JP3333026B2 - 超音波診断装置 - Google Patents
超音波診断装置Info
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- JP3333026B2 JP3333026B2 JP31218793A JP31218793A JP3333026B2 JP 3333026 B2 JP3333026 B2 JP 3333026B2 JP 31218793 A JP31218793 A JP 31218793A JP 31218793 A JP31218793 A JP 31218793A JP 3333026 B2 JP3333026 B2 JP 3333026B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、被検体に超音波を送波
することによって得られたエコー情報に基づいて、表示
器に断層像等の画像を表示する超音波診断装置に関する
ものである。
することによって得られたエコー情報に基づいて、表示
器に断層像等の画像を表示する超音波診断装置に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】超音波プローブから超音波を被検体内に
送波し、その被検体内の反射部位で反射されたエコーを
超音波プローブで受波し、検波、増幅等の処理を行なっ
た後に、画像として表示器に表示する超音波診断装置が
医療用等に広く用いられている。このような超音波診断
装置の場合、被検体中の超音波は伝播距離が増すにつれ
減衰を受けるため、プローブの受波面から遠い位置から
戻ってきた受波信号ほどレベルは小さくなる。そのた
め、超音波診断装置には広いダイナミックレンジが要求
される。そこで、STC （Sensitivity Time Control: 受
波信号に施される増幅（あるいは減衰）の増減を送波時
からの経過時間に従って行なう制御）によって、帰投時
間の遅い遠方からの微弱な受波信号ほどゲインを上げる
処理を適切に行なう。しかし、このような処理を行なっ
た後でも、60dB以上になることが多い。
送波し、その被検体内の反射部位で反射されたエコーを
超音波プローブで受波し、検波、増幅等の処理を行なっ
た後に、画像として表示器に表示する超音波診断装置が
医療用等に広く用いられている。このような超音波診断
装置の場合、被検体中の超音波は伝播距離が増すにつれ
減衰を受けるため、プローブの受波面から遠い位置から
戻ってきた受波信号ほどレベルは小さくなる。そのた
め、超音波診断装置には広いダイナミックレンジが要求
される。そこで、STC （Sensitivity Time Control: 受
波信号に施される増幅（あるいは減衰）の増減を送波時
からの経過時間に従って行なう制御）によって、帰投時
間の遅い遠方からの微弱な受波信号ほどゲインを上げる
処理を適切に行なう。しかし、このような処理を行なっ
た後でも、60dB以上になることが多い。
【０００３】このような広いダイナミックレンジ内の受
波信号強度の違いを視覚的に表現するため、超音波診断
装置においては、レベル圧縮処理が不可欠である。一般
的に用いられる手法として対数圧縮があり、エコー信号
S(t)とすると対数圧縮後の出力V(t)は、 V(t)=20A log | S(t) | で定義される。ここでlog は常用対数であり、A はV/dB
の単位で表される変換係数である。この手法を実現する
手段としては、遂次飽和型対数増幅器がよく用いられ
る。そのブロック構成と入出力特性をそれぞれ図２およ
び図３に示す。図１において、A1およびA2は、一定ゲイ
ンDs [dB] の増幅器、またU1、U2およびU3は単位対数圧
縮回路を示す。
波信号強度の違いを視覚的に表現するため、超音波診断
装置においては、レベル圧縮処理が不可欠である。一般
的に用いられる手法として対数圧縮があり、エコー信号
S(t)とすると対数圧縮後の出力V(t)は、 V(t)=20A log | S(t) | で定義される。ここでlog は常用対数であり、A はV/dB
の単位で表される変換係数である。この手法を実現する
手段としては、遂次飽和型対数増幅器がよく用いられ
る。そのブロック構成と入出力特性をそれぞれ図２およ
び図３に示す。図１において、A1およびA2は、一定ゲイ
ンDs [dB] の増幅器、またU1、U2およびU3は単位対数圧
縮回路を示す。
【０００４】このようにレベル圧縮された受波信号は、
