消費電力化とを実現した光受信装置を
提供することを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】図１は第１の発明の光受
信用前置増幅器の原理構成図で、この図１において、１
は本発明の光受信用前置増幅器、１０は入力用電界効果
トランジスタ（以下、ＦＥＴという）で、この入力用Ｆ
ＥＴ１０は、光信号を受光素子により光電変換して得ら
れた電流信号Ｉinを入力端子１８を通じゲート端子１０
ａに入力され、一方の信号端子（ドレイン端子）１０ｂ
を抵抗素子１１を介して第１の電源（正電源Ｖddまたは
ＧＮＤ）１６に接続されるとともに、他方の信号端子
（ソース端子）１０ｃを第２の電源（ＧＮＤまたは負電
源Ｖss）１７に接続されている。

【００２１】１２は出力用ＦＥＴで、この出力用ＦＥＴ
１２は、ゲート端子１２ａを入力用ＦＥＴ１０の一方の
信号端子１０ｂに接続され、一方の信号端子（ドレイン
端子）１２ｂを第１の電源１６に接続されるとともに、
他方の信号端子（ソース端子）１２ｃを抵抗素子（定電
流源として機能するもの）１３を介して第２の電源１７
に接続され、受光素子からの電流信号Ｉinを、所定電圧
信号に増幅し、信号端子１２ｃに接続された出力端子１
９から出力するものである。

【００２２】１４は帰還抵抗（抵抗値Ｒｆ）で、この帰
還抵抗１４は、入力用ＦＥＴ１０のゲート端子１０ａと
出力用ＦＥＴ１２の出力端子１９との間に介設され、入
力用ＦＥＴ１０のゲート端子１０ａに出力用ＦＥＴ１２
の出力信号を帰還・供給するためのものである。１５は
本発明により設けられた定電流源で、この定電流源１５
は、入力用ＦＥＴ１０のゲート端子１０ａと第２の電源
１７との間に介設され、光信号の変化に対する出力用Ｆ
ＥＴ１２の出力電位の振幅値の変化を拡大しうるもので
ある（請求項１）。

【００２３】そして、この定電流源１５は、定電流供給
用ＦＥＴ１５０およびモニタ用ＦＥＴ１５１から構成さ
れている。定電流供給用ＦＥＴ１５０は、一方の信号端
子（ドレイン端子）１５０ｂを入力用ＦＥＴ１０のゲー
ト端子１０ａに接続されるとともに、他方の信号端子
（ソース端子）１５０ｃを抵抗素子１５２を介して第２
の電源１７に接続されている。

【００２４】また、モニタ用ＦＥＴ１５１は、定電流供
給用ＦＥＴ１５０と同じ特性を有するもので、一方の信
号端子（ドレイン端子）１５１ｂを、抵抗素子１５３を
介して第１の電源１６に接続されるとともに定電流供給
用ＦＥＴ１５０のゲート端子１５０ａに接続され、他方
の信号端子（ソース端子）１５１ｃおよびゲート端子１
５１ａを第２の電源１７に接続されている（請求項
２）。

【００２５】なお、モニタ用ＦＥＴ１５１のゲート端子
１５１ａを、２つの抵抗素子を介し、それぞれ第１の電
源１６および第２の電源１７に接続するとともに、モニ
タ用ＦＥＴ１５１の他方の信号端子１５１ｃを、抵抗素
子を介して第２の電源１７に接続してもよい（請求項
３）。また、モニタ用電界効果トランジスタ１５１のゲ
ート端子１５１ａを、可変抵抗器を介し、第１の電源１
６および第２の電源１７に接続するとともに、モニタ用
ＦＥＴ１５１の他方の信号端子１５１ｃを、抵抗素子を
介して第２の電源１７に接続してもよい（請求項４）。

【００２６】図２は第２の発明の光受信装置の原理構成
図で、この図２において、１は後述する受光素子２から
の電流信号Ｉinを所定電圧信号に増幅して出力する前置
増幅器で、この前置増幅器１は、図１に示したものと同
様に、定電流源１５を入力用ＦＥＴ１０のゲート端子１
０ａと第２の電源１７との間に介設して構成されてい
る。

【００２７】２は受信した光信号を電流信号に変換して
前置増幅器１の入力端子１８に供給する受光素子、３は
基準参照電位発生回路、４はリミッタアンプで、基準参
照電位発生回路３は、前置増幅器１の出力信号の振幅の
中心電位を所定の基準参照電位として生成し、リミッタ
アンプ４へ出力するものであり、リミッタアンプ４は、
基準参照電位発生回路３からの所定の基準参照電位に基
づいて、前置増幅器１の出力信号を増幅するものであ
る。

【００２８】そして、前述した通り、第２の発明におけ
る前置増幅器１も、図１に示したものと同様に、入力用
ＦＥＴ１０，抵抗素子１１，出力用ＦＥＴ１２，抵抗素
子１３，帰還抵抗１４と、入力用ＦＥＴ１０のゲート端
子１０ａと第２の電源１７との間に介設され光信号の変
化に対する出力用ＦＥＴ１２の出力電位の振幅値の変化
を拡大しうる定電流源１５とから構成されている（請求
項５）。

【００２９】なお、基準参照電位発生回路３を、前置増
幅器１の出力信号のハイレベルピーク電位を検出するハ
イレベルピーク電位検出回路と、前置増幅器１の出力信
号のローレベルピーク電位を検出するローレベルピーク
電位検出回路と、これらのピーク電位検出回路によりそ
れぞれ検出されたピーク電位を平均化しその平均化結果
を所定の基準参照電位としてリミッタアンプ４へ出力す
る平均値検出回路とから構成してもよい（請求項６）。

【００３０】このとき、ハイレベルピーク電位検出回路
を、前置増幅器１と同一の回路により構成し、このハイ
レベルピーク電位検出回路における入力用ＦＥＴ１０の
ゲート端子１０ａへの入力信号を無入力状態とした場合
の、出力用ＦＥＴ１２の出力信号を、ハイレベルピーク
電位として上記平均値検出回路へ出力するように構成し
てもよい（請求項７）。

【００３１】また、光送信側で自動パワー調整回路によ
りパワー調整された光信号を受信する場合には、上述し
た基準参照電位発生回路として、固定参照電位を所定の
基準参照電位として生成しリミッタアンプ４へ出力する
固定参照電位発生回路３Ａを用いてもよい（請求項
８）。さらに、前置増幅器１における定電流源１５とし
ては、図１により前述したように、一方の信号端子を入
力用ＦＥＴ１０のゲート端子１０ａに接続されるととも
に他方の信号端子を抵抗素子を介して第２の電源１７に
接続される定電流供給用ＦＥＴと、この定電流供給用Ｆ
ＥＴと同じ特性を有するモニタ用ＦＥＴとから構成さ
れ、モニタ用ＦＥＴの一方の信号端子を、抵抗素子を介
して第１の電源１６に接続するとともに定電流供給用Ｆ
ＥＴのゲート端子に接続し、モニタ用ＦＥＴの他方の信
号端子およびゲート端子を、第２の電源１７に接続した
ものを用いてもよい（請求項９）。

【００３２】一方、図２において、５は基準電位発生回
路、６は比較増幅器、７は電界吸収型光変調器で、電界
吸収型光変調器７は、受信した光信号をバイアス電圧に
応じて減衰してから受光素子２に入力するものであり、
比較増幅器６は、基準参照電位発生回路３をなす平均値
検出回路の出力信号と所定の基準電位とを比較し、その
偏差を増幅し電界吸収型光変調器７のバイアス電圧とし
て出力し、この電界吸収型光変調器７による光信号の減
衰量を制御するものである。また、基準電位発生回路５
は、比較増幅器６への上記所定の基準電位を生成し、比
較増幅器６へ出力するものである（請求項１０）。

【００３３】また、受信した光信号をバイアス電圧に応
じて減衰してから受光素子２に入力する電界吸収型光変
調器７をそなえた場合、図２に二点鎖線で示すように、
上記基準参照電位発生回路を、固定参照電位を所定の基
準参照電位として生成しリミッタアンプ４へ出力する固
定参照電位発生回路３Ａとして構成するとともに、前置
増幅器１の出力信号に基づいてその出力信号の振幅の中
心電位を生成する中心電位発生回路（前述した基準参照
電位発生回路３と同一構成の回路）３Ｂをそなえ、比較
増幅器６により、中心電位発生回路３Ｂの出力信号と基
準電位発生回路５からの所定の基準電位とを比較しその
偏差を増幅し電界吸収型光変調器７のバイアス電圧とし
て出力し、この電界吸収型光変調器７による光信号の減
衰量を制御するように構成してもよい（請求項１１）。
このとき、固定参照電位発生回路３Ａが基準電位発生回
路５を兼ねて構成してもよい（請求項１２）。

【００３４】図３は第３の発明の光受信装置の原理構成
図で、この図３において、１００は前述したものと同様
の受光素子２，前置増幅器１およびリミッタアンプ４か
らなる光受信処理部で、本発明では、このような光受信
処理部１００が複数組並列にそなえられている。そし
て、各光受信処理部１００における前置増幅器１は、図
１や図２に示したものと同様に、定電流源１５を入力用
ＦＥＴ１０のゲート端子１０ａと第２の電源１７との間
に介設して構成されている（請求項１３）。

【００３５】このとき、定電流源１５を、図１により前
述したように、一方の信号端子を入力用ＦＥＴ１０のゲ
ート端子１０ａに接続されるとともに他方の信号端子を
抵抗素子を介して第２の電源１７に接続される定電流供
給用ＦＥＴと、定電流供給用ＦＥＴと同じ特性を有する
モニタ用ＦＥＴとから構成し、モニタ用ＦＥＴの一方の
信号端子を、抵抗素子を介して第１の電源１６に接続す
るとともに定電流供給用ＦＥＴのゲート端子に接続し、
モニタ用ＦＥＴの他方の信号端子およびゲート端子を、
第２の電源１７に接続してもよい（請求項１４）。この
ような定電流源１５をそなえた場合、固定参照電位を所
定の基準参照電位として生成し各光受信処理部１００に
おけるリミッタアンプ４へ出力する固定参照電位発生回
路を、複数組の光受信処理部１００に対して共通にそな
えてもよい（請求項１５）。

【００３６】また、定電流源１５を、各光受信処理部１
００毎にそなえられ一方の信号端子を入力用ＦＥＴ１０
のゲート端子１０ａに接続されるとともに他方の信号端
子を抵抗素子を介して第２の電源１７に接続される定電
流供給用ＦＥＴと、この定電流供給用ＦＥＴと同じ特性
を有し複数組の光受信処理部１００に対して共通のモニ
タ用ＦＥＴとから構成し、モニタ用ＦＥＴの一方の信号
端子を、抵抗素子を介して第１の電源１６に接続すると
ともに各定電流供給用ＦＥＴのゲート端子に接続し、モ
ニタ用ＦＥＴの他方の信号端子およびゲート端子を、第
２の電源１７に接続してもよい（請求項１６）。

【００３７】さらに、前置増幅器１の出力信号のローレ
ベルピーク電位を検出するローレベルピーク電位検出回
路を各光受信処理部１００にそなえ、前置増幅器１と同
一の回路構成を有し入力用ＦＥＴのゲート端子への入力
信号を無入力状態とした場合の出力用ＦＥＴの出力信号
を前置増幅器１の出力信号のハイレベルピーク電位とし
て検出するハイレベルピーク電位検出回路を複数組の光
受信処理部１００に対して共通にそなえるとともに、各
ローレベルピーク電位検出回路により検出されたローレ
ベルピーク電位と共通のハイレベルピーク電位検出回路
により検出されたハイレベルピーク電位とを平均化しそ
の平均化結果を所定の基準参照電位としてリミッタアン
プ４へ出力する平均値検出回路を各光受信処理部１００
にそなえてもよい（請求項１７）。

【００３８】また、複数組の光受信処理部１００のうち
マーク率１／２のデータ信号を入力される少なくとも一
つの光受信処理部（例えば図３中では最上段の光受信処
理部）１００に、この光受信処理部１００における前置
増幅器１の出力信号の平均値を検出する平均値検出回路
３３をそなえ、この平均値検出回路３３の出力信号を、
複数組の光受信処理部１００におけるリミッタアンプ４
の所定の基準参照電位として共通に用いてもよい（請求
項１８）。このとき、マーク率１／２のデータ信号とし
てクロック信号を用いることができる（請求項１９）。

【００３９】一方、図３に示すように、各光受信処理部
１００に、受信した光信号をバイアス電圧に応じて減衰
してから受光素子２に入力する電界吸収型光変調器７
と、前置増幅器１の出力信号に基づいてこの出力信号の
振幅の中心電位を所定の基準参照電位として生成してミ
ッタアンプ４へ出力する基準参照電位発生回路３と、こ
の基準参照電位発生回路３の出力信号と所定の基準電位
とを比較しその偏差を増幅し電界吸収型光変調器７のバ
イアス電圧として出力し電界吸収型光変調器７による光
信号の減衰量を制御する比較増幅器６とをそなえ、各光
受信処理部１００における比較増幅器６への該所定の基
準電位を生成する基準電位発生回路５を、複数組の光受
信処理部１００に対して共通にそなえてもよい（請求項
２０）。

【００４０】また、図３に示すように、各光受信処理部
１００に、受信した光信号をバイアス電圧に応じて減衰
してから受光素子２に入力する電界吸収型光変調器７を
そなえるとともに、複数組の光受信処理部１００のうち
マーク率１／２のデータ信号を入力される少なくとも一
つの光受信処理部（例えば図３中では最上段の光受信処
理部）１００に、この光受信処理部１００における前置
増幅器１の出力信号の平均値を検出する平均値検出回路
３３と、この平均値検出回路３３の出力信号と所定の基
準電位とを比較しその偏差を増幅し電界吸収型光変調器
７のバイアス電圧として出力し電界吸収型光変調器７に
よる光信号の減衰量を制御する比較増幅器６と、比較増
幅器６への所定の基準電位を生成する基準電位発生回路
５とをそなえ、比較増幅器６の出力信号を、複数組の光
受信処理部１００における電界吸収型光変調器７のバイ
アス電圧として共通に用いてもよい（請求項２１）。

