JP3310664B2 - データ通信システムの等化方法及び等化システム - Google Patents
データ通信システムの等化方法及び等化システムInfo
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- JP3310664B2 JP3310664B2 JP50044788A JP50044788A JP3310664B2 JP 3310664 B2 JP3310664 B2 JP 3310664B2 JP 50044788 A JP50044788 A JP 50044788A JP 50044788 A JP50044788 A JP 50044788A JP 3310664 B2 JP3310664 B2 JP 3310664B2
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- H04B3/14—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used
- H04B3/141—Control of transmission; Equalising characterised by the equalising network used using multiequalisers, e.g. bump, cosine, Bode
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
背景技術
1.発明の分野
この発明は、全体としてデータ通信システムにおけ
る、振幅イコライザーに関するものである。特に、モデ
ムに使用される、自動等化装置に関するものである。 2.発明の背景技術 データ通信に使用される通信機は、線毎に異なるほど
の非常に幅の広い振幅特性を持っていることはよく知ら
れている。また、特定の線の特性は、経年変化や天候の
変化等により変化することも知られている。データ通信
の速度上昇により、データ通信のエラーを減少させるた
めに、搬送線に振幅等化装置を付けることがより一層必
要となってきた。この等化は、搬送媒体を通じて運ばれ
る信号の減衰や歪の補正を、送信機出力で行うことによ
り非常によく達成できる。送信機で等化を行うのは、回
線の雑音を増幅しないと言うことにより、受信機におい
てよりよい等化が得られると言う理由からである。従っ
て、送信機における等化は、S−N比の低下が受信機に
おいて起こらないと言うことで好ましい。 受信機における等化は、伝送特性の補正に有利な適正
なフィルター技術を利用することができるが、上述の理
由から、少なくとも簡単な等化が送信機にても行われる
ことが望ましい。そうすれば、受信機側での等化は最適
な等化を得るための微小調整機構として使える。 モデムを基本とするような、従来のデータ通信におい
ては、個別の等化特性を持つ複数の送信機イコライザー
が設置されている。一般的にそれらの調節方法は、線路
の測定によるか、試行錯誤により、線路の減衰歪特性に
最適な固有の振幅イコライザーを、人為的に選択するこ
とにより行われる。その後、この特別なイコライザーが
送信機に組み入れられる。このような方法は、取扱者の
多大の手間と時間を必要とする。また、このような方法
では、線路条件の変化に対応するのに不便であることは
明らかである。そのような等化は自動等化機構以外に達
成することは事実上出来ない。 スチュアート氏の米国特許第4,489,416号明細書に
は、自動送信機等化を備えたシステムが開示されてい
る。この特許では中央のモデムが遠方に設置されたモデ
ムを個々にポーリング(polling)する。中央モデムの
イコライザーは、最初に遠方のモデムとの通信リンクの
妨害を最小にするように調整され、いくつかのイコライ
ザー係数(最初の調整により得られたもの)を発生し、
遠方のモデムに送信され、そこに将来の利用に備えて記
憶される。後刻遠方のモデムがポーリングされたとき、
記憶されたイコライザー係数が遠方モデムの適正イコラ
イザーをセットするために使われる。 上記のスチュアート氏の方法では実際係数が遠方モデ
ムで使用されるために、搬送線で送られる必要がある。
そのような高速のモデムは48個かそれ以上の係数で、し
かも複雑な数字で表わされるものを必要とするので、等
化を実行する以前に、96あるいはそれ以上の8ビットの
ワードが搬送される必要がある。更に、それらの係数が
高度に丈夫な第2のチャンネル(一般に75毎秒ビットで
運用)を利用して搬送されたならば、係数の搬送だけで
10秒以上かかることとなる。更に加えて、スチュアート
氏の特許ではイコライザー係数を決めるために、特殊な
イコライザートレーニングシーケンスが搬送されねばな
らない。このことは、プロトコルのオーバーヘッドの増
加を意味し、加えて搬送媒体の利用効率をより一層低下
させることになる。 ここに提出する発明は、これらの従来技術に伴う問題
を緩和するものである。 発明の要約 この発明の目的は、改良された自動送信機等化システ
ムを提供することである。 この発明の他の目的は、従来のモデムのハードやプロ
トコルから余り離れず、データ通信装置の自動送信機等
化の方法と装置を提供することである。 この発明の更に他の目的は、オーバーヘッドを最小限
にした自動送信機振幅等化の方法と装置を提供すること
である。 下記の発明の説明により、これらや他の発明の目的
は、当業者には明らかとなる。 この発明の一実施例では、データ通信システムは伝送
チャンネルを通して結合されている、第1,第2トランシ
ーバを有する。第2のトランシーバから第1のトランシ
ーバに、既知の信号を送るときの伝送特性の影響を測る
ための測定回路が、第1のトランシーバに設けられてい
る。伝送特性からマッピングが作られコード化される。
コードは第1のトランシーバから、第2のトランシーバ
に送られる。第2のトランシーバにより伝送される信号
