JPH05227228A - ディジタル信号の伝送方式 - Google Patents
ディジタル信号の伝送方式Info
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- JPH05227228A JPH05227228A JP2834792A JP2834792A JPH05227228A JP H05227228 A JPH05227228 A JP H05227228A JP 2834792 A JP2834792 A JP 2834792A JP 2834792 A JP2834792 A JP 2834792A JP H05227228 A JPH05227228 A JP H05227228A
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- JP
- Japan
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- signal
- band
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- equalizer
- digital signal
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 種々の伝送帯域幅の中継器を用いて、所望の
速度の信号を高品質を保って伝送する。 【構成】 端子１からのディジタル入力信号を誤り訂正
符号器２で符号化を行い、得られる信号を直並列変換器
３で二系統の速度の信号を生成し、波形整形フィルタ４
−１，４−２で波形整形し、四相位相変換器５で直交変
調する。さらに、帯域制限フィルタ６で、所要帯域幅が
中継器の帯域に対応したナイキスト帯域幅より狭くなる
ように帯域制限を施して送信する。受信側では無線伝送
路７の信号を四相位相復調器８で復調し、帯域制限フィ
ルタにより歪んだ希望波の歪を補償するベースバンド帯
等化器９に入力する。このベースバンド帯等化器の出力
は、誤り訂正復号器１０で誤り訂正を行い、端子１１に
ディジタル出力信号を出力する。
速度の信号を高品質を保って伝送する。 【構成】 端子１からのディジタル入力信号を誤り訂正
符号器２で符号化を行い、得られる信号を直並列変換器
３で二系統の速度の信号を生成し、波形整形フィルタ４
−１，４−２で波形整形し、四相位相変換器５で直交変
調する。さらに、帯域制限フィルタ６で、所要帯域幅が
中継器の帯域に対応したナイキスト帯域幅より狭くなる
ように帯域制限を施して送信する。受信側では無線伝送
路７の信号を四相位相復調器８で復調し、帯域制限フィ
ルタにより歪んだ希望波の歪を補償するベースバンド帯
等化器９に入力する。このベースバンド帯等化器の出力
は、誤り訂正復号器１０で誤り訂正を行い、端子１１に
ディジタル出力信号を出力する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル無線通信、
特に、種々の帯域幅の衛星中継器を用いる通信における
信号伝送方式に関する。
特に、種々の帯域幅の衛星中継器を用いる通信における
信号伝送方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】通信衛星の中継器の帯域幅には種々のも
のがあり、中継器の使用する側からみれば、伝送信号に
対して必ずしも最適な帯域幅となっていない。一方、伝
送システムのパラメータを中継器の帯域幅に合わそうと
すれば、中継器の帯域幅に合わせて別々の装置を用意す
る必要がある。また、システムのパラメータを変更しな
い場合、伝送信号の所要ナイキスト帯域幅よりも中継器
の帯域幅が狭い時には信号の歪みが急激に増大し、十分
な伝送品質が得られない。
のがあり、中継器の使用する側からみれば、伝送信号に
対して必ずしも最適な帯域幅となっていない。一方、伝
送システムのパラメータを中継器の帯域幅に合わそうと