【００４１】このとき、平均値検出回路３３の出力信号
を、複数組の光受信処理部１００におけるリミッタアン
プ４の所定の基準参照電位として共通に用いてもよいし
（請求項２２）、マーク率１／２のデータ信号としてク
ロック信号を用いてもよい（請求項２３）。さらに、複
数組の光受信処理部１００のうちマーク率１／２のデー
タ信号を入力される少なくとも一つの光受信処理部（例
えば図３中では最上段の光受信処理部）１００に、この
光受信処理部１００における前置増幅器１の出力信号の
平均値を検出する平均値検出回路３３をそなえるととも
に、各光受信処理部１００に、受信した光信号をバイア
ス電圧に応じて減衰してから受光素子２に入力する電界
吸収型光変調器７と、平均値検出回路３３の出力信号と
所定の基準電位とを比較しその偏差を増幅し電界吸収型
光変調器７のバイアス電圧として出力し電界吸収型光変
調器７による光信号の減衰量を制御する比較増幅器６
と、各光受信処理部１００における比較増幅器６への該
所定の基準電位を生成する基準電位発生回路５とをそな
えられて構成してもよい（請求項２４）。

【００４２】このとき、平均値検出回路３３の出力信号
を、複数組の光受信処理部１００におけるリミッタアン
プ４の所定の基準参照電位として共通に用いてもよいし
（請求項２５）、マーク率１／２のデータ信号としてク
ロック信号を用いてもよい（請求項２６）。図４は第４
の発明の光受信装置の原理構成図で、この図４に示すよ
うに、第４の発明では、前述と同様の受光素子２，前置
増幅器１およびリミッタアンプ４をそなえるとともに、
このリミッタアンプ４の後段に、差動増幅器８およびＥ
ＣＬ（Emitter Coupled Logic)出力バッファ９がそなえ
られている。

【００４３】ここで、差動増幅器８は、リミッタアンプ
４の出力信号および反転出力信号をそれぞれゲート端子
８０ａ，８１ａに入力される一対のＦＥＴ８０，８１を
そなえ、一対のＦＥＴ８０，８１の一方の信号端子（ド
レイン端子）８０ｂ，８１ｂを抵抗素子８２〜８４を介
して第１の電源（正電源ＶddまたはＧＮＤ）１６に接続
されるとともに、一対のＦＥＴ８０，８１の他方の信号
端子（ソース端子）８０ｃ，８１ｃを第２の電源（ＧＮ
Ｄまたは負電源Ｖss）１７に接続され、一対のＦＥＴ８
０，８１の一方の信号端子８０ｂ，８１ｂの電位を差動
増幅結果として出力するものである。また、ＥＣＬ出力
バッファ９は、差動増幅器８の出力信号を受けて動作す
るものである。

【００４４】そして、差動増幅器８における一対のＦＥ
Ｔ８０，８１の他方の信号端子８０ｃ，８１ｃと第２の
電源１７との間に、定電流源１５が介設されている。こ
の定電流源１５は、図１に示したものと同様に、定電流
供給用ＦＥＴ１５０およびモニタ用ＦＥＴ１５１から構
成されている。定電流供給用ＦＥＴ１５０は、一方の信
号端子（ドレイン端子）１５０ｂを一対のＦＥＴ８０，
８１の他方の信号端子８０ｃ，８１ｃに接続されるとと
もに、他方の信号端子（ソース端子）１５０ｃを抵抗素
子１５２を介して第２の電源１７に接続されている。

【００４５】また、モニタ用ＦＥＴ１５１は、定電流供
給用ＦＥＴ１５０と同じ特性を有するもので、一方の信
号端子（ドレイン端子）１５１ｂを、抵抗素子１５３を
介して第１の電源１６に接続されるとともに定電流供給
用ＦＥＴ１５０のゲート端子１５０ａに接続され、他方
の信号端子（ソース端子）１５１ｃおよびゲート端子１
５１ａを第２の電源１７に接続されている（請求項２
７）。

【００４６】なお、図２に示したものとほぼ同様の構成
の装置において、受光素子２と電界吸収型光変調器７を
構成する素子とを、同一基板上に形成される２つのＰ−
Ｎ接合により一体的に構成してもよい（請求項２８）。

【００４７】また、図３に示したものとほぼ同様の構成
の装置において、各光受信処理部１００における電界吸
収型光変調器７を、複数チャネルの光信号を並列に入力
されるリボンファイバの間に介設し、複数の電界吸収型
光変調器７を、リボンファイバにおける各光ファイバと
同一ピッチで並列に一体形成されたマルチチャネル光ア
ッテネータとして構成してもよい（請求項２９）。

【００４８】

【作用】上述した第１の発明の光受信用前置増幅器で
は、入力用ＦＥＴ１０のゲート端子１０ａと第２の電源
（負電源ＶssまたはＧＮＤ）１７との間に設けた定電流
源１５により発生する電流をＩcsとすると、この電流は
入力端子１８側には流れず帰還抵抗１４側だけに流れ
る。従って、Ｉcs×Ｒｆで表す電圧成分が出力端子１９
の直流電圧を上昇させることになり、この直流電圧は、
受光素子から入力端子１８への電流信号Ｉinが無い時に
最大となる。

【００４９】この定電流源１５を付加した場合の入力電
流Ｉinに対応する出力端子１９の電位の特性を、定電流
源１５をもたない従来回路の特性とともに図５に示す。
この図５に示すように、定電流源１５を付加した場合、
入力電流Ｉinが大きくなっても、飽和が生じていないこ
とが分かる。従って、光信号パワーが過大であっても、
前置増幅器１の出力波形は飽和による波形歪みを生じ
ず、ダイナミックレンジの拡大が可能となり、充分なア
イ開口を得ることができる（請求項１）。

【００５０】また、定電流源１５において、所望の定電
流Ｉcsをドレイン電流として供給する定電流供給用ＦＥ
Ｔ１５０と、定電流供給用ＦＥＴ１５０と同じ特性を有
するモニタ用ＦＥＴ１５１とをそなえ、モニタ用ＦＥＴ
１５１を流れるドレイン電流Ｉｄの変化からしきい値電
圧の変動をモニタし、そのしきい値電圧の増加分と定電
流供給用ＦＥＴ１５０のゲート・ソース間電圧の減少分
とを等しくして、定電流供給用ＦＥＴ１５０のゲート・
ソース間電圧を、しきい値電圧の変動分を打ち消すよう
に変化させることができる。これにより、しきい値電圧
の変動分を定電流供給用ＦＥＴ１５０のゲート・ソース
間電圧により自動的に補償でき、定電流供給用ＦＥＴ１
５０のしきい値電圧に関わらず、一定のドレイン電流を
所望の定電流Ｉcsとして供給することができる（請求項
２）。

【００５１】さらに、モニタ用ＦＥＴ１５１のゲート端
子１５１ａの電位を、２つの抵抗素子もしくは可変抵抗
器により抵抗分割して適当に設定することにより、定電
流供給用ＦＥＴ１５０のゲート端子１５０ａの電位つま
り定電流供給用ＦＥＴ１５０のゲート・ソース間電圧を
調整することができ、電源電圧変動に対する定電流供給
用ＦＥＴ１５０のドレイン電流の変動が抑制される（請
求項３，４）。

【００５２】上述した第２の発明の光受信装置では、受
光素子２からの電流信号を前置増幅器１により所定電圧
信号に増幅した後、基準参照電位発生回路３からの所定
の基準参照電位に基づいて、前置増幅器１の出力信号が
リミッタアンプ４により増幅される。ここで、前置増幅
器１は、図１に示した第１の発明のものと同様に構成さ
れており、光信号パワーが過大であっても、前置増幅器
１の出力波形は飽和による波形歪みを生じず、前置増幅
器１のダイナミックレンジが図５に示すように従来に比
べて大幅に拡大される（請求項５）。

【００５３】このとき、基準参照電位発生回路３におい
て、ハイレベルピーク電位検出回路の出力とローレベル
ピーク電位検出回路の出力との平均値、つまり、前置増
幅器１の出力信号の振幅の中心電位を平均値検出回路に
より検出し、その電位を所定の基準参照電位としてリミ
ッタアンプ４へ出力する場合、前置増幅器１のダイナミ
ックレンジは大幅に広くなっているので、前置増幅器１
から基準参照電位発生回路３への信号の入力レベルは充
分に大きく、この基準参照電位発生回路３において多少
の誤差が発生したとしても、その誤差の入力レベルに対
する割合は充分に小さく、基準参照電位発生回路３によ
り所定の基準参照電位を正確に得ることができる（請求
項６）。

【００５４】また、ハイレベルピーク電位検出回路を、
前置増幅器１と同一の回路により構成し、入力用ＦＥＴ
１０のゲート端子１０ａへの入力信号を無入力状態とす
ることで、出力用ＦＥＴ１２の出力信号は、図５に示す
ように最大値となり、この信号がハイレベルピーク電位
として基準参照電位発生回路３の平均値検出回路へ与え
られる（請求項７）。

【００５５】なお、本発明の光受信装置において光送信
側で自動パワー調整回路によりパワー調整された光信号
を受信する場合には、光送信側からの光パワーが一定に
なっているため、受信した光信号のパワー変動が比較的
小さくなる。従って、前置増幅器１の出力信号に基づい
てリミッタアンプ４のための所定の基準参照電位を一々
生成せず、所定の基準参照電位として固定の電位を用い
ても、精度上の問題は生じない。そこで、このような場
合、基準参照電位発生回路として、固定参照電位を生成
しリミッタアンプ４へ出力する固定参照電位発生回路３
Ａを用い、その固定参照電位を所定の基準参照電位とす
ることができる（請求項８）。

【００５６】また、前置増幅器１における定電流源１５
として、図１に示すような定電流供給用ＦＥＴおよびモ
ニタ用ＦＥＴからなるものを用いることにより、定電流
供給用ＦＥＴのしきい値電圧に関わらず、一定のドレイ
ン電流を所望の定電流として供給することができる（請
求項９）。ところで、図２に示す光受信装置において、
電界吸収型光変調器７は、図６に示すような特性を有
し、印加されるバイアス電圧によって受信する光信号の
減衰量を変える機能を有している。電界吸収型光変調器
７から出力された光信号は、受光素子２で電気信号に変
換され、前置増幅器１で増幅されてリミッタアンプ４に
入力される。これと同時に、基準参照電位発生回路３に
より、前置増幅器１の出力信号の振幅の中心電位を検出
し所定の基準参照電位としてリミッタアンプ４に供給し
ている。

【００５７】基準参照電位発生回路３で得られた基準参
照電位は、比較増幅器６において基準電位発生回路５か
らの基準電位と比較され、その出力により電界吸収型光
変調器７における光信号の減衰量が制御される。従っ
て、光パワーが大きい時は電界吸収型光変調器７の減衰
量を大きく、光パワーが小さい時は減衰量を小さくする
ように電界吸収型光変調器７を制御することにより、基
準参照電位が常にほぼ一定（基準電位発生回路５からの
基準電位）に保持される（請求項１０）。

【００５８】また、上述と同様の基準電位発生回路５，
比較増幅器６および電界吸収型光変調器７をそなえた場
合、中心電位発生回路（基準参照電位発生回路３と同一
構成の回路）３Ｂにより、前置増幅器１の出力信号に基
づいてその出力信号の振幅の中心電位を生成し、その中
心電位が基準電位発生回路５からの所定の基準電位に保
持されるように、比較増幅器６の出力により、電界吸収
型光変調器７における光信号の減衰量を制御することも
できる。

【００５９】このような制御に伴い、受光素子２にて受
信した光信号のパワー変動は比較的小さくなるため、光
送信側で自動パワー調整回路を用いた場合（請求項８）
と同様に、前置増幅器１の出力信号に基づいてリミッタ
アンプ４のための所定の基準参照電位を一々生成せず、
所定の基準参照電位として固定の電位を用いることがで
き、基準参照電位発生回路として、固定参照電位を生成
しリミッタアンプ４へ出力する固定参照電位発生回路３
Ａを用い、その固定参照電位を所定の基準参照電位とす
ることができる（請求項１１）。このとき、固定参照電
位発生回路３Ａと基準電位発生回路５とは兼用可能で、
兼用することで回路構成をより簡素なものとすることが
できる（請求項１２）。

【００６０】上述した第３の発明の光受信装置では、受
光素子２，前置増幅器１およびリミッタアンプ４からな
る光受信処理部１００が複数組並列にそなえられ、複数
チャネルの光信号を並列に受信することができる。この
ような構成において、各光受信処理部１００における前
置増幅器１は、図１に示した第１の発明のものと同様に
構成されており、光信号パワーが過大であっても、前置
増幅器１の出力波形は飽和による波形歪みを生じず、各
光受信処理部１００の前置増幅器１のダイナミックレン
ジが図５に示すように従来に比べ大幅に拡大される（請
求項１３）。

【００６１】このとき、前置増幅器１における定電流源
１５として、図１に示すような定電流供給用ＦＥＴおよ
びモニタ用ＦＥＴからなるものを用いることにより、各
光受信処理部１００において、定電流供給用ＦＥＴのし
きい値電圧に関わらず、一定のドレイン電流を所望の定
電流として供給することができる（請求項１４）。そし
て、このような定電流源１５をそなえた場合、各光受信
処理部１００における前置増幅器１の出力電位のばらつ
きが小さくなるため、固定参照電位発生回路を複数組の
光受信処理部１００に対して共通にそなえ、この固定参
照電位発生回路からの固定参照電位を、所定の基準参照
電位として生成し各光受信処理部１００におけるリミッ
タアンプ４へ出力することができる（請求項１５）。

【００６２】また、定電流源１５を、各光受信処理部１
００毎にそなえた定電流供給用ＦＥＴと、複数組の光受
信処理部１００に対して共通のモニタ用ＦＥＴとから構
成することによっても、各光受信処理部１００におい
て、定電流供給用ＦＥＴのしきい値電圧に関わらず、一
定のドレイン電流を所望の定電流として供給できるほ
か、モニタ用ＦＥＴが共通化されるため、回路構成をよ
り簡素なものとすることができる（請求項１６）。

【００６３】ところで、リミッタアンプ４への所定の基
準参照電位を生成するために、各光受信処理部１００毎
にローレベルピーク電位検出回路および平均値検出回路
をそなえるとともに、複数組の光受信処理部１００に対
して共通のハイレベルピーク電位検出回路（前置増幅器
１と同一の回路構成で入力用ＦＥＴ１０のゲート端子１
０ａの入力信号を無入力状態としたもの）をそなえ、各
光受信処理部１００においては、ローレベルピーク電位
検出回路の出力と、共通のハイレベルピーク電位検出回
路の出力との平均値（つまり前置増幅器１の出力信号の
振幅の中心電位）を平均値検出回路により検出し、その
電位を所定の基準参照電位としてリミッタアンプ４へ出
力している。