をフィルターするために用いられる種々の所定のフィル
ターから選ばれたフィルターが、第2のトランシーバに
設けられている。第2のトランシーバにはデコーダが設
けられており、コードを受信し、第2のトランシーバで
用いられる所定のフィルター特性を選び出す。 他の本発明の実施例では、自動等化方法は、 第1のモデムから第2のモデムにイコライザートレー
ニングシーケンスを伝送し; 第2のモデムにおいて、トレーニングシーケンスを高
帯域端信号、低帯域端信号および搬送波周波数信号に分
離し; 線路歪の測定量として、高帯域端信号、低帯域端信
号、搬送波周波数信号を分析し; 線路歪の補正に適当な送信器イコライザーを表わすコ
ードを第1のモデムに伝送し;そして 第1のモデムにおいて送信器イコライザーを選択する
ステップを含む。 発明の特徴は、特に添付の請求の範囲で述べる。しか
し、発明そのものの、構成,動作方法,他の目的や効果
等は、添付図を参照しながら次の説明により明確にな
る。 図面の簡単な説明 第1図はデータモデムを使用した基本的なデータ通信
システムの概略図、第2図はチャンネル特性測定のため
の回路図、第3図は本発明を説明するための簡単なモデ
ムの座標説明図、第4図は第2図の低周波用の量子化器
の動作を示したテーブル、第5図は第2図の高周波用の
量子化器の動作を示したテーブル、第6図は第2図のマ
ッパー(mapper)の動作を示すテーブル、第7図は本発
明の送信器イコライザーの概略図、第8図は本発明の送
信器イコライザーの一実施例を示すブロック線図、第9
図は本発明の送信器イコライザーの他の実施例を示すブ
ロック線図、第10図は本発明の送信器イコライザーの実
施例を示すブロック線図、第11図は本発明によるシステ
ムの動作を説明するフローチャートである。 発明の詳細な説明 第1図において例示した簡単なデータ通信システムに
より本発明を理解することができる。このシステムにお
いては、20,22で示される2つのモデム、モデムA、モ
デムBが伝送チャンネル24により結ばれている。本発明
に従えば、最初に例えばモデムAからモデムBに、トレ
ーニングシーケンスが送信される。このトレーニングシ
ーケンスは、モデムの同期を得るために、しばしば使わ
れるものと同じでよい。トレーニングシーケンスは、シ
ステムの搬送周波数または中央周波数のエネルギーと共
に、好ましくは、低周波帯域端と高周波帯域端のエネル
ギーを含んでいる。信号は、チャンネル24を通過する時
に、チャンネルの振幅歪の影響を受け、その信号がモデ
ムBに受信される。モデムBは受信した周波数を、低帯
域端周波数、高帯域端周波数、搬送波周波数に分離す
る。次にモデムBは、信号の振幅を比較し、それらの振
幅を所定のコードにマップ化する。このチャンネル24の
特性と関連しているコードは、モデムAに送り返され
る。モデムAは送り返されてきたコードを復号して、複
数のイコライザーの中からモデムBとの今後の通信に使
う適当なイコライザーを選び出す。このようなデータ通
信に通常使われているような非常に頑丈な2次チャンネ
ルを使って、このコードが送り返されることが望まし
い。このような2次チャンネルデータは、75または150
ビット/秒のような低速で、信頼度の高い伝送を行うの
が好ましいが、1次チャンネルの使用を妨げるわけでは
ない。2次チャンネル通信は、例えばロスバリー氏の米
国特許第4,385,384号明細書等にも述べられており、公
知である。 第2図に、モデムAにより送信されたトレーニングシ
ーケンスの、上述した工程を分析するための構成が示さ
れている。搬送チャンネル24が伝送線インターフェス30
につながれており、インターフェス30はラインドライバ
ー、増幅器、マッチング回路、ループバック回路等、伝
送線に対する受信機と送信機のモデムのインターフェス
に使われる公知の回路を備えている。受信された信号
は、結節点32に送られる、該結節点32はフィルター34,3
6,38に各々つながっている。フィルター34は低帯域端を
中心とするバンドパスフィルターである。フィルター36
は、搬送波周波数を中心とするバンドパスフィルターで
あり、フィルター38は高帯域端を中心とするバンドパス
フィルターである。 フィルター34と38は、タイミングや他情報を得るため
しばしばモデムに用いられ、その例が例えば、クローマ
ー氏の米国特許第4,455,665号明細書やマルチネツ氏の
米国特許出願第654,187号明細書に述べられており、こ
れらもここの開示の一部とする。 第2図に例示するごとく、例えば、1700Hzの搬送波周
波数が使われている。そのような搬送波は一般的に、第
3図に示されるような座標配列を持つ4相QAM2400シン
ボル/秒のモデムに使われる。本発明に使用されるトレ
ーニングシーケンスは、第3図の座標配列に基づき、単
純な繰り返しパターンABABAB.......を充分長い期間伝
送することで発生される。この送信機出力信号は式1の
形で書くことができる。 式1: V(t)=Acos{(ωc−ωs)t+θ1} +Bcos{(ωc+ωs)t+θ2}+Ccos(ωct) ここで、 A=低帯域端信号振幅 B=高帯域端信号振幅 C=搬送波周波数信号振幅 ωc=搬送波角周波数(2πFc) ωs=シンボル角周波数の1/2(2πFs/2) Fc=1700Hz Fs=2400Hz t=時間 θ1=チャンネルおよびフィルター特性による低帯域
信号の位相のずれ θ2=チャンネルおよびフィルター特性による高帯域
信号の位相のずれ V(t)=送信機出力信号 この場合、二つの帯域端信号はFc−Fs=500Hz(低帯
域)とFc+Fs=2900Hz(高帯域)に発生する。 フィルター34,36と38の結節点44,46と48における出力
は、それぞれ掛算器54,56と58に与えられる。これらの
掛算器の結節点64,66と68における出力は、それぞれロ
ーパスフィルター74,76と78に与えられ、2乗された信
