JP3352048B2 - Control circuit for switching power supply - Google Patents

Control circuit for switching power supply

Info

Publication number
JP3352048B2
JP3352048B2 JP10443199A JP10443199A JP3352048B2 JP 3352048 B2 JP3352048 B2 JP 3352048B2 JP 10443199 A JP10443199 A JP 10443199A JP 10443199 A JP10443199 A JP 10443199A JP 3352048 B2 JP3352048 B2 JP 3352048B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
voltage
triangular wave
wave voltage
reference triangular
power supply
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
JP10443199A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP2000299979A (en
Inventor
寿夫 伊勢
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Cosel Co Ltd
Original Assignee
Cosel Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Cosel Co Ltd filed Critical Cosel Co Ltd
Priority to JP10443199A priority Critical patent/JP3352048B2/en
Publication of JP2000299979A publication Critical patent/JP2000299979A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP3352048B2 publication Critical patent/JP3352048B2/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】この発明は、スイッチング電
源等に用いられるスイッチング電源用制御回路に関す
る。
The present invention relates to a switching power supply control circuit used for a switching power supply and the like.

【0002】[0002]

【従来の技術】従来のスイッチング電源装置の制御回路
により形成される、基準三角波電圧と出力電圧情報信号
との比較回路について、図13〜図15を基にして説明
する。図13において、基準電圧VREFとタイミング
抵抗Rは直列に接続され、所定の基準電圧と抵抗を利用
して任意の充放電設定基準電流IRを設定する。IS1
は充放電設定基準電流IRに比例した電流を流す充電用
電流源であり、基準電圧VREFに接続され、IS2
は、充電用電源IS1と直列に接続され、充放電設定基
準電流IRに比例した電流または、充放電設定基準電流
IR同様に基準電圧VREFまたは任意の定電圧源と任
意の抵抗によって設定された電流に比例した電流を流す
放電用電流源である。
2. Description of the Related Art A comparison circuit for comparing a reference triangular wave voltage and an output voltage information signal, which is formed by a control circuit of a conventional switching power supply, will be described with reference to FIGS. In FIG. 13, a reference voltage VREF and a timing resistor R are connected in series, and an arbitrary charge / discharge setting reference current IR is set using a predetermined reference voltage and a resistor. IS1
Is a charging current source for supplying a current proportional to the charge / discharge setting reference current IR, and is connected to the reference voltage VREF.
Is a current that is connected in series with the charging power supply IS1 and is proportional to the charge / discharge setting reference current IR, or a current set by the reference voltage VREF or any constant voltage source and any resistance in the same manner as the charge / discharge setting reference current IR. This is a discharge current source for supplying a current proportional to the current.

【0003】容量Cは、充電用電流源IS1と放電用電
流源IS2との間に接続、充電用電流源IS1により充
電され、放電用電流源IS2により放電される三角波発
生用の容量である。この容量Cの両端で、基準三角波電
圧VOSCが発生する。SW1,SW2は充放電切り替
えスイッチで、充電用電流源IS1と放電用電流源IS
2との間に各々設けられ、容量Cを挟むように位置し容
量Cの充放電を切り替えている。
The capacitor C is a capacitor for generating a triangular wave connected between the charging current source IS1 and the discharging current source IS2, charged by the charging current source IS1, and discharged by the discharging current source IS2. At both ends of the capacitor C, a reference triangular wave voltage VOSC is generated. SW1 and SW2 are charge / discharge changeover switches, which are a charge current source IS1 and a discharge current source IS
2 are provided so as to sandwich the capacitor C, and switch between charging and discharging of the capacitor C.

【0004】充放電切り替えスイッチSW1,SW2の
間には、容量Cに接続して上限検出コンパレータCOM
H、下限検出コンパレータCOMLが接続されている。
さらに、上限検出コンパレータCOMH、下限検出コン
パレータCOMLには、各々上限設定電圧VH、下限設
定電圧VLが入力している。この上限検出コンパレータ
COMH、下限検出コンパレータCOMLにより、容量
Cに発生する基準三角波電圧VOSCの波形の上限と下
限を設定している。上限検出コンパレータCOMH、下
限検出コンパレータCOMLの各出力は、容量Cに発生
した電圧によりそれぞれの電圧で出力を反転させ、充放
電切り替えタイミング発生用のRSフリップフロップR
SFFの各R,S端子に各々入力している。
A capacitor C is connected between the charge / discharge changeover switches SW1 and SW2 to connect an upper limit detection comparator COM.
H, the lower limit detection comparator COML is connected.
Further, the upper limit setting voltage VH and the lower limit setting voltage VL are input to the upper limit detection comparator COMH and the lower limit detection comparator COML, respectively. The upper limit and the lower limit of the waveform of the reference triangular wave voltage VOSC generated in the capacitor C are set by the upper limit detection comparator COMH and the lower limit detection comparator COML. Each output of the upper limit detection comparator COMH and the lower limit detection comparator COML is inverted at each voltage by the voltage generated in the capacitor C, and the RS flip-flop R for generating the charge / discharge switching timing is provided.
The signal is input to each of the R and S terminals of the SFF.

【0005】フリップフロップRSFFの出力Qは、切
り替えスイッチSW1に接続しているとともに、論理否
定NOTを介して切り替えスイッチSW2に接続し、各
切り替えスイッチSW1,SW2を交互にオンオフす
る。
The output Q of the flip-flop RSFF is connected to the changeover switch SW1 and to the changeover switch SW2 via a logical NOT, and the changeover switches SW1 and SW2 are turned on and off alternately.

【0006】さらに、基準三角波電圧VOSCは、コン
パレータCOMPの反転入力端子に接続し、容量Cによ
り発生した基準三角波電圧VOSCと出力電圧情報信号
VO’とが比較される。そして、コンパレータCOMP
の出力とフリップフロップRSFFの出力Qとの論理積
ANDをとることにより、比較結果による時比率DUT
Yを持った制御パルス電圧を、制御パルス出力端子OU
T端子より出力する。
Further, the reference triangular wave voltage VOSC is connected to the inverting input terminal of the comparator COMP, and the reference triangular wave voltage VOSC generated by the capacitor C is compared with the output voltage information signal VO ′. And the comparator COMP
Of the output Q of the flip-flop RSFF and the output Q of the flip-flop RSFF, the duty ratio DUT based on the comparison result is obtained.
The control pulse voltage having Y is supplied to the control pulse output terminal OU.
Output from the T terminal.

【0007】上記構成のスイッチング電源装置の制御回
路について、その動作を以下に説明する。基準電圧VR
EFと抵抗Rにより定電流である充放電設定基準電流I
Rが流れる。そして、この基準電流IRと比例した電流
IONが充電用電源IS1に設定される。このとき、容
量Cの電位が上限設定電圧VH及び下限設定電圧VLよ
り低い場合、下限検出コンパレータCOMLの出力が
H、上限検出コンパレータCOMHの出力がLを出力す
るため、フリップフロップRSFFの出力QにはHが出
力される。
[0007] The operation of the control circuit of the switching power supply having the above configuration will be described below. Reference voltage VR
Charge / discharge setting reference current I which is a constant current by EF and resistance R
R flows. Then, a current ION proportional to the reference current IR is set in the charging power supply IS1. At this time, when the potential of the capacitor C is lower than the upper limit set voltage VH and the lower limit set voltage VL, the output of the lower limit detection comparator COML outputs H and the output of the upper limit detection comparator COMH outputs L, so that the output Q of the flip-flop RSFF is output. Outputs H.

【0008】これにより、図14に示すように、切り替
えスイッチSW1がON、切り替えスイッチSW2がO
FFとなり、容量Cに基準電圧VREFと抵抗Rにより
設定される定電流の基準電流IRに比例した電流ION
が、充電用電流源IS1から充電される。このとき基準
三角波電圧VOSCの電圧増加の勾配は定電流充電のた
め直線になる。
As a result, as shown in FIG. 14, the switch SW1 is turned on and the switch SW2 is turned
A current ION proportional to a constant current reference current IR set by the reference voltage VREF and the resistance R in the capacitance C
Is charged from the charging current source IS1. At this time, the slope of the voltage increase of the reference triangular wave voltage VOSC becomes a straight line due to constant current charging.

【0009】そして、容量Cの充電が進み基準三角波電
圧VOSCが下限設定電圧VLに達すると、下限検出コ
ンパレータCOMLの出力がLに反転する。しかし、フ
リップフロップRSFFの働きによりその出力QにはH
が出力され続ける。そして、基準三角波電圧VOSCが
上限設定電圧VHに達すると、上限検出コンパレータC
OMHの出力がHとなり、フリップフロップRSFFの
出力QがLに反転する。これにより、切り替えスイッチ
SW1がOFF、切り替えスイッチSW2がONとな
り、容量Cに充電された電荷を電流源放電用電流源IS
2で設定された電流IOFFにより定電流放電される。
このときも図14に示すように、基準三角波電圧VOS
Cの電圧低下の勾配は定電流放電のため直線になる。
When the charging of the capacitor C proceeds and the reference triangular wave voltage VOSC reaches the lower limit setting voltage VL, the output of the lower limit detection comparator COML is inverted to L. However, the output Q of the flip-flop RSFF is H
Continues to be output. When the reference triangular wave voltage VOSC reaches the upper limit set voltage VH, the upper limit detection comparator C
The output of OMH becomes H, and the output Q of the flip-flop RSFF is inverted to L. As a result, the changeover switch SW1 is turned off and the changeover switch SW2 is turned on, and the electric charge charged in the capacitor C is transferred to the current source IS for discharging the current source.
The constant current discharge is performed by the current IOFF set in Step 2.
Also at this time, as shown in FIG.
The slope of the voltage drop of C becomes linear due to the constant current discharge.