【００６４】従って、ハイレベルピーク電位検出回路が
共通化されて回路構成が簡素化されるほか、各光信号処
理部１００における前置増幅器１のダイナミックレンジ
は、前述の通り従来に比べて大幅に広くなっているの
で、前置増幅器１からローレベルピーク電位検出回路へ
の信号の入力レベルは充分に大きく、このローレベルピ
ーク電位検出回路において多少の誤差が発生したとして
も、その誤差の入力レベルに対する割合は充分に小さ
く、所定の基準参照電位を正確に得ることができる（請
求項１７）。

【００６５】また、マーク率１／２のデータ信号を入力
される光受信処理部１００がある場合には、このような
光受信処理部１００において、前置増幅器１の出力信号
の平均値を検出する平均値検出回路３３をそなえること
により、この平均値検出回路３３の出力信号を、複数組
の光受信処理部１００におけるリミッタアンプ４の所定
の基準参照電位として共通に用いることができ、他の各
光受信処理部１００の回路構成をより簡素なものにする
ことができる（請求項１８）。

【００６６】このとき、複数チャネルの光信号を並列に
受信処理する際には、通常、少なくとも１つのチャネル
にはクロック信号が入力され、このクロック信号を受信
処理する光受信処理部１００が存在することになるが、
クロック信号は正にマーク率１／２のデータ信号である
ので、このクロック信号を、平均値検出回路３３による
所定の基準参照電位生成に使用すれば、所定の基準参照
電位生成のためにマーク率１／２のデータ信号を入力す
る光受信処理部１００を別途設ける必要がない（請求項
１９）。

【００６７】一方、図３に示す光受信装置においては、
各光受信処理部１００に前述と同様の電界吸収型光変調
器７をそなえ、電界吸収型光変調器７から出力された光
信号を、受光素子２で電気信号に変換し、前置増幅器１
で増幅してリミッタアンプ４に入力すると同時に、基準
参照電位発生回路３により、前置増幅器１の出力信号に
基づいてその振幅の中心電位を検出し所定の基準電位と
してリミッタアンプ４に供給している。

【００６８】そして、各光受信処理部１００において、
基準参照電位発生回路３で得られた基準参照電位は、比
較増幅器６により、全ての光受信処理部１００に対して
共通の基準電位発生回路５からの基準電位と比較され、
その出力により電界吸収型光変調器７における光信号の
減衰量が制御され、基準参照電位が常にほぼ一定に保持
される（請求項２０）。

【００６９】また、マーク率１／２のデータ信号を入力
される光受信処理部１００がある場合には、このような
光受信処理部１００において、平均値検出回路３３によ
り前置増幅器１の出力信号の平均値を検出し、比較増幅
器６により、平均値検出回路３３の出力信号と基準電位
発生回路５からの所定の基準電位とを比較しその偏差を
増幅し電界吸収型光変調器７のバイアス電圧として出力
し、電界吸収型光変調器７による光信号の減衰量が制御
される。そして、比較増幅器６の出力が、他の各光受信
処理部１００における電界吸収型光変調器７のバイアス
電圧として共通に使用され、各光受信処理部１００にお
いて、電界吸収型光変調器７による光信号の減衰量が制
御される。これにより、他の各光受信処理部１００の回
路構成をより簡素なものにすることができる（請求項２
１）。

【００７０】このとき、平均値検出回路３３の出力信号
を、各光受信処理部１００におけるリミッタアンプ４の
所定の基準参照電位として共通に使用することで、各光
受信処理部１００の回路構成のさらなる簡略化をはかれ
るほか（請求項２２）、マーク率１／２のデータ信号と
してクロック信号を用いることで、前述したように、マ
ーク率１／２のデータ信号を入力する光受信処理部１０
０を別途設ける必要がなくなる（請求項２３）。

【００７１】さらに、マーク率１／２のデータ信号を入
力される光受信処理部１００がある場合には、このよう
な光受信処理部１００において平均値検出回路３３によ
り前置増幅器１の出力信号の平均値を検出し、各光受信
処理部１００において、比較増幅器６により、平均値検
出回路３３の出力信号と基準電位発生回路５からの所定
の基準電位とを比較しその偏差を増幅し電界吸収型光変
調器７のバイアス電圧として出力し、電界吸収型光変調
器７による光信号の減衰量が制御される。ここでは、各
光受信処理部１００毎に、比較増幅器６において平均値
検出回路３３の出力信号と比較される所定の基準電位を
適当に調整することができる（請求項２４）。

【００７２】このとき、前述と同様に、平均値検出回路
３３の出力信号を、各光受信処理部１００におけるリミ
ッタアンプ４の所定の基準参照電位として共通に使用す
ることで、回路構成の簡略化をはかれるほか（請求項２
５）、マーク率１／２のデータ信号としてクロック信号
を用いて、マーク率１／２のデータ信号を入力する光受
信処理部１００を別途設ける必要がなくなる（請求項２
６）。

【００７３】上述した第４の発明の光受信装置では、前
述と同様の受光素子２，前置増幅器１およびリミッタア
ンプ４をそなえるとともに、このリミッタアンプ４の後
段に、差動増幅器８およびＥＣＬ出力バッファ９をそな
え、差動増幅器８において、一対のＦＥＴ８０，８１の
他方の信号端子８０ｃ，８１ｃと第２の電源１７との間
に、図１に示したものと同様構成の定電流源１５を介設
している。

【００７４】このような定電流源１５を用いることによ
り、前述した通り、しきい値電圧の変動分を定電流供給
用ＦＥＴ１５０のゲート・ソース間電圧により自動的に
補償でき、電流値変化の小さい所望の定電流Ｉcsを供給
できるため、差動増幅器８における利得変化や出力振幅
変動，出力電位変動を抑制することができる（請求項２
７）。

【００７５】なお、図２に示す装置とほぼ同様構成の装
置において、受光素子２と電界吸収型光変調器７を構成
する素子とが同一基板上に形成される２つのＰ−Ｎ接合
により一体的に構成されることにより、回路構成が小型
化されるとともに低コスト化が可能になる（請求項２
８）。また、図３に示す装置と同様に、受光素子２，前
置増幅器１，リミッタアンプ４および電界吸収型光変調
器７からなる光受信処理部１００を複数組並列にそなえ
た場合に、リボンファイバにおける各光ファイバと同一
ピッチで並列に一体形成されたマルチチャネル光アッテ
ネータ（複数の電界吸収型光変調器７）をリボンファイ
バの間に介設することにより、簡素な構成で、複数チャ
ネルの光信号の減衰量を並列的に制御することができる
（請求項２９）。

【００７６】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を説明
する。 （Ａ）第１実施例の説明 図７は本発明の第１実施例における光受信用前置増幅器
を示す回路図、図８は本発明の第２実施例としての光受
信装置を示すブロック図である。

【００７７】図８において、１は図７により後述するご
とく構成される光受信用のトランスインピーダンス型の
前置増幅器で、この前置増幅器１は、受光素子（フォト
ダイオード等の光電変換素子）２により光信号を光電変
換して得られた電流信号Ｉinを、所定電圧信号に増幅し
て出力するものである。また、３は前置増幅器１の出力
信号に基づいてその振幅の中心電位を所定の基準参照電
位として検出・生成する基準参照電位発生回路で、この
基準参照電位発生回路３は、前置増幅器１Ａの出力信号
のローレベルピーク電位を検出するローレベルピーク電
位検出回路３０と、前置増幅器１の出力信号のハイレベ
ルピーク電位を検出するハイレベルピーク電位検出回路
３１と、これらの検出回路３０，３１によりそれぞれ検
出されたピーク電位を平均化しその平均化結果を所定の
基準参照電位として出力する平均値検出回路３ｃとから
構成されている。

【００７８】４は基準参照電位発生回路３からの基準参
照電位基づいて前置増幅器１の出力信号を増幅するリミ
ッタアンプである。なお、基準参照電位発生回路３にお
けるローレベルピーク電位検出回路３０，ハイレベルピ
ーク電位検出回路３１および平均値検出回路３ｃは、ぞ
れぞれ、例えば、図３１（ｂ），（ａ），（ｃ）にて説
明したように構成されている。

【００７９】さて、本実施例におけるトランスインピー
ダンス型の前置増幅器１は、例えば、図７に示すよう
に、４つの電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴとい
う）１０，１１Ａ，１２，１３Ａと、帰還抵抗（抵抗値
Ｒｆ）１４と、定電流源１５と、２つのダイオード２
０，２１とから構成されている。なお、ＦＥＴ１１Ａは
負荷抵抗として機能し、ＦＥＴ１３Ａは定電流源（負荷
抵抗）として機能するものである。

【００８０】この前置増幅器１は、基本的には図３０に
示したものと同様に構成されており、光信号を受光素子
２により光電変換して得られた電流信号Ｉinは、入力端
子１８を介して入力用ＦＥＴ１０のゲート端子１０ａに
入力されるようになっている。この入力用ＦＥＴ１０に
ついては、ドレイン端子（一方の信号端子）１０ｂがＦ
ＥＴ１１Ａを介して第１の電源（ＧＮＤ(Ground,０Ｖ）
または正電源Ｖdd）１６に接続されるとともに、ソース
端子（他方の信号端子）１０ｃがダイオード２０を介し
て第２の電源（負電源ＶssまたはＧＮＤ）１７に接続さ
れている。

【００８１】出力用ＦＥＴ１２については、ゲート端子
１２ａが入力用ＦＥＴ１０のドレイン端子１０ｂに接続
され、ドレイン端子１２ｂが第１の電源１６に接続され
るとともに、ソース端子１２ｃがダイオード２１および
ＦＥＴ１３Ａを介して第２の電源１７に接続されてお
り、ソース端子１２ｃに接続された出力端子１９から、
所定電圧信号に増幅された増幅結果が出力されるように
なっている。

【００８２】さらに、入力用ＦＥＴ１０のゲート端子１
０ａと出力用ＦＥＴ１２の出力端子１９（ダイオード２
１）との間には、入力用ＦＥＴ１０のゲート端子１０ａ
に出力用ＦＥＴ１２の出力信号を帰還・供給する帰還抵
抗１４が介設されており、この帰還抵抗１４により、入
力用ＦＥＴ１０のゲート端子１０ａに出力用ＦＥＴ１２
の出力信号が帰還・供給されるようになっている。

【００８３】なお、負荷抵抗用のＦＥＴ１１Ａについて
は、ゲート端子１１ａおよびソース端子１１ｃが入力用
ＦＥＴ１０のドレイン端子１０ａおよび出力用ＦＥＴ１
２のゲート端子１２ａに接続されるとともに、ドレイン
端子１１ｂが第１の電源１６に接続されている。また、
負荷抵抗用のＦＥＴ１３Ａについては、ゲート１３ａお
よびソース端子１３ｃが第２の電源１７に接続されると
ともに、そのドレイン端子１３ｂが帰還抵抗１４および
ダイオード２１に接続されている。

【００８４】そして、本実施例の前置増幅器１において
は、光信号の変化に対する出力用ＦＥＴ１２の出力電位
の振幅値の変化を拡大しうる定電流源１５が、入力用Ｆ
ＥＴ１０のゲート端子１０ａと第２の電源１７との間に
介設されている。この定電流源１５は、定電流供給用Ｆ
ＥＴ１５０，モニタ用ＦＥＴ１５１およびレベル調整用
ＦＥＴ１５４を有して構成されている。なお、ここで用
いられるＦＥＴは、全て、ディプリーション（depletio
n;またはノーマリーオン）型のものである。

【００８５】定電流供給用ＦＥＴ１５０は、ドレイン端
子（一方の信号端子）１５０ｂを入力用ＦＥＴ１０のゲ
ート端子１０ａに接続されるとともに、ソース端子（他
方の信号端子）１５０ｃを抵抗素子１５２を介して第２
の電源１７に接続されている。なお、抵抗素子１５２
は、図１３に示すごとくダイオード１５２Ａに置き換え
てもよい。

【００８６】また、レベル調整用ＦＥＴ１５４は、ドレ
イン端子１５４ｂを第１の電源１６に接続され、ソース
端子１５４ｃを、定電流供給用ＦＥＴ１５０のゲート端
子１５０ａに接続されるとともに抵抗素子１５５を介し
て第２の電源１７に接続されている。なお、レベル調整
用ＦＥＴ１５４および抵抗素子１５５は、定電流供給用
ＦＥＴ１５０のゲート端子１５０ａに印加する電圧を下
げるために使用されるものであるが、電源電圧が大きい
場合には、図７中のＡ点を、直接、定電流供給用ＦＥＴ
１５０のゲート端子１５０ａに接続し、レベル調整用Ｆ
ＥＴ１５４および抵抗素子１５５を省略してもよい。こ
の場合、定電流源１５は、図１に示したものと全く同じ
構成となる。

【００８７】さらに、モニタ用ＦＥＴ１５１は、定電流
供給用ＦＥＴ１５０と同じ特性を有するもので、ドレイ
ン端子（一方の信号端子）１５１ｂを、抵抗素子１５３
を介して第１の電源１６に接続されるとともにレベル調
整用ＦＥＴ１５４のゲート端子１５４ａに接続され、ソ
ース端子（他方の信号端子）１５１ｃおよびゲート端子
１５１ａを第２の電源１７に接続されている。

【００８８】上述のごとく構成された第１実施例の光受
信装置では、受光素子２からの電流信号Ｉinが前置増幅
器１により所定電圧信号に増幅された後、基準参照電位
発生回路３からの所定の基準参照電位（前置増幅器１Ａ
の出力信号の上下レベルの中心電位）に基づいて、前置
増幅器１の出力信号がリミッタアンプ４により増幅され
る。

【００８９】ここで、本実施例の前置増幅器１において
は、送信側から光ファイバ（図示せず）を介して受信し
たディジタル信号を表す光信号を受光素子２により光電
変換して得られた電流信号Ｉinが、入力端子１８を通じ
て入力用ＦＥＴ１０のゲート端子１０ａに供給される。
そして、入力用ＦＥＴ１０のドレイン端子１０ｂの電位
は出力用ＦＥＴ１２のゲート端子１３ａに供給され、こ
の出力用ＦＥＴ１２のソース端子１２ｃの電位が、増幅
結果として出力端子１９から出力される。

