JP3363903B2 - 発信器用の回路装置 - Google Patents
発信器用の回路装置Info
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P15/00—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration
- G01P15/02—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses
- G01P15/08—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values
- G01P15/125—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values by capacitive pick-up
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
- G01D5/24—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance
- G01D5/2403—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying capacitance by moving plates, not forming part of the capacitor itself, e.g. shields
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、請求項１の上位概念に記載の回路装置に関
する。
する。
センサ信号の評価のために、たとえばブリッジおよび
電荷増幅器回路のような種々異なる回路装置が知られて
いる。このような回路形式ではたいていの場合、マイク
ロコンピュータに適合した信号準備処理のために装置的
に著しく高い費用が生じることになり、したがって著し
く低コストにはならない。さらに、LC振動回路において
駆動されるセンサ回路も知られている。たしかにこの回
路は、後続の信号処理のために後置接続されたマイクロ
プロセッサによってそのまま評価可能な周波数信号を供
給するけれども、この種の振動回路装置に対しては温度
の影響が著しく及ぼされるという欠点を有しており、し
たがってたいていの適用事例では後置接続された温度補
償部が必要である。
電荷増幅器回路のような種々異なる回路装置が知られて
いる。このような回路形式ではたいていの場合、マイク
ロコンピュータに適合した信号準備処理のために装置的
に著しく高い費用が生じることになり、したがって著し
く低コストにはならない。さらに、LC振動回路において
駆動されるセンサ回路も知られている。たしかにこの回
路は、後続の信号処理のために後置接続されたマイクロ
プロセッサによってそのまま評価可能な周波数信号を供
給するけれども、この種の振動回路装置に対しては温度
の影響が著しく及ぼされるという欠点を有しており、し
たがってたいていの適用事例では後置接続された温度補
償部が必要である。
本発明は、プロセッサに適したセンサ信号の準備処理
を新規な手法で行おうとするものであって、この手法は
たとえば自動車用発信器として用いるのに適したものと
なる。この場合、発信器とは次のような装置であるもの
とする。すなわち、伝送可能でありつまり著しく長い距
離を介しても伝送可能な測定信号を発信器出力側から供
給する目的で、ユニットとして本来とセンサ素子も含み
電気的なセンサ測定信号を評価する第１の電子回路装置
も含む装置である。自動車において殊に重要な点とし
て、たとえば極端な温度影響のような発信器が駆動され
る厳しい環境も挙げられるし、低コストの大量生産のた
めの適性に対する要求も挙げられる。
を新規な手法で行おうとするものであって、この手法は
たとえば自動車用発信器として用いるのに適したものと
なる。この場合、発信器とは次のような装置であるもの
とする。すなわち、伝送可能でありつまり著しく長い距
離を介しても伝送可能な測定信号を発信器出力側から供