ノイズレベルに至るまでの微弱の信号成分を含む。その
ため、より遠方の観察深度を達成するには、受波信号の
帯域外の成分をフィルタによって除去するのが一般的で
ある。これは、一例として図４に示すように、逐次飽和
型対数増幅器A1の入力段に帯域通過濾波器（バンドパス
・フィルタ BPF）を設けることによって可能である。同
図におけるU1、U2およびU3は、単位対数増幅回路であ
る。しかし、超音波診断装置に用いられる超音波はパル
ス状で広い周波数成分を有するため、極端に受波信号の
通過帯域を狭めることは信号波形の劣化につながり、画
像の分解能を低下させてしまう。
ノイズレベルに至るまでの微弱の信号成分を含む。その
ため、より遠方の観察深度を達成するには、受波信号の
帯域外の成分をフィルタによって除去するのが一般的で
ある。これは、一例として図４に示すように、逐次飽和
型対数増幅器A1の入力段に帯域通過濾波器（バンドパス
・フィルタ BPF）を設けることによって可能である。同
図におけるU1、U2およびU3は、単位対数増幅回路であ
る。しかし、超音波診断装置に用いられる超音波はパル
ス状で広い周波数成分を有するため、極端に受波信号の
通過帯域を狭めることは信号波形の劣化につながり、画
像の分解能を低下させてしまう。
【０００５】超音波は、生体中では高周波成分ほど伝播
に伴う減衰が大きいことが知られている。この特性を利
用して、特開昭57-170236 や実開昭57-203363 では、バ
ンドパス・フィルタの特性をエコーの帰投時間に伴って
低周波側にシフトするよう制御する方法が開示されてい
る。この方法では、高周波成分が低下している遠距離領
域において高周波側のノイズを低減させることができ、
SN比が向上する。
に伴う減衰が大きいことが知られている。この特性を利
用して、特開昭57-170236 や実開昭57-203363 では、バ
ンドパス・フィルタの特性をエコーの帰投時間に伴って
低周波側にシフトするよう制御する方法が開示されてい
る。この方法では、高周波成分が低下している遠距離領
域において高周波側のノイズを低減させることができ、
SN比が向上する。
【０００６】この他、特開昭62-211049 では、対数増幅
器の複数のステージの中でノイズレベルが多く含まれる
最も高感度のスレージのみバンドパス・フィルタを介在
させ、これによって遠距離領域における高周波側のノイ
ズを低減させる方法が開示されている。
器の複数のステージの中でノイズレベルが多く含まれる
最も高感度のスレージのみバンドパス・フィルタを介在
させ、これによって遠距離領域における高周波側のノイ
ズを低減させる方法が開示されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする問題点】特開昭57-170236 や
実開昭57-203363 の方式は、近距離および中距離領域の
受波信号を劣化させることなく、遠距離領域のSN比を向
上させることができる。しかし、経時的にフィルタの特
性を制御しなければならないため、回路や調整法が複雑
化しコスト増を招く。
実開昭57-203363 の方式は、近距離および中距離領域の
受波信号を劣化させることなく、遠距離領域のSN比を向
上させることができる。しかし、経時的にフィルタの特
性を制御しなければならないため、回路や調整法が複雑
化しコスト増を招く。
【０００８】特開昭62-211049 に開示の方式では、逐次
飽和型対数増幅器の複数のステージの中で微小信号の領
域のみフィルタが作用し、信号レベルが高い近・中距離
からのエコーは直接的にはフィルタの影響を受けない構
造となっている。しかし、この対数増幅器の出力は複数
のステージの和であるため、近・中距離からのエコーも
微小信号の領域のステージの影響を間接的に受けてしま
う。このことをさらに詳述する。
飽和型対数増幅器の複数のステージの中で微小信号の領
域のみフィルタが作用し、信号レベルが高い近・中距離
からのエコーは直接的にはフィルタの影響を受けない構
造となっている。しかし、この対数増幅器の出力は複数
のステージの和であるため、近・中距離からのエコーも
微小信号の領域のステージの影響を間接的に受けてしま
う。このことをさらに詳述する。
【０００９】これらの逐次飽和型対数増幅器は、図２に
示すように複数、例えば３つの単位対数増幅回路U1、U2
およびU3によって構成され、それらが信号レベルの異な
る段階（これをステージと称する）の対数変換を行な
