ITTO950258A1 - Procedimento e apparato di trasmissione e ricezione di segnali numerici trasmessi in modulazione inmultiplex codificato a divisione - Google Patents

Abstract

I segnali numerici, per es. audio o video, sono convertiti in simboli OFDM composti ognuno di componenti elementari x (n, k) che vengono convertite in valori complessi mediante mappatura su una costellazione e modulate su rispettive portanti e trasmesse in un canale. All'uscita del canale i segnali ricevuti y (n, k) vengono equalizzati dividendoli per rispettivi valori complessi H (n, k) costituenti stime della funzione di trasferimento del canale in relazione alle rispettive portanti. Secondo l'invenzione, gli H (n, k) per il simbolo corrente sono ricavati dividendo le componenti elementari di un simbolo ricevuto prima di quello corrente (y (n- 1, k)) per le rispettive componenti elementari del simbolo ricevuto in precedenza, rimodulato a partire da una sua ricostruzione dopo equalizzazione (x(n - 1, k)).

Description

DESCRIZIONE dell'Invenzione Industriale dal titolo:

"Procedimento e apparato di trasmissione e ricezione di segnali numerici trasmessi in modulazione in multiplex codificato a divisione di frequenza"

DESCRIZIONE

L'invenzione riguarda un nuovo procedimento e apparato di trasmissione e ricezione per segnali numerici trasmessi con modulazione numerica in multiplex codificato a divisione di frequenza, ovvero multi-portante di tipo noto come C-OFDM (Coded Orthogonal Frequency Division Multiplex). L'invenzione è destinata a essere applicata sopratutto, benché non esclusivamente, alla trasmissione di segnali numerici audio e video.

Un'esposizione della modulazione OFDM si trova per esempio in S.B. Weinstein and P.M Ebert, Data transmission by frequency-division multipiexing using thè discrete Fourier transform, IEEE Transactions on Communications, COM-19(5), pp. 628-634, ottobre 1971, oppure anche in P.G.M. de Bot, V. Mìgnone, H.D. Schuttle, An overview of the modulation and channel coding shcemes deveioped for digitai terrestrial television broadcasting within thè dTTb project, IBC '94 Conference, Amsterdam.

Come noto, nella modulazione C-OFDM si trasmettono, in multiplazione di frequenza, centinaia o migliaia di portanti numeriche a banda stretta e a basso bit-rate, le quali sono modulate in ampiezza e fase in modo che da far corrispondere le componenti elementari dei simboli OFDM a punti prestabiliti del piano ampiezza-fase. L'insieme dei punti prestabiliti del piano ampiezza-fase costituisce una cosiddetta costellazione. Si adottano tipicamente costellazioni di 4, 16, o 64 punti, ad esempio quelle note come QPSK, 16QAM, 64QAM. Una rappresentazione grafica della costellazione 16QAM è riportata nella Fig. 1, dove I e Q sono le componenti in fase e in quadratura di una portante, e i punti segnati sono i 16 stati di modulazione riconosciute come appartenenti alla costellazione, e corrispondenti a rispettive componenti elementari dei simboli OFDM (per esempio i numeri da 1 a 16, ovvero le 16 combinazioni possibili di 4 bit), in sostanza le migliaia di bit di cui è costituito un simbolo OFDM vengono suddivise in gruppi o componenti elementari di 4 bit, e ogni componente viene mappata sulla costellazione. Tenendo conto della Fig. 1 , il segnale complesso generato da una componente elementare del simbolo può quindi essere rappresentato dalla formula:

dove Φ(n) è l'informazione di fase e A(n) è l'informazione d'ampiezza, e x(n) appartiene ad es. a una delle costellazioni QPSK, 16QAM, 64QAM.

Si garantisce l'assenza di interferenza (o ortogonalità) fra le portanti scegliendo una distanza in frequenza tra di esse che sia pari alla velocità di segnalazione (symbol-rate) utile 1/TU, dove Tu è la durata del simbolo OFDM. Tale durata è molto elevata, perché il flusso di bit totale del simbolo è suddiviso fra le molte portanti trasmesse in parallelo. La modulazione e demodulazione C-OFDM sono eseguite con tecniche totalmente numeriche, e sono basate sugli algoritmi di trasformata e anti-trasformata numerica di Fourier (FFT e IFFT).

La Fig. 2 rappresenta simbolicamente una trama C-OFDM. Ogni casella rappresenta una portante, di frequenza, normalizzata k, all'istante n. Le caselle nere indicano le "portanti pilota", vuote di informazione utile, di cui si parlerà più avanti, mentre le caselle tratteggiate costituiscono nel loro insieme un "simbolo di sincronismo", cioè un simbolo noto arbitrario prefissato, che consente al ricevitore di sincronizzarsi col segnale.