給する目的で、ユニットとして本来とセンサ素子も含み
電気的なセンサ測定信号を評価する第１の電子回路装置
も含む装置である。自動車において殊に重要な点とし
て、たとえば極端な温度影響のような発信器が駆動され
る厳しい環境も挙げられるし、低コストの大量生産のた
めの適性に対する要求も挙げられる。
したがって本発明の課題は、著しく簡単でありしたが
って低コストで温度の影響を自動的に補償するようにし
た、容量式発信器のセンサ信号のための評価回路を提供
することであって、その際、センサ素子は著しくわずか
な容量を有していればよく、回路はその出力側から伝送
可能な電気信号を送出し、マイクロプロセッサがこの信
号を引き続いて信号変換することなく評価できるように
する点にある。
って低コストで温度の影響を自動的に補償するようにし
た、容量式発信器のセンサ信号のための評価回路を提供
することであって、その際、センサ素子は著しくわずか
な容量を有していればよく、回路はその出力側から伝送
可能な電気信号を送出し、マイクロプロセッサがこの信
号を引き続いて信号変換することなく評価できるように
する点にある。
この課題は、結合された２つのRC発振器が設けられて
おり、該２つのRC発振器のうち第１の発振器は、該２つ
のRC発振器のうち第２の発振器のフィードバック回路中
に配置されており、該２つのRC発振器の容量は、差動測
定値センサにおける２つの部分容量のうちの一方により
形成され、前記２つのRC発振器を相互接続する２つの双
安定トリガ回路が設けられており、該２つの双安定トリ
ガ回路のうち一方の双安定トリガ回路によってレベル反
転が行われ、前記２つの双安定トリガ回路の出力側に生
じる各部分信号を結合するゲートが設けられており、該
ゲートの出力側に、測定量に対応する一対の論理パルス
信号が発生することにより解決される。
おり、該２つのRC発振器のうち第１の発振器は、該２つ
のRC発振器のうち第２の発振器のフィードバック回路中
に配置されており、該２つのRC発振器の容量は、差動測
定値センサにおける２つの部分容量のうちの一方により
形成され、前記２つのRC発振器を相互接続する２つの双
安定トリガ回路が設けられており、該２つの双安定トリ
ガ回路のうち一方の双安定トリガ回路によってレベル反
転が行われ、前記２つの双安定トリガ回路の出力側に生
じる各部分信号を結合するゲートが設けられており、該
ゲートの出力側に、測定量に対応する一対の論理パルス
信号が発生することにより解決される。
本発明による回路は、最も簡単な手段を用いて極めて
低コストで構成できる。PWM出力信号は、著しく長い距
離を介しても情報内容を損なうことなく伝送可能であ
る。この出力信号はディジタル形式であり、したがって
A/D変換器は不要である。センサ測定量の情報内容を担
うパルス持続時間は、マイクロプロセッサにおいて最も
簡単に評価できる。たとえば、１つの周期のパルス持続
時間と休止期間をプロセッサの２つのカウンタで求める
ようにして評価を行うことができる。次に、プロセッサ
は最も簡単な計算ステップで、たわみ振動子として構成
された可動中央電極の変位の尺度量として分割比を形成
する。必要に応じて、簡単なRC低域通過フィルタにより
出力信号をアナログ電圧信号に変換できる。
低コストで構成できる。PWM出力信号は、著しく長い距
離を介しても情報内容を損なうことなく伝送可能であ
る。この出力信号はディジタル形式であり、したがって
A/D変換器は不要である。センサ測定量の情報内容を担
うパルス持続時間は、マイクロプロセッサにおいて最も
簡単に評価できる。たとえば、１つの周期のパルス持続
時間と休止期間をプロセッサの２つのカウンタで求める
ようにして評価を行うことができる。次に、プロセッサ
は最も簡単な計算ステップで、たわみ振動子として構成
された可動中央電極の変位の尺度量として分割比を形成
する。必要に応じて、簡単なRC低域通過フィルタにより
出力信号をアナログ電圧信号に変換できる。
使用される差動測定値センサの形式に応じて、この回
路により微細調整可能な著しく僅かな非線形性を達成で
きる。これに関連して後から行われる測定信号補正は、