すれば、中継器の帯域幅に合わせて別々の装置を用意す
る必要がある。また、システムのパラメータを変更しな
い場合、伝送信号の所要ナイキスト帯域幅よりも中継器
の帯域幅が狭い時には信号の歪みが急激に増大し、十分
な伝送品質が得られない。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、システムの
パラメータの変更無しに、使用する衛星中継器の伝送周
波数帯域幅に適合すると共に、伝送品質を十分高く保つ
ことができる通信方式を提供することにある。
パラメータの変更無しに、使用する衛星中継器の伝送周
波数帯域幅に適合すると共に、伝送品質を十分高く保つ
ことができる通信方式を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は、送信側で変調
波に所要ナイキスト周波数帯域幅よりも狭くなるように
帯域制限し送信し、中継器で中継後、受信側で帯域制限
により生じた波形歪みによる伝送品質劣化を等化器と誤
り訂正により救済することにより一定以上の伝送品質を
保つものである。
波に所要ナイキスト周波数帯域幅よりも狭くなるように
帯域制限し送信し、中継器で中継後、受信側で帯域制限
により生じた波形歪みによる伝送品質劣化を等化器と誤
り訂正により救済することにより一定以上の伝送品質を
保つものである。
【０００５】
【作用】本発明は、送信側では、速度ｆd (bit/sec）の
ディジタル入力信号を符号化率(n-1)/n (nは自然数）の
誤り訂正符号にて符号化を行い、得られる信号を直並列
変換して二系統の速度ｆb(ｆb=(n/2)(n-1)f d ）の信号
を生成し、この信号をロールオフ率α（０＜α＜１）の
ロールオフフィルタにて波形整形して得られる信号で周
波数ｆc(Ｈz)の搬送波を直交変調し、ｆc-(1+α)fb/2か
らｆc+(1+α)fb/2なる帯域を有する直交変調信号を得、
さらに、帯域制限フィルタにて所要帯域幅がＢｗ(Ｂｗ
＜ｆN,ｆN:ナイキスト周波数帯域)となるように帯域制
限を施し、その結果得られるＢｗなる帯域を有する直交
変調信号を送信し、受信側では、受信信号を復調すると
ともに、帯域制限により歪んだ信号の歪を補償し、得ら
れた信号に対し上記誤り訂正符号化に対応する論理によ
る誤り訂正復号化を行う。
ディジタル入力信号を符号化率(n-1)/n (nは自然数）の
誤り訂正符号にて符号化を行い、得られる信号を直並列
変換して二系統の速度ｆb(ｆb=(n/2)(n-1)f d ）の信号
を生成し、この信号をロールオフ率α（０＜α＜１）の
ロールオフフィルタにて波形整形して得られる信号で周
波数ｆc(Ｈz)の搬送波を直交変調し、ｆc-(1+α)fb/2か
らｆc+(1+α)fb/2なる帯域を有する直交変調信号を得、
さらに、帯域制限フィルタにて所要帯域幅がＢｗ(Ｂｗ
＜ｆN,ｆN:ナイキスト周波数帯域)となるように帯域制
限を施し、その結果得られるＢｗなる帯域を有する直交
変調信号を送信し、受信側では、受信信号を復調すると
ともに、帯域制限により歪んだ信号の歪を補償し、得ら
れた信号に対し上記誤り訂正符号化に対応する論理によ
る誤り訂正復号化を行う。
【０００６】ここで本発明の特徴とするところは、伝送
すべきディジタル信号に対し、伝送信号の帯域幅をＢｗ
（Ｂｗ＜ｆN,ｆN:ナイキスト周波数帯域）となるように
帯域制限することにより送信信号のスペクトラム幅を衛
星中継器の伝送周波数帯域幅（ナイキスト周波数帯域幅
よりも狭い）に適合させると共に、帯域制限により生じ
る希望波の歪を等化器により補償し、さらに誤り訂正の
適用により劣化の改善を行うところにある。また、帯域
制限を行うことによって周波数利用効率を向上させると
いう利点もある。
すべきディジタル信号に対し、伝送信号の帯域幅をＢｗ
（Ｂｗ＜ｆN,ｆN:ナイキスト周波数帯域）となるように
帯域制限することにより送信信号のスペクトラム幅を衛
星中継器の伝送周波数帯域幅（ナイキスト周波数帯域幅