【００９０】そして、入力用ＦＥＴ１０のゲート端子１
０ａと第２の電源１７との間に定電流源１５を設けたこ
とにより、定電流源１５から発生する電流Ｉcsは、入力
端子１８側には流れず帰還抵抗１４側だけに流れ、図５
にて前述した通り、Ｉcs×Ｒｆで表す電圧成分が出力端
子１９の直流電圧を上昇させることになる。この直流電
圧は、受光素子から入力端子１８への電流信号Ｉinが無
い時に最大となる。

【００９１】従って、定電流源１５を付加した場合、光
信号パワーが過大で入力電流Ｉinが大きくなっても、飽
和が生じることがなく、前置増幅器１の出力波形は飽和
による波形歪みを生じず、ダイナミックレンジの拡大を
実現でき、充分なアイ開口を得ることができる。また、
図７に示す前置増幅器１を、図８に示す光受信装置にお
ける前置増幅器として使用することにより、例えば伝送
距離が短く受光素子２に入力される光パワーが比較的大
きい場合等では、前置増幅器１を高利得としておくこと
により、前置増幅器１の出力振幅が大きくなるため、リ
ミッタアンプ４の基準参照電位を与える基準参照電位発
生回路３で生じる誤差を無視でき、基準参照電位発生回
路３により所定の基準参照電位を正確に得ることができ
る。さらに、これにより、基準参照電位発生回路３にお
ける調整端子を削除することができ、基準参照電位発生
回路３に必要な利得を減少させることができるので、回
路規模を縮小でき、低消費電力化が可能となる。

【００９２】ところで、定電流源１５から流れる電流Ｉ
csが過大になると、図５の特性においてＩin＝０の近傍
で飽和が生じてしまうが（図１１参照）、例えば、定電
流源としてＦＥＴ１３Ａと同じ構成のものを形成した場
合では、Ｉcs∝Ｗｇ（ゲート幅）であるため、飽和が生
じないように適当なゲート幅を選択すれば飽和を防止す
ることができる。

【００９３】通常、ＦＥＴにおけるドレイン電流Ｉｄ
は、下式（１）で示される。 Ｉｄ∝β・（Ｖgs−Ｖth)² （１） ここで、ＶthはＦＥＴのしきい値電圧（ディプリーショ
ン型の場合は負の値）、ＶgsはＦＥＴのゲート・ソース
間電圧、βは規格化ｇｍ（ドレインコンダクタンス）パ
ラメータである。

【００９４】上記（１）式からも分かるように、ＦＥＴ
１３Ａと同じ構成のものを定電流源１５として用いる
と、しきい値電圧Ｖthやパラメータβの変動に対して、
定電流Ｉcsとして与えられるドレイン電流Ｉｄが大きく
変化してしまい、前置増幅器１の特性にも大きなばらつ
きが生じる。そこで、本実施例の定電流源１５において
は、定電流供給用ＦＥＴ１５０と同じ特性を有するモニ
タ用ＦＥＴ１５１が、レベル調整用ＦＥＴ１５４を介し
て定電流供給用ＦＥＴ１５０に接続されており、モニタ
用ＦＥＴ１５１を流れるドレイン電流Ｉｄの変化からし
きい値電圧Ｖthの変動をモニタし、そのしきい値電圧Ｖ
thの増加分ΔＶthと定電流供給用ＦＥＴ１５０のゲート
・ソース間電圧Ｖgsの減少分ΔＶgsとを等しくして、定
電流供給用ＦＥＴ１５０のゲート・ソース間電圧Ｖgs
を、しきい値電圧Ｖthの変動分ΔＶthを打ち消すように
変化させる。

【００９５】これにより、しきい値電圧Ｖthの変動分Δ
Ｖthを定電流供給用ＦＥＴ１５０のゲート・ソース間電
圧Ｖgsにより自動補償することができ、定電流供給用Ｆ
ＥＴ１５０のしきい値電圧Ｖthに関わらず、一定のドレ
イン電流を所望の定電流Ｉcsとして供給することができ
る。例えば、しきい値電圧Ｖthが＋ΔＶthだけ変動した
場合、（１）式からドレイン電流Ｉｄは減少する。回路
に使用する素子は非常に近接した場所に配置することに
より、全ての素子が同一方向に変動すると考える。本実
施例の構成によると、＋ΔＶthの変動により、抵抗素子
１５３を流れる電流Ｉ₁ が減少する。

【００９６】これにより、図７のＡ点の電位が上昇し、
レベル調整用ＦＥＴ１５４のゲート・ソース間電圧Ｖgs
が増加するため、レベル調整用ＦＥＴ１５４のドレイン
電流Ｉ₂ が増加し、定電流供給用ＦＥＴ１５０のゲート
・ソース間電圧ＶgsがΔＶgsだけ上昇することになる。
このとき、（１）式からΔＶgs＝ΔＶthであれば、電流
Ｉcsは変化しない。ΔＶgs＝ΔＶthとするためには、抵
抗素子１５２，１５３，１５５の値を適当に設定すれば
よい。

【００９７】なお、βの変動についても、上述したしき
い値電圧Ｖthの変動と同様にして補償される。また、図
１０（ａ）〜（ｅ）に、しきい値電圧変動ΔＶth，パラ
メータ変動Δβ，温度，抵抗変動ΔＲ，電源電圧変動Δ
Ｖssに対する電流Ｉの変化のシミュレーション結果を、
本実施例の定電流源１５の場合（〇）とＦＥＴ１３Ａと
同じ構成の定電流源の場合（×）と比較して示す。

【００９８】図１０（ａ），（ｂ）に示すように、定電
流源１５におけるしきい値電圧変動ΔＶthやパラメータ
変動Δβによる電流変化は大きく抑えられている。抵抗
変動ΔＲに関しては、抵抗が小さく変動すると、図７の
Ａ点での電位が上昇するため、電流が増加するが、抵抗
が減少した場合、図１０（ｄ）に示すように、電流が増
加した方がよく、出力振幅変動が抑制されるように働く
ため、むしろ良い結果が得られることになる。

【００９９】温度変動に関しては、図１０（ｃ）に示す
ように、温度上昇に伴い電流が減少する。これは、抵抗
による変動が、しきい値電圧Ｖthやパラメータβの変動
よりも支配的なためである。温度上昇に伴い抵抗が大き
くなるので、出力振幅変動が抑制されるように働く。電
源電圧変動に対しては、図１０（ｅ）に示すように、電
流変動が増えてしまう。これは、ゲート幅が狭くなると
（１）式のドレイン電流Ｉｄがドレイン・ソース間電圧
Ｖdsに依存してくるためである。

【０１００】そこで、電源電圧変動に対する要求が厳し
い場合には、例えば、上述した定電流源１５を、図１２
に示す定電流源１５Ａもしくは図１３に示す定電流源１
５Ｂのように構成することが考えられる。図１２に示す
定電流源１５Ａでは、モニタ用ＦＥＴ１５１のゲート端
子１５１ａを、２つの抵抗素子１５６，１５７を介し、
それぞれ第１の電源１６および第２の電源１７に接続す
るとともに、モニタ用ＦＥＴ１５１の他方の信号端子１
５１ｃを、抵抗素子１５８を介して第２の電源１７に接
続している。

【０１０１】また、図１３に示す定電流源１５Ｂでは、
モニタ用電界効果トランジスタ１５１のゲート端子１５
１ａを、可変抵抗器１５９を介し、第１の電源１６およ
び第２の電源１７に接続するとともに、モニタ用ＦＥＴ
１５１の他方の信号端子１５１ｃを、ダイオード（抵抗
素子）１５８Ａを介して第２の電源１７に接続してい
る。なお、図１３に示す定電流源１５Ｂでは、前述した
ように、定電流源１５における抵抗素子１５２がダイオ
ード１５２Ａに置き換えられている。

【０１０２】図１２もしくは図１３に示すような定電流
源１５Ａ，１５Ｂを用いることにより、モニタ用ＦＥＴ
１５１のゲート端子１５１ａの電位が、２つの抵抗素子
１５６，１５７もしくは可変抵抗器１５９により抵抗分
割して適当に設定されることになり、定電流供給用ＦＥ
Ｔ１５０のゲート端子１５０ａの電位つまり定電流供給
用ＦＥＴ１５０のゲート・ソース間電圧Ｖgsを調整する
ことができ、電源電圧変動に対する定電流供給用ＦＥＴ
１５０のドレイン電流の変動が抑制される。

【０１０３】一例として、電源Ｖssが増加する場合を考
えると、定電流供給用ＦＥＴ１５０に作用するドレイン
・ソース間電圧Ｖdsが増加するため、電源Ｖssの増加
は、ドレイン電流が増加する方向に作用するが、図１
２，図１３のＣ点の電位がＤ点よりも増加するため、モ
ニタ用ＦＥＴ１５１のゲート・ソース間電圧Ｖgsが増加
し、電流Ｉ₂ が増加する。従って、図１２，図１３のＥ
点の電位が下降し、結果的に定電流供給用ＦＥＴ１５０
のゲート・ソース間電圧Ｖgsが減少し、電流増加が抑制
されることになる。

【０１０４】このように、図７や図１２，図１３に示す
ような定電流源１５，１５Ａ，１５Ｂでは、プロセスに
よるＦＥＴの特性のばらつきに依存することなく、一定
のドレイン電流を所望の定電流Ｉcsとして得ることがで
き、このような定電流源１５，１５Ａ，１５Ｂを前置増
幅器１にて用いることにより、前置増幅器１の歩留りを
向上することができるほか、前置増幅器１の回路特性の
ばらつきを極めて小さくすることができる。

【０１０５】特に、ＦＥＴ素子パラメータ変動により定
電流源の電流値が過大になると、図１１にＡで示すよう
に、光電流が零付近で飽和し利得が減少するが、前述し
た定電流源１５，１５Ａ，１５Ｂを使用すれば、図１１
にＢで示すように、飽和の心配がなく、前述した前置増
幅器１の出力振幅拡大（ダイナミックレンジの拡大）の
メリットを最大限に生かすことができる。

【０１０６】なお、この第１実施例において、図８に示
した基準参照電位発生回路３は、図９に示すように構成
してもよい。図９に示す基準参照電位発生回路３では、
ローレベルピーク電位検出回路３０および平均値検出回
路３２は図８に示すものと同じであるが、ハイレベルピ
ーク電位検出回路３１Ａが、図７に示す前置増幅器１と
同一の回路により構成されている。

【０１０７】このような構成において、ハイレベルピー
ク電位検出回路３１Ａを成す前置増幅器１の入力用ＦＥ
Ｔ１０のゲート端子１０ａへの入力信号を無入力状態と
することで、出力用ＦＥＴ１２の出力信号は、図５に示
すように最大値となり、この信号がハイレベルピーク電
位として基準参照電位発生回路３の平均値検出回路３２
へ与えられる。

【０１０８】このようなハイレベルピーク電位検出回路
３１Ａを使用できるのは、前置増幅器１が図７に示す構
成を有することにより前置増幅器１の出力信号の振幅を
大きくすることができるため、基準参照電位発生回路３
で生じる誤差が無視できるようになり、ハイレベルピー
ク電位の検出にそれほど高い精度が要求されなくなった
ことによるものである。

【０１０９】（Ｂ）第２実施例の説明 図１４は本発明の第２実施例としての光受信装置を示す
ブロック図で、図中、既述の符号と同一の符号は同一部
分を示しているので、その説明は省略する。この図１４
に示す第２実施例の装置は、光信号を送信する側（図示
せず）の送信側において自動パワー調整回路（Automati
c Power Controller：ＡＰＣという) を用い光出力を一
定にして送信した場合に適用されており、第１実施例に
おいて用いた基準参照電位発生回路３に代えて、固定参
照電位を所定の基準参照電位として生成しリミッタアン
プ４へ出力する固定参照電位発生回路３Ａを用いてい
る。

【０１１０】光送信側からの光パワーがＡＰＣにより一
定になっている場合、光受信装置の受光素子２に入力す
る光信号のパワー変動が比較的に小さくなるので、図
８，図９に示すような基準参照電位発生回路３により前
置増幅器１の出力信号に基づいてリミッタアンプ４のた
めの所定の基準参照電位を一々生成せず、所定の基準参
照電位として固定の電位を用いても、精度上の問題は生
じない。

【０１１１】そこで、第２実施例では、前述のように、
基準参照電位発生回路として、固定参照電位を生成する
固定参照電位発生回路３Ａを用い、その固定参照電位を
所定の基準参照電位としてリミッタアンプ４に供給して
いる。これにより、回路構成を第１実施例よりも簡素化
することができる。 （Ｃ）第３実施例の説明 図１５は本発明の第３実施例としての光受信装置を示す
ブロック図で、図中、既述の符号と同一の符号は同一部
分を示しているので、その説明は省略する。

【０１１２】この図１５に示す第３実施例の装置では、
図８に示した第１実施例の装置に、基準電位発生回路
５，比較増幅器６および電界吸収型光変調器７がそなえ
られている。電界吸収型光変調器７は、受信した光信号
をバイアス電圧に応じて減衰してから受光素子２に入力
するもので、例えば図６に示すような特性を有し、印加
されるバイアス電圧によって受信する光信号の減衰量を
変える機能を有している。

【０１１３】比較増幅器６は、基準参照電位発生回路３
をなす平均値検出回路（図８の符号３２参照）の出力信
号と所定の基準電位とを比較し、その偏差を増幅し電界
吸収型光変調器７のバイアス電圧として出力し、電界吸
収型光変調器７による光信号の減衰量を制御するもので
ある。基準電圧発生回路５は、比較増幅器６への所定の
基準電位を生成し、比較増幅器６へ出力するものであ
る。

【０１１４】上述の構成により、第３実施例の装置にお
いて、電界吸収型光変調器７から出力された光信号は、
受光素子２で電気信号に変換され、前置増幅器１で増幅
されてリミッタアンプ４に入力される。これと同時に、
基準参照電位発生回路３により、前置増幅器１の出力信
号の振幅の中心電位が検出され所定の基準参照電位とし
てリミッタアンプ４に供給される。

【０１１５】基準参照電位発生回路３で得られた基準参
照電位は、比較増幅器６において基準電位発生回路５か
らの基準電位と比較され、その出力により電界吸収型光
変調器７における光信号の減衰量が制御される。従っ
て、光パワーが大きい時は電界吸収型光変調器７の減衰
量を大きく、光パワーが小さい時は減衰量を小さくする
ように電界吸収型光変調器７を制御することにより、基
準参照電位発生回路３からの基準参照電位が常にほぼ一
定（基準電位発生回路５からの基準電位）に保持され
る。