多くの適用事例に対して省略できる。差動コンデンサ方
式は周囲の影響により障害が及ぼされる場合、自己補償
するように動作し、したがってたとえば温度ドリフトは
著しく僅かである。実際の回路構成では、この方式ゆえ
に付加的な手段を用いることなく高い耐温度特性と測定
信号の著しく高い分解能を得ることができる。さらにこ
の回路は著しく僅かな固有電流消費しか有しておらず、
しかも、CMOS−構成素子の利用に際して広い給電電圧範
囲を許容できる単極の電圧源電圧源（VCC）しか必要と
しない。この回路はその実現形態において著しく僅かな
構成素子だけで構成されるので、狭いスペースしか与え
られていない適用事例のためにうまく適している。さら
にこの回路は、ダイナミックな測定動作にもスタティッ
クな測定動作にも利用できる。
路により微細調整可能な著しく僅かな非線形性を達成で
きる。これに関連して後から行われる測定信号補正は、
多くの適用事例に対して省略できる。差動コンデンサ方
式は周囲の影響により障害が及ぼされる場合、自己補償
するように動作し、したがってたとえば温度ドリフトは
著しく僅かである。実際の回路構成では、この方式ゆえ
に付加的な手段を用いることなく高い耐温度特性と測定
信号の著しく高い分解能を得ることができる。さらにこ
の回路は著しく僅かな固有電流消費しか有しておらず、
しかも、CMOS−構成素子の利用に際して広い給電電圧範
囲を許容できる単極の電圧源電圧源（VCC）しか必要と
しない。この回路はその実現形態において著しく僅かな
構成素子だけで構成されるので、狭いスペースしか与え
られていない適用事例のためにうまく適している。さら
にこの回路は、ダイナミックな測定動作にもスタティッ
クな測定動作にも利用できる。
次に、６つの図面に基づき本発明を説明する。
第１図には、請求項１に記載の本発明による解決手段
の回路構成が示されており、第２図にはこの回路に付随
する信号経過特性が実例として示されている。第３図に
は、容量式差動測定値センサの可能な実施形態が縦断面
図で示されており、これはここでは動作原理だけを明ら
かにしようとするものである。第４図〜第６図には、本
発明による解決手段の選択的な実施例が示されている。
の回路構成が示されており、第２図にはこの回路に付随
する信号経過特性が実例として示されている。第３図に
は、容量式差動測定値センサの可能な実施形態が縦断面
図で示されており、これはここでは動作原理だけを明ら
かにしようとするものである。第４図〜第６図には、本
発明による解決手段の選択的な実施例が示されている。
第１図による回路装置の場合、容量式差動測定値セン
サ１は測定装置内に固定されている２つの電極２および
３を有しており、さらにこれらの電極間に可動の中央電
極４を有している。この可動中央電極に対して、電気的
ではなく物理的な被検出測定量が作用を及ぼす。このよ
うな構造的配置により、両方の部分コンデンサ５と６が
形成される。中央電極４はこの実施例の場合、共通のゼ
ロ電位ないしは発信器回路15のアース端子７と接続され
ている。第１図では、この回路装置の基礎となる動作原
理をいっそう良好に理解できるようにする目的のためだ
けで、差動測定値センサ１を２つの可変部分コンデンサ
５と６の形で示した。
サ１は測定装置内に固定されている２つの電極２および
３を有しており、さらにこれらの電極間に可動の中央電
極４を有している。この可動中央電極に対して、電気的
ではなく物理的な被検出測定量が作用を及ぼす。このよ
うな構造的配置により、両方の部分コンデンサ５と６が
形成される。中央電極４はこの実施例の場合、共通のゼ
ロ電位ないしは発信器回路15のアース端子７と接続され
ている。第１図では、この回路装置の基礎となる動作原
理をいっそう良好に理解できるようにする目的のためだ
けで、差動測定値センサ１を２つの可変部分コンデンサ
５と６の形で示した。
検出すべき測定量が中央電極４に作用を及ぼすと、コ
ンデンサ装置における間隔状態が変化し、このことによ
って両方の部分コンデンサ５と６において互いに逆方向
で容量値が変化することになる。したがって、作用を及
ぼす測定量に比してコンデンサ５と６の充電時間も変化
する。