【0010】放電が開始すると、基準三角波電圧VOS
Cが上限設定電圧VHより低下するため、上限検出コン
パレータCOMHの出力がLに再反転するが、フリップ
フロップRSFFの働きによりその出力QはLを保持し
続ける。そして、容量Cの放電が進み、基準三角波電圧
VOSCが下限設定電圧VLに達すると、下限検出コン
パレータCOMLの出力がHに反転するため、フリップ
フロップRSFFの出力QにHが出力され、切り替えス
イッチSW1がON、切り替えスイッチSW2がOFF
に切り替わり、容量Cに電流IONで定電流充電が開始
される。
When the discharge starts, the reference triangular wave voltage VOS
Since C becomes lower than the upper limit setting voltage VH, the output of the upper limit detection comparator COMH is again inverted to L, but the output Q keeps L by the operation of the flip-flop RSFF. When the discharge of the capacitor C proceeds and the reference triangular wave voltage VOSC reaches the lower limit setting voltage VL, the output of the lower limit detection comparator COML is inverted to H, so that H is output to the output Q of the flip-flop RSFF and the changeover switch SW1 Is ON, switch SW2 is OFF
, And constant current charging of the capacitor C with the current ION is started.

【0011】以後、基準三角波電圧VOSCが、下限設
定電圧VLと上限設定電圧VHの電圧間で同様な充放電
を繰り返し充放電電圧の傾きが変化しない基準三角波電
圧VOSCを発生させる。
Thereafter, the reference triangular wave voltage VOSC repeats the same charge / discharge between the lower limit set voltage VL and the upper limit set voltage VH to generate the reference triangular wave voltage VOSC in which the gradient of the charge / discharge voltage does not change.

【0012】この基準三角波電圧VOSCと出力電圧情
報信号VO’とをコンパレータCOMPで比較し、その
出力をフリップフロップRSFFの出力Qとの論理積A
NDをとることで、制御パルス出力端子OUTに出力電
圧を安定化するための所定の時比率DUTYを持った制
御パルス電圧を、制御パルス出力端子OUTから出力す
る。
The reference triangular wave voltage VOSC and the output voltage information signal VO ′ are compared by a comparator COMP, and the output is ANDed with the output Q of the flip-flop RSFF.
By taking ND, a control pulse voltage having a predetermined duty ratio DUTY for stabilizing the output voltage is output from the control pulse output terminal OUT to the control pulse output terminal OUT.

【0013】ここで、コンパレータCOMP周辺部の利
得は、図15に示すように、出力電圧情報信号VO’の
変化幅△VO’に対するDUTYの変化幅の比に比例
し、基準三角波電圧VOSCのどの電圧部分と比較して
も、時比率変化幅△DUTYが等しいため、コンパレー
タ周辺部の利得は一定となる。
Here, the gain around the comparator COMP is proportional to the ratio of the change width of DUTY to the change width YVO ′ of the output voltage information signal VO ′, as shown in FIG. Since the duty ratio change width 時 DUTY is equal to the voltage portion, the gain around the comparator is constant.

【0014】[0014]

【発明が解決しようとする課題】近年、スイッチング電
源は、利用される電子機器の使用環境の多様化から、よ
り広範囲の入力電圧、広範囲の可変出力電圧、出力電流
など、広範囲な電源仕様に対しても出力電圧が不安定に
ならない安定な一巡制御系を持ったスイッチング電源装
置が求められている。
In recent years, switching power supplies have been applied to a wider range of power supply specifications, such as a wider range of input voltage, a wider range of variable output voltage, and output current, due to the diversification of use environments of electronic devices used. However, there is a demand for a switching power supply having a stable loop control system in which the output voltage does not become unstable.

【0015】しかしながら、スイッチング電源装置全体
の一巡利得は、入力電圧に依存する特性を持っているた
め、広範囲な入力電圧範囲を仕様に持つ電源は出力電圧
が不安定になりやすい。また、様々な理由により時比率
DUTYが小さい場合に大きい場合よりも一巡利得が上
昇する特性を持つ電源も存在し、出力電圧をより不安定
にしやすくしている。
However, since the loop gain of the entire switching power supply has a characteristic that depends on the input voltage, the output voltage of a power supply having a wide input voltage range is likely to be unstable. Further, for various reasons, there is a power supply having a characteristic in which the loop gain increases when the duty ratio DUTY is small as compared with the case where the duty ratio is large, thereby making the output voltage more easily unstable.

【0016】この発明は上記従来の技術の問題点に鑑み
てなされたもので、広範囲な電源仕様に対応可能であ
り、利得変動が少なく、入力電圧の変化に対して安定な
出力が得られるスイッチング電源用制御回路を提供する
ことを目的とする。
The present invention has been made in view of the above-mentioned problems of the prior art, and is applicable to a wide range of power supply specifications, has a small gain fluctuation, and provides a stable output with respect to a change in input voltage. It is an object to provide a power supply control circuit.

【0017】[0017]

【課題を解決するための手段】この発明は、電源制御回
路の一部であり制御パルス信号を発生するコンパレータ
と、所定の基準三角波電圧を発生させる基準三角波電圧
発生回路と、基準三角波電圧発生用のタイミング容量と
を有するスイッチング電源用制御回路であって、上記基
準三角波電圧の傾きを連続的に変化させる電圧変化手段
を設け、この電圧変化手段は、複数の上記タイミング容
量を直列に接続し、この各タイミング容量の一方に並列
に抵抗を接続して成り、上記抵抗を接続したタイミング
容量に流れる電流が時間とともに連続的に変化すること
により、上記タイミング容量の充電時の上記基準三角波
電圧の波形を時間とともに傾きが小さくなる形状に設定
し、上記制御対象の入力電圧が高い場合の出力電圧情報
信号と基準三角波電圧との比較部分での上記基準三角波
電圧の傾きを大きくし、制御対象の入力電圧が低い場合
におけるその制御対象の出力電圧情報信号と基準三角波
電圧との比較部分での上記基準三角波電圧の傾きを小さ
くしたスイッチング電源用制御回路である
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention is a part of a power supply control circuit, a comparator for generating a control pulse signal, a reference triangular wave voltage generating circuit for generating a predetermined reference triangular wave voltage, and a reference triangular wave voltage generating circuit. And a voltage change means for continuously changing the slope of the reference triangular wave voltage, the voltage change means comprising a plurality of the timing capacitors.
Connected in series and connected in parallel to one of these timing capacitors.
Connected to a resistor, and the current flowing through the timing capacitor connected to the resistor changes continuously with time.
The reference triangular wave at the time of charging the timing capacity
Set the voltage waveform so that the slope decreases with time
Output voltage information when the input voltage of the control target is high.
The above reference triangle wave in the comparison part of the signal and the reference triangle wave voltage
When the voltage gradient is large and the input voltage of the control target is low
Output voltage information signal and reference triangular wave
The slope of the reference triangular wave voltage in the comparison part with the voltage is small.
This is a control circuit for a switching power supply .

【0018】またこの発明の上記電圧変化手段は、複数
の上記タイミング容量を並列に接続し、この各タイミン
グ容量の一方に直列に抵抗を接続して成り、上記タイミ
ング容量に流れる電流が時間とともに連続的に変化する
ことにより、上記タイミング容量の充電時の上記基準三
角波電圧の波形を時間とともに傾きが小さくなる形状に
設定し、上記制御対象の入力電圧が高い場合の出力電圧
情報信号と基準三角波電圧との比較部分での上記基準三
角波電圧の傾きを大きくし、制御対象の入力電圧が低い
場合におけるその制御対象の出力電圧情報信号と基準三
角波電圧との比較部分での上記基準三角波電圧の傾きを
小さくしたものである
Further, the voltage changing means according to the present invention has a plurality of
The above timing capacitors are connected in parallel,
The current flowing through the timing capacitor changes continuously with time.
Thus, when the timing capacity is charged,
The shape of the square wave voltage waveform has a slope that decreases with time.
Set and output voltage when the input voltage of the controlled object is high
In the comparison part between the information signal and the reference triangular wave voltage,
Increasing the slope of the square wave voltage and the input voltage of the controlled object is low
Output voltage information signal and the reference
The slope of the reference triangular wave voltage in the comparison with the square wave voltage
It is a smaller one .

【0019】またこの発明の上記電圧変化手段は、上記
タイミング容量にゲートまたはベー スが接続されたトラ
ンジスタを備え、このトランジスタへタイミング抵抗に
流れる充放電設定可変電流が流れるように接続し、上記
タイミング容量に流れる電流を時間とともに連続的に変
化させ、上記制御対象の入力電圧が高い場合の出力電圧
情報信号と基準三角波電圧との比較部分での上記基準三
角波電圧の傾きを大きくし、制御対象の入力電圧が低い
場合におけるその制御対象の出力電圧情報信号と基準三
角波電圧との比較部分での上記基準三角波電圧の傾きを
小さくしたものである
The voltage changing means according to the present invention is characterized in that
Tiger gate or base is connected to the timing capacity
Transistor and a timing resistor to this transistor.
Connect the charging and discharging setting variable current to flow
The current flowing through the timing capacitor changes continuously with time.
Output voltage when the input voltage of the controlled object is high
In the comparison part between the information signal and the reference triangular wave voltage,
Increasing the slope of the square wave voltage and the input voltage of the controlled object is low
Output voltage information signal and the reference
The slope of the reference triangular wave voltage in the comparison with the square wave voltage
It is a smaller one .

【0020】この発明のスイッチング電源用制御回路に
より、入力電圧の一巡利得依存性を小さくでき、DUT
Yが小さくなった場合の一巡利得特性の利得上昇を抑え
ることができる。
With the control circuit for a switching power supply of the present invention, the loop gain dependency of the input voltage can be reduced.
It is possible to suppress an increase in gain of the loop gain characteristic when Y becomes small.

【0021】[0021]

【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて図面に基づいて説明する。図1〜図3は、この発明
のスイッチング電源用制御回路の第一実施形態を示す。
図1はこの実施形態におけるスイッチング電源装置の制
御回路の一部であるコンパレータ周辺部の構成を示す。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. 1 to 3 show a first embodiment of a switching power supply control circuit according to the present invention.
FIG. 1 shows a configuration of a peripheral portion of a comparator which is a part of a control circuit of the switching power supply device according to the present embodiment.