Nel caso di canale lineare non distorcente con risposta in frequenza "piatta" nella banda del segnale (come si verifica per lo più nelle modulazioni C-OFDM), la risposta in frequenza del canale H(n) può essere scritta come:

Nei sistemi C-OFDM (vedi Fig. 2) il flusso di informazioni binarie viene suddiviso su Np sotto-canali multiplati in frequenza, e trasmesso in parallelo. Indicando con n la variabile tempo-discreto (a frequenza di campionamento fc, normalizzata a 1 per semplicità) e con k la variabile frequenza-discreta (corrispondente all'indice della portante C-OFDM) (a "frequenza" di campionamento Tu=N/fc, normalizzata a N per semplicità), la risposta in frequenza del canale può quindi essere indicata come:

Nel diagramma della Fig. 3 è riportata in ordinate la frequenza f e in ascisse il valore assoluto o ampiezza H(n,k) della funzione di trasferìmento del canale. L'intervallo di frequenze B è la banda complessiva della trasmissione C-OFDM. La curva riportata a titolo illustrativo costituisce in pratica l’inviluppo delle funzioni di trasferimento H(n,k), H(n,k+1), H(n,k+2), per le singole portanti, considerate individualmente "piatte".

In molti casi le H(n,k) sono sostanzialmente costanti al variare di n, cioè del tempo, per esempio in caso di trasmissioni televisive terrestri a ricevitori stazionari. Ma in caso di ricevitori mobili la curva della Fig. 3 si evolve nel tempo, talvolta molto rapidamente.

Il segnale elementare complesso ricevuto y(n,k) (dopo traslazione in banda base e FFT) è una replica del segnale trasmesso moltiplicato per la risposta in frequenza del canale e sommato a una componente di rumore Gaussiano bianco a banda stretta n(n,k). Il segnale complesso

ricevuto è quindi:

La demodulazione coerente prevede l'equalizzazione del segnale ricevuto, secondo la regola:

Tale procedimento richiede che il ricevitore elabori una stima (indicata dal simbolo Λ) della risposta in frequenza del canale H(n,k).

I metodi e gli apparati di trasmissione e ricezione proposti anteriormente si basavano sull'una o l'altra di due tecniche di demodulazione: la demodulazione differenziale (utilizzata nel sistema Europeo di radiofonia numerica "DAB") oppure la demodulazione coerente. Nel caso della demodulazione differenziale, l'equalizzazione d'ampiezza e fase di ogni portante numerica OFDM è basata sul riferimento della portante al simbolo precedente, con la stessa posizione in frequenza.

Nei sistemi PSK con demodulazione di fase differenziale, l'informazione non è associata alla fase assoluta della costellazione, ma alla differenza di fase fra due simboli successivi nel tempo:

La regola di demodulazione differenziale è la seguente (dove si assume

dove è l'informazione di fase trasmessa e n è una componente di disturbo introdotta dal canale. L'ultima uguaglianza vale solo se la risposta in frequenza del canale H(n,k) è quasi-stazionaria in due simboli C-OFDM consecutivi e se il rumore n(n,k) è sufficientemente basso. Pertanto nel caso di demodulazione differenziale non è richiesta una e vera e propria stima della risposta del canale H(n,k), dato che il riferimento di fase è ottenuto dal simbolo precedente. Inoltre il demodulatore segue le variazioni della risposta del canale nel tempo con il solo ritardo di un simbolo C-OFDM, ed è pertanto molto veloce e adatto alla ricezione mobile. Tuttavia ciò comporta un notevole degradamento del rapporto segnale/disturbo C/N per ottenere un tasso di errore desiderato, in paragone alla demodulazione coerente, a causa del rumore presente sia sul simbolo attuale, sia su quello precedente. Nella demodulazione QPSK differenziale con codifica convoluzionale rate 1⁄2, tale degrademento è dell'ordine di 3 dB.

La demodulazione C-OFDM coerente si basa invece sulla stima della funzione di trasferimento del canale da parte del demodulatore e su un'operazione di equalizzazione dell'ampiezza e della fase delle singole costellazioni C-OFDM. Nei ricevitori convenzionali, la stima della funzione di trasferimento del canale viene fatta introducendo nel simbolo C-OFDM un "pettine" di portanti pilota non modulate (caselle nere in Fig. 2), che vengono filtrate e interpolate dal ricevitore, in altre parole, un certo numero (tipicamente oltre una ogni dieci) delle portanti che compongono il segnale C-OFDM complessivo sono utilizzate esclusivamente come riferimenti che permettono di risalire alle caratteristiche del canale, e non contribuiscono a trasportare informazione utile. Da ogni portante non modulata si ricava la risposta del canale per quella frequenza, e poi per interpolazione si ricava la curva di trasferimento approssimata completa del canale. Questo metodo risolve il problema della demodulazione coerente a prezzo di una riduzione della efficienza spettrale del sistema dell'ordine del 10-20%.