【０１１６】（Ｄ）第４実施例の説明 図１６は本発明の第４実施例としての光受信装置を示す
ブロック図で、図中、既述の符号と同一の符号は同一部
分を示しているので、その説明は省略する。この図１６
に示す第４実施例の装置でも、第３実施例と同様に、基
準電位発生回路５，比較増幅器６および電界吸収型光変
調器７がそなえられている。

【０１１７】そして、この第４実施例では、第３実施例
において用いた基準参照電位発生回路３に代えて、固定
参照電位を所定の基準参照電位として生成しリミッタア
ンプ４へ出力する固定参照電位発生回路３Ａが用いられ
る。また、前置増幅器１の出力信号に基づいてその出力
信号の振幅の中心電位を生成する中心電位発生回路（図
８もしくは図９に示す基準参照電位発生回路３と同一構
成の回路）３Ｂがそなえられており、比較増幅器６によ
り、中心電位発生回路３Ｂの出力信号と基準電位発生回
路５からの所定の基準電位とを比較しその偏差を増幅し
電界吸収型光変調器７のバイアス電圧として出力し、こ
の電界吸収型光変調器７による光信号の減衰量を制御す
るようになっている。

【０１１８】上述の構成により、第４実施例の装置で
は、中心電位発生回路３Ｂにより、前置増幅器１の出力
信号に基づいてその出力信号の振幅の中心電位が生成さ
れ、その中心電位が基準電位発生回路５からの所定の基
準電位に保持されるように、比較増幅器６の出力によ
り、電界吸収型光変調器７における光信号の減衰量が制
御される。

【０１１９】このような制御によって、受光素子２にて
受信した光信号のパワー変動は比較的小さくなるため、
前述した第２実施例の場合と同様に、前置増幅器１の出
力信号に基づいてリミッタアンプ４のための所定の基準
参照電位を一々生成せず、所定の基準参照電位として固
定の電位を用いることができる。従って、第４実施例で
も、固定参照電位を生成する固定参照電位発生回路３Ａ
を用い、その固定参照電位を所定の基準参照電位として
リミッタアンプ４に供給している。

【０１２０】なお、図１７に示すように、固定参照電位
発生回路３Ａと基準電位発生回路５とを兼用して構成す
ることができ、このような構成とすることで、回路構成
をより簡素なものとすることができる。 （Ｅ）第５実施例の説明 図１８は本発明の第５実施例としての光受信装置を示す
ブロック図で、図中、既述の符号と同一の符号は同一部
分を示しているので、その説明は省略する。

【０１２１】なお、以下の第５〜第８実施例（図１８〜
図２１）に示す装置では、前述したものと同様の受光素
子２，前置増幅器１およびリミッタアンプ４からなる光
受信処理部１００を、複数組、並列に受信される複数チ
ャネルの光信号の各チャネルに対応してそなえたものに
ついて説明する。さて、図１８に示す第５実施例の装置
では、各光受信処理部１００における前置増幅器１は、
図７に示したものと同様に、定電流源１５を入力用ＦＥ
Ｔ１０のゲート端子１０ａと第２の電源１７との間に介
設して構成されている。また、定電流源１５としては、
図７に示すもののほか、図１２，図１３に示した定電流
源１５Ａ，１５Ｂが用いられる。

【０１２２】そして、定電流源１５（もしくは１５Ａ，
１５Ｂ）を各光受信処理部１００の前置増幅器１にそな
えた場合、固定参照電位を所定の基準参照電位として生
成し各光受信処理部１００におけるリミッタアンプ４へ
出力する固定参照電位発生回路を、複数組の光受信処理
部１００に対して共通にそなえることができる。上述の
構成により、第５実施例の装置では、受光素子２，前置
増幅器１およびリミッタアンプ４からなる光受信処理部
１００が複数組並列にそなえられ、複数チャネルの光信
号を並列に受信することができる。

【０１２３】このような構成において、各光受信処理部
１００における前置増幅器１が、図７に示した第１実施
例のものと同様に構成されているため、光信号パワーが
過大であっても、前置増幅器１の出力波形は飽和による
波形歪みを生じず、各光受信処理部１００の前置増幅器
１のダイナミックレンジが図５に示すように従来に比べ
大幅に拡大されることになる。

【０１２４】また、このとき、前置増幅器１における定
電流源１５として、図７に示すもの、もしくは、図１
２，図１３に示した定電流源１５Ａ，１５Ｂが用いられ
るため、各光受信処理部１００において、定電流供給用
ＦＥＴ（図７，図１２，図１３の符号１５０参照）のし
きい値電圧Ｖthに関わらず、一定のドレイン電流を所望
の定電流として供給することができ、各光受信処理部１
００における前置増幅器１の回路特性のばらつき、つま
り、各光受信処理部１００における前置増幅器１の出力
電位のばらつきを極めて小さくすることができる。

【０１２５】従って、前述のごとく、固定参照電位発生
回路３Ａを複数組の光受信処理部１００に対して共通に
そなえ、この固定参照電位発生回路からの固定参照電位
を、各光受信処理部１００におけるリミッタアンプ４の
所定の基準参照電位として一括的に使用することが可能
となり、回路構成の簡素化に寄与することになる。な
お、固定参照電位発生回路３Ａとしては、外部調整可能
なものを用いてもよい。

【０１２６】（Ｆ）第６実施例の説明 図１９は本発明の第６実施例としての光受信装置を示す
ブロック図で、図中、既述の符号と同一の符号は同一部
分を示しているので、その説明は省略する。この図１９
に示す第６実施例の装置では、各光受信処理部１００の
前置増幅器１毎に定電流供給用ＦＥＴ１５０がそなえら
れるとともに、この定電流供給用ＦＥＴ１５０と同じ特
性を有するモニタ用ＦＥＴ１５１と、レベル調整用ＦＥ
Ｔ１５４とを、複数組の光受信処理部１００の前置増幅
器１における定電流供給用ＦＥＴ１５０に対して共通に
そなえられている。

【０１２７】各定電流供給用ＦＥＴ１５０は、図７に示
した第１実施例のものと同様に、ドレイン端子（一方の
入力端子）１５０ｂを入力用ＦＥＴ１０のゲート端子１
０ａに接続され、ソース端子（他方の信号端子）１５０
ｃを抵抗素子１５２を介して第２の電源１７に接続され
るとともに、ゲート端子１５０ａを、共通のレベル調整
用ＦＥＴ１５４のソース端子１５４ｃに接続されてい
る。

【０１２８】また、レベル調整用ＦＥＴ１５４は、図７
に示した第１実施例のものと同様に、ドレイン端子１５
４ｂを第１の電源１６に接続され、ソース端子１５４ｃ
を、定電流供給用ＦＥＴ１５０のゲート端子１５０ａに
接続されるとともに抵抗素子１５５を介して第２の電源
１７に接続されている。さらに、モニタ用ＦＥＴ１５１
も、図７に示した第１実施例のものと同様に、ドレイン
端子１５１ｂを、抵抗素子１５３を介して第１の電源１
６に接続されるとともにレベル調整用ＦＥＴ１５４のゲ
ート端子１５４ａに接続され、ソース端子１５１ｃおよ
びゲート端子１５１ａを第２の電源１７に接続されてい
る。

【０１２９】なお、レベル調整用ＦＥＴ１５４および抵
抗素子１５５を省略し、モニタ用ＦＥＴ１５１のドレイ
ン端子１５１ｂを定電流供給用ＦＥＴ１５０のゲート端
子１５０ａに直接接続してもよい。また、モニタ用ＦＥ
Ｔ１５１のゲート端子１５１ａを、図１２や図１３に示
すように、抵抗素子１５６，１５７や可変抵抗器１５９
を介して電源１６，１７に接続するように構成してもよ
い。

【０１３０】上述の構成により、第６実施例の装置で
は、第５実施例と同様に、各光受信処理部１００におい
て、定電流供給用ＦＥＴ１５０のしきい値電圧Ｖthに関
わらず、一定のドレイン電流を所望の定電流として供給
することができ、各光受信処理部１００における前置増
幅器１の出力電位のばらつきを極めて小さくすることが
できる。従って、この第６実施例においても、第５実施
例と同様に、リミッタアンプ４への所定の基準参照電位
を生成するために、各光受信処理部１００に共通の固定
参照電位発生回路３Ａ（図１８参照）を用いることがで
きる。また、モニタ用ＦＥＴ１５１およびレベル調整用
ＦＥＴ１５４が複数組の光受信処理部１００に対して共
通化されるため、回路構成をより簡素化することができ
る。

【０１３１】なお、通常の信号（マーク率が１／２とな
らないデータ信号）が入力される光受信処理部１００で
は、図８，図９に示すような基準参照電位発生回路３を
用いて、リミッタアンプ４の所定の基準参照電位を生成
できる一方、入力信号として、クロック信号、もしく
は、スクランブラ等の符号化によるマーク率がほぼ１／
２のデータ信号の何れかが入力される光受信処理部１０
０では、図２２により後述する平均値検出回路３３を用
いて、リミッタアンプ４の所定の基準参照電位を生成す
ることができる。

【０１３２】（Ｇ）第７実施例の説明 図２０は本発明の第７実施例としての光受信装置を示す
ブロック図で、図中、既述の符号と同一の符号は同一部
分を示しているので、その説明は省略する。この図２０
に示す第７実施例の装置では、各光信号処理部１００
に、前述と同様のローレベルピーク電位検出回路３０お
よび平均値検出回路３２がそなえられている。そして、
ハイレベルピーク電位検出回路３１Ａが、複数組の光受
信処理部１００に対して共通にそなえられている。

【０１３３】このハイレベルピーク電位検出回路３１Ａ
は、図９に示した第１実施例のものと同様に、図７に示
す前置増幅器１と同一の回路構成を有し、入力用ＦＥＴ
１０のゲート端子１０ａへの入力信号を無入力状態とし
た場合の出力用ＦＥＴ１２の出力信号を前置増幅器１の
出力信号のハイレベルピーク電位として検出し、各光信
号処理部１００における平均値検出回路３２へ出力する
ものである。

【０１３４】上述の構成により、第７実施例の装置で
は、各光受信処理部１００においては、ローレベルピー
ク電位検出回路３０の出力と、共通のハイレベルピーク
電位検出回路３１Ａの出力との平均値（つまり前置増幅
器１の出力信号の振幅の中心電位）を平均値検出回路３
２により検出し、その電位が所定の基準参照電位として
リミッタアンプ４へ出力される。

【０１３５】つまり、この第７実施例でも、第５実施例
の場合と同様に、各チャネルの前置増幅器１の出力振幅
が大きいため、同一ＩＣ内に並列に複数チャネルの各回
路を設けてもＩＣチップ内の相対的なばらつきが無視で
き、基準参照電位を与えるハイレベルピーク電位検出回
路３１Ａの電位を各チャネルに共通化することができ
る。これにより、回路構成を簡素化できるほか、より一
層の低消費電力化が可能となる。

【０１３６】（Ｈ）第８実施例の説明 図２１は本発明の第８実施例としての光受信装置を示す
ブロック図で、図中、既述の符号と同一の符号は同一部
分を示しているので、その説明は省略する。この図２１
に示す第８実施例の装置では、複数組の光受信処理部１
００のうちマーク率１／２のデータ信号を入力される光
受信処理部（例えば図２１中では最上段の光受信処理
部）１００に、この光受信処理部１００における前置増
幅器１の出力信号の平均値を検出する平均値検出回路３
３をそなえ、この平均値検出回路３３の出力信号を、複
数組の光受信処理部１００におけるリミッタアンプ４の
所定の基準参照電位として共通に用いている。

【０１３７】ここで、各チャネルのリミッタアンプ４の
基準参照電位は、マーク率が１／２となるデータ信号
（データをスクランブラ等によりスクランブルすること
により生成したものや、クロック信号）が入力するチャ
ネルの前置増幅器１の出力を入力とする平均値検出回路
３３により得ることができる。この平均値検出回路３３
は、例えば、図２２に示すように、抵抗素子３３ａとコ
ンデンサ３３ｂとから成るローパスフィルタ型の回路で
ある。この平均値検出回路３３は、マーク率１／２のデ
ータ信号が入力されると平均値を検出して基準参照電位
を発生するので、この入力信号に対して実質的に、前述
した基準参照電位発生回路３と同様に機能するものであ
る。

【０１３８】上述の構成により、第８実施例の装置で
は、マーク率１／２のデータ信号を入力される光受信処
理部１００がある場合、そのチャネルの光受信処理部１
００において、前置増幅器１の出力信号の平均値を検出
する平均値検出回路３３をそなえることにより、この平
均値検出回路３３の出力信号を、複数組の光受信処理部
１００におけるリミッタアンプ４の所定の基準参照電位
として共通に用いることができ、各光受信処理部１００
の回路構成をより簡素化することができる。

【０１３９】また、複数チャネルの光信号を並列に受信
処理する際には、通常、少なくとも１つのチャネルには
クロック信号が入力され、このクロック信号を受信処理
する光受信処理部１００が存在するので、このクロック
信号を、平均値検出回路３３による所定の基準参照電位
生成に使用すれば、所定の基準参照電位生成のためにマ
ーク率１／２のデータ信号を入力する光受信処理部１０
０を別途設ける必要がなく、本実施例の構成の装置を容
易に実現することができる。

【０１４０】さらに、ローパスフィルタ型の平均値検出
回路３３を使用できるので、ハイレベルピーク電位検出
回路およびローレベルのピーク電位検出回路（図３１，
３２参照）のようにダイオードを使用する必要がなく、
基準参照電位の誤差も小さく抑えることができる。 （Ｉ）第９実施例の説明 図２３は本発明の第９実施例としての光受信装置を示す
ブロック図で、図中、既述の符号と同一の符号は同一部
分を示しているので、その説明は省略する。

【０１４１】なお、以下の第９〜第１１実施例（図２３
〜図２５）に示す装置では、前述したものと同様の受光
素子２，前置増幅器１，リミッタアンプ４および電界吸
収型光変調器７からなる光受信処理部１００を複数組、
並列に受信される複数チャネルの光信号の各チャネルに
対応してそなえたものについて説明する。さて、図２３
に示す第９実施例の装置では、各光受信処理部１００
に、前述した受光素子２，前置増幅器１，リミッタアン
プ４，比較増幅器６および電界吸収型光変調器７のほ
か、前置増幅器１の出力信号に基づいてこの出力信号の
振幅の中心電位を所定の基準参照電位として生成してミ
ッタアンプ４へ出力する基準参照電位発生回路３（もし
くは図２２により前述した平均値検出回路３３）がそな
えられている。