【0022】この実施形態のスイッチング電源用制御回
路は、基準電圧VREFとタイミング抵抗R1が直列に
接続され、これを利用して任意の充放電設定基準電流I
Rを設定する。そして、充放電設定基準電流IRに比例
した電流を流す充電用電流源IS1が、基準電圧VRE
Fに接続され、さらに、充電用電流電源IS1と直列に
接続されるとともに、充放電設定基準電流IRに比例し
た電流または、充放電設定基準電流IR同様に基準電圧
VREFまたは任意の定電圧源と任意の抵抗によって設
定された電流に比例した電流を流す放電用電流源IS2
を備える。
In the control circuit for a switching power supply according to this embodiment, a reference voltage VREF and a timing resistor R1 are connected in series.
Set R. Then, a charging current source IS1 for flowing a current proportional to the charge / discharge setting reference current IR is supplied to the reference voltage VRE.
F, and further connected in series with the charging current power supply IS1 and a current proportional to the charging / discharging setting reference current IR or a reference voltage VREF or any constant voltage source like the charging / discharging setting reference current IR. A discharge current source IS2 for flowing a current proportional to a current set by an arbitrary resistor
Is provided.

【0023】充電用電流電源IS1と放電用電流源IS
2との間には、充放電切り替えスイッチSW1,SW2
が直列に設けられている。この充放電切り替えスイッチ
SW1,SW2の間には、互いに直列に接続されたタイ
ミング容量C1,C2が接続されている。さらにタイミ
ング容量C1,C2の一方(図1では容量C2)には、
抵抗R2が並列に接続されている。この容量C1,C2
は、充電用電流源IS1により充電され、放電用電流源
IS2により放電される三角波発生用の容量である。こ
の容量C1,C2の両端で、基準三角波電圧VOSCが
発生する。
A current source for charging IS1 and a current source for discharging IS
2, the charge / discharge changeover switches SW1, SW2
Are provided in series. Timing capacitors C1, C2 connected in series with each other are connected between the charge / discharge changeover switches SW1, SW2. Further, one of the timing capacitors C1 and C2 (the capacitor C2 in FIG. 1) includes:
The resistor R2 is connected in parallel. These capacitances C1, C2
Is a capacitance for generating a triangular wave that is charged by the charging current source IS1 and discharged by the discharging current source IS2. At both ends of the capacitors C1 and C2, a reference triangular wave voltage VOSC is generated.

【0024】そして、タイミング容量C1は、上限検出
コンパレータCOMHの非反転入力端子と、下限検出コ
ンパレータCOMLの反転入力端に各々接続されてい
る。さらに、上限検出コンパレータCOMHの反転入力
端子には、上限設定電圧VHが接続され、下限検出コン
パレータCOMLの非反転入力端子には、下限設定電圧
VLが入力している。この上限検出コンパレータCOM
Hと下限検出コンパレータCOMLにより、容量Cに発
生する基準三角波電圧VOSCの波形の上限と下限を設
定している。
The timing capacitor C1 is connected to the non-inverting input terminal of the upper limit detection comparator COMH and the inverting input terminal of the lower limit detection comparator COML. Furthermore, the upper limit setting voltage VH is connected to the inverting input terminal of the upper limit detection comparator COMH, and the lower limit setting voltage VL is input to the non-inverting input terminal of the lower limit detection comparator COML. This upper limit detection comparator COM
H and the lower limit detection comparator COML set the upper and lower limits of the waveform of the reference triangular wave voltage VOSC generated in the capacitor C.

【0025】上限検出コンパレータCOMH、下限検出
コンパレータCOMLの各出力は、容量Cに発生した電
圧によりそれぞれの電圧で出力を反転させ、充放電切り
替えタイミング発生用のフリップフロップRSFFの各
R,S端子に各々入力している。
The outputs of the upper limit detection comparator COMH and the lower limit detection comparator COML are inverted at their respective voltages according to the voltage generated in the capacitor C, and connected to the respective R and S terminals of a flip-flop RSFF for generating a charge / discharge switching timing. Each has been entered.

【0026】フリップフロップRSFFの出力Qは、切
り替えスイッチSW1に接続しているとともに、論理否
定NOTを介して切り替えスイッチSW2に接続し、各
切り替えスイッチSW1,SW2を交互にオンオフす
る。以上により、基準三角波電圧発生回路を構成する。
The output Q of the flip-flop RSFF is connected to the changeover switch SW1 and to the changeover switch SW2 via a logical NOT, and the changeover switches SW1 and SW2 are turned on and off alternately. Thus, the reference triangular wave voltage generation circuit is configured.

【0027】さらに、基準三角波電圧VOSCは、コン
パレータCOMPの反転入力端子に接続し、容量Cによ
り発生した基準三角波電圧VOSCと出力電圧情報信号
VO’とを比較する。そして、コンパレータCOMPの
出力とフリップフロップRSFFの出力Qとの論理積A
NDをとることにより、比較結果による時比率DUTY
を持った制御パルス電圧を、制御パルス出力端子OUT
端子より出力する。
Further, the reference triangular wave voltage VOSC is connected to the inverting input terminal of the comparator COMP, and compares the reference triangular wave voltage VOSC generated by the capacitor C with the output voltage information signal VO '. And the logical product A of the output of the comparator COMP and the output Q of the flip-flop RSFF
By taking ND, the duty ratio DUTY according to the comparison result
A control pulse voltage having a control pulse output terminal OUT
Output from terminal.

【0028】上記構成のスイッチング電源装置の制御回
路について、その動作を以下に説明する。まず動作の概
要は上記従来の技術と同様に、基準電圧VREFと抵抗
R1により定電流である充放電設定基準電流IRが流れ
る。そして、この基準電流IRと比例した電流IONが
充電用電源IS1に設定される。このとき、容量C1の
電位が上限設定電圧VH及び下限設定電圧VLより低い
場合、下限検出コンパレータCOMLの出力がH、上限
検出コンパレータCOMHの出力がLを出力するため、
フリップフロップRSFFの出力QにはHが出力され
る。
The operation of the control circuit of the switching power supply having the above configuration will be described below. First, the outline of the operation is the same as in the above-described conventional technique, in which a charge / discharge setting reference current IR, which is a constant current, flows through the reference voltage VREF and the resistor R1. Then, a current ION proportional to the reference current IR is set in the charging power supply IS1. At this time, if the potential of the capacitor C1 is lower than the upper limit setting voltage VH and the lower limit setting voltage VL, the output of the lower limit detection comparator COML outputs H and the output of the upper limit detection comparator COMH outputs L.
H is output to the output Q of the flip-flop RSFF.

【0029】これにより、切り替えスイッチSW1がO
N、切り替えスイッチSW2がOFFとなり、容量C
1,C2に基準電圧VREFと抵抗R1により設定され
る定電流の基準電流IRに比例した電流IONが、充電
用電流源IS1から充電される。
As a result, the changeover switch SW1 is set to O
N, the changeover switch SW2 is turned off, and the capacitance C
1, a current ION proportional to a constant current reference current IR set by the reference voltage VREF and the resistor R1 is charged from the charging current source IS1.

【0030】そして、容量C1,C2の充電が進み基準
三角波電圧VOSCが下限設定電圧VLに達すると、下
限検出コンパレータCOMLの出力がLに反転する。し
かし、フリップフロップRSFFの働きによりその出力
QにはHが出力され続ける。そして、基準三角波電圧V
OSCが上限設定電圧VHに達すると、上限検出コンパ
レータCOMHの出力がHとなり、フリップフロップR
SFFの出力QがLに反転する。これにより、切り替え
スイッチSW1がOFF、切り替えスイッチSW2がO
Nとなり、容量C1,C2に充電された電荷を放電用電
流源IS2で設定された電流IOFFにより定電流放電
される。
When the charging of the capacitors C1 and C2 progresses and the reference triangular wave voltage VOSC reaches the lower limit setting voltage VL, the output of the lower limit detection comparator COML is inverted to L. However, the output Q of the flip-flop RSFF keeps outputting H. And the reference triangular wave voltage V
When the OSC reaches the upper limit setting voltage VH, the output of the upper limit detection comparator COMH becomes H, and the flip-flop R
The output Q of the SFF is inverted to L. As a result, the changeover switch SW1 is turned off and the changeover switch SW2 is set to O
N, and the electric charges charged in the capacitors C1 and C2 are discharged at a constant current by the current IOFF set by the discharging current source IS2.

【0031】放電が開始すると、基準三角波電圧VOS
Cが上限設定電圧VHより低下するため、上限検出コン
パレータCOMHの出力がLに再反転するが、フリップ
フロップRSFFの働きによりその出力QはLを保持し
続ける。そして、容量C1,C2の放電が進み、基準三
角波電圧VOSCが下限設定電圧VLに達すると、下限
検出コンパレータCOMLの出力がHに反転するため、
フリップフロップRSFFの出力QにHが出力され、切
り替えスイッチSW1がON、切り替えスイッチSW2
がOFFに切り替わり、容量C1,C2に電流IONで
定電流充電が開始される。
When the discharge starts, the reference triangular wave voltage VOS
Since C becomes lower than the upper limit setting voltage VH, the output of the upper limit detection comparator COMH is again inverted to L, but the output Q keeps L by the operation of the flip-flop RSFF. When the discharge of the capacitors C1 and C2 progresses and the reference triangular wave voltage VOSC reaches the lower limit setting voltage VL, the output of the lower limit detection comparator COML is inverted to H.
H is output to the output Q of the flip-flop RSFF, the switch SW1 is turned on, and the switch SW2 is turned on.
Is switched off, and constant current charging is started to the capacitors C1 and C2 with the current ION.