号が結節点84,86と88に表われるADC電圧レベルに変換さ
れる。 データモデムは一般的に自動利得調整器を備えている
から、高帯域端、低帯域端、搬送波周波数を表わした三
つの信号の絶対値は重要ではない。これらの絶対値は、
モデムの自動利得調整器で調整される。本発明の目的の
ためには、搬送波信号に対する高帯域端信号と、低帯域
端信号の振幅のみが重要である。しかし、当業者は、本
発明においても絶対値の分析が行なわれてもよいことが
理解されるであろう。結節点86の電圧は、引算器90によ
り結節点84の電圧から引算され、結節点92に差信号DLを
出力する。同様に、結節点86の電圧は、引算器96により
結節点88の電圧から引算され、結節点98に差信号DHを出
力する。 送信機における振幅歪の精密な補正は、本発明の主目
的でなく、むしろ粗補正のなされることが目的であるの
で、結節点92におけるレベルは量子化器100により処理
され、結節点102に量子化信号L1を出力する。同様に、
結節点98の信号も量子化器106により処理され、結節点1
08に量子化信号L2を出力する。これらの量子化信号L1と
L2は、マッパー/エンコーダ110に受信され、そこでL1
とL2は処理され、2次チャンネル送信機112により送信
可能となるようにそれらのレベルがマップによりコード
化される。このコード化されたものは、2次チャンネル
送信機112により伝送線インターフェス30に送られ、更
に搬送線24を介して他端のモデムに供給される。 マッパー/エンコーダ110により行なわれるマッピン
グ機能が影響を受ける要素として、モデムの速度(従っ
て、モデムにより許容される範囲内の振幅歪や雑音の大
きさ)、効果的に設定されるイコライザーの数、そして
伝送線に表われる補正対象の種類の量がある。例として
第4図、第5図と第6図には、数dBの利得から約6dBの
減衰までの範囲の低周波信号の振幅歪を受けるような伝
送線を対象とするマッパー/エンコーダ110の動作が示
されている。第4図に示される例では、信号DLは、結節
点86における基準信号と比較して0dBより大きな場合、
+1と言う値に量子化される。(実際のdB値とそれに対
応する直流レベルとの相関関係を得るため、結節点84,8
6,88における直流電圧から、実際のdBレベルへのマッピ
ングを行う必要がある。)搬送波と比較して減衰が−3d
B程度のものは信号L1では0と量子化され、減衰が3dBよ
り大きなものは信号L1において−1と量子化される。 第5図において、高周波においては通常、減衰が存在
するものとして高周波量子化を述べる。このことは、デ
ータ伝送通信線に多くの場合見られる。第5図に示す量
子化は、減衰が、搬送波周波数と比較して、約0dBから
約−12または−14dBに及ぶ範囲を受け持つ。−3dBより
大きな信号は、L2では+1に量子化される。更にL2では
−3dBから−9dBの範囲の信号は0に、−9dB以下の信号
は−1に量子化される。 第6図において、第4図と第5図に示す量子化によ
り、L1とL2に量子化された数値により、9個の利用可能
なイコライザーが示されている。例えばL1が0、L2が0
なら、5番目のイコライザーが選ばれる。このイコライ
ザーは低帯域端で約1.5dB、高帯域端で6dBの利得を有し
ている。これにより、L1が0、L2が0に対応した範囲の
中央にくる信号の正しい等化が行われる。種々の用途に
応じ、他の量子化や他のマッピングを適用できることは
当業者には容易に判る。 この例では、9個のイコライザーが示されているが、
これに限るものではない。9個のイコライザーは、本例
では独特の特性を有しているので、これらイコライザー
は示されたごとく4ビットの二進数によりコード化され
ている。従って、4ビットのみの情報を遠方の送信機に
送るだけでイコライザーを決めることができる。コード
だけでなく減衰の相対的レベル等は、本例においては単
に例示的なものであり、これらに限られるものではな
い。更に、全通信の伝送を実行するためには、いくらか
のオーバーヘッドが必要とされ、それにより、4ビット
以上の情報が、本発明を実際に満足するためにハンドが
変えられる(change hands)。量子化のレベルを多く
し、利用可能なイコライザーの数を多くすることによ
り、より正確な量子化が可能となる。 第7図において、2次チャンネル送信機112によって
送信されたコード化信号を処理するための回路のブロッ
ク線図を示す。伝送線インターフェス30は、入ってくる
ユーザーのデータを処理するための1次チャンネル受信
機120に接続されている。また、2次チャンネル受信機1
22は1次チャンネル受信機120と並列に接続され、更に
伝送線インターフェス30に接続されている。2次チャン
ネル受信機122は、送信機112によって送られたコード化
信号を、デコーダ126に供給する。デコーダ126は、スイ
ッチ群128を制御し、送信機信号通路をイコライザー13
0,132,134のいずれか一つと接続する。スイッチの選択
により、1次チャンネル送信機138と伝送線インターフ
ェス30の間に、N種のうちのいずれか一つのイコライザ
ーが挿入される。選ばれたイコライザーは2次チャンネ
ル送信機140からの送信も処理する。 第7図に示されたシステムは、本発明の概念的なもの
であるとみることができる一方、また、イコライザー1
からNが個別の独特なアナログイコライザーフィルター
かディジタルイコライザーフィルターとして具体化され
使用可能なものとみることもできる。第7図に示された
ブロック線図は、本発明の原理を理解するのに有用であ
る。しかし、本発明の好ましい実施例においては、ディ
ジタル技術により送信機イコライザーが実現され、イコ
ライザーの選択はディジタルフィルターの係数を修正ま
たは選ぶことにより達成される。その一例を第8図に示
す。 この例では、2次チャンネル122からのコード化信号