う。１つのステージは、ダイナミックレンジDs [dB] の
対数変換を行なう。さらに、それぞれのステージ間に
は、信号に対する利得がDs [dB] ずつ増加するように増
幅が施される。単位対数増幅回路U1、U2およびU3に対す
るステージをそれぞれST1 、ST2 およびST3 とすれば、
図３に示すように、それぞれのステージが対数変換を受
け持つ受波信号のレベルは、ステージST1 が０〜-Ds [d
B]、同ST2 が-Ds 〜-2Ds [dB] 、同ST3 が-2Ds〜-3Ds
[dB] となる。各ステージの入力信号がそのステージの
受け持つ信号レベル範囲以上になると、飽和レベルVs
[V]となる。３つのステージの出力を加算器（Σ）で加
算することによって、3Ds [dB]の広いダイナミックレン
ジで受波信号を対数変換することが可能となる。
示すように複数、例えば３つの単位対数増幅回路U1、U2
およびU3によって構成され、それらが信号レベルの異な
る段階（これをステージと称する）の対数変換を行な
う。１つのステージは、ダイナミックレンジDs [dB] の
対数変換を行なう。さらに、それぞれのステージ間に
は、信号に対する利得がDs [dB] ずつ増加するように増
幅が施される。単位対数増幅回路U1、U2およびU3に対す
るステージをそれぞれST1 、ST2 およびST3 とすれば、
図３に示すように、それぞれのステージが対数変換を受
け持つ受波信号のレベルは、ステージST1 が０〜-Ds [d
B]、同ST2 が-Ds 〜-2Ds [dB] 、同ST3 が-2Ds〜-3Ds
[dB] となる。各ステージの入力信号がそのステージの
受け持つ信号レベル範囲以上になると、飽和レベルVs
[V]となる。３つのステージの出力を加算器（Σ）で加
算することによって、3Ds [dB]の広いダイナミックレン
ジで受波信号を対数変換することが可能となる。
【００１０】図５に示されるように、ステージST1 およ
びST2 が動作する信号レベルにおいては、ステージST3
は矩形波に近い形v3となる。特開昭62-211049 に示され
る構成では、「増幅率の最も高い入力端子」、すなわち
ステージST3 の入力端子に「帯域通過濾波器」（バンド
パス・フィルタ）が挿入されている。そのためステージ
ST3 の入力は、かなり鈍って遅延された波形となる。こ
のようなステージST3の出力v3a が同ST1 およびST2 の
出力に合成されると、図６に示されるように、対数変換
出力voは入力信号レベルviに対して著しくリニアリティ
が悪化する。したがって、断層画像のコントラスト分解
能を損なう結果となる。
びST2 が動作する信号レベルにおいては、ステージST3
は矩形波に近い形v3となる。特開昭62-211049 に示され
る構成では、「増幅率の最も高い入力端子」、すなわち
ステージST3 の入力端子に「帯域通過濾波器」（バンド
パス・フィルタ）が挿入されている。そのためステージ
ST3 の入力は、かなり鈍って遅延された波形となる。こ
のようなステージST3の出力v3a が同ST1 およびST2 の
出力に合成されると、図６に示されるように、対数変換
出力voは入力信号レベルviに対して著しくリニアリティ
が悪化する。したがって、断層画像のコントラスト分解
能を損なう結果となる。
【００１１】本発明はこのような事情に鑑み、簡単な構
成で、広いダイナミックレンジにわたって解像度やコン
トラスト分解能を損なうことなく、SN比に優れた超音波
診断装置を実現することを目的とする。
成で、広いダイナミックレンジにわたって解像度やコン
トラスト分解能を損なうことなく、SN比に優れた超音波
診断装置を実現することを目的とする。
【００１２】
【問題点を解決するための手段】このような問題点を解
決するために、本発明によれば、被検体に超音波を送波
するとともに、被検体中で反射された超音波エコーを電
気信号に変換することによって受波信号を得、受波信号
を遂次飽和型対数増幅器によってレベル圧縮を行ない、
画像表示する超音波診断装置は、遂次飽和型対増幅器の
特定のステージの入力信号について、受波信号が所定の
レベルより低い場合には、受波信号がローパスフィルタ
を通過した信号とし、受波信号が所定レベル以上の場合
には、特定のステージの出力を飽和レベルにさせるレベ
ルの信号とする手段を具備する。
決するために、本発明によれば、被検体に超音波を送波
するとともに、被検体中で反射された超音波エコーを電
気信号に変換することによって受波信号を得、受波信号