【0032】ここで、この実施形態のスイッチング電源
用制御回路は、図2示す動作波形を呈する。図2(a)
は容量C1に流れる充放電電流IOSC、(b)は容量
C1の両端電圧VC1、(c)は容量C2の両端電圧V
C2を示す。(d)はCT端子に発生する基準三角波電
圧VOSCを示す。また図中、動作状態の時間的変化を
示すため容量C1,C2への充電期間をTION、放電
期間をTIOFFとして図2中に記している。
Here, the switching power supply control circuit of this embodiment exhibits the operation waveforms shown in FIG. FIG. 2 (a)
Is the charge / discharge current IOSC flowing through the capacitor C1, (b) is the voltage VC1 across the capacitor C1, and (c) is the voltage V2 across the capacitor C2.
C2 is shown. (D) shows the reference triangular wave voltage VOSC generated at the CT terminal. Further, in FIG. 2, in order to show a temporal change in the operation state, the charging period to the capacitors C1 and C2 is indicated by TION, and the discharging period is indicated by TIOFF.

【0033】即ち、この実施形態では、図2に示すよう
に、容量C1に発生するVC1は充電電流IONに比例
した一定の傾きを持って上昇し続けるが、容量C2は電
流[ION−VC2/R2]で充電されるため、VC2
の電圧上昇の傾きが一定とはならず時間が経過するごと
に傾きが小さくなっていく。よって、VC1とVC2の
合成電圧である基準三角波電圧VOSCは、図2(d)
に示すようにVC2の電圧特性が現れ、電圧変化の傾き
が連続して徐々に小さくなっていくカーブを描きながら
上限設定電圧VHまで上昇し続ける。
That is, in this embodiment, as shown in FIG. 2, VC1 generated in the capacitor C1 continues to rise with a constant slope proportional to the charging current ION, but the capacitor C2 has the current [ION-VC2 / R2], VC2
Does not become constant, and decreases with time. Therefore, the reference triangular wave voltage VOSC, which is a composite voltage of VC1 and VC2, is shown in FIG.
As shown in FIG. 7, the voltage characteristic of VC2 appears, and the slope of the voltage change continues to increase to the upper limit set voltage VH while drawing a curve that gradually decreases.

【0034】次に、基準三角波電圧VOSCが上限設定
電圧VHに達すると上限検出コンパレータCOMHの出
力がHに反転し、フリップフロップRSFFのR入力に
印可されるためQは反転しLが出力される。これにより
切り替えスイッチSW1がOFF、SW2がONに切り
替わり、TIOFFに移行し容量C1,C2、及び抵抗
R2から放電電流IOFFを流し出す。
Next, when the reference triangular wave voltage VOSC reaches the upper limit set voltage VH, the output of the upper limit detection comparator COMH is inverted to H and applied to the R input of the flip-flop RSFF, so that Q is inverted and L is output. . As a result, the changeover switch SW1 is turned off and the switch SW2 is turned on, and the operation shifts to TIOFF, and the discharge current IOFF flows from the capacitors C1 and C2 and the resistor R2.

【0035】このとき、図2に示すように、VC1は放
電電流IOFFに比例した一定の傾きを持って下降し続
けるがVC2は、電流[−(IOFF−VC2/R
2)]で放電されるため、VC2に発生する電圧低下の
傾きが一定とはならず時間を経過するとともに傾きが小
さくなっていく。
At this time, as shown in FIG. 2, VC1 keeps falling with a constant slope proportional to the discharge current IOFF, while VC2 keeps the current [-(IOFF-VC2 / R).
2)], the slope of the voltage drop generated in VC2 does not become constant, and the slope decreases with time.

【0036】よって、VC1とVC2の合成電圧である
基準三角波電圧VOSCは、VC2の電圧特性が現れ、
電圧変化の傾きが連続して徐々に小さくなっていくカー
ブを描きながら下限設定電圧VLまで低下し続ける。
Therefore, the reference triangular wave voltage VOSC, which is a composite voltage of VC1 and VC2, has a voltage characteristic of VC2,
The slope of the voltage change continues to decrease to the lower limit set voltage VL while drawing a curve that gradually decreases.

【0037】以後、基準三角波電圧VOSCは、上限設
定電圧VHと下限設定電圧VLの間を上記のカーブを描
きながら充放電動作を繰り返し、電圧変化の傾きが連続
して変化するカーブを持つ波形を作り出す。そして、こ
の基準三角波電圧VOSCと出力電圧情報信号VO’と
を、コンパレータCOMPで比較しその出力をフリップ
フロップRSFFの出力Qとの論理積ANDをとること
でOUT端子に出力電圧を安定化するための所定の時比
率DUTYを持った制御パルス電圧を制御パルス出力端
子OUT端子から出力する。
Thereafter, the reference triangular wave voltage VOSC repeats the charge / discharge operation while drawing the above-mentioned curve between the upper limit set voltage VH and the lower limit set voltage VL, and has a waveform having a curve in which the slope of the voltage change changes continuously. produce. Then, the reference triangular wave voltage VOSC and the output voltage information signal VO ′ are compared by a comparator COMP, and the output is ANDed with the output Q of the flip-flop RSFF to stabilize the output voltage at the OUT terminal. The control pulse voltage having the predetermined duty ratio DUTY is output from the control pulse output terminal OUT.

【0038】ここで、コンパレータ周辺部の利得は、出
力電圧情報信号VO’の変化幅△VO’と、基準三角波
電圧VOSCとの比較後にOUT端子から出力される制
御パルス電圧の時比率変化幅△DUTYとの比で表され
る。
Here, the gain of the peripheral portion of the comparator is obtained by comparing the change width of the output voltage information signal VO 'with the reference pulse voltage VOSC and the control pulse voltage output from the OUT terminal after the comparison with the reference voltage VOSC. It is expressed by the ratio with DUTY.

【0039】また、一般的なスイッチング電源装置では
入力電圧が低い場合、制御パルス電圧の時比率DUTY
は大きく、入力電圧が高い場合のDUTYは小さくなる
という特性を有する。
In a general switching power supply, when the input voltage is low, the duty ratio DUTY of the control pulse voltage is low.
Is large, and the duty when the input voltage is high is small.

【0040】そこで、この実施形態のスイッチング電源
制御回路を適用すると、上記のように入力電圧が低い時
のコンパレータ周辺部の利得は、発生DUTYが大きく
なるため、図3(b)に示すように、基準三角波電圧V
OSCの高い電圧の部分で出力電圧情報信号VO’が比
較されることになり、この部分の基準三角波電圧VOS
Cの傾きは小さいため、△VO’の変化に対して、△D
UTYの変化は大きくなる。
Thus, when the switching power supply control circuit of this embodiment is applied, the gain around the comparator when the input voltage is low as described above increases the generated DUTY, as shown in FIG. 3B. , Reference triangular wave voltage V
The output voltage information signal VO 'is compared at the high voltage portion of the OSC, and the reference triangular wave voltage VOS of this portion is compared.
Since the slope of C is small, △ D
The change in UTY increases.

【0041】一方、入力電圧が高い時のコンパレータ周
辺部の利得は、上記とは逆に、図3(c)に示すよう
に、発生DUTYが小さくなるため基準三角波電圧VO
SCの低い電圧の部分で出力電圧情報信号VO’が比較
されることになり、この部分の基準三角波電圧VOSC
の傾きが大きいため、△VO’の変化に対して、△DU
TYの変化は小さくなる。
On the other hand, when the input voltage is high, the gain around the comparator is opposite to the above, as shown in FIG. 3 (c), since the generated DUTY becomes small, the reference triangular wave voltage VO
The output voltage information signal VO 'is compared at the low voltage portion of SC, and the reference triangular wave voltage VOSC of this portion is compared.
Is large, the change of △ VO 'causes the change of △ DU
The change in TY is small.

【0042】従って、入力電圧の低い場合と高い場合で
の△VO’を一定とし、各々の△DUTYとの比から、
入力電圧が低いと利得が大きく、入力電圧が高いと利得
が小さくなる特性が得られる。これはスイッチング電源
装置の一巡制御の利得特性が入力電圧に正の相関がある
のに対し逆の特性を示すことになる。これにより、入力
電圧に対して一巡制御の利得特性がほとんど変化しない
制御系を構成することが可能になり、DUTYが小さく
なった場合の一巡利得特性の利得上昇を抑えることがで
きる。
Therefore, △ VO ′ is constant when the input voltage is low and when the input voltage is high, and from the ratio with each △ DUTY,
When the input voltage is low, the gain is high, and when the input voltage is high, the gain is low. This means that the gain characteristic of the loop control of the switching power supply device has an opposite characteristic while the input voltage has a positive correlation. As a result, it is possible to configure a control system in which the gain characteristic of the loop control hardly changes with respect to the input voltage, and it is possible to suppress an increase in gain of the loop gain characteristic when DUTY decreases.

【0043】次に、この発明の第二実施形態について図
4〜図6を基にして説明する。ここで上記実施形態と同
様の部材は同一符号を付して説明を省略する。この実施
形態では、上記第一実施形態と同様の構成であって、タ
イミング容量C1,C2が互いに並列に接続され、一方
の容量C2にタイミング抵抗R2が直列に接続されてい
る。
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. Here, the same members as those in the above embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. In this embodiment, the configuration is the same as that of the first embodiment, except that timing capacitors C1 and C2 are connected in parallel with each other, and a timing resistor R2 is connected in series to one capacitor C2.

【0044】以上のように構成されたスイッチング電源
制御回路について、以下にその動作を図5、図6を参照
しながら説明する。図5において(a)は容量C1とC
2、及び抵抗R2に流れる充放電電流IOSCを示し、
(b)は容量C1に流れる充放電電流IC1を示し、
(c)は抵抗R2,容量C2に流れる充放電電流ICR
2を示す。(d)は容量C2に発生するタイミング容量
電圧VC2を示し、(e)はCT端子に発生する基準三
角波電圧VOSCを示す。
The operation of the switching power supply control circuit configured as described above will be described below with reference to FIGS. In FIG. 5, (a) shows capacitors C1 and C
2 and a charging / discharging current IOSC flowing through the resistor R2.
(B) shows a charge / discharge current IC1 flowing through the capacitor C1,
(C) is a charge / discharge current ICR flowing through the resistor R2 and the capacitor C2.
2 is shown. (D) shows the timing capacitance voltage VC2 generated at the capacitor C2, and (e) shows the reference triangular wave voltage VOSC generated at the CT terminal.