は、デコーダ150に与えられ、それにより信号がデコー
ドされ、更にマイクロプロセッサー152に送られる。マ
イクロプロセッサー152は、メモリー156例えばROMに接
続されている。メモリー156は、イコライザー160が使う
ための、多数のイコライザー係数のセットを記憶する。
マイクロプロセッサー152が受信したコード化信号に従
い、マイクロプロセッサーはメモリー156から所定のイ
コライザー係数のセットを呼び出し、それを係数メモリ
ー162例えばRAMに送る。従って、所望のフィルター特性
は、多数のイコライザー係数のセットにより特性づけら
れる所定のイコライザーのグループから適宜選ぶことに
より、設定される。もちろん、現在利用できる高速で強
力なマイクロプロセッサーは、第8図の機能ブロックに
示される多数の機能を実行することが可能なことは、当
業者には理解できるところである。例えば、デコーダ15
0、マイクロプロセッサー152、イコライザー160は、一
つのマイクロプロセッサーで構成可能である。この種の
使用には、テキサスインスツルメント社のTMS32シリー
ズのディジタル信号プロセッサーが適している。 第9図に別の実施例を示す。ここではコード化された
2次チャンネル受信機122からの信号がデコーダ180に送
られる。このデコーダ180は、メモリーアドレスポイン
ターにコード化信号をマップするために使われている。
このポインターは複数のイコライザー係数のセットを違
う場所に有する係数メモリー186に接続されたディジタ
ルイコライザー182に送られる。この実施例では、ポイ
ンターは、イコライザー182に係数メモリーのどの部分
が、等化に必要なイコライザー係数を含んでいるかを示
すために使われる。 もちろん、多数の構成が本発明を離れることなく、各
種の違ったイコライザーの具体化として考えられる。従
って、本発明はここに示される特定の実施例に限られた
ものではない。 第10図に本発明の他の実施例を示す。この実施例で
は、高周波帯域および低周波帯域に別個のイコライザー
を使用する。この実施例によれば、2次チャンネル受信
機122により受信されたコード化信号は、現実に、個々
の量子化レベルL1およびL2でコード化されたフォーム
か、または、前述のコードであってもよい。このコード
化信号は、低周波、高周波のいずれにも用いられる等化
に、どの種のものが取られたかを確かめるために、デコ
ーダ200によってデコードされる。高周波の等化は、ス
イッチ群202の中のスイッチ一つを、適宜閉じることに
より選ばれる。閉じられるスイッチにより信号経路に挿
入されるべき高周波フィルター204,206,…,208の一つが
選ばれる。同様に、スイッチ群220の中の一つのスイッ
チが選ばれ閉じることにより、等化される信号がイコラ
イザー222,224,…,228のうちの対応する一つを通る。第
10図に示された実施例は、第7図に示された実施例と同
様、概念的なものであるとみることができる一方、具体
化されたものとみることもできる。 本発明の実際のプロセスは、第11図に示されるフロー
チャートに要約される。プロセスはステップ300から始
まり、ステップ302ではトレーニングシーケンスがモデ
ムAからモデムBに送信される。ステップ304では、ト
レーニングシーケンスがモデムBにより受信され、高帯
域端周波数、低帯域端周波数、搬送波周波数に分離され
る。ステップ306では、三つの分離された信号の振幅が
相対的に比較され、そしてステップ310では、相対振幅
がマップによりコード化される。ステップ312では、モ
デムBからモデムAにコードが返信され、そしてステッ
プ314では、モデムAは受信したコードをデコードし、
適当なイコライザーを選択し、そのイコライザーを、モ
デムAの送信信号経路に挿入する。プロセスはステップ
316で終了する。もちろん、本発明を離れることなく、
各種の変形例が可能である。 以上に述べられた発明は、特定の実施例をもって説明
されたが、本発明による目的や利点を達成する装置の多
くの変更や変形例は当業者に容易であり、かかる変形例
等は、以下の請求の範囲に含まれるものである。
る、振幅イコライザーに関するものである。特に、モデ
ムに使用される、自動等化装置に関するものである。 2.発明の背景技術 データ通信に使用される通信機は、線毎に異なるほど
の非常に幅の広い振幅特性を持っていることはよく知ら
れている。また、特定の線の特性は、経年変化や天候の
変化等により変化することも知られている。データ通信
の速度上昇により、データ通信のエラーを減少させるた
めに、搬送線に振幅等化装置を付けることがより一層必
要となってきた。この等化は、搬送媒体を通じて運ばれ
る信号の減衰や歪の補正を、送信機出力で行うことによ
り非常によく達成できる。送信機で等化を行うのは、回
線の雑音を増幅しないと言うことにより、受信機におい
てよりよい等化が得られると言う理由からである。従っ
て、送信機における等化は、S−N比の低下が受信機に
おいて起こらないと言うことで好ましい。 受信機における等化は、伝送特性の補正に有利な適正
なフィルター技術を利用することができるが、上述の理
由から、少なくとも簡単な等化が送信機にても行われる
ことが望ましい。そうすれば、受信機側での等化は最適
な等化を得るための微小調整機構として使える。 モデムを基本とするような、従来のデータ通信におい
ては、個別の等化特性を持つ複数の送信機イコライザー
が設置されている。一般的にそれらの調節方法は、線路
の測定によるか、試行錯誤により、線路の減衰歪特性に
最適な固有の振幅イコライザーを、人為的に選択するこ
とにより行われる。その後、この特別なイコライザーが
送信機に組み入れられる。このような方法は、取扱者の
多大の手間と時間を必要とする。また、このような方法
では、線路条件の変化に対応するのに不便であることは
明らかである。そのような等化は自動等化機構以外に達