を遂次飽和型対数増幅器によってレベル圧縮を行ない、
画像表示する超音波診断装置は、遂次飽和型対増幅器の
特定のステージの入力信号について、受波信号が所定の
レベルより低い場合には、受波信号がローパスフィルタ
を通過した信号とし、受波信号が所定レベル以上の場合
には、特定のステージの出力を飽和レベルにさせるレベ
ルの信号とする手段を具備する。
【００１３】
【作用】本発明の超音波診断装置から被検体に超音波が
送波されると、被検体中で反射波（エコー）が生成され
る。このエコーは電気信号に変換され受波信号となる。
受波信号は逐次飽和型対数増幅器に入力され、レベル圧
縮される。
送波されると、被検体中で反射波（エコー）が生成され
る。このエコーは電気信号に変換され受波信号となる。
受波信号は逐次飽和型対数増幅器に入力され、レベル圧
縮される。
【００１４】本発明による逐次飽和型対数増幅器の構成
例を図１に示す。この対数増幅器の各ステージの対数変
換ダイナミックレンジを図２と同様にDs [dB] とする。
複数のステージのうちの特定のステージ、例えばST3 に
次の手段を設ける。すなわちこの手段は、所定レベルVt
h [dB]以下のエコー信号は低域通過濾波器（ローパスフ
ィルタ LPF）を通過させ、このレベルVth 以上の信号は
そのステージの飽和レベルに変換して出力するように構
成されている。図１に示されている波形処理回路U4がそ
の役割を行なう。同図において、A1およびA2は、増幅率
Ａの単位増幅器を示し、またU1、U2およびU3は単位対数
圧縮回路を示す。
例を図１に示す。この対数増幅器の各ステージの対数変
換ダイナミックレンジを図２と同様にDs [dB] とする。
複数のステージのうちの特定のステージ、例えばST3 に
次の手段を設ける。すなわちこの手段は、所定レベルVt
h [dB]以下のエコー信号は低域通過濾波器（ローパスフ
ィルタ LPF）を通過させ、このレベルVth 以上の信号は
そのステージの飽和レベルに変換して出力するように構
成されている。図１に示されている波形処理回路U4がそ
の役割を行なう。同図において、A1およびA2は、増幅率
Ａの単位増幅器を示し、またU1、U2およびU3は単位対数
圧縮回路を示す。
【００１５】所定レベルVth は、ステージST3 の上限
値、もしくはこの上限値よりもやや低めの値に設定され
る。すなわち、 Vth ≦-2Ds [dB] となる。この対数増幅器に入力される受波信号のうちス
テージST3 が受け持つ領域では、ノイズ成分がかなりの
割合で含まれる。そこで、この閾値レベルVth は、フィ
ルタ処理の対象となる信号レベル範囲を設定するための
ものである。各ステージが扱う信号のレベルを図７に示
す。
値、もしくはこの上限値よりもやや低めの値に設定され
る。すなわち、 Vth ≦-2Ds [dB] となる。この対数増幅器に入力される受波信号のうちス
テージST3 が受け持つ領域では、ノイズ成分がかなりの
割合で含まれる。そこで、この閾値レベルVth は、フィ
ルタ処理の対象となる信号レベル範囲を設定するための
ものである。各ステージが扱う信号のレベルを図７に示
す。
【００１６】さて、入力される受波信号レベル|Vi|がレ
ベルVth を下まわる場合、ステージST1 およびST2 の出
力はどちらも０[V] となり、対数増幅器の出力は、ステ
ージST3 の入力成分のみが対数変換されたものとなる。
この場合、ステージST3 に入力される受波信号は、波形
処理回路のLPF 機能を通過させたものであるので、図８
に示すように、高周波成分のノイズが除去され、SN比の
良い信号となる。このLPF 機能を通過させることにより
受波信号には位相遅れが生ずるが、他のステージの出力
は０であるため、対数変換特性には影響を及ぼさない。
ベルVth を下まわる場合、ステージST1 およびST2 の出
力はどちらも０[V] となり、対数増幅器の出力は、ステ
ージST3 の入力成分のみが対数変換されたものとなる。
この場合、ステージST3 に入力される受波信号は、波形
処理回路のLPF 機能を通過させたものであるので、図８
に示すように、高周波成分のノイズが除去され、SN比の
良い信号となる。このLPF 機能を通過させることにより
受波信号には位相遅れが生ずるが、他のステージの出力
は０であるため、対数変換特性には影響を及ぼさない。
【００１７】次に、この対数増幅器に入力される受波信
号レベル|Vi|が所定レベルVth 以上の場合、ステージST