【0045】この実施形態では、IC1は[ION−
(VOSC−VC2)/R2]で表され、基準三角波電
圧VOSCは、図5に示すように、その立ち上がり当初
はVC2より電圧が低いため、IC1は充電電流ION
より多くなり基準三角波電圧VOSCの電圧上昇の傾き
は大きくなる。そして、基準三角波電圧VOSCが上限
設定電圧VHに達する直前には、R2の効果により基準
三角波電圧VOSCはVC2より高くなっているため、
IC1は充電電流IONより少なくなり基準三角波電圧
VOSCの電圧上昇の傾きは小さくなる。
In this embodiment, IC1 is [ION-
(VOSC−VC2) / R2], and the reference triangular wave voltage VOSC is lower than VC2 at the beginning of its rise, as shown in FIG.
As the number increases, the slope of the voltage rise of the reference triangular wave voltage VOSC increases. Immediately before the reference triangular wave voltage VOSC reaches the upper limit set voltage VH, the reference triangular wave voltage VOSC is higher than VC2 due to the effect of R2.
IC1 becomes smaller than the charging current ION, and the slope of the voltage rise of the reference triangular wave voltage VOSC becomes smaller.

【0046】よって、TION中では、TION初期に
IC1が充電電流IONより多い状態からTION終期
にはIC1が充電電流IONより少ない状態に徐々に減
少していく特性を持つことになり基準三角波電圧VOS
Cの電圧上昇の傾きは一定にはならず時間が経過してい
くごとに傾きが連続して小さくなっていくカーブを描き
ながら上限設定電圧VHまで上昇し続ける。
Therefore, during ION, IC1 has such a characteristic that it gradually decreases from the state where IC1 is larger than the charging current ION at the beginning of TION to the state where IC1 is smaller than the charging current ION at the end of TION.
The slope of the voltage rise of C does not become constant, but continues to rise to the upper limit set voltage VH while drawing a curve in which the slope continuously decreases as time passes.

【0047】次に、基準三角波電圧VOSCが上限設定
電圧VHに達すると上限検出コンパレータCOMHの出
力がHに反転し、SW1がOFF、SW2がONに切り
替わりTIOFFに移行し容量C1,C2,抵抗R2か
ら放電電流IOFFを流す。
Next, when the reference triangular wave voltage VOSC reaches the upper limit setting voltage VH, the output of the upper limit detection comparator COMH is inverted to H, SW1 is turned off, SW2 is turned on, and the state shifts to TIOFF, and the capacitances C1, C2, and the resistor R2 are switched. Discharge current IOFF.

【0048】このとき、IC1は、[−IOFF−(V
OSC−VC2)/R2]で表され、基準三角波電圧V
OSCは、VC2より電圧が高いため、IC1は放電電
流IOFFより多くなり基準三角波電圧VOSCの電圧
低下の傾きは大きくなる。また、基準三角波電圧VOS
Cが下限設定電圧VLに達するときには、抵抗R2の効
果により基準三角波電圧VOSCはVC2より低くなっ
ているため、IC1は放電電流IOFFより少なくなり
基準三角波電圧VOSCの電圧低下の傾きは小さくな
る。
At this time, IC1 outputs [-IOFF- (V
OSC-VC2) / R2], and the reference triangular wave voltage V
Since OSC has a higher voltage than VC2, IC1 becomes larger than the discharge current IOFF, and the slope of the voltage drop of the reference triangular wave voltage VOSC increases. Also, the reference triangular wave voltage VOS
When C reaches the lower limit set voltage VL, the reference triangular wave voltage VOSC is lower than VC2 due to the effect of the resistor R2, so that IC1 becomes smaller than the discharge current IOFF and the slope of the voltage drop of the reference triangular wave voltage VOSC becomes smaller.

【0049】よって、TIOFF中では、TIOFF初
期のIC1が放電電流IOFFより多い状態から、TI
OFF終期のIC1が放電電流IOFFより少ない状態
に徐々に減少していく特性を持つことになる。そして、
基準三角波電圧VOSCの電圧低下の傾きは、一定には
ならず時間が経過していくごとに傾きが連続して小さく
なっていくカーブを描きながら下限設定電圧VLまで低
下し続ける。
Therefore, during TIOFF, the state where IC1 at the beginning of TIOFF is larger than the discharge current IOFF is changed from TI1 to TI1.
IC1 at the end of OFF has a characteristic of gradually decreasing to a state smaller than the discharge current IOFF. And
The slope of the voltage drop of the reference triangular wave voltage VOSC does not become constant but continues to decrease to the lower limit setting voltage VL while drawing a curve in which the slope continuously decreases as time passes.

【0050】以後、基準三角波電圧VOSCは、上限設
定電圧VHと下限設定電圧VLの間を同様のカーブを描
きながら充放電動作を繰り返し、電圧変化の傾きが連続
して変化するカーブを持つ波形を作り出す。
Thereafter, the reference triangular wave voltage VOSC repeats the charge / discharge operation while drawing a similar curve between the upper limit set voltage VH and the lower limit set voltage VL, and has a waveform having a curve in which the slope of the voltage change changes continuously. produce.

【0051】この実施形態においても、図6(b)に示
すように、入力電圧が低い時は基準三角波電圧VOSC
の高い電圧の部分で出力電圧情報信号VO’が比較され
ることになり、この部分の基準三角波電圧VOSCの傾
きは小さいため、△VO’の変化に対して、△DUTY
の変化は大きくなる。一方、入力電圧が高い時のコンパ
レータ周辺部の利得は、上記とは逆に、図6(c)に示
すように、発生DUTYが小さくなるため基準三角波電
圧VOSCの低い電圧の部分で出力電圧情報信号VO’
が比較されることになり、この部分の基準三角波電圧V
OSCの傾きが大きいため、△VO’の変化に対して、
△DUTYの変化は小さくなる。
Also in this embodiment, as shown in FIG. 6B, when the input voltage is low, the reference triangular wave voltage VOSC
The output voltage information signal VO 'is compared in the portion of the high voltage, and the slope of the reference triangular wave voltage VOSC in this portion is small.
Changes are large. On the other hand, when the input voltage is high, the gain around the comparator is opposite to the above, as shown in FIG. 6 (c), since the generated DUTY is small, the output voltage information is low in the reference triangular wave voltage VOSC. Signal VO '
Are compared, and the reference triangular wave voltage V
Due to the large OSC slope, the change in △ VO '
Δ The change in DUTY is small.

【0052】従って、入力電圧の低い場合と高い場合で
の△VO’を一定とし、各々の△DUTYとの比から、
入力電圧が低いと利得が大きく、入力電圧が高いと利得
が小さくなる特性が得られ、上記実施形態と同様の効果
を得ることができる。
Therefore, △ VO ′ is constant when the input voltage is low and when the input voltage is high, and based on the ratio with each △ DUTY,
When the input voltage is low, the gain is large, and when the input voltage is high, the characteristic that the gain is small is obtained, and the same effect as the above embodiment can be obtained.

【0053】次に、この発明の第三実施形態について図
7〜図9を基にして説明する。ここで上記実施形態と同
様の部材は同一符号を付して説明を省略する。この実施
形態では、上記第一実施形態と同様の構成であって、R
T端子を介してタイミング抵抗R1,R2が並列に接続
されている。さらに、抵抗R2は、FETやその他のト
ランジスタTRのソースまたはエミッタに接続してい
る。このトランジスタTRのドレインまたはコレクタは
接地され、そのゲートまたはベースが、切り替えスイッ
チSW1等と容量Cとの間でCT端子に接続している。
これにより、基準三角波電圧VOSCに反比例した充放
電設定可変電流IVRを流す。ここで、充放電設定基準
電流IRは、図8に示すように、基準電流IR1とIV
Rの和である。
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. Here, the same members as those in the above embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. In this embodiment, the configuration is the same as that of the first embodiment, and R
Timing resistors R1 and R2 are connected in parallel via the T terminal. Further, the resistor R2 is connected to the source or the emitter of the FET or another transistor TR. The drain or collector of the transistor TR is grounded, and the gate or base is connected to the CT terminal between the switch SW1 and the like and the capacitor C.
As a result, a charge / discharge setting variable current IVR that is inversely proportional to the reference triangular wave voltage VOSC flows. Here, the charge / discharge setting reference current IR is, as shown in FIG.
It is the sum of R.

【0054】また、容量Cは上記実施形態と同様に、コ
ンパレータCOMPの反転入力端子に接続され、コンパ
レータCOMPの非反転入力端子には、出力電圧情報信
号VO’が入力している。そしてコンパレータCOMP
の出力が、その比較結果である時比率DUTYを持った
制御パルス電圧として、制御パルス出力端子OUT端子
より出力する。
The capacitor C is connected to the inverting input terminal of the comparator COMP as in the above embodiment, and the output voltage information signal VO 'is input to the non-inverting input terminal of the comparator COMP. And the comparator COMP
Is output from a control pulse output terminal OUT as a control pulse voltage having a duty ratio DUTY as a comparison result.

【0055】以上のように構成されたスイッチング電源
制御回路について、以下にその動作を図8、図9を参照
しながら説明する。図8において(a)は容量Cに流れ
る充放電電流IOSCを示し、(b)はR1に流れる基
準電流IR1を示し、(c)は抵抗R2,TRに流れる
IVRを示し、(d)は基準電流IR1とIVRの合成
電流である充放電設定基準電流IRを示している。ま
た、(e)はCT端子に発生する基準三角波電圧VOS
Cを示す。
The operation of the switching power supply control circuit configured as described above will be described below with reference to FIGS. 8A shows a charge / discharge current IOSC flowing through the capacitor C, FIG. 8B shows a reference current IR1 flowing through R1, FIG. 8C shows an IVR flowing through the resistors R2 and TR, and FIG. A charge / discharge setting reference current IR, which is a combined current of the currents IR1 and IVR, is shown. (E) is a reference triangular wave voltage VOS generated at the CT terminal.
C is shown.