成することは事実上出来ない。 スチュアート氏の米国特許第4,489,416号明細書に
は、自動送信機等化を備えたシステムが開示されてい
る。この特許では中央のモデムが遠方に設置されたモデ
ムを個々にポーリング(polling)する。中央モデムの
イコライザーは、最初に遠方のモデムとの通信リンクの
妨害を最小にするように調整され、いくつかのイコライ
ザー係数(最初の調整により得られたもの)を発生し、
遠方のモデムに送信され、そこに将来の利用に備えて記
憶される。後刻遠方のモデムがポーリングされたとき、
記憶されたイコライザー係数が遠方モデムの適正イコラ
イザーをセットするために使われる。 上記のスチュアート氏の方法では実際係数が遠方モデ
ムで使用されるために、搬送線で送られる必要がある。
そのような高速のモデムは48個かそれ以上の係数で、し
かも複雑な数字で表わされるものを必要とするので、等
化を実行する以前に、96あるいはそれ以上の8ビットの
ワードが搬送される必要がある。更に、それらの係数が
高度に丈夫な第2のチャンネル(一般に75毎秒ビットで
運用)を利用して搬送されたならば、係数の搬送だけで
10秒以上かかることとなる。更に加えて、スチュアート
氏の特許ではイコライザー係数を決めるために、特殊な
イコライザートレーニングシーケンスが搬送されねばな
らない。このことは、プロトコルのオーバーヘッドの増
加を意味し、加えて搬送媒体の利用効率をより一層低下
させることになる。 ここに提出する発明は、これらの従来技術に伴う問題
を緩和するものである。 発明の要約 この発明の目的は、改良された自動送信機等化システ
ムを提供することである。 この発明の他の目的は、従来のモデムのハードやプロ
トコルから余り離れず、データ通信装置の自動送信機等
化の方法と装置を提供することである。 この発明の更に他の目的は、オーバーヘッドを最小限
にした自動送信機振幅等化の方法と装置を提供すること
である。 下記の発明の説明により、これらや他の発明の目的
は、当業者には明らかとなる。 この発明の一実施例では、データ通信システムは伝送
チャンネルを通して結合されている、第1,第2トランシ
ーバを有する。第2のトランシーバから第1のトランシ
ーバに、既知の信号を送るときの伝送特性の影響を測る
ための測定回路が、第1のトランシーバに設けられてい
る。伝送特性からマッピングが作られコード化される。
コードは第1のトランシーバから、第2のトランシーバ
に送られる。第2のトランシーバにより伝送される信号
をフィルターするために用いられる種々の所定のフィル
ターから選ばれたフィルターが、第2のトランシーバに
設けられている。第2のトランシーバにはデコーダが設
けられており、コードを受信し、第2のトランシーバで
用いられる所定のフィルター特性を選び出す。 他の本発明の実施例では、自動等化方法は、 第1のモデムから第2のモデムにイコライザートレー
ニングシーケンスを伝送し; 第2のモデムにおいて、トレーニングシーケンスを高
帯域端信号、低帯域端信号および搬送波周波数信号に分
離し; 線路歪の測定量として、高帯域端信号、低帯域端信
号、搬送波周波数信号を分析し; 線路歪の補正に適当な送信器イコライザーを表わすコ
ードを第1のモデムに伝送し;そして 第1のモデムにおいて送信器イコライザーを選択する
ステップを含む。 発明の特徴は、特に添付の請求の範囲で述べる。しか
し、発明そのものの、構成,動作方法,他の目的や効果
等は、添付図を参照しながら次の説明により明確にな
る。 図面の簡単な説明 第1図はデータモデムを使用した基本的なデータ通信
システムの概略図、第2図はチャンネル特性測定のため
の回路図、第3図は本発明を説明するための簡単なモデ
ムの座標説明図、第4図は第2図の低周波用の量子化器
の動作を示したテーブル、第5図は第2図の高周波用の
量子化器の動作を示したテーブル、第6図は第2図のマ
ッパー(mapper)の動作を示すテーブル、第7図は本発
明の送信器イコライザーの概略図、第8図は本発明の送
信器イコライザーの一実施例を示すブロック線図、第9
図は本発明の送信器イコライザーの他の実施例を示すブ
ロック線図、第10図は本発明の送信器イコライザーの実
施例を示すブロック線図、第11図は本発明によるシステ
ムの動作を説明するフローチャートである。 発明の詳細な説明 第1図において例示した簡単なデータ通信システムに
より本発明を理解することができる。このシステムにお
いては、20,22で示される2つのモデム、モデムA、モ
デムBが伝送チャンネル24により結ばれている。本発明
に従えば、最初に例えばモデムAからモデムBに、トレ
ーニングシーケンスが送信される。このトレーニングシ
ーケンスは、モデムの同期を得るために、しばしば使わ
れるものと同じでよい。トレーニングシーケンスは、シ
ステムの搬送周波数または中央周波数のエネルギーと共
に、好ましくは、低周波帯域端と高周波帯域端のエネル
ギーを含んでいる。信号は、チャンネル24を通過する時
に、チャンネルの振幅歪の影響を受け、その信号がモデ
ムBに受信される。モデムBは受信した周波数を、低帯
域端周波数、高帯域端周波数、搬送波周波数に分離す
る。次にモデムBは、信号の振幅を比較し、それらの振
幅を所定のコードにマップ化する。このチャンネル24の
特性と関連しているコードは、モデムAに送り返され
る。モデムAは送り返されてきたコードを復号して、複
数のイコライザーの中からモデムBとの今後の通信に使
う適当なイコライザーを選び出す。このようなデータ通
信に通常使われているような非常に頑丈な2次チャンネ
ルを使って、このコードが送り返されることが望まし
い。このような2次チャンネルデータは、75または150
ビット/秒のような低速で、信頼度の高い伝送を行うの
が好ましいが、1次チャンネルの使用を妨げるわけでは
ない。2次チャンネル通信は、例えばロスバリー氏の米