【０１４２】また、各光受信処理部１００における比較
増幅器６への所定の基準電位を生成する基準電位発生回
路５が、複数組の光受信処理部１００に対して共通にそ
なえられており、各光受信処理部１００における比較増
幅器６は、基準参照電位発生回路３（もしくは平均値検
出回路３３）の出力信号と共通の基準電位発生回路５か
らの所定の基準電位とを比較し、その偏差を増幅し電界
吸収型光変調器７のバイアス電圧として出力し、電界吸
収型光変調器７による光信号の減衰量を制御するように
なっている。

【０１４３】なお、通常の信号（マーク率が１／２とな
らないデータ信号）が入力される光受信処理部１００で
は、図８，図９に示すような基準参照電位発生回路３を
用いて、リミッタアンプ４の所定の基準参照電位を生成
する一方、入力信号として、クロック信号、もしくは、
スクランブラ等の符号化によりマーク率がほぼ１／２の
データ信号の何れかが入力される光受信処理部１００で
は、基準参照電位発生回路３に代えて、図２２により前
述した平均値検出回路３３を用いて、リミッタアンプ４
の所定の基準参照電位を生成する。

【０１４４】上述の構成により、第９実施例の装置で
も、各光受信処理部１００では、電界吸収型光変調器７
から出力された光信号を、受光素子２で電気信号に変換
し、前置増幅器１で増幅してリミッタアンプ４に入力す
ると同時に、基準参照電位発生回路３（もしくは平均値
検出回路３３）により、前置増幅器１の出力信号に基づ
いてその振幅の中心電位を検出し所定の基準電位として
リミッタアンプ４に供給している。

【０１４５】そして、共通に設けられた基準電位発生回
路５から発生する基準電位を各チャネルに分配すること
により、全ての光受信処理部１００において、基準参照
電位発生回路３（もしくは平均値検出回路３３）で得ら
れた基準参照電位が同じになるように、比較増幅器６の
出力（バイアス電圧）により電界吸収型光変調器７にお
ける光信号の減衰量が制御される。

【０１４６】（Ｊ）第１０実施例の説明 図２４は本発明の第１０実施例としての光受信装置を示
すブロック図で、図中、既述の符号と同一の符号は同一
部分を示しているので、その説明は省略する。この図２
４に示す第１０実施例の装置では、各光受信処理部１０
０には、前述した受光素子２，前置増幅器１，リミッタ
アンプ４および電界吸収型光変調器７がそなえられる。

【０１４７】また、複数組の光受信処理部１００のうち
マーク率１／２のデータ信号を入力される光受信処理部
（例えば図２４中では最上段の光受信処理部）１００
に、この光受信処理部１００における前置増幅器１の出
力信号の平均値を検出する平均値検出回路３３（図２２
参照）と、この平均値検出回路３３の出力信号と所定の
基準電位とを比較しその偏差を増幅し電界吸収型光変調
器７のバイアス電圧として出力し電界吸収型光変調器７
による光信号の減衰量を制御する比較増幅器６と、比較
増幅器６への所定の基準電位を生成する基準電位発生回
路５とがそなえられている。

【０１４８】そして、比較増幅器６の出力信号が、複数
組の光受信処理部１００における電界吸収型光変調器７
のバイアス電圧として共通に用いられるとともに、平均
値検出回路３３の出力信号が、複数組の光受信処理部１
００におけるリミッタアンプ４の所定の基準参照電位と
して共通に用いられている。上述の構成により、第１０
実施例の装置では、マーク率１／２のデータ信号を入力
される光受信処理部１００がある場合、そのチャネルの
光受信処理部１００において、平均値検出回路３３によ
り前置増幅器１の出力信号の平均値を検出し、比較増幅
器６により、平均値検出回路３３の出力信号と基準電位
発生回路５からの所定の基準電位とを比較しその偏差を
増幅し電界吸収型光変調器７のバイアス電圧として出力
し、電界吸収型光変調器７による光信号の減衰量が制御
される。

【０１４９】そして、本実施例では、マーク率１／２の
データ信号を入力される光受信処理部１００以外の光受
信処理部１００における電界吸収型光変調器７による光
信号の減衰量も、比較増幅器６からの同じ出力（バイア
ス電圧）により制御される。この構成では、チャネル毎
のばらつきが小さい並列伝送の場合、各チャネルにはほ
とんど同じパワーの光入力が得られるため、１つのチャ
ネルのみ基準参照電位をフィードバックすることで、全
チャネルに対して充分なアイ開口を得ることができる。
これにより、リファレンス検出回路３内のコンデンサを
ＩＣの外部へ実装することや、回路規模の縮小、低消費
電力化が可能となる。

【０１５０】このとき、平均値検出回路３３の出力信号
を、各光受信処理部１００におけるリミッタアンプ４の
所定の基準参照電位として共通に使用することで、各光
受信処理部１００の回路構成のさらなる簡略化をはかれ
るほか、マーク率１／２のデータ信号としてクロック信
号を用いることで、前述したように、マーク率１／２の
データ信号を入力する光受信処理部１００を別途設ける
必要がなくなる。

【０１５１】なお、この第１０実施例の構成において、
平均値検出回路３３を設けられるチャネルの光受信処理
部１００によりクロック信号を伝送し、その他の各チャ
ネルの光受信処理部１００でそれぞれの並列のデータ信
号を伝送する方式を用いることができる。この場合、ク
ロック信号を伝送するチャネルの光受信処理部１００か
らマーク率１／２のクロック信号を入力することによ
り、平均値検出回路３３にて正確な中心電位を検出する
ことができる。このとき、平均値検出回路３３に代え
て、図８，図９に示した基準参照電圧発生回路３を用い
ても、同様に正確な中心電位を検出することができる。

【０１５２】また、平均値検出回路３３を設けられるチ
ャネルの光受信処理部１００においては、クロック信号
を伝送せず、データ信号を伝送することができるが、そ
の際、送信側において、データ送信時に、データ信号
を、スクランブラ等の伝送路符号化装置によりマーク率
が１／２に近い信号に符号化して伝送すれば、このよう
なデータ信号を前置増幅器１を介して受信する平均値検
出回路３３（もしくは基準参照電圧発生回路３）によ
り、正確な平均値電位を得ることができる。

【０１５３】（Ｋ）第１１実施例の説明 図２５は本発明の第１１実施例としての光受信装置を示
すブロック図で、図中、既述の符号と同一の符号は同一
部分を示しているので、その説明は省略する。この図２
５に示す第１１実施例の装置では、各光受信処理部１０
０に、前述と同様の受光素子２，前置増幅器１，リミッ
タアンプ４，電界吸収型光変調器７，比較増幅器６およ
び基準電位発生回路５がそなえられるとともに、複数組
の光受信処理部１００のうちマーク率１／２のデータ信
号を入力される光受信処理部（例えば図２５中では最上
段の光受信処理部）１００に、この光受信処理部１００
における前置増幅器１の出力信号の平均値を検出する平
均値検出回路３３（図２２参照）がそなえられている。

【０１５４】そして、平均値検出回路３３の出力信号
が、各光受信処理部１００における比較増幅器６で基準
電位発生回路５からの所定の基準電位との比較対象とし
て共通に使用されるとともに、複数組の光受信処理部１
００におけるリミッタアンプ４の所定の基準参照電位と
しても共通に用いられている。上述の構成により、第１
１実施例の装置では、マーク率１／２のデータ信号を入
力される光受信処理部１００がある場合、このような光
受信処理部１００において平均値検出回路３３により前
置増幅器１の出力信号の平均値を検出し、各光受信処理
部１００において、共通の平均値検出回路３３の出力信
号と各チャネル毎の基準電位発生回路５からの所定の基
準電位とを比較増幅器６に入力することにより、各チャ
ネル毎に異なるバイアス電圧を電界吸収型光変調器７に
供給して、各チャネル毎に電界吸収型光変調器７による
光信号の減衰量を制御することができる。

【０１５５】従って、並列伝送される各チャネルの光信
号のパワーにばらつきが有る時に、それぞれの信号に応
じて基準電圧を変えて光信号の減衰量を調整することが
できる。また、第１０実施例と同様に、平均値検出回路
３３の出力信号を、各光受信処理部１００におけるリミ
ッタアンプ４の所定の基準参照電位として共通に使用す
ることで、回路構成の簡略化をはかれるほか、マーク率
１／２のデータ信号としてクロック信号を用いて、マー
ク率１／２のデータ信号を入力する光受信処理部１００
を別途設ける必要がなくなる。

【０１５６】なお、この第１１実施例においても、前述
した第１０実施例と同様に、平均値検出回路３３に代え
て、図８，図９に示した基準参照電位発生回路３を用い
てもよく、この場合にも、基準参照電位発生回路３によ
り正確な平均値電位を検出することができる。 （Ｌ）第１２実施例の説明 図２６は本発明の第１２実施例としての光受信装置を示
すブロック図で、図中、既述の符号と同一の符号は同一
部分を示しているので、その説明は省略する。

【０１５７】この図２６に示す第１２実施例の装置で
は、前述と同様の受光素子２，前置増幅器１，基準参照
電位発生回路３およびリミッタアンプ４をそなえるとと
もに、このリミッタアンプ４の後段に、差動増幅器８お
よびＥＣＬ（Emitter CoupledLogic)出力バッファ９が
そなえられている。ここで、差動増幅器８は、リミッタ
アンプ４の出力信号および反転出力信号をそれぞれゲー
ト端子８０ａ，８１ａに入力される一対のＦＥＴ８０，
８１をそなえ、一対のＦＥＴ８０，８１のドレイン端子
（一方の信号端子）８０ｂ，８１ｂを抵抗素子８２〜８
４を介して第１の電源１６に接続されるとともに、一対
のＦＥＴ８０，８１のソース端子（他方の信号端子）８
０ｃ，８１ｃを第２の電源１７に接続され、一対のＦＥ
Ｔ８０，８１のドレイン端子８０ｂ，８１ｂの電位を差
動増幅結果として出力するものである。

【０１５８】また、ＥＣＬ出力バッファ９は、差動増幅
器８の出力信号を受けて動作するもので、一対のＦＥＴ
８０，８１のドレイン端子８０ｂ，８１ｂの電位をそれ
ぞれ受ける一対のＦＥＴ９１，９２を有して構成されて
いる。そして、差動増幅器８における一対のＦＥＴ８
０，８１のソース端子８０ｃ，８１ｃと第２の電源１７
との間には、定電流源１５が介設されている。この定電
流源１５は、図７に示したものと同様に、定電流供給用
ＦＥＴ１５０，モニタ用ＦＥＴ１５１およびレベル調整
用ＦＥＴ１５４から構成されている。

【０１５９】定電流供給用ＦＥＴ１５０は、ドレイン端
子（一方の信号端子）１５０ｂを一対のＦＥＴ８０，８
１のソース端子（他方の信号端子）８０ｃ，８１ｃに接
続され、ソース端子（他方の信号端子）１５０ｃを抵抗
素子１５２を介して第２の電源１７に接続されるととも
に、ゲート端子１５０ａを、レベル調整用ＦＥＴ１５４
のソース端子１５４ｃに接続されている。

【０１６０】また、レベル調整用ＦＥＴ１５４は、図７
に示した第１実施例のものと同様に、ドレイン端子１５
４ｂを第１の電源１６に接続され、ソース端子１５４ｃ
を、定電流供給用ＦＥＴ１５０のゲート端子１５０ａに
接続されるとともに抵抗素子１５５を介して第２の電源
１７に接続されている。さらに、モニタ用ＦＥＴ１５１
も、図７に示した第１実施例のものと同様に、定電流供
給用ＦＥＴ１５０と同じ特性を有するもので、ドレイン
端子１５１ｂを、抵抗素子１５３を介して第１の電源１
６に接続されるとともにレベル調整用ＦＥＴ１５４のゲ
ート端子１５４ａに接続され、ソース端子１５１ｃおよ
びゲート端子１５１ａを第２の電源１７に接続されてい
る。

【０１６１】なお、レベル調整用ＦＥＴ１５４および抵
抗素子１５５を省略し、モニタ用ＦＥＴ１５１のドレイ
ン端子１５１ｂを定電流供給用ＦＥＴ１５０のゲート端
子１５０ａに直接接続してもよい。また、モニタ用ＦＥ
Ｔ１５１のゲート端子１５１ａを、図１２や図１３に示
すように、抵抗素子１５６，１５７や可変抵抗器１５９
を介して電源１６，１７に接続するように構成してもよ
い。

【０１６２】上述の構成により、第１２実施例の装置で
は、差動増幅器８において、一対のＦＥＴ８０，８１の
他方の信号端子８０ｃ，８１ｃと第２の電源１７との間
に、図１に示したものと同様構成の定電流源１５を介設
することにより、前述した通り、しきい値電圧Ｖthの変
動分を定電流供給用ＦＥＴ１５０のゲート・ソース間電
圧Ｖgsにより自動的に補償でき、電流値変化の小さい所
望の定電流Ｉcsを供給できるため、差動増幅器８におけ
る利得変化や出力振幅変動，出力電位変動を抑制でき、
本実施例の装置は、ＥＣＬインターフェイスが必要な場
合には最適な構成である。

【０１６３】（Ｍ）第１３実施例の説明 図２７は本発明の第１３実施例としての光受信装置の要
部を示す回路構成図で、この第１３実施例の装置は、図
１５〜図１７，図２３〜図２５に示す装置に適用される
ものである。つまり、このような装置において使用する
電界吸収型光変調器７と受光素子２とは、集積回路（Ｉ
Ｃ）により例えば図２７に示すように構成することがで
きる。この図２７において、７Ａは電界吸収型光変調器
７を構成する電界吸収型光変調素子、２は受光素子であ
り、２つの素子７Ａ，２は、同一基板上に形成される２
つのＰ−Ｎ接合により一体的に構成される。