ンデンサ装置における間隔状態が変化し、このことによ
って両方の部分コンデンサ５と６において互いに逆方向
で容量値が変化することになる。したがって、作用を及
ぼす測定量に比してコンデンサ５と６の充電時間も変化
する。
部分コンデンサ５は高抵抗値の抵抗８とともにRC素子
を形成し、同様に部分コンデンサ６は高抵抗値の抵抗９
とともに１つのRC素子を形成する。このRC組み合わせ体
５と８の結果として生じる充電時間により、反転閾値検
出器10の切換時点が決定される。RC合成回路６と９につ
いても、非反転閾値検出器11に関して相応のことがあて
はまる。中央電極４の変位に起因して充電時間が変化す
ると、閾値検出器10および11の切換時点もずらされる。
両方のRC発振器がリング状に結線されていることによ
り、これらは互いにトリガし合う。そのつど両方のトリ
ガ回路の後で排他OR素子12を用いて信号経過特性e1とe2
を評価することにより、発信器回路15の信号タップ13へ
そのまま導かれている排他OR素子の出力側にPWM信号14
が生じる。
を形成し、同様に部分コンデンサ６は高抵抗値の抵抗９
とともに１つのRC素子を形成する。このRC組み合わせ体
５と８の結果として生じる充電時間により、反転閾値検
出器10の切換時点が決定される。RC合成回路６と９につ
いても、非反転閾値検出器11に関して相応のことがあて
はまる。中央電極４の変位に起因して充電時間が変化す
ると、閾値検出器10および11の切換時点もずらされる。
両方のRC発振器がリング状に結線されていることによ
り、これらは互いにトリガし合う。そのつど両方のトリ
ガ回路の後で排他OR素子12を用いて信号経過特性e1とe2
を評価することにより、発信器回路15の信号タップ13へ
そのまま導かれている排他OR素子の出力側にPWM信号14
が生じる。
このように既述の回路は、特徴をなす構成素子として
２つの閾値検出器10および11ならびに排他OR結合ゲート
12を有している。実際の回路構成では、これら両方の閾
値検出器10および11は、有利には第１図において回路記
号で示されているように、シュミットトリガによって実
現される。
２つの閾値検出器10および11ならびに排他OR結合ゲート
12を有している。実際の回路構成では、これら両方の閾
値検出器10および11は、有利には第１図において回路記
号で示されているように、シュミットトリガによって実
現される。
この回路装置の動作を定める素子は、
ａ）結合された両方のRC発振器６と９ないし５と８であ
り、この場合、それぞれ一方の発振器は他方の発振器の
フィードバック回路中に配置されており、 ｂ）これら両方の発振器をそれぞれ相互接続しているシ
ュミットトリガ10および11であり、この場合、両方のシ
ュミットトリガのうち一方のシュミットトリガ10は付加
的にレベル反転を行い、 ｃ）シュミットトリガ10と11の出力側に生じる両方の部
分信号e1とe2を排他OR論理結合する後置接続されたゲー
ト12である。
り、この場合、それぞれ一方の発振器は他方の発振器の
フィードバック回路中に配置されており、 ｂ）これら両方の発振器をそれぞれ相互接続しているシ
ュミットトリガ10および11であり、この場合、両方のシ
ュミットトリガのうち一方のシュミットトリガ10は付加
的にレベル反転を行い、 ｃ）シュミットトリガ10と11の出力側に生じる両方の部
分信号e1とe2を排他OR論理結合する後置接続されたゲー
ト12である。
つまりこの場合、２つの時限素子が直列接続されてい
る。後置接続された各シュミットトリガは、それらの個
々の入力側に連続的に生じる電圧レベルu5とu6の正の変
化にも負の変化にも応答する。次に、u5ないしu6が両方
のシュミットトリガのうち一方のシュミットトリガの上
方の切換閾値OSを上回ると、あるいは下方の閾値USを下
回るとただちに、排他OR結合素子12の両方の入力側に加
わる電圧レベルe1およびe2の時間的に遅延された切り換
えが行われる。この場合、切換時点はRC素子により定め
られる。この回路装置の振動周波数は構造に起因して、
C1＋C2＝一定の条件下にある。
る。後置接続された各シュミットトリガは、それらの個