2 、さらには同ST1 でも受波信号の対数変換が行なわれ
る。したがって、対数増幅器の出力は、ステージST3 お
よびST2 （およびステージST1 ）によって対数変換され
た信号の和となる。この場合、ステージST3 に入力され
る受波信号は、LPF 機能を通過した信号ではなく、ステ
ージST3 の出力を飽和レベルにさせるレベルの信号に変
換されたものであるので、LPF 機能を通過することによ
る位相遅れは生じない。したがって、図９に示すよう
に、他のステージの出力と加算された合成出力は、周波
数特性の優れた対数変換特性を得ることができる。
号レベル|Vi|が所定レベルVth 以上の場合、ステージST
2 、さらには同ST1 でも受波信号の対数変換が行なわれ
る。したがって、対数増幅器の出力は、ステージST3 お
よびST2 （およびステージST1 ）によって対数変換され
た信号の和となる。この場合、ステージST3 に入力され
る受波信号は、LPF 機能を通過した信号ではなく、ステ
ージST3 の出力を飽和レベルにさせるレベルの信号に変
換されたものであるので、LPF 機能を通過することによ
る位相遅れは生じない。したがって、図９に示すよう
に、他のステージの出力と加算された合成出力は、周波
数特性の優れた対数変換特性を得ることができる。
【００１８】前述のように、生体中を伝播する超音波は
高周波成分ほど早く減衰するため、遠距離からの微弱な
受波信号は低周波成分が多い。そのため、最も低レベル
の信号を受け持つステージST3 においてローパスフィル
タによって高周波成分を除去するように構成しても、受
波信号中のエコーによる成分には影響を与えず、ノイズ
成分を低減することができる。
高周波成分ほど早く減衰するため、遠距離からの微弱な
受波信号は低周波成分が多い。そのため、最も低レベル
の信号を受け持つステージST3 においてローパスフィル
タによって高周波成分を除去するように構成しても、受
波信号中のエコーによる成分には影響を与えず、ノイズ
成分を低減することができる。
【００１９】近・中距離からの比較的大きなレベルの受
波信号は、エコーによる信号成分がノイズ成分より充分
大きいため、ローパスフィルタを通過させる必要がな
い。仮に、ローパスフィルタを通過させたとすると、近
距離の高周波成分を損ない、画像の分解能を低下させる
であろう。ステージST1 およびST2 にはローパスフィル
タ機能を設けていない。そこで、これらのステージが受
け持つ信号レベルについてはそのような影響がない。し
かし、もし仮に、ステージST3 への入力が本発明のよう
に「所定レベル以上の場合には出力を飽和レベルにさせ
るレベルの信号」となるように波形処理回路U4が構成さ
れていないとすると、LPF 機能が働いてしまうであろ
う。その場合は、ステージST3 の入力はかなり鈍って遅
延された波形となろう。
波信号は、エコーによる信号成分がノイズ成分より充分
大きいため、ローパスフィルタを通過させる必要がな
い。仮に、ローパスフィルタを通過させたとすると、近
距離の高周波成分を損ない、画像の分解能を低下させる
であろう。ステージST1 およびST2 にはローパスフィル
タ機能を設けていない。そこで、これらのステージが受
け持つ信号レベルについてはそのような影響がない。し
かし、もし仮に、ステージST3 への入力が本発明のよう
に「所定レベル以上の場合には出力を飽和レベルにさせ
るレベルの信号」となるように波形処理回路U4が構成さ
れていないとすると、LPF 機能が働いてしまうであろ
う。その場合は、ステージST3 の入力はかなり鈍って遅
延された波形となろう。
【００２０】しかし本発明による超音波診断装置の場
合、所定レベルVth 以上の高い信号レベルにおいては、
ステージST3 の入力信号はステージの飽和レベルの信号
に変換されるので、LPF 機能の影響を受けず、近・中距
離からの受波信号のリニアリティや周波数特性の良い対
数変換が行われる。
合、所定レベルVth 以上の高い信号レベルにおいては、
ステージST3 の入力信号はステージの飽和レベルの信号
に変換されるので、LPF 機能の影響を受けず、近・中距
離からの受波信号のリニアリティや周波数特性の良い対
数変換が行われる。
【００２１】
【実施例】図10は、本発明による超音波診断装置の全体
構成の一例を示す機能ブロック図である。制御回路部10
からのコントロールにて送受信部12が動作し、超音波振