よりも狭い）に適合させると共に、帯域制限により生じ
る希望波の歪を等化器により補償し、さらに誤り訂正の
適用により劣化の改善を行うところにある。また、帯域
制限を行うことによって周波数利用効率を向上させると
いう利点もある。
【０００７】
【実施例】図１は、本発明の第１の実施例のブロック構
成図である。１は、伝送すべきディジタル信号が入力す
る端子（以下、端子１という）。２は、誤り訂正符号
器、３は、直並列変換器、４は、波形整形フィルタ、５
は、四相位相変調器、６は、帯域制限フィルタ、７は、
無線伝送路、８は、四相位相復調器、９は、ベースバン
ド帯等化器、１０は、誤り訂正復号器、１１は、受信出
力信号端子、１２は、雑音発生器、１３は、ＩＦ帯等化
器である。図１において、送信側では、端子１に伝送す
べきディジタル入力信号が入力される。このディジタル
入力信号の速度はｆd(bit/sec)である。この端子１の信
号は誤り訂正符号器２に入力する。この誤り訂正符号器
２は符号化率(n-1)/n (nは自然数）のたたみ込み符号器
である。この誤り訂正符号器２の出力は直並列変換器３
で、二系統の速度ｆb(bit/sec) (ｆb=(n/2)(n-1)f d)
の信号はロールオフ率α(０＜α＜１）の波形整形フィ
ルタ４−１，４−２で波形整形した信号が四相位相変調
器５に入力して、周波数Ｆc の搬送波を直交変調する。
この四相位相変調器５の出力は通過帯域Ｂｗ（Ｂｗ＜ｆ
N,ｆN:ナイキスト周波数帯域）の帯域制限フィルタ６を
通過する。この帯域制限フィルタ６により信号はＢｗの
スペクトラム幅を有する信号となり、無線伝送路７に送
信される。受信側では、無線伝送路７の信号は四相位相
復調器８により復調され、帯域制限フィルタ６により歪
んだ希望波の歪を補償するベースバンド帯等化器９に入
力する。このベースバンド帯等化器９の出力は誤り訂正
復号器１０に入力する。この誤り訂正復号器１０は、送
信側の誤り訂正符号器２に対応する論理の復号器であっ
て、ベースバンド帯等化器９の等化出力信号に誤り訂正
を行い端子１１にディジタル出力信号を出力する。この
出力信号の速度は入力信号と等しいｆdである。
成図である。１は、伝送すべきディジタル信号が入力す
る端子（以下、端子１という）。２は、誤り訂正符号
器、３は、直並列変換器、４は、波形整形フィルタ、５
は、四相位相変調器、６は、帯域制限フィルタ、７は、
無線伝送路、８は、四相位相復調器、９は、ベースバン
ド帯等化器、１０は、誤り訂正復号器、１１は、受信出
力信号端子、１２は、雑音発生器、１３は、ＩＦ帯等化
器である。図１において、送信側では、端子１に伝送す
べきディジタル入力信号が入力される。このディジタル
入力信号の速度はｆd(bit/sec)である。この端子１の信
号は誤り訂正符号器２に入力する。この誤り訂正符号器
２は符号化率(n-1)/n (nは自然数）のたたみ込み符号器
である。この誤り訂正符号器２の出力は直並列変換器３
で、二系統の速度ｆb(bit/sec) (ｆb=(n/2)(n-1)f d)
の信号はロールオフ率α(０＜α＜１）の波形整形フィ
ルタ４−１，４−２で波形整形した信号が四相位相変調
器５に入力して、周波数Ｆc の搬送波を直交変調する。
この四相位相変調器５の出力は通過帯域Ｂｗ（Ｂｗ＜ｆ
N,ｆN:ナイキスト周波数帯域）の帯域制限フィルタ６を
通過する。この帯域制限フィルタ６により信号はＢｗの
スペクトラム幅を有する信号となり、無線伝送路７に送
信される。受信側では、無線伝送路７の信号は四相位相
復調器８により復調され、帯域制限フィルタ６により歪
んだ希望波の歪を補償するベースバンド帯等化器９に入
力する。このベースバンド帯等化器９の出力は誤り訂正
復号器１０に入力する。この誤り訂正復号器１０は、送
信側の誤り訂正符号器２に対応する論理の復号器であっ
て、ベースバンド帯等化器９の等化出力信号に誤り訂正
を行い端子１１にディジタル出力信号を出力する。この
出力信号の速度は入力信号と等しいｆdである。