Nei sistemi C-OFDM coerenti convenzionali, la risposta in frequenza è ottenuta elaborando le informazioni contenute nelle "portanti pilota" menzionate sopra, appositamente trasmesse a tale scopo. Tali portanti pilota, di cui il ricevitore conosce a priori la fase e l'ampiezza trasmessa, sono inserite secondo una successione regolare nel tempo e nella frequenza, in modo tale che il ricevitore sia in grado di calcolare tramite interpolazione la risposta in frequenza relativa alle portanti che trasportano ί dati utili. Le portanti pilota sottraggono capacità trasmissiva al segnale utile, e la loro spaziatura deve seguire criteri precisi al fine di permettere l'interpolazione in base alla velocità di variazione della risposta in frequenza lungo le portanti C-OFDM e nel tempo. In generale, se N=N(FFT) è il numero totale di punti FFT, cioè il numero di campioni nel periodo Tu, e M è il numero dei campioni nel periodo Tg, le portanti pilota devono essere inserite come minimo una volta ogni N/M portanti, mentre il sotto-campionamento nel tempo (simboli C-OFDM successivi) deve essere tale che il canale rimanga quasi-stazionario fra due stime successive. Inoltre, per depurare la stima della risposta del canale dal rumore di ricezione, è necessario filtrarla nel tempo, e tale processo riduce ulteriormente la capacità del ricevitore di "inseguire" variazioni rapide del canale nel caso di ricezione mobile.

Inoltre, per assicurare l'insensibilità agii echi del sistema C-OFDM si introduce un "intervallo di guardia" (di durata Tg) tra un simbolo e il successivo, per evitare che simboli successivi interferiscano mutuamente (1SI, Interferenza Intersimbolica). Pertanto la durata totale di un simbolo, pah a Ts, è la somma della durata utile del simbolo Tu e dell'intervallo di guardia Tg. L'inserimento di lunghi intervalli di guardia permette al sistema di operare in presenza di echi molto ritardati (ad esempio di alcune decine o centinaia di microsecondi), tuttavia richiede di adottare una durata di simbolo Tu elevata, per mantenere buona efficienza spettrale. Dato che la spaziatura tra le portanti C-OFDM è 1/TU, al crescere di Tu diminuisce la spaziatura tra le portanti, e aumenta il numero delle portanti C-OFDM a parità della banda occupata dal segnale.

in aggiunta agli accorgimenti esposti sopra, la tecnica nota adotta diversi altri accorgimenti (in parte ovvi per l'esperto nel ramo) che sono utili o addirittura essenziali per il buon funzionamento del sistema. Per esempio, affinché la modulazione C-OFDM sia robusta su canali selettivi in frequenza (canali di Rice e di Rayleigh), è importante usare codici correttori potenti (per es. FEC, o Forward Errar Correction). Infati gli echi producono forti attenuazioni in alcune zone dello spettro C-OFDM, riducendo drasticamente il rapporto segnale/disturbo C/N di alcune portanti rispetto alle altre. In queste condizioni, solo l'uso di sofisticate tecniche di codifica di canale (decodifica di Viterbi "soft-decision", con pesatura delle metriche in base al rapporto C/N stimato dal ricevitore su ciascuna portante) permete di ricostruire efficacemente la parte di informazione distrutta dal canale.

Inoltre, sempre come risulterà evidente per l'esperto nel ramo, l'assegnazione delle componenti elementari dei simboli alle portanti, anziché essere sequenziale, e interfacciata con una legge pseudo-casuale avente lo scopo di distribuire in modo uniforme gli effetti nocivi della distorsione e del rumore del canale.

Dall'esposizione data sopra dei principi di funzionamento del sistema C-OFDM, si può facilmente comprendere come esso sia intrinsecamente insensibile alle distorsioni lineari introdotte dalla propagazione a cammini multipli sul canale radio e agli echi provocati da ostacoli. Infatti le portanti C-OFDM sono a banda stretta, e quindi occupano una porzione della funzione di trasferimento del canale localmente "piatta" e non distorcente, a parte un'eventuale rotazione di fase e un'attenuazione della costellazione, che si recupera in ricezione tramite un equalizzatore a stadio singolo.

Vantaggio della ricezione con demodulazione differenziale è la semplicità realizzala e la velocità d'inseguimento delle variazioni della funzione di trasferimento del canale (di cui è richiesta la semi-stazionarietà pari a soli due simboli C-OFDM), fattore molto importante nel caso di ricezione su mezzi mobili. Svantaggi principali sono la perdita di alcuni decibel (circa 3 dB) sul rapporto segnale/disturbo C/N in ricezione per ottenere un opportuno tasso di errore residuo (BER, "Bit error ratio", tasso di errore) e l'impossibilità di utilizzo di costellazioni del segnale numerico che non presentino simmetria rotazionale (ad esempio è utilizzabile la costellazione QPSK e codifica differenziale, ma non le costellazioni 16QAM e 64QAM).