々の入力側に連続的に生じる電圧レベルu5とu6の正の変
化にも負の変化にも応答する。次に、u5ないしu6が両方
のシュミットトリガのうち一方のシュミットトリガの上
方の切換閾値OSを上回ると、あるいは下方の閾値USを下
回るとただちに、排他OR結合素子12の両方の入力側に加
わる電圧レベルe1およびe2の時間的に遅延された切り換
えが行われる。この場合、切換時点はRC素子により定め
られる。この回路装置の振動周波数は構造に起因して、
C1＋C2＝一定の条件下にある。
この回路装置の場合、パルス幅変調された出力信号14
は、両方の部分信号e1とe2の論理結合によってはじめ生
じる。したがってここで述べた解決方式は必然的に、有
用な測定信号を発生させるために排他OR結合素子12を必
要前提条件とする。
は、両方の部分信号e1とe2の論理結合によってはじめ生
じる。したがってここで述べた解決方式は必然的に、有
用な測定信号を発生させるために排他OR結合素子12を必
要前提条件とする。
第２図の信号経過特性から明らかなように、両方の部
分コンデンサの１つの完全な振動周期つまり充／放電サ
イクルを捕捉検出するために、信号e1 XOR e2の２つの
周期の評価が必要である。したがってこのような回路形
式の場合、測定量に比例するPWM信号を得るためには、
それぞれ２つの完全な振動周期ａおよびｂから合成され
た２重のパルスを評価する必要がある。
分コンデンサの１つの完全な振動周期つまり充／放電サ
イクルを捕捉検出するために、信号e1 XOR e2の２つの
周期の評価が必要である。したがってこのような回路形
式の場合、測定量に比例するPWM信号を得るためには、
それぞれ２つの完全な振動周期ａおよびｂから合成され
た２重のパルスを評価する必要がある。
これらの点で上記の回路形式は、それぞれ同じ課題を
解決するとしても第４図〜第６図による他の回路装置と
は異なる。殊に第１図による回路は、モノフロップまた
はユニバイブレータとも称される単安定マルチバイブレ
ータによって構成されていない。第１図による回路装置
はトリガパルスで作動するものでもないし、つまりこの
回路装置は側縁制御されるのではなく連続的なレベル変
化に対して応動するのであって、さらにこの回路装置は
RC時間経過後に独立的に初期状態へ跳躍的に戻るわけで
もない。使用可能な測定信号は、部分信号e1およびe2の
結合後にはじめて生じる。
解決するとしても第４図〜第６図による他の回路装置と
は異なる。殊に第１図による回路は、モノフロップまた
はユニバイブレータとも称される単安定マルチバイブレ
ータによって構成されていない。第１図による回路装置
はトリガパルスで作動するものでもないし、つまりこの
回路装置は側縁制御されるのではなく連続的なレベル変
化に対して応動するのであって、さらにこの回路装置は
RC時間経過後に独立的に初期状態へ跳躍的に戻るわけで
もない。使用可能な測定信号は、部分信号e1およびe2の
結合後にはじめて生じる。
第１図による回路装置は有利には、著しく簡単な個別
構成に適している。この回路装置のためにもっぱら標準
的であるほんの僅かな個数の構成素子しか必要としない
ので、著しくコストが安く省スペースの構成を実現でき
る。周知のとおり、モノフロップのようにいっそう複雑
な構成素子は簡単なシュミットトリガよりも高価であ
る。
構成に適している。この回路装置のためにもっぱら標準
的であるほんの僅かな個数の構成素子しか必要としない
ので、著しくコストが安く省スペースの構成を実現でき
る。周知のとおり、モノフロップのようにいっそう複雑
な構成素子は簡単なシュミットトリガよりも高価であ
る。
殊に自動車の発信器における評価回路のためには、上
述の要求の実現は不可欠である。組み込みスペースが極
度に制限されているため回路は微小化可能でなければな
らず、その理由で簡単な解決方式だけしか、つまり僅か
な個数の回路素子しか必要としない解決方式だけしか考
慮の対象とはならない。
述の要求の実現は不可欠である。組み込みスペースが極
度に制限されているため回路は微小化可能でなければな
らず、その理由で簡単な解決方式だけしか、つまり僅か