国特許第4,385,384号明細書等にも述べられており、公
知である。 第2図に、モデムAにより送信されたトレーニングシ
ーケンスの、上述した工程を分析するための構成が示さ
れている。搬送チャンネル24が伝送線インターフェス30
につながれており、インターフェス30はラインドライバ
ー、増幅器、マッチング回路、ループバック回路等、伝
送線に対する受信機と送信機のモデムのインターフェス
に使われる公知の回路を備えている。受信された信号
は、結節点32に送られる、該結節点32はフィルター34,3
6,38に各々つながっている。フィルター34は低帯域端を
中心とするバンドパスフィルターである。フィルター36
は、搬送波周波数を中心とするバンドパスフィルターで
あり、フィルター38は高帯域端を中心とするバンドパス
フィルターである。 フィルター34と38は、タイミングや他情報を得るため
しばしばモデムに用いられ、その例が例えば、クローマ
ー氏の米国特許第4,455,665号明細書やマルチネツ氏の
米国特許出願第654,187号明細書に述べられており、こ
れらもここの開示の一部とする。 第2図に例示するごとく、例えば、1700Hzの搬送波周
波数が使われている。そのような搬送波は一般的に、第
3図に示されるような座標配列を持つ4相QAM2400シン
ボル/秒のモデムに使われる。本発明に使用されるトレ
ーニングシーケンスは、第3図の座標配列に基づき、単
純な繰り返しパターンABABAB.......を充分長い期間伝
送することで発生される。この送信機出力信号は式1の
形で書くことができる。 式1: V(t)=Acos{(ωc−ωs)t+θ1} +Bcos{(ωc+ωs)t+θ2}+Ccos(ωct) ここで、 A=低帯域端信号振幅 B=高帯域端信号振幅 C=搬送波周波数信号振幅 ωc=搬送波角周波数(2πFc) ωs=シンボル角周波数の1/2(2πFs/2) Fc=1700Hz Fs=2400Hz t=時間 θ1=チャンネルおよびフィルター特性による低帯域
信号の位相のずれ θ2=チャンネルおよびフィルター特性による高帯域
信号の位相のずれ V(t)=送信機出力信号 この場合、二つの帯域端信号はFc−Fs=500Hz(低帯
域)とFc+Fs=2900Hz(高帯域)に発生する。 フィルター34,36と38の結節点44,46と48における出力
は、それぞれ掛算器54,56と58に与えられる。これらの
掛算器の結節点64,66と68における出力は、それぞれロ
ーパスフィルター74,76と78に与えられ、2乗された信
号が結節点84,86と88に表われるADC電圧レベルに変換さ
れる。 データモデムは一般的に自動利得調整器を備えている
から、高帯域端、低帯域端、搬送波周波数を表わした三
つの信号の絶対値は重要ではない。これらの絶対値は、
モデムの自動利得調整器で調整される。本発明の目的の
ためには、搬送波信号に対する高帯域端信号と、低帯域
端信号の振幅のみが重要である。しかし、当業者は、本
発明においても絶対値の分析が行なわれてもよいことが
理解されるであろう。結節点86の電圧は、引算器90によ
り結節点84の電圧から引算され、結節点92に差信号DLを
出力する。同様に、結節点86の電圧は、引算器96により
結節点88の電圧から引算され、結節点98に差信号DHを出
力する。 送信機における振幅歪の精密な補正は、本発明の主目
的でなく、むしろ粗補正のなされることが目的であるの
で、結節点92におけるレベルは量子化器100により処理
され、結節点102に量子化信号L1を出力する。同様に、
結節点98の信号も量子化器106により処理され、結節点1
08に量子化信号L2を出力する。これらの量子化信号L1と
L2は、マッパー/エンコーダ110に受信され、そこでL1
とL2は処理され、2次チャンネル送信機112により送信
可能となるようにそれらのレベルがマップによりコード
化される。このコード化されたものは、2次チャンネル
送信機112により伝送線インターフェス30に送られ、更
に搬送線24を介して他端のモデムに供給される。 マッパー/エンコーダ110により行なわれるマッピン
グ機能が影響を受ける要素として、モデムの速度(従っ
て、モデムにより許容される範囲内の振幅歪や雑音の大
きさ)、効果的に設定されるイコライザーの数、そして
伝送線に表われる補正対象の種類の量がある。例として
第4図、第5図と第6図には、数dBの利得から約6dBの
減衰までの範囲の低周波信号の振幅歪を受けるような伝
送線を対象とするマッパー/エンコーダ110の動作が示
されている。第4図に示される例では、信号DLは、結節
点86における基準信号と比較して0dBより大きな場合、
+1と言う値に量子化される。(実際のdB値とそれに対
応する直流レベルとの相関関係を得るため、結節点84,8
6,88における直流電圧から、実際のdBレベルへのマッピ
ングを行う必要がある。)搬送波と比較して減衰が−3d
B程度のものは信号L1では0と量子化され、減衰が3dBよ
り大きなものは信号L1において−1と量子化される。 第5図において、高周波においては通常、減衰が存在
するものとして高周波量子化を述べる。このことは、デ
ータ伝送通信線に多くの場合見られる。第5図に示す量
子化は、減衰が、搬送波周波数と比較して、約0dBから
約−12または−14dBに及ぶ範囲を受け持つ。−3dBより
大きな信号は、L2では+1に量子化される。更にL2では
−3dBから−9dBの範囲の信号は0に、−9dB以下の信号
は−1に量子化される。 第6図において、第4図と第5図に示す量子化によ
り、L1とL2に量子化された数値により、9個の利用可能
なイコライザーが示されている。例えばL1が0、L2が0
なら、5番目のイコライザーが選ばれる。このイコライ
ザーは低帯域端で約1.5dB、高帯域端で6dBの利得を有し
ている。これにより、L1が0、L2が0に対応した範囲の
中央にくる信号の正しい等化が行われる。種々の用途に