Nel caso di demodulazione coerente, l'equalizzazione di ampiezza e fase di ciascuna portante numerica C-OFDM è basata sulla stima della risposta in frequenza del canale tramite l'analisi di un elevato numero di "portanti pilota" non modulate, inserite a tale scopo nel segnale C-OFDM trasmesso. Vantaggi di tale metodo sono la possibilità di operare con qualsivoglia costellazione (QPSK, 16QAM, 64QAM con codifica assoluta) e con le migliori prestazioni in termine di rapporto C/N richiesto per ottenere un opportuno BER in ricezione. Svantaggi principali sono la perdita di efficienza trasmissiva (numero di bit trasmissibili al secondo su un canale di banda unitaria) dovuta alla trasmissione delle portanti pilota e la scarsa velocità d'inseguimento delle caratteristiche del canale nel caso di ricezione mobile, a causa della necessità di mediare nel tempo la stima della funzione di trasferimento del canale per ridurne il rumore. Il procedimento e apparato di trasmissione e di ricezione secondo l'invenzione ha pertanto lo scopo principale di eliminare gli svantaggi dei procedimenti noti, in modo da ottenere le buone caratteristiche di entrambi i metodi precedentemente citati. Altro scopo è di utilizzare un solo formato di trasmissione per la ricezione fissa e mobile. Più specificamente, l'invenzione si propone di realizzare la ricezione di segnali C-OFDM utilizzanti qualsivoglia costellazione (ad esempio QPSK, 16QAM, 64QAM, con codifica assoluta di Gray) per ricezione fissa e su mezzi mobili, purché la funzione di trasferimento del canale sia quasi-stazionaria nel periodo di due simboli C-OFDM, e purché siano verificate le condizioni classiche di funzionamento dei sistemi C-OFDM (cioè il rapporto segnale/disturbo C/N in ricezione sia sufficiente, gli echi del segnale siano contenuti nell'intervallo di guardia e non si abbiano altre distorsioni rilevanti del segnale).

Un altro scopo dell'invenzione è di realizzare la ricezione dei detti segnali C-OFDM senza la trasmissione di portanti pilota per la stima della funzione di trasferimento del canale, con corrispettivo miglioramento dell'efficienza trasmissiva (numero di bit trasmissibili in un secondo su un canale di banda unitaria) rispetto ai sistemi coerenti di ricezione tradizionali basati sull'utilizzo delle portanti pilota.

Un altro scopo dell'invenzione è permettere la ricezione fissa dei segnali C-OFDM suddetti con prestazioni di rapporto segnale/disturbo C/N (per ottenere un prefissato tasso di errore residuo BER) simile alla demodulazione coerente e con velocità di "inseguimento" delle variazioni della funzione di trasferimento del canale paragonabile o migliore della demodulazione coerente basata sulle portanti pilota.

Un altro scopo dell'invenzione è permettere la ricezione su mezzi mobili dei segnali C-OFDM suddetti (senza codifica differenziale), con prestazioni di rapporto segnale/disturbo C/N simile o migliore della demodulazione differenziale, per ottenere un prefissato tasso di errore residuo (BER), e con velocità di "inseguimento” delle variazioni delia funzione di trasferimento del canale paragonabile o migliore.

Un altro scopo dell'invenzione è la possibilità di adattare le prestazioni del ricevitore in modo automatico alla durata della risposta impulsiva (ritardo degli echi) e alla velocità di variazione della funzione di trasferimento del canale, permettendo un inseguimento veloce (come nella demodulazione differenziale) nel caso di ricezione su un mezzo mobile, e un inseguimento più lento nel caso di ricezione fissa, ed ottimizzando nei vari casi le prestazioni di tasso di errore.

I suddetti e altri scopi e vantaggi, quali risulteranno dal seguito della descrizione, vengono raggiunti dall'invenzione con un procedimento di trasmissione e ricezione di segnali numerici come definito nella rivendicazione 1 e con un apparato come definito nella rivendicazione 13. Altri aspetti vantaggiosi dell'invenzione sono definiti nelle altre rivendicazioni.

L'invenzione verrà ora descritta con riferimento ad alcune sue realizzazioni preferite, date con riferimento ai disegni allegati, in cui:

La Fig. 1 è un diagramma illustrativo di una costellazione utilizzabile nella trasmissione di segnali in C-OFDM ;

la Fig. 2 è un diagramma illustrativo dello schema di portanti costituenti una trama di trasmissione in C-OFDM;

la Fig. 3 è un diagramma raffigurante una funzione di trasferimento di un canale;

la Fig. 4 è un diagramma rappresentante un simbolo OFDM nel dominio del tempo e della frequenza;

la Fig. 5 è uno schema a blocchi di un apparato di ricezione secondo una realizzazione preferita dell'invenzione.

Nella Fig. 5, un segnale digitale da trasmettere, quale un segnale video o audio, generato secondo uno standard arbitrario, è formato da successivi blocchi di simboli binari c(n), dove n e 0, 1, 2, ... rappresenta il tempo normalizzato rispetto alla durata di un simbolo OFDM. Ogni blocco di simboli binari c(n) viene dapprima codificato in un codificatore FEC (Forward Error Correction) per ottenere, in modo convenzionale, un segnale binario costituito tipicamente di parecchie migliaia di bit, e che può essere arbitrariamente suddiviso in componenti elementari di pochi bit ciascuna (per es. 2, 4 o 8 bit), che vengono interlacciate secondo una legge l(n) in un interlacciatore convenzionale. Per scopi che diverranno evidenti nel seguito, la legge l(n) varia con n in modo prefissato, e più specificamente si adottano alternatamente due leggi diverse per n pari e n dispari.