【0056】この実施形態では、充電電流IONは[I
R1+IVR]で表され、更にIR1は[VREF/R
1]となり、IVRは[(VREF−VOSC−VT
H)/R2]で表される。ここで、式中R1、R2、V
REF、トランジスタ閾値電圧VTHの各値は、時間に
よらず一定値であるが、IVRは決定する要素に時間と
ともに変化する基準三角波電圧VOSCが入っているた
め、充電電流IONは時間の関数になる。
In this embodiment, the charging current ION is [I
R1 + IVR], and IR1 is [VREF / R
1] and IVR is [(VREF-VOSC-VT)
H) / R2]. Where R1, R2, V
Each value of REF and the transistor threshold voltage VTH is a constant value regardless of time, but since the IVR includes a reference triangular wave voltage VOSC that changes with time, the charging current ION is a function of time. .

【0057】まず、図8に示すように、TION中は充
電電流IONで容量Cを充電していくため、IVRは基
準三角波電圧VOSCの電圧上昇に伴い徐々に電流変化
の傾きが連続して小さくなりながら電流が減少していく
特性を持つことになる。IVRは充電電流IONの一部
であるから、これにより、基準三角波電圧VOSCは、
下限設定電圧VLからの電圧上昇する傾きが一定とはな
らず時間が経過するごとに徐々に電圧変化の傾きが連続
して小さくなっていくカーブを描きながら上限設定電圧
VHまで上昇し続ける。
First, as shown in FIG. 8, since the capacitor C is charged with the charging current ION during the TION, the gradient of the current change gradually decreases as the reference triangular wave voltage VOSC increases. As a result, the current decreases. Since the IVR is a part of the charging current ION, the reference triangular wave voltage VOSC is
The slope at which the voltage rises from the lower limit set voltage VL does not become constant, and continues to increase to the upper limit set voltage VH while drawing a curve in which the slope of the voltage change gradually decreases over time.

【0058】そして、基準三角波電圧VOSCが上限設
定電圧VHに達すると、上限検出コンパレータCOMH
の出力がHに反転してフリップフロップRSFFのRに
印可されるため、出力Qは反転しLが出力される。これ
により切り替えスイッチSW1がOFF、SW2がON
に切り替わり、TIOFFに移行し容量Cから放電電流
IOFFを流し出す。この実施形態の回路では、放電電
流IOFFも、基準電流IR1とIVRの和である基準
電流IRに比例するため、時間の関数になる。このた
め、TIOFF中も、容量Cが放電電流IOFFにより
放電されていくため、IVRは基準三角波電圧VOSC
の電圧低下に伴い電流変化が徐々に大きくなりながら電
流増加をしていく特性を持つことになる。よって、基準
三角波電圧VOSCは、上限設定電圧VHから電圧低下
する傾きが一定とはならず時間が経過するごとに徐々に
電圧変化の傾きが大きくなっていくカーブを描きながら
下限設定電圧VLまで低下し続ける。
When the reference triangular wave voltage VOSC reaches the upper limit set voltage VH, the upper limit detection comparator COMH
Is inverted to H and applied to R of the flip-flop RSFF, the output Q is inverted and L is output. This causes the changeover switch SW1 to be OFF and the switch SW2 to be ON.
To discharge the discharge current IOFF from the capacitor C. In the circuit of this embodiment, the discharge current IOFF is also a function of time because it is proportional to the reference current IR which is the sum of the reference currents IR1 and IVR. Therefore, even during TIOFF, the capacitance C is discharged by the discharge current IOFF, so that the IVR is equal to the reference triangular wave voltage VOSC.
Has a characteristic that the current increases while the current change gradually increases as the voltage decreases. Therefore, the reference triangular wave voltage VOSC decreases to the lower limit set voltage VL while drawing a curve in which the slope of the voltage drop from the upper limit set voltage VH does not become constant but gradually increases with time. Keep doing.

【0059】以後、上限設定電圧VHと下限設定電圧V
Lの間を同様のカーブを描きながら充放電動作を繰り返
し、電圧変化の傾きが連続して変化するカーブを持つ波
形を作り出す。
Thereafter, the upper limit set voltage VH and the lower limit set voltage V
The charge / discharge operation is repeated while drawing a similar curve during L to create a waveform having a curve in which the slope of the voltage change changes continuously.

【0060】この実施形態においても、図9(b)に示
すように、入力電圧が低い時は基準三角波電圧VOSC
の高い電圧の部分で出力電圧情報信号VO’が比較され
ることになり、この部分の基準三角波電圧VOSCの傾
きは小さいため、△VO’の変化に対して、△DUTY
の変化は大きくなる。一方、入力電圧が高い時のコンパ
レータ周辺部の利得は、上記とは逆に、図9(c)に示
すように、発生DUTYが小さくなるため基準三角波電
圧VOSCの低い電圧の部分で出力電圧情報信号VO’
が比較されることになり、この部分の基準三角波電圧V
OSCの傾きが大きいため、△VO’の変化に対して、
△DUTYの変化は小さくなる。
Also in this embodiment, as shown in FIG. 9B, when the input voltage is low, the reference triangular wave voltage VOSC
The output voltage information signal VO 'is compared in the portion of the high voltage, and the slope of the reference triangular wave voltage VOSC in this portion is small.
Changes are large. On the other hand, when the input voltage is high, the gain around the comparator is opposite to the above, and as shown in FIG. 9 (c), the generated DUTY becomes smaller, so that the output voltage information becomes lower at the lower voltage of the reference triangular wave voltage VOSC. Signal VO '
Are compared, and the reference triangular wave voltage V
Due to the large OSC slope, the change in △ VO '
Δ The change in DUTY is small.

【0061】従って、入力電圧の低い場合と高い場合で
の△VO’を一定とし、各々の△DUTYとの比から、
入力電圧が低いと利得が大きく、入力電圧が高いと利得
が小さくなる特性が得られ、上記実施形態と同様の効果
を得ることができる。
Therefore, △ VO ′ is constant when the input voltage is low and when the input voltage is high, and from the ratio with each △ DUTY,
When the input voltage is low, the gain is large, and when the input voltage is high, the characteristic that the gain is small is obtained, and the same effect as the above embodiment can be obtained.

【0062】次に、この発明の第四実施形態について図
10〜図12を基にして説明する。ここで上記実施形態
と同様の部材は同一符号を付して説明を省略する。この
実施形態では、上記第三実施形態と同様の構成であっ
て、RT端子を介してタイミング抵抗R1と並列にFE
T等のトランジスタTRが設けられ、RT端子側をその
ドレインまたはコレクタに接続し、ソースまたはエミッ
タをタイミング抵抗R2に接続している。そして、トラ
ンジスタTRのゲートまたはベースは、容量C側のCT
端子に接続し、抵抗R2の他端を接地することで基準三
角波電圧VOSCに比例した充放電設定可変電流IVR
を流す。充放電設定基準電流IRは、図10に示すよう
に、基準電流IR1とIVRの和のである。
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. Here, the same members as those in the above embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. In this embodiment, the configuration is the same as that of the third embodiment, and the FE is connected in parallel with the timing resistor R1 via the RT terminal.
A transistor TR such as T is provided, the RT terminal side is connected to its drain or collector, and its source or emitter is connected to the timing resistor R2. The gate or base of the transistor TR is connected to the CT on the capacitor C side.
Terminal, and the other end of the resistor R2 is grounded, so that the charge / discharge setting variable current IVR proportional to the reference triangular wave voltage VOSC is obtained.
Flow. The charge / discharge setting reference current IR is the sum of the reference current IR1 and the IVR, as shown in FIG.

【0063】また、容量Cは上記第三実施形態とは逆
に、コンパレータCOMPの非反転入力端子に接続さ
れ、コンパレータCOMPの反転入力端子には、出力電
圧情報信号VO’が入力している。そしてコンパレータ
COMPの出力が、その比較結果である時比率DUTY
を持った制御パルス電圧として、制御パルス出力端子O
UT端子より出力する。
Further, contrary to the third embodiment, the capacitor C is connected to the non-inverting input terminal of the comparator COMP, and the output voltage information signal VO 'is input to the inverting input terminal of the comparator COMP. Then, the output of the comparator COMP is the duty ratio DUTY, which is the comparison result.
A control pulse output terminal O
Output from UT terminal.

【0064】以上のように構成されたスイッチング電源
制御回路について、以下にその動作を図11、図12を
参照しながら説明する。図11において(a)は容量C
に流れる充放電電流IOSCを示し、(b)はR1に流
れる基準電流IR1を示し、(c)は抵抗R2,TRに
流れるIVRを示し、(d)は基準電流IR1とIVR
の合成電流である充放電設定基準電流IRを示してい
る。また、(e)はCT端子に発生する基準三角波電圧
VOSCを示す。
The operation of the switching power supply control circuit configured as described above will be described below with reference to FIGS. In FIG. 11, (a) shows the capacitance C
(B) shows the reference current IR1 flowing through R1, (c) shows the IVR flowing through the resistors R2 and TR, and (d) shows the reference currents IR1 and IVR.
Shows a charge / discharge setting reference current IR, which is a combined current of. (E) shows the reference triangular wave voltage VOSC generated at the CT terminal.

【0065】この実施形態では、充電電流IONは[I
R1+IVR]で表され、更にIR1は[VREF/R
1]で、IVRは[(VOSC−VTH)/R2]で表
される。ここで、式中R1、R2、VREF、トランジ
スタ閾値電圧VTHの各値は、時間によらず一定値であ
るが、IVRは決定する要素に時間とともに変化する基
準三角波電圧VOSCが入っているため、充電電流IO
Nは時間の関数になる。
In this embodiment, the charging current ION is [I
R1 + IVR], and IR1 is [VREF / R
1], the IVR is represented by [(VOSC-VTH) / R2]. Here, in the equation, each value of R1, R2, VREF, and the transistor threshold voltage VTH is a constant value regardless of time, but since IVR includes a reference triangular wave voltage VOSC that changes with time, Charging current IO
N is a function of time.