応じ、他の量子化や他のマッピングを適用できることは
当業者には容易に判る。 この例では、9個のイコライザーが示されているが、
これに限るものではない。9個のイコライザーは、本例
では独特の特性を有しているので、これらイコライザー
は示されたごとく4ビットの二進数によりコード化され
ている。従って、4ビットのみの情報を遠方の送信機に
送るだけでイコライザーを決めることができる。コード
だけでなく減衰の相対的レベル等は、本例においては単
に例示的なものであり、これらに限られるものではな
い。更に、全通信の伝送を実行するためには、いくらか
のオーバーヘッドが必要とされ、それにより、4ビット
以上の情報が、本発明を実際に満足するためにハンドが
変えられる(change hands)。量子化のレベルを多く
し、利用可能なイコライザーの数を多くすることによ
り、より正確な量子化が可能となる。 第7図において、2次チャンネル送信機112によって
送信されたコード化信号を処理するための回路のブロッ
ク線図を示す。伝送線インターフェス30は、入ってくる
ユーザーのデータを処理するための1次チャンネル受信
機120に接続されている。また、2次チャンネル受信機1
22は1次チャンネル受信機120と並列に接続され、更に
伝送線インターフェス30に接続されている。2次チャン
ネル受信機122は、送信機112によって送られたコード化
信号を、デコーダ126に供給する。デコーダ126は、スイ
ッチ群128を制御し、送信機信号通路をイコライザー13
0,132,134のいずれか一つと接続する。スイッチの選択
により、1次チャンネル送信機138と伝送線インターフ
ェス30の間に、N種のうちのいずれか一つのイコライザ
ーが挿入される。選ばれたイコライザーは2次チャンネ
ル送信機140からの送信も処理する。 第7図に示されたシステムは、本発明の概念的なもの
であるとみることができる一方、また、イコライザー1
からNが個別の独特なアナログイコライザーフィルター
かディジタルイコライザーフィルターとして具体化され
使用可能なものとみることもできる。第7図に示された
ブロック線図は、本発明の原理を理解するのに有用であ
る。しかし、本発明の好ましい実施例においては、ディ
ジタル技術により送信機イコライザーが実現され、イコ
ライザーの選択はディジタルフィルターの係数を修正ま
たは選ぶことにより達成される。その一例を第8図に示
す。 この例では、2次チャンネル122からのコード化信号
は、デコーダ150に与えられ、それにより信号がデコー
ドされ、更にマイクロプロセッサー152に送られる。マ
イクロプロセッサー152は、メモリー156例えばROMに接
続されている。メモリー156は、イコライザー160が使う
ための、多数のイコライザー係数のセットを記憶する。
マイクロプロセッサー152が受信したコード化信号に従
い、マイクロプロセッサーはメモリー156から所定のイ
コライザー係数のセットを呼び出し、それを係数メモリ
ー162例えばRAMに送る。従って、所望のフィルター特性
は、多数のイコライザー係数のセットにより特性づけら
れる所定のイコライザーのグループから適宜選ぶことに
より、設定される。もちろん、現在利用できる高速で強
力なマイクロプロセッサーは、第8図の機能ブロックに
示される多数の機能を実行することが可能なことは、当
業者には理解できるところである。例えば、デコーダ15
0、マイクロプロセッサー152、イコライザー160は、一
つのマイクロプロセッサーで構成可能である。この種の
使用には、テキサスインスツルメント社のTMS32シリー
ズのディジタル信号プロセッサーが適している。 第9図に別の実施例を示す。ここではコード化された
2次チャンネル受信機122からの信号がデコーダ180に送
られる。このデコーダ180は、メモリーアドレスポイン
ターにコード化信号をマップするために使われている。
このポインターは複数のイコライザー係数のセットを違
う場所に有する係数メモリー186に接続されたディジタ
ルイコライザー182に送られる。この実施例では、ポイ
ンターは、イコライザー182に係数メモリーのどの部分
が、等化に必要なイコライザー係数を含んでいるかを示
すために使われる。 もちろん、多数の構成が本発明を離れることなく、各
種の違ったイコライザーの具体化として考えられる。従
って、本発明はここに示される特定の実施例に限られた
ものではない。 第10図に本発明の他の実施例を示す。この実施例で
は、高周波帯域および低周波帯域に別個のイコライザー
を使用する。この実施例によれば、2次チャンネル受信
機122により受信されたコード化信号は、現実に、個々
の量子化レベルL1およびL2でコード化されたフォーム
か、または、前述のコードであってもよい。このコード
化信号は、低周波、高周波のいずれにも用いられる等化
に、どの種のものが取られたかを確かめるために、デコ
ーダ200によってデコードされる。高周波の等化は、ス
イッチ群202の中のスイッチ一つを、適宜閉じることに
より選ばれる。閉じられるスイッチにより信号経路に挿
入されるべき高周波フィルター204,206,…,208の一つが
選ばれる。同様に、スイッチ群220の中の一つのスイッ
チが選ばれ閉じることにより、等化される信号がイコラ
イザー222,224,…,228のうちの対応する一つを通る。第
10図に示された実施例は、第7図に示された実施例と同
様、概念的なものであるとみることができる一方、具体
化されたものとみることもできる。 本発明の実際のプロセスは、第11図に示されるフロー
チャートに要約される。プロセスはステップ300から始
まり、ステップ302ではトレーニングシーケンスがモデ
ムAからモデムBに送信される。ステップ304では、ト
レーニングシーケンスがモデムBにより受信され、高帯
域端周波数、低帯域端周波数、搬送波周波数に分離され