動子群14からの受波信号（複数）を得る。これらの受波
信号は、遅延回路部16にてそれぞれの信号に固有の所定
の遅延量を与えられて加算され、１本の受波整相出力18
となる。この受波整相出力18は逐次飽和型対数増幅部20
に入力される。本実施例における対数増幅部20は、図１
に示しすでに説明した構成になっている。
構成の一例を示す機能ブロック図である。制御回路部10
からのコントロールにて送受信部12が動作し、超音波振
動子群14からの受波信号（複数）を得る。これらの受波
信号は、遅延回路部16にてそれぞれの信号に固有の所定
の遅延量を与えられて加算され、１本の受波整相出力18
となる。この受波整相出力18は逐次飽和型対数増幅部20
に入力される。本実施例における対数増幅部20は、図１
に示しすでに説明した構成になっている。
【００２２】図11は、図１に示す波形処理回路U4に含ま
れている低域通過フィルタの一例を示す機能回路図であ
る。ここで、電源電圧VPが正、VNが負であり、両者は絶
対値が実質的に等しい。また、この回路への入力、およ
びそれからの出力は各々、ViおよびVoである。
れている低域通過フィルタの一例を示す機能回路図であ
る。ここで、電源電圧VPが正、VNが負であり、両者は絶
対値が実質的に等しい。また、この回路への入力、およ
びそれからの出力は各々、ViおよびVoである。
【００２３】トランジスタQ1およびQ2のベースにはそれ
ぞれ、０[V] および所定レベルVth[V] のバイアスが与
えられている。トランジスタQ1のベースには入力信号Vi
が加わる。差動増幅回路の性質から、Vi＜Vth のときト
ランジスタQ1がON、同Q2がOFF 、Vi＞Vth のときトラン
ジスタQ1がOFF 、同Q2がONになる。
ぞれ、０[V] および所定レベルVth[V] のバイアスが与
えられている。トランジスタQ1のベースには入力信号Vi
が加わる。差動増幅回路の性質から、Vi＜Vth のときト
ランジスタQ1がON、同Q2がOFF 、Vi＞Vth のときトラン
ジスタQ1がOFF 、同Q2がONになる。
【００２４】次に、トランジスタQ1a およびQ2a のベー
スにはそれぞれ、０[V] および -Vth [V] のバイアスが
与えられている。トランジスタQ1a のベースには、トラ
ンジスタQ1と同様、入力信号Viが加わり、差動増幅回路
の性質から、Vi＞−Vth のときトランジスタQ1a がON、
同Q2a がOFF 、Vi＜−Vth のときトランジスタQ1a がOF
F 、同Q2a がONになる。
スにはそれぞれ、０[V] および -Vth [V] のバイアスが
与えられている。トランジスタQ1a のベースには、トラ
ンジスタQ1と同様、入力信号Viが加わり、差動増幅回路
の性質から、Vi＞−Vth のときトランジスタQ1a がON、
同Q2a がOFF 、Vi＜−Vth のときトランジスタQ1a がOF
F 、同Q2a がONになる。
【００２５】したがって、図12に示すように、(1) Vi＞
Vth のときは、トランジスタQ1がOFF 、同Q2がON、同Q1
a がON、同Q2a がOFF 、(2) −Vth ＜Vi＜Vth のとき
は、トランジスタQ1がON、同Q2がOFF 、同Q1a がON、同
Q2a がOFF 、(3) Vi＜−Vth のときトランジスタQ1がO
N、同Q2がOFF 、同Q1a がOFF 、同Q2a がONとなる。す
なわち、入力信号Viの絶対値が閾値の絶対値｜Vth ｜よ
りも小さければ、トランジスタQ2およびQ2a ともにOFF
状態となり、ダイオードD1およびD1aには電流が流れな
い。このため、フィルタ回路(LPF) 50の終端部のインピ
ーダンスは、純抵抗R3のみとなり、フィルタ特性にはな
んら影響がない。
Vth のときは、トランジスタQ1がOFF 、同Q2がON、同Q1
a がON、同Q2a がOFF 、(2) −Vth ＜Vi＜Vth のとき
は、トランジスタQ1がON、同Q2がOFF 、同Q1a がON、同
Q2a がOFF 、(3) Vi＜−Vth のときトランジスタQ1がO
N、同Q2がOFF 、同Q1a がOFF 、同Q2a がONとなる。す
なわち、入力信号Viの絶対値が閾値の絶対値｜Vth ｜よ
りも小さければ、トランジスタQ2およびQ2a ともにOFF
状態となり、ダイオードD1およびD1aには電流が流れな
い。このため、フィルタ回路(LPF) 50の終端部のインピ
ーダンスは、純抵抗R3のみとなり、フィルタ特性にはな