【0066】まず、図11に示すように、TION中は
充電電流IONで容量Cを充電していくため、IVRは
基準三角波電圧VOSCの電圧上昇に伴い徐々に電流変
化の傾きが連続して大きくなりながら電流が増加してい
く特性を持つ。IVRは充電電流IONの一部であるか
ら、これにより、基準三角波電圧VOSCは、下限設定
電圧VLからの電圧上昇する傾きが一定とはならず時間
が経過するごとに徐々に電圧変化の傾きが連続して大き
くなっていくカーブを描きながら上限設定電圧VHまで
上昇し続ける。そして、基準三角波電圧VOSCが上限
設定電圧VHに達すると、上限検出コンパレータCOM
Hの出力がHに反転し、フリップフロップRSFFのR
に印可されるため出力Qは反転しLが出力される。これ
により切り替えスイッチSW1がOFF、SW2がON
に切り替わることでTIOFFに移行し容量Cから放電
電流IOFFを流し出す。
First, as shown in FIG. 11, since the capacitor C is charged with the charging current ION during the ION, the IVR has a gradually increasing current change gradient with the rise of the reference triangular wave voltage VOSC. It has the characteristic that the current increases as it becomes. Since the IVR is a part of the charging current ION, the reference triangular wave voltage VOSC does not have a constant slope of voltage rise from the lower limit setting voltage VL, and the slope of the voltage change gradually with time. It continues to rise to the upper limit set voltage VH while drawing a continuously increasing curve. When the reference triangular wave voltage VOSC reaches the upper limit set voltage VH, the upper limit detection comparator COM
The output of H is inverted to H, and R of the flip-flop RSFF
, The output Q is inverted and L is output. This causes the changeover switch SW1 to be OFF and the switch SW2 to be ON.
Is switched to TIOFF, and the discharge current IOFF flows out of the capacitor C.

【0067】TIOFF直後、放電により基準三角波電
圧VOSCが上限設定電圧VHより低くなるため上限検
出コンパレータCOMHの出力が再反転しLとなるがフ
リップフロップRSFFの働きにより出力QにはLが保
持され、TIOFFが継続する。
Immediately after TIOFF, since the reference triangular wave voltage VOSC becomes lower than the upper limit set voltage VH due to the discharge, the output of the upper limit detection comparator COMH is again inverted to L, but L is held in the output Q by the function of the flip-flop RSFF. TIOFF continues.

【0068】ここで、この実施形態の回路では、放電電
流IOFFもIR1とIVRの和IRに比例するため時
間の関数になる。このため、TIOFF中も容量Cが放
電電流IOFFにより放電されていくためIVRは基準
三角波電圧VOSCの電圧低下に伴い電流変化が徐々に
小さくなりながら電流減少をしていく特性を持つことに
なる。よって、基準三角波電圧VOSCは上限設定電圧
VHから電圧低下する傾きが一定とはならず時間が経過
するごとに徐々に電圧変化の傾きが小さくなっていくカ
ーブを描きながら下限設定電圧VLまで低下し続ける。
Here, in the circuit of this embodiment, the discharge current IOFF is also a function of time because it is proportional to the sum IR of IR1 and IVR. For this reason, even during TIOFF, the capacitance C is discharged by the discharge current IOFF, so that the IVR has a characteristic that the current decreases gradually as the reference triangular wave voltage VOSC decreases, and the current decreases gradually. Therefore, the reference triangular wave voltage VOSC decreases to the lower limit set voltage VL while drawing a curve in which the slope of the voltage drop from the upper limit set voltage VH does not become constant but gradually decreases with time. to continue.

【0069】以後、上限設定電圧VHと下限設定電圧V
Lの間を同様のカーブを描きながら充放電動作を繰り返
し、電圧変化の傾きが連続して変化するカーブを持つ波
形を作り出す。
Thereafter, the upper limit set voltage VH and the lower limit set voltage V
The charge / discharge operation is repeated while drawing a similar curve during L to create a waveform having a curve in which the slope of the voltage change changes continuously.

【0070】この実施形態においても、図12(b)に
示すように、入力電圧が低い時は基準三角波電圧VOS
Cの低い電圧の部分で出力電圧情報信号VO’が比較さ
れることになり、この部分の基準三角波電圧VOSCの
傾きは小さいため、△VO’の変化に対して、△DUT
Yの変化は大きくなる。一方、入力電圧が高い時のコン
パレータ周辺部の利得は、上記とは逆に、図12(c)
に示すように、発生DUTYが小さくなるため基準三角
波電圧VOSCの高い電圧の部分で出力電圧情報信号V
O’が比較されることになり、この部分の基準三角波電
圧VOSCの傾きが大きいため、△VO’の変化に対し
て、△DUTYの変化は小さくなる。
Also in this embodiment, as shown in FIG. 12B, when the input voltage is low, the reference triangular wave voltage VOS
The output voltage information signal VO 'is compared in the low voltage portion of C, and the slope of the reference triangular wave voltage VOSC in this portion is small.
The change in Y increases. On the other hand, when the input voltage is high, the gain around the comparator is opposite to the above, and the gain in FIG.
As shown in FIG. 7, since the generated DUTY becomes small, the output voltage information signal V
O 'is compared, and since the slope of the reference triangular wave voltage VOSC in this portion is large, the change in △ DUTY is smaller than the change in △ VO'.

【0071】従って、入力電圧の低い場合と高い場合で
の△VO’を一定とし、各々の△DUTYとの比から、
入力電圧が低いと利得が大きく、入力電圧が高いと利得
が小さくなる特性が得られ、上記実施形態と同様の効果
を得ることができる。
Therefore, △ VO ′ is constant when the input voltage is low and when the input voltage is high, and from the ratio with each △ DUTY,
When the input voltage is low, the gain is large, and when the input voltage is high, the characteristic that the gain is small is obtained, and the same effect as the above embodiment can be obtained.

【0072】なお、この発明のスイッチング電源用制御
回路は、上記実施形態に限定されるものではなく、基準
三角波電圧をスイッチング電源の利得特性に合わせて、
これを打ち消すような曲線を備えた波形であれば良く、
その形成回路は問わない。
Note that the switching power supply control circuit of the present invention is not limited to the above embodiment, and the reference triangular wave voltage is adjusted according to the gain characteristic of the switching power supply.
It is sufficient if the waveform has a curve that cancels this out,
The formation circuit does not matter.

【0073】[0073]

【発明の効果】この発明のスイッチング電源用制御回路
は、電源側の電圧変動に対してその利得特性が変動して
もそれをうち消すように制御信号が出力されるものであ
り、一巡利得の変動が少なく、安定な出力が得られる。
従って、この制御回路をスイッチング電源に設けること
により、広範囲な電源仕様に対応可能なものである。
According to the switching power supply control circuit of the present invention, a control signal is output so as to cancel the fluctuation even if the gain characteristic fluctuates with respect to the voltage fluctuation on the power supply side. Stable output is obtained with little fluctuation.
Therefore, by providing this control circuit in the switching power supply, it is possible to support a wide range of power supply specifications.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】この発明の第一実施形態のスイッチング電源用
制御回路を示す回路構成図である。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a switching power supply control circuit according to a first embodiment of the present invention.

【図2】この実施形態のスイッチング電源用制御回路の
動作波形を示す説明図である。
FIG. 2 is an explanatory diagram showing operation waveforms of the switching power supply control circuit of the embodiment.

【図3】この実施形態のスイッチング電源用制御回路の
出力の動作波形を示す説明図である。
FIG. 3 is an explanatory diagram showing operation waveforms of an output of the switching power supply control circuit of the embodiment.

【図4】この発明の第二実施形態のスイッチング電源用
制御回路を示す回路構成図である。
FIG. 4 is a circuit configuration diagram showing a switching power supply control circuit according to a second embodiment of the present invention.

【図5】この実施形態のスイッチング電源用制御回路の
動作波形を示す説明図である。
FIG. 5 is an explanatory diagram showing operation waveforms of the switching power supply control circuit of the embodiment.

【図6】この実施形態のスイッチング電源用制御回路の
出力の動作波形を示す説明図である。
FIG. 6 is an explanatory diagram showing an operation waveform of an output of the switching power supply control circuit of the embodiment.

【図7】この発明の第三実施形態のスイッチング電源用
制御回路を示す回路構成図である。
FIG. 7 is a circuit diagram showing a switching power supply control circuit according to a third embodiment of the present invention.

【図8】この実施形態のスイッチング電源用制御回路の
動作波形を示す説明図である。
FIG. 8 is an explanatory diagram showing operation waveforms of the switching power supply control circuit of this embodiment.

【図9】この実施形態のスイッチング電源用制御回路の
出力の動作波形を示す説明図である。
FIG. 9 is an explanatory diagram showing an operation waveform of an output of the switching power supply control circuit of the embodiment.

【図10】この発明の第四実施形態のスイッチング電源
用制御回路を示す回路構成図である。
FIG. 10 is a circuit diagram showing a switching power supply control circuit according to a fourth embodiment of the present invention.

【図11】この実施形態のスイッチング電源用制御回路
の動作波形を示す説明図である。
FIG. 11 is an explanatory diagram showing operation waveforms of the switching power supply control circuit of this embodiment.

【図12】この実施形態のスイッチング電源用制御回路
の出力の動作波形を示す説明図である。
FIG. 12 is an explanatory diagram showing operation waveforms of an output of the switching power supply control circuit of this embodiment.

【図13】従来のスイッチング電源用制御回路を示す回
路構成図である。
FIG. 13 is a circuit configuration diagram showing a conventional switching power supply control circuit.