る。ステップ306では、三つの分離された信号の振幅が
相対的に比較され、そしてステップ310では、相対振幅
がマップによりコード化される。ステップ312では、モ
デムBからモデムAにコードが返信され、そしてステッ
プ314では、モデムAは受信したコードをデコードし、
適当なイコライザーを選択し、そのイコライザーを、モ
デムAの送信信号経路に挿入する。プロセスはステップ
316で終了する。もちろん、本発明を離れることなく、
各種の変形例が可能である。 以上に述べられた発明は、特定の実施例をもって説明
されたが、本発明による目的や利点を達成する装置の多
くの変更や変形例は当業者に容易であり、かかる変形例
等は、以下の請求の範囲に含まれるものである。
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭61−181224(JP,A)
特開 昭59−171307(JP,A)
特開 昭59−214340(JP,A)
特開 昭62−231527(JP,A)
特開 昭62−193335(JP,A)
特開 昭60−160238(JP,A)
特開 昭47−45110(JP,A)
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 1.データ通信システムであって: 伝送特性を有する伝送チャンネルにより結ばれた第1と
第2のトランシーバと; 該第2のトランシーバから、該第1のトランシーバに既
知の信号を伝送し、伝送特性の影響を測定するために、
該第1のトランシーバに備えられた測定手段と; 該伝送特性をマッピングし、コード化するためのマッピ
ング手段と; 該コードを、該第1のトランシーバから該第2のトラン
シーバに伝送する手段と; 該第2のトランシーバにより伝送される信号をフィルタ
ーするために、所定の複数のフィルター特性を該第2の
トランシーバに与えるために該第2のトランシーバに設
けたフィルター手段と; 該コードを受信し、該第2のトランシーバにより使用さ
れるため該所定のフィルター特性の一つを選択し、該第
2のトランシーバに接続されるデコーダ手段から成り、
該第1および第2のトランシーバは、所定の周波数帯域
で通信すると共に、該既知の信号は、該周波数帯の上端
および下端のエネルギーおよび該周波数帯域の中心付近
の周波数のエネルギーを含むことを特徴とするもの。 2.請求項1記載の装置であって、該フィルター手段は
更に、複数のフィルター係数のセットを有するディジタ
ルフィルターを有する一方、該デコーダ手段は、該フィ
ルター特性の選択を行うため、該フィルター係数のセッ
トの一つを選択することを特徴とするもの。 3.請求項1記載の装置であって、該測定手段は: 該既知の信号から、該上端部のエネルギーを抽出する上
端部フィルター手段と; 該既知の信号から、該下端部のエネルギーを抽出する下
端部フィルター手段と; 該既知の信号から、該中央周波数のエネルギーを抽出す
る中央部フィルター手段と; 該上端、下端、中央周波数エネルギーの振幅を相対的に
比較する比較手段を含むことを特徴とするもの。 4.請求項3記載の装置であって、更に、マッピングに
より、該上端、下端および中央周波数エネルギーの相対
振幅をコード化するマッピング手段を含むことを特徴と
するもの。 5.請求項1記載の装置であって、該フィルター手段
は、複数の低周波イコライザーフィルターと複数の高周
波イコライザーフィルターを含む一方、該デコーダ手段
は、該コードに対して該低周波および高周波の等化フィ
ルターをそれぞれ一つづつ選ぶ手段を含むことを特徴と
するもの。 6.請求項2記載の装置であって、更に、第1のメモリ
ーに記憶された複数のフィルター係数のセットから一つ
を選ぶと共に、該一つのフィルター係数のセットを第2
のメモリーに移動する手段を有することを特徴とするも
の。 7.請求項2記載の装置であって、該デコーダ手段は、
該コードをメモリーポインターに転換する手段を含むと
共に、該メモリーポインターは、選ばれた該フィルター
係数のセットを記憶する記憶位置を指定するメモリーポ
インターを含むことを特徴とするもの。 8.データモデムのトランスミッタに用いられるイコラ
イザを選択するデータ通信システムの等化方法であっ
て、 遠方モデムに既知の所定の周波数帯を有するトレーニン
グ信号をデータモデムから遠方モデムに送信する工程
と、 該遠方モデムで受信されたトレーニング信号の周波数帯
の振幅歪みを該遠方モデムで測定し、その振幅歪みを表
すコードを該遠方モデムで生成し、該コードをデータモ
デムに送信する工程と、 該コードの生成は、複数の選択可能な特性のひとつに適
合させて行う工程と、 該データモデムで受信したコードに基づいて、データモ
デムのトランスミッタ用のイコライザを選択する工程を
有することを特徴とする方法。 9.請求項8記載の方法であって、該選択する工程は、
複数のイコライザ係数の組み合わせの中からひとつを選
択する工程を含み、選択したイコライザ係数の組み合わ
せを調整可能なデジタルフィルタを有するイコライザに
用いることを特徴とする方法。 10.遠方モデムのトランスミッタに用いられるイコラ
イザを選択するデータ通信システムの等化方法であっ
て、 ローカルモデムに既知の所定の周波数帯を有するトレー
ニングシーケンスを遠方モデムからローカルモデムに送
信する工程と、 該トレーニングシーケンスを複数の周波数帯の信号に分
けるため、該トレーニングシーケンスをフィルタする工
程と、 伝送チャンネルの振幅歪み情報を得るため、該複数の信
号を分析する工程と、 該振幅歪み情報に対応する所定のコードをマッピングす
る工程と、 該遠方モデムで用いられるトランスミッタのイコライザ
を選択するため、該コードを該遠方モデムに送信する工
程を有することを特徴とする方法。
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