【０００８】図２は、本発明を適用した第２の実施例の
構成図である。１３は、ＩＦ帯等化器である。図１と異
なるところは、等化をＩＦ帯で行う点であり、その他の
点は同じである。このような構成でも、図１の構成と同
様の効果を得ることはできる。
構成図である。１３は、ＩＦ帯等化器である。図１と異
なるところは、等化をＩＦ帯で行う点であり、その他の
点は同じである。このような構成でも、図１の構成と同
様の効果を得ることはできる。
【０００９】図３は、図１の実施例ディジタル伝送方式
の各位置での信号波形および信号スペクルを模式的に示
す図である。第３図（ａ）は誤り訂正符号器２の出力信
号波形図（アイパターン）、同（ｂ）は四相位相復調器
８の出力信号波形図（アイパターン）、同（ｃ）はベー
スバンド帯等化器９の出力信号波形（アイパターン）で
ある。また同図（ｄ）は四相位相変調器５の出力信号信
号スペクトル、同（ｅ）は帯域制限フィルタ６の出力信
号スペクトルである。
の各位置での信号波形および信号スペクルを模式的に示
す図である。第３図（ａ）は誤り訂正符号器２の出力信
号波形図（アイパターン）、同（ｂ）は四相位相復調器
８の出力信号波形図（アイパターン）、同（ｃ）はベー
スバンド帯等化器９の出力信号波形（アイパターン）で
ある。また同図（ｄ）は四相位相変調器５の出力信号信
号スペクトル、同（ｅ）は帯域制限フィルタ６の出力信
号スペクトルである。
【００１０】図４は本実施例で用いたベースバンド帯等
化器９の一構成例である。本等化器はタップデータ、タ
ップ係数が複素数の２次元ベースバンド線形適応等化器
で、タップ数が３３、適応アルゴリズムにＬＭＳ（Ｌｅ
ａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）法を採用した。等化
器出力は識別器の前段を出力し、誤り訂正復号器１０へ
軟判定情報を提供する。
化器９の一構成例である。本等化器はタップデータ、タ
ップ係数が複素数の２次元ベースバンド線形適応等化器
で、タップ数が３３、適応アルゴリズムにＬＭＳ（Ｌｅ
ａｓｔ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ）法を採用した。等化
器出力は識別器の前段を出力し、誤り訂正復号器１０へ
軟判定情報を提供する。
【００１１】このようなディジタル信号伝送方式では、
上述のように使用する衛星の中継器周波数帯域幅に応じ
て帯域制限フィルタ６により所要帯域をＢｗ(Ｂｗ＜ｆ
N,ｆN:ナイキスト周波数帯域）のように狭く設定して
も、伝送品質の高い信号伝送を行うことができる。以下
にこれを実証した結果について述べる。
上述のように使用する衛星の中継器周波数帯域幅に応じ
て帯域制限フィルタ６により所要帯域をＢｗ(Ｂｗ＜ｆ
N,ｆN:ナイキスト周波数帯域）のように狭く設定して
も、伝送品質の高い信号伝送を行うことができる。以下
にこれを実証した結果について述べる。
【００１２】図１の構成のよる無線伝送路７において別
の雑音発生器１２からの雑音をそれぞれ混入して実用的
な無線回線に近い状態を作った。帯域制限フィルタの通
過帯域幅及び雑音の量は可変である。端子１に入力する
ディジタル信号の速度は ｆd＝４７.７２ Ｍｂｉｔ／ｓｅｃ であり、ナイキスト周波数帯域は ｆN＝２７.２７ ＭＨｚ となる。波形整形フィルタのロールオフ率を α＝０.４ とした。等化器はタップデータ、タップ係数が複素数の
２次元ベースバンド線形適応等化器で、 タップ数＝３３ で適応アルゴリズムにＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ
Ｓｑｕａｒｅ）法を採用した。等化器出力は識別器の前
段を出力し、誤り訂正符号器へ軟判定情報を提供する。
誤り訂正符号および復号方式として、 符号化率 Ｒ＝７／８ 拘束長 Ｋ＝７ のたたみ込み符号・ビタビ復号法を用いた。この誤り訂
正符号器および復号器は集積回路により既製のものを容
易に得ることができる。図５は本発明方式における周波