Le componenti elementari interlacciate sono poi modulate in un modulatore numerico (per es. 16QAM) sostanzialmente convenzionale, per ottenere rispettivi valori digitali complessi x(n,k), dove k rappresenta la frequenza normalizzata della portante a cui x(n,k) si riferisce. Per ogni n l'insieme dei vettori complessi x(n,k) costituisce un simbolo OFDM, e indica ciascuno un punto o stato della costellazione di modulazione 16QAM {o altra prefissata). Più simboli OFDM vengono multiplati in trame in un multiplatore (non illustrato), con inserimento di simboli di riferimento, cioè di simboli noti, da utilizzare nel ricevitore come verrà descritto nel seguito.

Contrariamente all'arte nota, nelle trame di simboli non occorre inserire alcuna portante pilota. Peraltro, i simboli di riferimento coincidono preferibilmente con simboli di sincronismo già presenti nell'arte anteriore, nella quale sono usati a scopo di sincronizzazione del ricevitore col segnale.

Infine il segnale così elaborato viene immesso nel canale. Agli effetti dell'invenzione s'intende come canale non solo lo spazio di propagazione, ma tutti i circuiti e trattamenti a cui il segnale è sottoposto immediatamente a monte dell'antenna trasmittente e a valle dell'antenna ricevente. Più specificamente, la trama di simboli OFDM viene sottoposta a Trasformata Inversa di Fourier (IFFT), a conversione digitale-analogica, ad amplificazione, a conversione a radiofrequenza, e a trasmissione dall'antenna. Dopo la propagazione, il segnale viene ricevuto dall'antenna ricevente e sottoposto ancora ad amplificazione, a conversione di frequenza, a controllo automatico di guadagno, a conversione analogicodigitale, a conversione in banda-base, e infine a Trasformata di Fourier campionata (FFT, Fast Fourier Transform). Tutte queste manipolazioni non sono illustrate perché non riguardano l'invenzione e perché sono ovvie per l'esperto nel ramo.

Il ricevitore comprende diverse parti simili a quelle dei ricevitori C-OFDM coerenti convenzionali: il simbolo C-OFDM complesso

ricevuto all'uscita del canale (definito come descritto nel capoverso precedente) viene equalizzato in un equalizzatore, dividendolo per la funzione di trasferimento del canale stimata nel periodo di simbolo precedente. Dopo equalizzazione, il simbolo C-OFDM viene de-interlacciato in un de-interlacciatore con procedimento inverso rispetto a quello di interlacciamento eseguito in trasmissione, e quindi serializzato in un convertitore parallelo/serie, al fine di inviare a un decodificatore FEC informazioni trasmesse su portanti C-OFDM distanziate in frequenza, e quindi con rapporti C/N statisticamente indipendenti. Dopo deinterlacciamento, la sequenza di campioni relativa a un simbolo C-OFDM viene elaborata dal correttore di canale (FEC) per la riduzione del tasso di errore, e quindi viene inviata in uscita all'utilizzatore.

La parte inventiva dei processo di demodulazione riguarda la stima della funzione di trasferimento del canale utilizzata neirequalizzazione. Secondo l'invenzione, il segnale binario in uscita dal decodificatore FEC viene ri-codificato in un codificatore FEC, uguale a quello usato per la trasmissione, per ottenere una stima affidabile della sequenza trasmessa, viene interlacciato con procedimento uguale a quello eseguito dal trasmettitore, in modo che i pacchetti di errore residui dopo correzione vadano a localizzarsi su portanti C-OFDM lontane in frequenza. Il segnale binario così ricostruito viene nuovamente mappato sulla costellazione dei segnali (vedi Fig. 1 ) in un modulatore M-QAM, e quindi utilizzato per ricostruire una stima della risposta in frequenza del canale, dividendo la sequenza di campioni ricevuti (do relativi al simbolo C-OFDM medesimo per la sequenza a dopo correzione. La risposta in frequenza stimata viene quindi preferibilmente filtrata nel dominio della frequenza e nel dominio del tempo su più simboli OFDM successivi.

Scopo di questi due filtri è ridurre il rumore e l'effetto degli errori residui dopo correzione sulla risposta in frequenza stimata del canale. Alla fine di tale processo, si ha a disposizione una stima aggiornata del canale, per la demodulazione del simbolo OFDM successivo, e pertanto il procedimento può continuare indefinitamente. Per iniziare il processo di ricezione, è necessario che il ricevitore sia in grado di eseguire una prima stima della risposta in frequenza del canale. Questo può essere ottenuto inserendo periodicamente nella sequenza trasmessa un simbolo OFDM noto a priori dal ricevitore.