な個数の回路素子しか必要としない解決方式だけしか考
慮の対象とはならない。
第４図〜第６図には、これまで述べてきた動作原理と
は異なる回路形式が開示されている。この回路形式が特
徴としているのは、この場合にはセンサ信号の評価のた
めにただ１つの信号経路しか辿らない点である。
は異なる回路形式が開示されている。この回路形式が特
徴としているのは、この場合にはセンサ信号の評価のた
めにただ１つの信号経路しか辿らない点である。
低抵抗の２つのスイッチにより、つまり有利には−図
示されているように−電界効果トランジスタ32,33ない
し44,45ないし54,55により、発振器RC1またはRC2からの
測定電圧−C1およびC2はセンサ素子の両方の部分容量で
ありＲは作動電圧源に対し接続された高抵抗値の抵抗で
ある−が、側縁制御される双安定素子31ないし43ないし
50−図面ではそれぞれフリップフロップで表されている
−の互いに相補的にラッチされる両方の出力側を介し
て、トリガ回路30ないし41ないし51へ交互に供給され
る。このような特徴的な組み合わせは、既述の３つの図
面すべてにおいて繰り返し表されている。
示されているように−電界効果トランジスタ32,33ない
し44,45ないし54,55により、発振器RC1またはRC2からの
測定電圧−C1およびC2はセンサ素子の両方の部分容量で
ありＲは作動電圧源に対し接続された高抵抗値の抵抗で
ある−が、側縁制御される双安定素子31ないし43ないし
50−図面ではそれぞれフリップフロップで表されている
−の互いに相補的にラッチされる両方の出力側を介し
て、トリガ回路30ないし41ないし51へ交互に供給され
る。このような特徴的な組み合わせは、既述の３つの図
面すべてにおいて繰り返し表されている。
被測定電圧に比例する時間間隔のパルス（PWM）を回
路装置の出力側13に生じさせることができるように、発
振器で取り出された測定電圧は、それぞれ異なる構成を
有する回路を介してフィードバックされて双安定素子の
クロック入力側へも作用を及ぼす。
路装置の出力側13に生じさせることができるように、発
振器で取り出された測定電圧は、それぞれ異なる構成を
有する回路を介してフィードバックされて双安定素子の
クロック入力側へも作用を及ぼす。
第４図〜第６図による回路装置は、温度の影響を自動
的に補償するのにとりわけ適している。周知のように、
トリガ素子の切換閾値の温度に起因するドリフトは、評
価回路で達成できる測定精度に対し著しく不利な影響を
及ぼす。しかしながらここに開示されている回路は、測
定結果にとって重要であり同一の構成素子のものである
ただ１つの切換閾値だけしか有していない。センサ信号
は交互にその切換入力側へ供給される。温度に起因して
切換閾値が変動すると、発振器RC1およびRC2からの両方
の部分信号に対し同じように作用が及ぼされる。しかも
実践において重要な適用事例の場合、切換周波数は、１
つの測定周期中に生じた切換閾値の変化が実質的に何の
影響もないままであるような大きさである。したがって
このような回路形式は、著しく有利な温度特性を表すも
のである。
的に補償するのにとりわけ適している。周知のように、
トリガ素子の切換閾値の温度に起因するドリフトは、評
価回路で達成できる測定精度に対し著しく不利な影響を
及ぼす。しかしながらここに開示されている回路は、測
定結果にとって重要であり同一の構成素子のものである
ただ１つの切換閾値だけしか有していない。センサ信号
は交互にその切換入力側へ供給される。温度に起因して
切換閾値が変動すると、発振器RC1およびRC2からの両方
の部分信号に対し同じように作用が及ぼされる。しかも
実践において重要な適用事例の場合、切換周波数は、１
つの測定周期中に生じた切換閾値の変化が実質的に何の
影響もないままであるような大きさである。したがって
このような回路形式は、著しく有利な温度特性を表すも
のである。
第３図による容量式差動測定値センサ１は、たとえば
加速度センサとすることができる。そしてこの加速度セ
ンサが微小機械的にシリコンで構成されているならば、
本発明による回路と組み合わせて多数の著しい利点が得