数利用効率を示し、横軸に帯域制限フィルタの通過帯域
をとり、縦軸に周波数利用効率をとったグラフである。
帯域制限フィルタの通過帯域を狭くすることにより、周
波数利用効率を大きくすることが可能である。第６図
は、帯域制限フィルタの通過帯域幅Ｂｗを２７ＭＨｚと
した時の本発明方式の誤り率特性を示すグラフである。
横軸に信号対雑音電力比をとり、縦軸に符号誤り率をと
り、本発明実施例および比較例についてその特性を示し
た。曲線Ａが本発明実施例の試験結果である。曲線Ｂは
同じ帯域制限量で等化器を適用しない誤り訂正だけの場
合の比較例の実測結果である。曲線Ｔは帯域制限無し
で、誤り訂正だけを適用した場合の理論値である。すな
わち、曲線Ａは、本発明実施例で上記パラメータによる
ディジタル信号の送受信を行い、混入させ雑音の量を変
化させ、端子１から端子１１の符号誤り率を測定したも
のである。曲線Ｂは曲線Ａに示す本発明実施例と送信電
力、情報伝送量、帯域制限量がそれぞれ等しく、誤り訂
正だけを適用した方式の一例である。この曲線ＡとＢを
比較すると、符号誤り率１０-4を得るのに必要な信号対
雑音電力比で見た理論値Ｔからの劣化は、曲線Ａでは約
１.４ｄＢ、曲線Ｂでは約４.３ｄＢであり、本発明方式
では訂正だけを運用する方式に比べ、約２.９ｄＢ軽減
される。
の雑音発生器１２からの雑音をそれぞれ混入して実用的
な無線回線に近い状態を作った。帯域制限フィルタの通
過帯域幅及び雑音の量は可変である。端子１に入力する
ディジタル信号の速度は ｆd＝４７.７２ Ｍｂｉｔ／ｓｅｃ であり、ナイキスト周波数帯域は ｆN＝２７.２７ ＭＨｚ となる。波形整形フィルタのロールオフ率を α＝０.４ とした。等化器はタップデータ、タップ係数が複素数の
２次元ベースバンド線形適応等化器で、 タップ数＝３３ で適応アルゴリズムにＬＭＳ（Ｌｅａｓｔ Ｍｅａｎ
Ｓｑｕａｒｅ）法を採用した。等化器出力は識別器の前
段を出力し、誤り訂正符号器へ軟判定情報を提供する。
誤り訂正符号および復号方式として、 符号化率 Ｒ＝７／８ 拘束長 Ｋ＝７ のたたみ込み符号・ビタビ復号法を用いた。この誤り訂
正符号器および復号器は集積回路により既製のものを容
易に得ることができる。図５は本発明方式における周波
数利用効率を示し、横軸に帯域制限フィルタの通過帯域
をとり、縦軸に周波数利用効率をとったグラフである。
帯域制限フィルタの通過帯域を狭くすることにより、周
波数利用効率を大きくすることが可能である。第６図
は、帯域制限フィルタの通過帯域幅Ｂｗを２７ＭＨｚと
した時の本発明方式の誤り率特性を示すグラフである。
横軸に信号対雑音電力比をとり、縦軸に符号誤り率をと
り、本発明実施例および比較例についてその特性を示し
た。曲線Ａが本発明実施例の試験結果である。曲線Ｂは
同じ帯域制限量で等化器を適用しない誤り訂正だけの場
合の比較例の実測結果である。曲線Ｔは帯域制限無し
で、誤り訂正だけを適用した場合の理論値である。すな
わち、曲線Ａは、本発明実施例で上記パラメータによる
ディジタル信号の送受信を行い、混入させ雑音の量を変
化させ、端子１から端子１１の符号誤り率を測定したも
のである。曲線Ｂは曲線Ａに示す本発明実施例と送信電
力、情報伝送量、帯域制限量がそれぞれ等しく、誤り訂
正だけを適用した方式の一例である。この曲線ＡとＢを
比較すると、符号誤り率１０-4を得るのに必要な信号対
雑音電力比で見た理論値Ｔからの劣化は、曲線Ａでは約
１.４ｄＢ、曲線Ｂでは約４.３ｄＢであり、本発明方式
では訂正だけを運用する方式に比べ、約２.９ｄＢ軽減
される。
【００１３】以上、実施例では波形整形にロールオフフ
ィルタ、変調方式として四相位相変調器、帯域制限フィ
ルタの通過帯域を２７ＭＨｚ、等化器として２次元ベー
スバンド帯線形適応等化器、タップ数３３適応アルゴリ
ズムにＬＭＳ法、等化器出力を識別器の前段とし軟判定
情報を出力し、誤り訂正として符号化率７／８・拘束長
７のたたみ込み符号化ビタビ復号法を例として説明した