Tale sequenza è richiesta anche dai sistemi di demodulazione C-OFDM classici, per il recupero dei sincronismi temporali e di frequenza del ricevitore, e pertanto non costituisce una perdita di efficienza per il demodulatore in oggetto.

Il suddetto procedimento di trasmissione e ricezione effettua la codifica di canale utilizzando qualsivoglia codice FEC (inclusa l'assenza di codifica FEC), o concatenazione di codici FEC e interlacciatori, purché la loro capacità di correzione sia sufficiente per rendere stabile l'anello chiuso utilizzato in ricezione per la stima dei canale. Infatti, se la capacità correttiva del codice non fosse sufficiente, la stima del canale risulterebbe affetta da molti errori, aumentando ulteriormente il tasso di errore in uscita fino a mandare il ricevitore fuori servizio fino alla ricezione del simbolo di sincronismo successivo.

Una possibile realizzazione della codifica di canale si basa sulla concatenazione di un codice esterno di tipo Reed-Solomon, di un interlacciatore esterno, di un codificatore convoluzionale (eventualmente punturato per permettere di variare l'efficienza o "rate" del codice) e di un interlacciatore interno. Se il codice interno è sufficientemente potente da permettere una stima adeguata del canale, è possibile escludere in ricezione dall'anello di stima del canale il codice esterno (Reed-Solomon) e ['interlacciatore esterno, con vantaggi di semplicità e rapidità di calcolo della stima. Nel caso il tasso di errore a cui si opera fosse sufficientemente basso e il filtraggio nel dominio della frequenza e/o del tempo fosse sufficientemente efficace, il sistema ad anello chiuso per la stima della funzione di trasferimento del canale può essere realizzato anche senza decodifica FEC, evitando così anche la ricodifica.

Nel caso sia richiesta in ricezione la massima velocità di inseguimento della funzione di trasferimento del canale (ad esempio per ricezione mobile) la codifica di canale viene effettuata sulla base di un singolo simbolo C-OFDM, in modo che in ricezione sia possibile la decodifica simbolo per simbolo. Preferibilmente, se il codice interno è di tipo convoluzionale, al termine di ciascun simbolo C-OFDM il traliccio viene "chiuso" (come indicato a tratteggio nella Fig. 5), vale a dire vengono introdotti nel codificatore tanti simboli binari (bit) nulli quanti sono i suoi elementi di memoria ("constraint length" del codice), e i relativi bit codificati vengono inseriti nel simbolo C-OFDM e trasmessi. Tale procedimento permette in ricezione la decodifica di ciascun simbolo C-OFDM singolarmente, senza attendere la ricezione del simbolo successivo.

Viene quindi eseguito l'interlacciamento dei bit generati dal codificatore interno su un blocco corrispondente a un simbolo C-OFDM (interlacciamento nella frequenza, per separare i bit codificati su portanti C-OFDM distanti in frequenza). Come si è detto sopra con riferimento alla Fig. 5, tale operazione deve utilizzare almeno due regole di interlacciamento/deinterlacciamento differenti, ad esempio 1(1) per i simboli C-OFDM pari e l(2) per i simboli C-OFDM dispari, per permettere una efficiente correzione degli errori a pacchetto nel ricevitore.

Il modulatore dell'invenzione è quindi basato sullo schema tradizionale di un modulatore C-OFDM utilizzante costellazioni qualsivoglia (ad esempio QPSK, 16QAM, 64QAM con codifica assoluta di Gray), ma preferibilmente senza l'introduzione delle portanti pilota per la stima del canale. Il modulatore, come i modulatori C-OFDM convenzionali, costruisce una trama di successivi simboli C-OFDM, nella quale sono inseriti periodicamente (ad esempio una volta ogni 100 simboli utili) alcuni simboli noti per il recupero dei sincronismi e per effettuare una stima iniziale della funzione di trasferimento del canale in ricezione.

Si descriverà ora il procedimento di ricezione dell'invenzione in modo più dettagliato, sempre con riferimento alla Fig. 5. Il procedimento comprende i seguenti passi, contraddistinti da numeri riportati sui blocchi corrispondenti della Fig. 5.

Passo 0

Si assuma che il ricevitore disponga inizialmente di una stima

è l'indice delle portanti del simbolo C-

OFDM) della sequenza trasmessa durante il simbolo n-1 (ad esempio, n-1 sia il simbolo noto di sincronismo inserito dal trasmettitore nella trama C-OFDM).

Passo 1

La risposta in frequenza de! canale all'istante n-1 viene stimata dal segnale ricevuto dopo utilizzando la formula (A) data nell'introduzione:

dove è una componente di rumore Gaussiano, statisticamente indipendente su portanti C-OFDM diverse.