【図14】従来のスイッチング電源用制御回路の動作波
形を示す説明図である。
FIG. 14 is an explanatory diagram showing operation waveforms of a conventional switching power supply control circuit.

【図15】従来のスイッチング電源用制御回路の出力の
動作波形を示す説明図である。
FIG. 15 is an explanatory diagram showing an operation waveform of an output of a conventional switching power supply control circuit.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

C,C1,C2 タイミング容量 R,R1,R2 タイミング抵抗 COML 下限検出コンパレータ COMH 上限検出コンパレータ COMP コンパレータ IS1 充電用電流源 IS2 放電用電流源 OUT 制御パルス出力端子 SW1,SW2 切り替えスイッチ C, C1, C2 Timing capacity R, R1, R2 Timing resistance COML Lower limit detection comparator COMH Upper limit detection comparator COMP Comparator IS1 Charging current source IS2 Discharging current source OUT Control pulse output terminal SW1, SW2 switch

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項1】 電源制御回路の一部であり制御パルス信
号を発生するコンパレータと、所定の基準三角波電圧を
発生させる基準三角波電圧発生回路と、基準三角波電圧
発生用のタイミング容量とを有するスイッチング電源用
制御回路において、 上記基準三角波電圧の傾きを連続的に変化させる電圧変
化手段を設け、この電圧変化手段は、複数の上記タイミ
ング容量を直列に接続し、この各タイミング容量の一方
に並列に抵抗を接続して成り、上記抵抗を接続したタイ
ミング容量に流れる電流が時間とともに連続的に変化す
ることにより、上記タイミング容量の充電時の上記基準
三角波電圧の波形を時間とともに傾きが小さくなる形状
に設定し、上記制御対象の入力電圧が高い場合の出力電
圧情報信号と基準三角波電圧との比較部分での上記基準
三角波電圧の傾きを大きくし、制御対象の入力電圧が低
い場合におけるその制御対象の出力電圧情報信号と基準
三角波電圧との比較部分での上記基準三角波電圧の傾き
を小さくしたことを特徴とするスイッチング電源用制御
回路。
1. A switching power supply comprising a comparator which is a part of a power supply control circuit and generates a control pulse signal, a reference triangular wave voltage generating circuit which generates a predetermined reference triangular wave voltage, and a timing capacitor for generating a reference triangular wave voltage. A voltage change means for continuously changing the slope of the reference triangular wave voltage, the voltage change means comprising a plurality of the time
Connected in series, and one of these timing capacitors
The current flowing through the timing capacitor connected with the resistor changes continuously with time.
By the above, the reference at the time of charging the timing capacity
Shape of the slope of the triangular wave voltage waveform that decreases with time
Output voltage when the input voltage of the controlled object is high.
The above reference in the comparison part between the pressure information signal and the reference triangular wave voltage
Increase the slope of the triangular wave voltage so that the input voltage of the
Output voltage information signal and reference
The slope of the reference triangular wave voltage in the comparison part with the triangular wave voltage
A control circuit for a switching power supply, characterized by having a reduced size .
【請求項2】 電源制御回路の一部であり制御パルス信
号を発生するコンパレータと、所定の基準三角波電圧を
発生させる基準三角波電圧発生回路と、基準三角波電圧
発生用のタイミング容量とを有するスイッチング電源用
制御回路において、 上記基準三角波電圧の傾きを連続的に変化させる電圧変
化手段を設け、この電圧変化手段は、複数の上記タイミ
ング容量を並列に接続し、この各タイミング容量の一方
に直列に抵抗を接続して成り、上記タイミング容量に流
れる電流が時間とともに連続的に変化することにより、
上記タイミング容量の充電時の上記基準三角波電圧の波
形を時間とともに傾きが小さくなる形状に設定し、上記
制御対象の入力電圧が高い場合の出力電圧情報信号と基
準三角波電圧との比較部分での上記基準三角波電圧の傾
きを大きくし、制御対象の入力電圧が低い場合における
その制御対象の出力電圧情報信号と基準三角波電圧との
比較部分での上記基準三角 波電圧の傾きを小さくした
とを特徴とするスイッチング電源用制御回路。
2. A switching power supply comprising a comparator which is a part of a power supply control circuit and generates a control pulse signal, a reference triangular wave voltage generating circuit which generates a predetermined reference triangular wave voltage, and a timing capacitor for generating a reference triangular wave voltage. A voltage change means for continuously changing the slope of the reference triangular wave voltage, the voltage change means comprising a plurality of the time
Connected in parallel, and one of these timing capacitors
Connected in series with a resistor, and the current flowing through the timing capacitor changes continuously with time,
Wave of the reference triangular wave voltage when charging the timing capacity
Set the shape so that the slope decreases with time, and
Output voltage information signal and base when the input voltage of the control target is high
The slope of the reference triangular wave voltage in the comparison with the quasi-triangular wave voltage
When the input voltage of the control target is low.
Between the control target output voltage information signal and the reference triangular wave voltage.
Control circuit for a switching power supply, wherein this <br/> and having a small tilt of the reference triangular wave voltage of the comparison portion.
【請求項3】 電源制御回路の一部であり制御パルス信
号を発生するコンパレータと、所定の基準三角波電圧を
発生させる基準三角波電圧発生回路と、基準三角波電圧
発生用のタイミング容量とタイミング抵抗を有するスイ
ッチング電源用制御回路において、 上記基準三角波電圧の傾きを連続的に変化させる電圧変
化手段を設け、この電圧変化手段は、上記タイミング容
量にゲートまたはベースが接続されたトランジスタを備
え、このトランジスタへ上記タイミング抵抗に流れる充
放電設定可変電流が流れるように接続し、上記タイミン
グ容量に流れる電流を時間とともに連続的に変化させ、
上記制御対象の入力電圧が高い場合の出力電圧情報信号
と基準三角波電圧との比較部分での上記基準三角波電圧
の傾きを大きくし、制御対象の入力電圧が低い場合にお
けるその制御対象の出力電圧情報信号と基準三角波電圧
との比較部分での上記基準三角波電圧の傾きを小さくし
ことを特徴とするスイッチング電源用制御回路。
3. A comparator which is a part of a power supply control circuit and generates a control pulse signal, has a reference triangular wave voltage generating circuit for generating a predetermined reference triangular wave voltage, and has a timing capacitor and a timing resistor for generating a reference triangular wave voltage. in the switching power supply control circuit, the voltage changing means for continuously changing the inclination of the reference triangular wave voltage provided, the voltage varying means, said timing ml
Transistor with a gate or base connected to the
In addition, charging the transistor flowing through the timing resistor
It is connected so that the discharge setting variable current flows, and the current flowing in the timing capacity is continuously changed with time,
Output voltage information signal when the input voltage of the control target is high
Reference triangular wave voltage in the comparison part between
When the input voltage of the control target is low,
Output voltage information signal and reference triangular wave voltage
The slope of the reference triangular wave voltage at the point of comparison with
A control circuit for a switching power supply.
JP10443199A 1999-04-12 1999-04-12 Control circuit for switching power supply Expired - Lifetime JP3352048B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP10443199A JP3352048B2 (en) 1999-04-12 1999-04-12 Control circuit for switching power supply

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP10443199A JP3352048B2 (en) 1999-04-12 1999-04-12 Control circuit for switching power supply

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2000299979A JP2000299979A (en) 2000-10-24
JP3352048B2 true JP3352048B2 (en) 2002-12-03

Family

ID=14380496

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP10443199A Expired - Lifetime JP3352048B2 (en) 1999-04-12 1999-04-12 Control circuit for switching power supply

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP3352048B2 (en)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4463827B2 (en) * 2005-06-29 2010-05-19 ローム株式会社 Video signal processing circuit and electronic device equipped with the same
CN105991024A (en) * 2015-02-09 2016-10-05 成都锐成芯微科技有限责任公司 Self-oscillation DC-DC circuit

Also Published As

Publication number Publication date
JP2000299979A (en) 2000-10-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6717458B1 (en) Method and apparatus for a DC-DC charge pump voltage converter-regulator circuit
US5436550A (en) AC-DC converter having saw-tooth wave generating circuit in active filter
EP1361649A1 (en) Dc-dc converter
JP4630165B2 (en) DC-DC converter
JP2004229431A (en) Charge pump type dc/dc converter
JPH05111241A (en) Dc/dc converter
JP3352048B2 (en) Control circuit for switching power supply
US7145381B2 (en) Apparatus for controlling a boosted voltage and method of controlling a boosted voltage
JP3141810B2 (en) Oscillator circuit
KR100314165B1 (en) A pulse generating apparatus
JP6863789B2 (en) Switching regulator
US7535206B2 (en) Synchronous rectifying type switching regulator control circuit and semiconductor integrated circuit including the same
JP2718068B2 (en) Amplitude control trapezoidal wave generator
JPH09135568A (en) Dc/dc converter
JP2871067B2 (en) Oscillation circuit
JP4810132B2 (en) Delay circuit and ripple converter
CN109407744B (en) Linear constant current control system and method for constant current control of a load
JP4830238B2 (en) DC / DC converter circuit
JPH03121614A (en) Oscillating circuit
KR0110705Y1 (en) Waveform generator
JP2007067508A (en) Sawtooth wave generating circuit and dc-dc converter
JPH0410807A (en) Clock signal generating circuit
JPH06273476A (en) Voltage application current measurement circuit
JPH0923640A (en) Pulse width modulation circuit for dc/dc converter
KR0153866B1 (en) A timer

Legal Events

Date Code Title Description
R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070920

Year of fee payment: 5

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080920

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080920

Year of fee payment: 6

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090920

Year of fee payment: 7

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100920

Year of fee payment: 8

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100920

Year of fee payment: 8

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110920

Year of fee payment: 9

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110920

Year of fee payment: 9

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120920

Year of fee payment: 10

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120920

Year of fee payment: 10

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130920

Year of fee payment: 11

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

EXPY Cancellation because of completion of term