が、本発明は他の波形整形フィルタ、変調方式、帯域制
限フィルタ、等化器および誤り訂正方式の組み合わせに
おいても同様に実現可能である。
ィルタ、変調方式として四相位相変調器、帯域制限フィ
ルタの通過帯域を２７ＭＨｚ、等化器として２次元ベー
スバンド帯線形適応等化器、タップ数３３適応アルゴリ
ズムにＬＭＳ法、等化器出力を識別器の前段とし軟判定
情報を出力し、誤り訂正として符号化率７／８・拘束長
７のたたみ込み符号化ビタビ復号法を例として説明した
が、本発明は他の波形整形フィルタ、変調方式、帯域制
限フィルタ、等化器および誤り訂正方式の組み合わせに
おいても同様に実現可能である。
【００１４】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
周波数利用効率の向上を実現できると共に、種々の伝送
帯域幅の衛星中継器を使って所望の信号を伝送出来る。
周波数利用効率の向上を実現できると共に、種々の伝送
帯域幅の衛星中継器を使って所望の信号を伝送出来る。
【図１】本発明の第１の実施例の構成図。
【図２】本発明の第２の実施例の構成図。
【図３】本発明を適用した場合の各部の信号波形および
信号スペクトルを示す図。
信号スペクトルを示す図。
【図４】２次元ベースバンド線形等化器の構成例。
【図５】本発明の周波数利用効率増大の試験結果を示す
図。
図。
【図６】本発明の符号誤り率の試験結果を示す図。
１ 伝送すべきディジタル信号が入力する端子 ２ 誤り訂正符号器 ３ 直並列変換器 ４ 波形整形フィルタ ５ 四相位相変調器 ６ 帯域制限フィルタ ７ 無線伝送路 ８ 四相位相復調器 ９ ベースバンド帯等化器 １０ 誤り訂正復号器 １１ 受信出力信号端子 １２ 雑音発生器 １３ ＩＦ帯等化器
Claims (2)
- 【請求項１】 デジタル信号を無線によって伝送する通
信方式において、送信側では、ディジタル信号に誤り訂
正のための符号化を行い、得られた信号によって搬送波
を変調し、生成される変調波を所要ナイキスト帯域幅よ
り狭いフィルタによって帯域制限して送信し、受信側で
は、前記変調信号を復調し、前記帯域制限により歪んだ
信号の歪を補償するベースバンド帯等化器により等化
し、誤り訂正復号化を行うことを特徴とするディジタル
信号の伝送方式。 - 【請求項２】 前記変調波をＩＦ帯において等化した後
復調を行い、誤り訂正復号化を行うことを特徴とする請
求項１記載のディジタル信号の伝送方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2834792A JPH05227228A (ja) | 1992-02-14 | 1992-02-14 | ディジタル信号の伝送方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2834792A JPH05227228A (ja) | 1992-02-14 | 1992-02-14 | ディジタル信号の伝送方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05227228A true JPH05227228A (ja) | 1993-09-03 |
Family
ID=12246073
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2834792A Pending JPH05227228A (ja) | 1992-02-14 | 1992-02-14 | ディジタル信号の伝送方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05227228A (ja) |
-
1992
- 1992-02-14 JP JP2834792A patent/JPH05227228A/ja active Pending
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