んら影響がない。
【００２６】入力信号Viが＋側の閾値を越えると、トラ
ンジスタQ2がON状態となる。トランジスタQ2a はOFF 状
態なので、＋側電源から抵抗R2を経由しトランジスタQ2
に流れる電流は、ダイオードD1および抵抗R3を通してグ
ランド(GND) に流出する。この時の電流をダイオードD1
の動作抵抗が抵抗R3に対して充分小さな値となるような
電流値とすれば、フィルタLPF を経由して抵抗R3に至る
信号は、ダイオードD1の両端の低いインピーダンスに吸
収されてしまい、ほとんど電圧変化を生じない。この時
のダイオードD1の電流は、 (VP-Vth-VBE)/R2 となり、ほぼ一定値である。ただし、VBE はトランジス
タのベース・エミッタ間の電位差であり、通常は約0.6
V 程度である。
ンジスタQ2がON状態となる。トランジスタQ2a はOFF 状
態なので、＋側電源から抵抗R2を経由しトランジスタQ2
に流れる電流は、ダイオードD1および抵抗R3を通してグ
ランド(GND) に流出する。この時の電流をダイオードD1
の動作抵抗が抵抗R3に対して充分小さな値となるような
電流値とすれば、フィルタLPF を経由して抵抗R3に至る
信号は、ダイオードD1の両端の低いインピーダンスに吸
収されてしまい、ほとんど電圧変化を生じない。この時
のダイオードD1の電流は、 (VP-Vth-VBE)/R2 となり、ほぼ一定値である。ただし、VBE はトランジス
タのベース・エミッタ間の電位差であり、通常は約0.6
V 程度である。
【００２７】このようにダイオードD1の電流がほぼ一定
のため、この時の出力電圧Voの値、すなわちダイオード
D1の順方向電圧降下は、ダイオードD1の特性で決まる一
定電圧である。この電圧は、概ね0.7 [V] 程度である。
のため、この時の出力電圧Voの値、すなわちダイオード
D1の順方向電圧降下は、ダイオードD1の特性で決まる一
定電圧である。この電圧は、概ね0.7 [V] 程度である。
【００２８】同様にして、入力信号Viが−側の閾値を越
えるとトランジスタQ2a がON状態となる。トランジスタ
Q2はOFF 状態なので、−側電源から抵抗R2a を経由して
トランジスタQ2a に流れる電流は、ダイオードD1a およ
び抵抗R3を通してグランドに流出する。ダイオードD1a
の電流は、 (VN+Vth+VBE)/R2a となり、この電流が出力電圧Voとして-0.7 [V]を生成す
る。このように、飽和レベルを出力することが理解され
る。以上の説明から、図１に示す回路全体の動作が図７
に示すようになることが容易に理解される。
えるとトランジスタQ2a がON状態となる。トランジスタ
Q2はOFF 状態なので、−側電源から抵抗R2a を経由して
トランジスタQ2a に流れる電流は、ダイオードD1a およ
び抵抗R3を通してグランドに流出する。ダイオードD1a
の電流は、 (VN+Vth+VBE)/R2a となり、この電流が出力電圧Voとして-0.7 [V]を生成す
る。このように、飽和レベルを出力することが理解され
る。以上の説明から、図１に示す回路全体の動作が図７
に示すようになることが容易に理解される。
【００２９】こうして得られた信号Voはその後、図10に
示すように対数増幅および検波22などの処理を施され、
アナログ・ディジタル(A/D) 変換(24)される。その後、
ディジタル・スキャン・コンバータ(DSC) 26によってビ
デオ信号に変換され、CRT などの画像出力装置28に超音
波断層像がリアルタイムで表示される。
示すように対数増幅および検波22などの処理を施され、
アナログ・ディジタル(A/D) 変換(24)される。その後、
ディジタル・スキャン・コンバータ(DSC) 26によってビ
デオ信号に変換され、CRT などの画像出力装置28に超音
波断層像がリアルタイムで表示される。
【００３０】
【発明の効果】本発明によれば、このように簡単な構成
で、広いダイナミックレンジにわたって解像度やコント
ラスト分解能を損なうことなく、SN比に優れた超音波診
断装置の実現が可能となる。
で、広いダイナミックレンジにわたって解像度やコント
ラスト分解能を損なうことなく、SN比に優れた超音波診
断装置の実現が可能となる。
【図１】本発明による逐次飽和型対数増幅器の構成例を
示す機能ブロック図である。
示す機能ブロック図である。
【図２】従来例における遂次飽和型対数増幅器のブロッ
ク構成を示す機能ブロック図である。