Passo 2

Viene effettuato un filtraggio della risposta in frequenza stimata del canale nel dominio della frequenza (lungo la variabile k di un simbolo OFDM). (Si noti che in questo caso vi è uno scambio del dominio del tempo e della frequenza rispetto ai filtri convenzionali). Dato che la risposta all'impulso del canale deve essere limitata nel tempo a una durata pari all'intervallo di guardia Tg del segnale C-OFDM (altrimenti il sistema C-OFDM avrebbe comunque cattive prestazioni a causa dell'interferenza intersimbolica ISI), il filtro applicato deve essere non distorcente nell' intervallo [0, Tg].

Il filtraggio nel dominio della frequenza ha lo scopo di ridurre la potenza del rumore sulla stima del canale Nel caso di presenza di errori residui sulla stima , il filtraggio nel dominio della frequenza contribuisce notevolmente a migliorare le prestazioni del sistema e a renderlo più stabile in presenza di elevati tassi di errore. Un efficace filtraggio nel dominio della frequenza può pertanto permettere di operare anche con FEC poco potenti, ed eventualmente senza FEC. Il demodulatore dell'invenzione può effettuare ad esempio un “filtraggio passa-basso" ideale nel dominio della frequenza del tipo (con * operatore di convoluzione, e

senza distoreere e con un guadagno di 10 Log (N/M) dB nel rapporto C/N della stima del canale.

Nel caso di Tt/Tg = N/M = 4 (che può essere considerato un valore minimo nei sistemi C-OFDM) si ottiene un guadagno di 6 dB sul rapporto C/N della stima del canale, a cui corrisponde in prima approssimazione un degradamento di solo 1 dB delle prestazioni del sistema rispetto alla demodulazione coerente perfetta (stima del canale priva di rumore). Tali prestazioni sono ottenute operando su un solo simbolo OFDM, e pertanto senza perdita di velocità di "inseguimento" del canale rispetto alia demodulazione differenziale.

Nel caso il filtraggio nel dominio della frequenza non fosse effettuato, si otterrebbero le stesse prestazioni della demodulazione differenziale (nell'ipotesi di costellazioni a simmetria rotazionale).

Passo 3

Viene effettuato un filtraggio di nel dominio del tempo, ad esempio mediando su più simboli OFDM precedenti (es.

Tale operazione può essere applicata su un

numero di simboli C-OFDM durante i quali il canale si mantenga quasistazionario; tale numero di simboli può essere di alcune decine per ricezione fissa e può essere ridotto a uno solamente (nessun filtraggio temporale) per ricezione mobile. Ricevitori più sofisticati possono stimare la velocità di variazione di nel tempo, e modificare in modo adattativo la banda del filtro nel dominio della frequenza. Nel caso di ricezione mobile, può essere vantaggioso effettuare una predizione del campione successivo di in base a quelli precedenti, mediante filtraggio predittivo, per aumentare la velocità di inseguimento.

Con il filtraggio temporale è possibile eliminare quasi totalmente il rumore sulla stima del canale, e ottenere prestazioni simili a quelle della demodulazione coerente ideale, purché il canale si mantenga quasistazionario durante tale periodo di filtraggio.

Passo 4

In base alla formula (B) data sopra, si effettua l'equalizzazione del simbolo OFDM all'istante n dividendo il segnale ricevuto (dopo FFT) y(n,k) per la stima del canale ricavata all'istante n-1, assumendo che la risposta in frequenza del canale all'istante n non sia variata sensibilmente rispetto all'istante n-1 :

Passo 5

Il simbolo C-OFDM viene de-interlacciato. Poiché la trasmissione avviene con due o più leggi di interlacciamento, 1(1), l(2) . il de-interlacciatore deve operare su ciascun simbolo OFDM colla legge inversa

rispetto a quella con cui è stato interlacciato in trasmissione.

Il de-interlacciatore ha lo scopo di inviare al decodificatore FEC informazioni trasmesse su portanti OFDM distanziate in frequenza, e quindi con rapporti C/N statisticamente indipendenti.

Passo 6

La sequenza di campioni relativa a un simbolo C-OFDM viene elaborata dal correttore di canale (FEC) per la riduzione del tasso di errore, e quindi viene inviata in uscita per essere utilizzata. Se e necessario ottenere la massima velocità di inseguimento delle caratteristiche del canale (stima di entro un singolo simbolo) il ricevitore secondo l'invenzione deve eseguire la decodifica del simbolo C-OFDM attuale prima della equalizzazione del simbolo seguente. Nel caso di ricezione fissa, la decodifica del codice FEC può avvenire con l'introduzione di ritardi di alcuni simboli, come nei ricevitori convenzionali. La funzione FEC inserita nell'anello per la stima del canale può essere costituita da una parte solamente della funzione FEC applicata ai dati utili. Ad esempio nel caso di codifica concatenata con codice esterno di Reed-Solomon e codice interno convoluzionale, è possibile inserire nell'anello di stima del canale solo la decodifica del codice convoluzionale, oppure escludere ogni operazione di decodifica FEC, a seconda dei parametri di sistema e delle prestazioni richieste.