【０１６４】電界吸収型光変調素子７Ａには、図１５〜
図１７，図２３〜図２５に示す比較増幅器６の出力電圧
（バイアス電圧Ｖ_B ）が供給される端子が設けられ、光
ファイバ（図示せず）からの光入力信号がこの電界吸収
型光変調素子７０に入力すると、バイアス電圧Ｖ_B に応
じて光信号が減衰され、出力される光信号は受光素子２
に入力され、電気信号に変換されて図１５〜図１７，図
２３〜図２５に示す前置増幅器１へ供給される。これに
より、回路構成を小型化できるとともに低コスト化する
ことができる。

【０１６５】（Ｎ）第１４実施例の説明 図２８は本発明の第１４実施例としての光受信装置の要
部を示す構成図で、この第１４実施例の装置は、図２３
〜図２５に示す装置に適用されるものであり、図２８に
示すように、図２３〜図２５に示す各光受信処理部１０
０における電界吸収型光変調器７が、複数チャネルの光
信号を並列に入力されるリボンファイバ７１，７１の間
に介設され、複数の電界吸収型光変調器７が、リボンフ
ァイバ７１における各光ファイバ７１ａと同一ピッチで
並列に一体形成された電界吸収型光変調器アレイ７２と
なっており、これらの電界吸収型光変調器アレイ７２お
よびリボンファイバ７１によりマルチチャネル光アッテ
ネータ７０が構成されている。

【０１６６】上述の構成により、第１４実施例の装置で
は、リボンファイバ７１には、図示されない一端側から
のマルチチャネルの光入力が供給され、各チャネルの光
信号がそれぞれ光ファイバ７１ａから出力されて、複数
個の電界吸収型光変調器７により構成された電界吸収型
光変調器アレイ７２に各チャネル対応に入力する。この
電界吸収型変調器アレイ７２は、各チャネルの変調器毎
に個別にバイアス電圧を調整することが可能であり、各
チャネル対応に減衰量が調整された後、各チャネルの光
信号は、リボンファイバ７１に設けられた各チャネル対
応の光ファイバ７１ａを通じて伝送され、このような簡
素な構成で、複数チャネルの光信号の減衰量を並列的に
制御することができる。

【０１６７】

【発明の効果】以上詳述したように、本発明の光受信用
前置増幅器によれば、定電流源を設けることにより、入
力信号が過大であっても波形が歪まず、飽和の発生を防
止できるとともにダイナミックレンジの拡大が可能とな
り、充分なアイ開口が得られるために並列伝送のように
各チャネルの信号を共通のクロックで打ち抜く場合等に
有効であり、１チャネル当たりの回路規模が小さいため
同一ＩＣ内に並列に複数チャネルをまとめることが可能
となる。

【０１６８】特に、定電流源を、しきい値電圧の変動分
を定電流供給用ＦＥＴのゲート・ソース間電圧により自
動的に補償できるように構成することで、定電流供給用
ＦＥＴのしきい値電圧に関わらず、一定のドレイン電流
を所望の定電流として供給でき、前置増幅器の回路特性
のばらつきを確実に抑制することができる。また、本発
明の光受信装置によれば、定電流源をそなえた前置増幅
器を用いることにより、前置増幅器を高利得とすること
ができ、リミッタアンプの基準参照電位を与える基準参
照電位発生回路で生じる誤差を無視できるため、調整端
子を削除して無調整化を実現し、回路規模の縮小と低消
費電力化とを達成することができる。

【０１６９】さらに、本発明の光受信装置によれば、広
いダイナミックレンジにおいて並列伝送の受信装置の場
合でも、基準参照電位を一定に保つことができ、常に充
分なアイ開口を得ることができる。また、回路特性のば
らつきが小さい場合は、各チャネル毎に基準参照電位発
生回路を設ける必要がなく、回路の小型化，低消費電力
化および低コスト化を実現できる。

【０１７０】また、差動増幅器およびＥＣＬ出力バッフ
ァをそなえた光受信装置において、その差動増幅器に、
しきい値電圧の変動分を定電流供給用ＦＥＴのゲート・
ソース間電圧により自動的に補償できるように構成した
定電流源をそなえることで、電流値変化の小さい所望の
定電流を供給できるため、差動増幅器における利得変化
や出力振幅変動，出力電位変動を抑制でき、ＥＣＬイン
ターフェイスに用いて最適の装置となる。

【０１７１】またさらに、受光素子と電界吸収型光変調
器を構成する素子とを同一基板上に形成される２つのＰ
−Ｎ接合により一体的に構成することにより、回路構成
を大幅に小型化できるとともに低コスト化することもで
きる。さらにまた、受光素子，前置増幅器，リミッタア
ンプおよび電界吸収型光変調器からなる光受信処理部を
複数組並列にそなえた場合に、リボンファイバにおける
各光ファイバと同一ピッチで並列に一体形成されたマル
チチャネル光アッテネータをリボンファイバの間に介設
することにより、極めて簡素な構成で、複数チャネルの
光信号の減衰量を並列的に制御できる利点もある。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の発明の光受信用前置増幅器の原理構成図
である。

【図２】第２の発明の光受信装置の原理構成図である。

【図３】第３の発明の光受信装置の原理構成図である。

【図４】第４の発明の光受信装置の原理構成図である。

【図５】第１の発明の光受信用前置増幅器の入出力特性
を示すグラフである。

【図６】本発明における電界吸収型光変調器の特性を示
すグラフである。

【図７】本発明の第１実施例における光受信用前置増幅
器を示す回路図である。

【図８】本発明の第１実施例としての光受信装置を示す
ブロック図である。

【図９】第１実施例における基準参照電位発生回路の変
形例を示すブロック図である。

【図１０】（ａ）〜（ｅ）はそれぞれ本実施例の光受信
用前置増幅器における定電流源の各種変動に対する出力
電流値の変化を示すグラフである。

【図１１】本実施例の光受信用前置増幅器における定電
流源の作用を説明するためのグラフである。

【図１２】本実施例の光受信用前置増幅器における定電
流源の第１変形例を示す回路図である。

【図１３】本実施例の光受信用前置増幅器における定電
流源の第２変形例を示す回路図である。

【図１４】本発明の第２実施例としての光受信装置を示
すブロック図である。

【図１５】本発明の第３実施例としての光受信装置を示
すブロック図である。

【図１６】本発明の第４実施例としての光受信装置を示
すブロック図である。

【図１７】本発明の第４実施例の変形例を示すブロック
図である。

【図１８】本発明の第５実施例としての光受信装置を示
すブロック図である。

【図１９】本発明の第６実施例としての光受信装置を示
すブロック図である。

【図２０】本発明の第７実施例としての光受信装置を示
すブロック図である。

【図２１】本発明の第８実施例としての光受信装置を示
すブロック図である。

【図２２】第８実施例における平均値検出回路の構成例
を示す回路図である。

【図２３】本発明の第９実施例としての光受信装置を示
すブロック図である。

【図２４】本発明の第１０実施例としての光受信装置を
示すブロック図である。

【図２５】本発明の第１１実施例としての光受信装置を
示すブロック図である。

【図２６】本発明の第１２実施例としての光受信装置を
示すブロック図である。

【図２７】本発明の第１３実施例としての光受信装置の
要部を示す回路構成図である。

【図２８】本発明の第１４実施例としての光受信装置の
要部を示す構成図である。

【図２９】従来の光受信装置を示すブロック図である。

【図３０】従来のトランスインピーダンス型の光受信用
前置増幅器を示す回路図である。

【図３１】従来の光受信装置におけるリファレンス検出
回路を示すブロック図である。

【図３２】（ａ）〜（ｃ）はそれぞれ図３１のリファレ
ンス検出回路における各回路の構成を示す回路図であ
る。

【図３３】従来のトランスインピーダンス型の光受信用
前置増幅器の入出力特性を示すグラフである。

【符号の説明】

１ 光受信用前置増幅器 ２ 受光素子 ３ 基準参照電位発生回路 ３Ａ 固定参照電位発生回路 ３Ｂ 中心電位発生回路 ４ リミッタアンプ ５ 基準電位発生回路 ６ 比較増幅器 ７ 電界吸収型光変調器 ７Ａ 電界吸収型光変調素子 ８ 差動増幅器 ９ ＥＣＬ出力バッファ １０ 入力用電界効果トランジスタ １０ａ〜１３ａ ゲート端子 １０ｂ〜１３ｂ ドレイン端子（一方の信号端子） １０ｃ〜１３ｃ ソース端子（他方の信号端子） １１ 抵抗素子 １１Ａ 負荷抵抗用電界効果トランジスタ（抵抗素子） １２ 出力用電界効果トランジスタ １３ 抵抗素子 １３Ａ 負荷抵抗用電界効果トランジスタ（抵抗素子） １４ 帰還抵抗 １５，１５Ａ，１５Ｂ 定電流源 １６ 第１の電源 １７ 第２の電源 １８ 入力端子 １９ 出力端子 ２０，２１ ダイオード ３０ ローレベルピーク電位検出回路 ３１，３１Ａ ハイレベルピーク電位検出回路 ３２，３３ 平均値検出回路 ３３ａ 抵抗素子 ３３ｂ コンデンサ ７０ マルチチャネル光アッテネータ ７１ リボンファイバ ７１ａ 光ファイバ ７２ 電界吸収型光変調器アレイ ９１，９２ 電界効果トランジスタ １５０ 定電流供給用電界効果トランジスタ １５１ モニタ用電界効果トランジスタ １５２，１５３ 抵抗素子 １５２Ａ ダイオード １５４ レベル調整用電界効果トランジスタ １５０ａ，１５１ａ，１５４ａ ゲート端子 １５０ｂ，１５１ｂ，１５４ｂ ドレイン端子（一方の
信号端子） １５０ｃ，１５１ｃ，１５４ｃ ソース端子（他方の信
号端子） １５５〜１５８ 抵抗素子 １５８Ａ ダイオード １５９ 可変抵抗器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 10/06 10/14 10/26 10/28 (56)参考文献 特開 平１−238209（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04B 10/00 - 10/28 H03F 1/00 - 3/72