られる。それというのは、両方ともに容易に集積可能で
あり互いに組み合わせることができるので、著しくコン
パクトな構成が得られるからである。
加速度センサとすることができる。そしてこの加速度セ
ンサが微小機械的にシリコンで構成されているならば、
本発明による回路と組み合わせて多数の著しい利点が得
られる。それというのは、両方ともに容易に集積可能で
あり互いに組み合わせることができるので、著しくコン
パクトな構成が得られるからである。
本発明による回路構成は有利には著しく小さい容量式
センサ（ｃ＜10pF）の評価のために着想されているとは
いえ、既述の解決手段は基本的にこのような適用事例に
限定されるものではない。このような形式の差動測定値
センサ１は、たとえば圧力測定または力測定のようなそ
の他の物理的測定量のためにも使用できる。したがっ
て、たとえば中央電極４のそれぞれ異なる部分平面が固
定電極２と３で覆われるように中央電極４を両方の電極
２と３の間に変位可能に支承することであれ、構造によ
りたわみ振動子、膜振動子あるいはプレート状振動子を
選択することであれ、差動測定値センサ１の特別な構成
様式は本発明による解決手段の適用に際して重要ではな
い。
センサ（ｃ＜10pF）の評価のために着想されているとは
いえ、既述の解決手段は基本的にこのような適用事例に
限定されるものではない。このような形式の差動測定値
センサ１は、たとえば圧力測定または力測定のようなそ
の他の物理的測定量のためにも使用できる。したがっ
て、たとえば中央電極４のそれぞれ異なる部分平面が固
定電極２と３で覆われるように中央電極４を両方の電極
２と３の間に変位可能に支承することであれ、構造によ
りたわみ振動子、膜振動子あるいはプレート状振動子を
選択することであれ、差動測定値センサ１の特別な構成
様式は本発明による解決手段の適用に際して重要ではな
い。
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(56)参考文献 特開 昭55−149801（ＪＰ，Ａ)
特開 昭56−135113（ＪＰ，Ａ)
特開 昭62−180214（ＪＰ，Ａ)
実開 昭56−142317（ＪＰ，Ｕ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G01D 5/24
G01P 15/125
G01L 9/12
Claims (4)
- 【請求項１】容量式差動測定値センサ（１）を備え、該
容量式差動測定値センサにより測定された信号を処理し
て回路出力側から送信可能な信号を形成するための、発
信器用の回路装置において、 結合された２つのRC発振器（6,9;5,8）が設けられてお
り、該２つのRC発振器のうち第１の発振器は、該２つの
RC発振器のうち第２の発振器のフィードバック回路中に
配置されており、該２つのRC発振器（6,9;5,8）の容量
は、差動測定値センサ（１）における２つの部分容量の
うちの一方により形成され、 前記２つのRC発振器を相互接続する２つの双安定トリガ
回路（10,11）が設けられており、該２つの双安定トリ
ガ回路のうち一方の双安定トリガ回路によってレベル反
転が行われ、 前記２つの双安定トリガ回路（10,11）の出力側に生じ
る各部分信号（e1,e2）を結合するゲート（12）が設け
られており、該ゲートの出力側に、測定量に対応する一
対の論理パルス信号（14）が発生することを特徴とす
る、 発信器用の回路装置。 - 【請求項２】前記２つの双安定トリガ回路（10,11）は
シュミットトリガとして構成されている、請求項１記載
の回路装置。 - 【請求項３】前記２つの双安定トリガ回路（10,11）
は、微小容量を妨害なく評価するために高い入力抵抗を
有する、請求項１記載の回路装置。 - 【請求項４】前記２つの双安定トリガ回路（10,11）
は、微小容量を妨害なく評価するために高い入力抵抗を
有する、請求項２記載の回路装置。
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-
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