ク構成を示す機能ブロック図である。
【図３】図２に示す回路例の入出力特性を示すグラフで
ある。
ある。
【図４】受波信号の帯域外の成分をフィルタによって除
去する従来例を示す機能ブロック図である。
去する従来例を示す機能ブロック図である。
【図５】図４に示す回路の動作を説明するための波形図
である。
である。
【図６】図４に示す回路の動作を説明するための波形図
である。
である。
【図７】図１に示す回路における各ステージの扱う信号
レベルを示す波形図である。
レベルを示す波形図である。
【図８】図１に示す回路の、入力電圧が所定レベルより
低い場合の動作を説明するための波形図である。
低い場合の動作を説明するための波形図である。
【図９】図１に示す回路の、入力電圧が所定レベル以上
の場合の動作を説明するための波形図である。
の場合の動作を説明するための波形図である。
【図１０】本発明による超音波診断装置の全体構成の一
例を示す機能ブロック図である。
例を示す機能ブロック図である。
【図１１】図１に示す波形処理回路に含まれている低域
通過フィルタの一例を示す機能回路図である。
通過フィルタの一例を示す機能回路図である。
【図１２】図11に示す回路の動作を説明するための波形
図である。
図である。
U1〜U3 単位対数増幅回路 U4 波形処理回路 20 対数増幅部 50 低域通過フィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭62−211049（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−29138（ＪＰ，Ａ) 特開 昭57−170236（ＪＰ，Ａ) 実開 昭57−203363（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) A61B 8/00 - 8/15
Claims (1)
- 【請求項１】 被検体に超音波を送波するとともに、該
被検体中で反射された超音波エコーを電気信号に変換す
ることによって受波信号を得、該受波信号を遂次飽和型
対数増幅器によってレベル圧縮を行ない、画像表示する
超音波診断装置において、該装置は、前記遂次飽和型対
増幅器の特定のステージの入力信号について、前記受波
信号が所定のレベルより低い場合には、該受波信号がロ
ーパスフィルタを通過した信号とし、前記受波信号が所
定レベル以上の場合には、前記特定のステージの出力を
飽和レベルにさせるレベルの信号とする手段を具備する
ことを特徴とする超音波診断装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31218793A JP3333026B2 (ja) | 1993-12-13 | 1993-12-13 | 超音波診断装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31218793A JP3333026B2 (ja) | 1993-12-13 | 1993-12-13 | 超音波診断装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07163567A JPH07163567A (ja) | 1995-06-27 |
| JP3333026B2 true JP3333026B2 (ja) | 2002-10-07 |
Family
ID=18026270
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31218793A Expired - Fee Related JP3333026B2 (ja) | 1993-12-13 | 1993-12-13 | 超音波診断装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3333026B2 (ja) |
-
1993
- 1993-12-13 JP JP31218793A patent/JP3333026B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07163567A (ja) | 1995-06-27 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20020625 |
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