Claims (29)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 光信号を受光素子により光電変換して得
   られた電流信号をゲート端子に入力され、一方の信号端
   子を抵抗素子を介して第１の電源に接続されるととも
   に、他方の信号端子を第２の電源に接続される入力用電
   界効果トランジスタと、 ゲート端子を該入力用電界効果トランジスタの前記一方
   の信号端子に接続され、一方の信号端子を該第１の電源
   に接続されるとともに、他方の信号端子を抵抗素子を介
   して該第２の電源に接続され、前記電流信号を所定電圧
   信号に増幅して出力端子から出力する出力用電界効果ト
   ランジスタと、 該入力用電界効果トランジスタのゲート端子と該出力用
   電界効果トランジスタの出力端子との間に介設され、該
   入力用電界効果トランジスタのゲート端子に該出力用電
   界効果トランジスタの出力信号を帰還・供給する帰還抵
   抗と、 該入力用電界効果トランジスタのゲート端子と該第２の
   電源との間に介設され、光信号の変化に対する該出力用
   電界効果トランジスタの出力電位の振幅値の変化を拡大
   しうる定電流源とをそなえてなることを特徴とする、光
   受信用前置増幅器。
2. 【請求項２】 該定電流源が、 一方の信号端子を該入力用電界効果トランジスタのゲー
   ト端子に接続されるとともに、他方の信号端子を抵抗素
   子を介して該第２の電源に接続される定電流供給用電界
   効果トランジスタと、 該定電流供給用電界効果トランジスタと同じ特性を有す
   るモニタ用電界効果トランジスタとから構成され、 該モニタ用電界効果トランジスタの一方の信号端子が、
   抵抗素子を介して該第１の電源に接続されるとともに、
   該定電流供給用電界効果トランジスタのゲート端子に接
   続され、 該モニタ用電界効果トランジスタの他方の信号端子およ
   びゲート端子が該第２の電源に接続されていることを特
   徴とする、請求項１記載の光受信用前置増幅器。
3. 【請求項３】 該モニタ用電界効果トランジスタのゲー
   ト端子が、２つの抵抗素子を介し、それぞれ該第１の電
   源および該第２の電源に接続されるとともに、 該モニタ用電界効果トランジスタの他方の信号端子が、
   抵抗素子を介して該第２の電源に接続されていることを
   特徴とする、請求項２記載の光受信用前置増幅器。
4. 【請求項４】 該モニタ用電界効果トランジスタのゲー
   ト端子が、可変抵抗器を介し、該第１の電源および該第
   ２の電源に接続されるとともに、 該モニタ用電界効果トランジスタの他方の信号端子が、
   抵抗素子を介して該第２の電源に接続されていることを
   特徴とする、請求項２記載の光受信用前置増幅器。
5. 【請求項５】 受信した光信号を電流信号に変換する受
   光素子と、 該受光素子からの電流信号を所定電圧信号に増幅して出
   力する前置増幅器と、 所定の基準参照電位に基づいて該前置増幅器の出力信号
   を増幅するリミッタアンプと、 該前置増幅器の出力信号の振幅の中心電位を該所定の基
   準参照電位として生成し、該リミッタアンプへ出力する
   基準参照電位発生回路とがそなえられ、 該前置増幅器が、 光信号を該受光素子により光電変換して得られた電流信
   号をゲート端子に入力され、一方の信号端子を抵抗素子
   を介して第１の電源に接続されるとともに、他方の信号
   端子を第２の電源に接続される入力用電界効果トランジ
   スタと、 ゲート端子を該入力用電界効果トランジスタの前記一方
   の信号端子に接続され、一方の信号端子を該第１の電源
   に接続されるとともに、他方の信号端子を抵抗素子を介
   して該第２の電源に接続され、前記電流信号を所定電圧
   信号に増幅して出力する出力用電界効果トランジスタ
   と、 該入力用電界効果トランジスタのゲート端子と該出力用
   電界効果トランジスタの出力端子との間に介設され、該
   入力用電界効果トランジスタのゲート端子に該出力用電
   界効果トランジスタの出力信号を帰還・供給する帰還抵
   抗と、 該入力用電界効果トランジスタのゲート端子と該第２の
   電源との間に介設され、光信号の変化に対する該出力用
   電界効果トランジスタの出力電位の振幅値の変化を拡大
   しうる定電流源とをそなえて構成されていることを特徴
   とする、光受信装置。
6. 【請求項６】 該基準参照電位発生回路が、 該前置増幅器の出力信号のハイレベルピーク電位を検出
   するハイレベルピーク電位検出回路と、 該前置増幅器の出力信号のローレベルピーク電位を検出
   するローレベルピーク電位検出回路と、 これらのハイレベルピーク電位検出回路およびローレベ
   ルピーク電位検出回路によりそれぞれ検出されたピーク
   電位を平均化し、その平均化結果を該所定の基準参照電
   位として該リミッタアンプへ出力する平均値検出回路と
   から構成されていることを特徴とする、請求項５記載の
   光受信装置。
7. 【請求項７】 該ハイレベルピーク電位検出回路が、該
   前置増幅器と同一の回路により構成され、 該ハイレベルピーク電位検出回路における入力用電界効
   果トランジスタのゲート端子への入力信号を無入力状態
   とした場合の、該ハイレベルピーク電位検出回路におけ
   る出力用電界効果トランジスタの出力信号が、ハイレベ
   ルピーク電位として該平均値検出回路へ出力されること
   を特徴とする、請求項６記載の光受信装置。
8. 【請求項８】 光送信側で自動パワー調整回路によりパ
   ワー調整された光信号を受信する場合に、 該基準参照電位発生回路が、固定参照電位を該所定の基
   準参照電位として生成し該リミッタアンプへ出力する固
   定参照電位発生回路として構成されていることを特徴と
   する、請求項５記載の光受信装置。
9. 【請求項９】 該定電流源が、 一方の信号端子を該入力用電界効果トランジスタのゲー
   ト端子に接続されるとともに、他方の信号端子を抵抗素
   子を介して該第２の電源に接続される定電流供給用電界
   効果トランジスタと、 該定電流供給用電界効果トランジスタと同じ特性を有す
   るモニタ用電界効果トランジスタとから構成され、 該モニタ用電界効果トランジスタの一方の信号端子が、
   抵抗素子を介して該第１の電源に接続されるとともに、
   該定電流供給用電界効果トランジスタのゲート端子に接
   続され、 該モニタ用電界効果トランジスタの他方の信号端子およ
   びゲート端子が、該第２の電源に接続されていることを
   特徴とする、請求項５記載の光受信装置。
10. 【請求項１０】 受信した光信号をバイアス電圧に応じ
    て減衰してから該受光素子に入力する電界吸収型光変調
    器と、 該基準参照電位発生回路をなす該平均値検出回路の出力
    信号と所定の基準電位とを比較し、その偏差を増幅し該
    電界吸収型光変調器のバイアス電圧として出力し、該電
    界吸収型光変調器による光信号の減衰量を制御する比較
    増幅器と、 該比較増幅器への該所定の基準電位を生成し、該比較増
    幅器へ出力する基準電位発生回路とがそなえられている
    ことを特徴とする、請求項６記載の光受信装置。
11. 【請求項１１】 受信した光信号をバイアス電圧に応じ
    て減衰してから該受光素子に入力する電界吸収型光変調
    器がそなえられるとともに、 該基準参照電位発生回路が、固定参照電位を該所定の基
    準参照電位として生成し該リミッタアンプへ出力する固
    定参照電位発生回路として構成され、 該前置増幅器の出力信号に基づいて該出力信号の振幅の
    中心電位を生成する中心電位発生回路と、 該中心電位発生回路の出力信号と所定の基準電位とを比
    較し、その偏差を増幅し該電界吸収型光変調器のバイア
    ス電圧として出力し、該電界吸収型光変調器による光信
    号の減衰量を制御する比較増幅器と、 該比較増幅器への該所定の基準電位を生成し、該比較増
    幅器へ出力する基準電位発生回路とがそなえられている
    ことを特徴とする、請求項５記載の光受信装置。
12. 【請求項１２】 該固定参照電位発生回路が該基準電位
    発生回路を兼ねていることを特徴とする、請求項１１記
    載の光受信装置。
13. 【請求項１３】 受信した光信号を電流信号に変換する
    受光素子と、該受光素子からの電流信号を所定電圧信号
    に増幅して出力する前置増幅器と、所定の基準参照電位
    に基づいて該前置増幅器の出力信号を増幅するリミッタ
    アンプとからなる光受信処理部を複数組並列にそなえ、 前記の各光受信処理部における該前置増幅器が、 光信号を該受光素子により光電変換して得られた電流信
    号をゲート端子に入力され、一方の信号端子を抵抗素子
    を介して第１の電源に接続されるとともに、他方の信号
    端子を第２の電源に接続される入力用電界効果トランジ
    スタと、 ゲート端子を該入力用電界効果トランジスタの前記一方
    の信号端子に接続され、一方の信号端子を該第１の電源
    に接続されるとともに、他方の信号端子を抵抗素子を介
    して該第２の電源に接続され、前記電流信号を所定電圧
    信号に増幅して出力する出力用電界効果トランジスタ
    と、 該入力用電界効果トランジスタのゲート端子と該出力用
    電界効果トランジスタの出力端子との間に介設され、該
    入力用電界効果トランジスタのゲート端子に該出力用電
    界効果トランジスタの出力信号を帰還・供給する帰還抵
    抗と、 該入力用電界効果トランジスタのゲート端子と該第２の
    電源との間に介設され、光信号の変化に対する該出力用
    電界効果トランジスタの出力電位の振幅値の変化を拡大
    しうる定電流源とをそなえて構成されていることを特徴
    とする、光受信装置。
14. 【請求項１４】 該定電流源が、 一方の信号端子を該入力用電界効果トランジスタのゲー
    ト端子に接続されるとともに、他方の信号端子を抵抗素
    子を介して該第２の電源に接続される定電流供給用電界
    効果トランジスタと、 該定電流供給用電界効果トランジスタと同じ特性を有す
    るモニタ用電界効果トランジスタとから構成され、 該モニタ用電界効果トランジスタの一方の信号端子が、
    抵抗素子を介して該第１の電源に接続されるとともに、
    該定電流供給用電界効果トランジスタのゲート端子に接
    続され、 該モニタ用電界効果トランジスタの他方の信号端子およ
    びゲート端子が、該第２の電源に接続されていることを
    特徴とする、請求項１３記載の光受信装置。
15. 【請求項１５】 固定参照電位を該所定の基準参照電位
    として生成し前記の各光受信処理部における該リミッタ
    アンプへ出力する固定参照電位発生回路が、前記複数組
    の光受信処理部に対して共通にそなえられていることを
    特徴とする、請求項１４記載の光受信装置。
16. 【請求項１６】 該定電流源が、 前記の各光受信処理部毎にそなえられ、一方の信号端子
    を該入力用電界効果トランジスタのゲート端子に接続さ
    れるとともに、他方の信号端子を抵抗素子を介して該第
    ２の電源に接続される定電流供給用電界効果トランジス
    タと、 該定電流供給用電界効果トランジスタと同じ特性を有
    し、前記複数組の光受信処理部に対して共通のモニタ用
    電界効果トランジスタとから構成され、 該モニタ用電界効果トランジスタの一方の信号端子が、
    抵抗素子を介して該第１の電源に接続されるとともに、
    前記の各定電流供給用電界効果トランジスタのゲート端
    子に接続され、 該モニタ用電界効果トランジスタの他方の信号端子およ
    びゲート端子が、該第２の電源に接続されていることを
    特徴とする、請求項１３記載の光受信装置。
17. 【請求項１７】 前記の各光受信処理部に、該前置増幅
    器の出力信号のローレベルピーク電位を検出するローレ
    ベルピーク電位検出回路がそなえられ、 該前置増幅器と同一の回路構成を有し、入力用電界効果
    トランジスタのゲート端子への入力信号を無入力状態と
    した場合の出力用電界効果トランジスタの出力信号を該
    前置増幅器の出力信号のハイレベルピーク電位として検
    出するハイレベルピーク電位検出回路が、前記複数組の
    光受信処理部に対して共通にそなえられるとともに、 前記の各光受信処理部に、前記の各ローレベルピーク電
    位検出回路により検出されたローレベルピーク電位と共
    通の該ハイレベルピーク電位検出回路により検出された
    ハイレベルピーク電位とを平均化しその平均化結果を該
    所定の基準参照電位として該リミッタアンプへ出力する
    平均値検出回路がそなえられていることを特徴とする、
    請求項１３記載の光受信装置。
18. 【請求項１８】 前記複数組の光受信処理部のうち、マ
    ーク率１／２のデータ信号を入力される少なくとも一つ
    の光受信処理部に、当該光受信処理部における該前置増
    幅器の出力信号の平均値を検出する平均値検出回路がそ
    なえられ、 該平均値検出回路の出力信号が、前記複数組の光受信処
    理部における該リミッタアンプの該所定の基準参照電位
    として共通に用いられることを特徴とする、請求項１３
    記載の光受信装置。
19. 【請求項１９】 該マーク率１／２のデータ信号がクロ
    ック信号であることを特徴とする、請求項１８記載の光
    受信装置。
20. 【請求項２０】 前記の各光受信処理部に、 受信した光信号をバイアス電圧に応じて減衰してから該
    受光素子に入力する電界吸収型光変調器と、 該前置増幅器の出力信号に基づいて、該出力信号の振幅
    の中心電位を該所定の基準参照電位として生成し該リミ
    ッタアンプへ出力する基準参照電位発生回路と、 該基準参照電位発生回路の出力信号と所定の基準電位と
    を比較し、その偏差を増幅し該電界吸収型光変調器のバ
    イアス電圧として出力し、該電界吸収型光変調器による
    光信号の減衰量を制御する比較増幅器とがそなえられ、 前記の各光受信処理部における該比較増幅器への該所定
    の基準電位を生成する基準電位発生回路が、前記複数組
    の光受信処理部に対して共通にそなえられていることを
    特徴とする、請求項１３記載の光受信装置。
21. 【請求項２１】 前記の各光受信処理部に、受信した光
    信号をバイアス電圧に応じて減衰してから該受光素子に
    入力する電界吸収型光変調器がそなえられるとともに、 前記複数組の光受信処理部のうち、マーク率１／２のデ
    ータ信号を入力される少なくとも一つの光受信処理部
    に、 当該光受信処理部における該前置増幅器の出力信号の平
    均値を検出する平均値検出回路と、 該平均値検出回路の出力信号と所定の基準電位とを比較
    し、その偏差を増幅し該電界吸収型光変調器のバイアス
    電圧として出力し、該電界吸収型光変調器による光信号
    の減衰量を制御する比較増幅器と、 該比較増幅器への該所定の基準電位を生成する基準電位
    発生回路とがそなえられ、 該比較増幅器の出力信号が、前記複数組の光受信処理部
    における該電界吸収型光変調器のバイアス電圧として共
    通に用いられることを特徴とする、請求項１３記載の光
    受信装置。
22. 【請求項２２】 該平均値検出回路の出力信号が、前記
    複数組の光受信処理部における該リミッタアンプの該所
    定の基準参照電位として共通に用いられることを特徴と
    する、請求項２１記載の光受信装置。
23. 【請求項２３】 該マーク率１／２のデータ信号がクロ
    ック信号であることを特徴とする、請求項２１記載の光
    受信装置。
24. 【請求項２４】 前記複数組の光受信処理部のうち、マ
    ーク率１／２のデータ信号を入力される少なくとも一つ
    の光受信処理部に、当該光受信処理部における該前置増
    幅器の出力信号の平均値を検出する平均値検出回路がそ
    なえられるとともに、 前記の各光受信処理部に、 受信した光信号をバイアス電圧に応じて減衰してから該
    受光素子に入力する電界吸収型光変調器と、 該平均値検出回路の出力信号と所定の基準電位とを比較
    し、その偏差を増幅し該電界吸収型光変調器のバイアス
    電圧として出力し、該電界吸収型光変調器による光信号
    の減衰量を制御する比較増幅器と、 前記の各光受信処理部における該比較増幅器への該所定
    の基準電位を生成する基準電位発生回路とがそなえられ
    ていることを特徴とする、請求項１３記載の光受信装
    置。
25. 【請求項２５】 該平均値検出回路の出力信号が、前記
    複数組の光受信処理部における該リミッタアンプの該所
    定の基準参照電位として共通に用いられることを特徴と
    する、請求項２４記載の光受信装置。
26. 【請求項２６】 該マーク率１／２のデータ信号がクロ
    ック信号であることを特徴とする、請求項２５記載の光
    受信装置。
27. 【請求項２７】 受信した光信号を電流信号に変換する
    受光素子と、 該受光素子からの電流信号を所定電圧信号に増幅して出
    力する前置増幅器と、 所定の基準参照電位に基づいて該前置増幅器の出力信号
    を増幅するリミッタアンプと、 該リミッタアンプの出力信号および反転出力信号をそれ
    ぞれゲート端子に入力される一対の電界効果トランジス
    タをそなえ、該一対の電界効果トランジスタの一方の信
    号端子を抵抗素子を介して第１の電源に接続されるとと
    もに、該一対の電界効果トランジスタの他方の信号端子
    を第２の電源に接続され、該一対の電界効果トランジス
    タの一方の信号端子の電位を差動増幅結果として出力す
    る差動増幅器と、 該差動増幅器の出力信号を受けて動作するＥＣＬ出力バ
    ッファとをそなえ、 該差動増幅器における該一対の電界効果トランジスタの
    他方の信号端子と、該第２の電源との間に、定電流源が
    介設され、 該定電流源が、 一方の信号端子を該一対の電界効果トランジスタの前記
    他方の信号端子に接続されるとともに、他方の信号端子
    を抵抗素子を介して該第２の電源に接続される定電流供
    給用電界効果トランジスタと、 該定電流供給用電界効果トランジスタと同じ特性を有す
    るモニタ用電界効果トランジスタとから構成され、 該モニタ用電界効果トランジスタの一方の信号端子が、
    抵抗素子を介して該第１の電源に接続されるとともに、
    該定電流供給用電界効果トランジスタのゲート端子に接
    続され、 該モニタ用電界効果トランジスタの他方の信号端子およ
    びゲート端子が該第２の電源に接続されていることを特
    徴とする、光受信装置。
28. 【請求項２８】 該受光素子と該電界吸収型光変調器を
    構成する素子とが、同一基板上に形成された２つのＰ−
    Ｎ接合により一体的に構成されていることを特徴とす
    る、請求項１１記載の光受信装置。
29. 【請求項２９】 前記の各光受信処理部における該電界
    吸収型光変調器が、複数チャネルの光信号を並列に入力
    されるリボンファイバの間に介設され、 複数の該電界吸収型光変調器が、該リボンファイバにお
    ける各光ファイバと同一ピッチで並列に一体形成された
    マルチチャネル光アッテネータとして構成されているこ
    とを特徴とする、請求項２０記載の光受信装置。