La decodifica del codice FEC può essere eseguita secondo i metodi utilizzati con i sistemi C-OFDM convenzionali. Ad esempio con i codici convoluzionali è possibile utilizzare la decodifica di Viterbi di tipo "soft decision", con pesatura delle metriche di percorso in base al rapporto segnale/disturbo di ciascuna portante C-OFDM. Se si utilizza un codice convoluzionale, la decodifica di Viterbi introduce un ritardo e un immagazzinamento di L campioni (con L dell'ordine di 100 campioni). Nell'ipotesi che il trasmettitore abbia chiuso il traliccio del codice alla fine del simbolo C-OFDM (introduzione nella sequenza da codificare di un numero di zeri pari alla memoria del codice), il ricevitore ha la possibilità di ottenere in uscita tutti i bit decodificati relativi al simbolo C-OFDM attuale prima della ricezione del simbolo successivo, operando nel modo seguente:

(a) si introduce nel decodificatore di Viterbi i campioni del simbolo C-OFDM da decodificare;

(b) si introducono L campioni addizionali, corrispondenti a bit nulli, in modo tale da ottenere in uscita gli ultimi L bit decodificati.

Tale operazione non peggiora le prestazioni del FEC rispetto al caso di operazione continua.

Passo 7

L'informazione binaria decodificata viene ri-codificata e quindi ri-mappata sulla costellazione dei segnali (vedi Fig. 1 ), in modo da ottenere una stima x(n,k ) affidabile della sequenza trasmessa.

Passo 8

L'informazione viene interlacciata. Dato che la trasmissione avviene con due o più leggi di interlacciamento, 1(1 ), l(2) . l'interlacciatore deve operare su ciascun simbolo C-OFDM con la stessa legge

con la quale è stato interlacciato in trasmissione. L'informazione ottenuta

è utilizzata per ri-iniziare il processo al passo 1. per la demo¬

dulazione dei simboli successivi.

All'uscita dei decodificatori FEC gli errori residui sono spesso a pacchetti ("burst errors" nella letteratura Inglese). Pertanto, se nel sistema dell'invenzione ci fosse la propagazione di un pacchetto dì errori dall'uscita del decodificatore FEC al suo ingresso, attraverso l'anello chiuso della stima del canale, il sistema rischierebbe di diventare instabile per il superamento della capacità correttiva del codice. L'introduzione di un deinterlacciatore prima del decodificatore FEC e di un interlacciatore I dopo il correttore non risolve il problema suddetto, essendo e I operazioni complementari che si neutralizzano reciprocamente. Pertanto il sistema dell'invenzione utilizza due o più leggi di interlacciamento diverse, ad esempio la legge 1(1) per i simboli C-OFDM dispari e l(2) per quelli pari. In tale configurazione un pacchetto di errori dopo correzione FEC viene interlacciato con 1(1) e dopo equalizzazione viene deinterlacciato con (o viceversa), in modo che i paccheti di errore si ripresentino all'ingresso del correttore come errori singoli.

Tale schema si avvantaggia in modo ottimale del filtraggio nel dominio della frequenza (si veda il passo 2). Infatti un pacchetto di errori dopo il FEC subisce un processo di interlacciamento, che lo suddivide su portanti C-OFDM distanziate in frequenza, e il filtro nel dominio della frequenza fa sì che le portanti vicine, non affette da errori, "correggano" in parte il valore delle portanti errate.

Ricevitori più sofisticati possono misurare la durata della risposta all'impulso del canale ovvero il ritardo degli echi (ad esempio sul simbolo noto di sincronismo) e modificare in modo adattativo la banda del filtraggio nel dominio della frequenza. Più dettagliatamente, si procede come segue.

Deto x(0,k) il simbolo noto, o simbolo di riferimento, o di sincronismo, dopo aver calcolato si calcola la trasformata di Fourier inversa di H(0,k) per ottenere la risposta all'impulso del canale nel dominio dei tempo h(t). Come apparirà evidente all'esperto nel ramo, se la propagazione del segnale è avvenuta con riflessioni lungo percorsi multipli, h(t) presenterà picchi apprezzabili in corrispondenza degli echi. Se T è il tempo di ritardo del picco più ritardato, si adotta un filtraggio di H(n,k) (nel dominio delia frequenza) effettuato con banda passante [0, T] anziché con banda [0, Tg], migliorando così l'efficacia del filtraggio.

Il ricevitore secondo l'invenzione può ripetere le operazioni di calcolo e aggiornamento di ad ogni simbolo, per ottenere la massima velocità d'inseguimento delle caratteristiche del canale. Tuttavia questo richiede un'elevata velocità di calcolo nel ricevitore, dato che tutte le operazioni all'interno dell'anello chiuso di stima di devono essere completate con un ritardo inferiore al tempo di trasmissione di un simbolo C-OFDM. Nel caso di ricezione fissa è possibile accettare ritardi di alcuni simboli nell'anello di stima del canale, riducendo così i requisiti di velocità di elaborazione del ricevitore a livelli comparabili a un ricevitore C-OFDM convenzionale.

Naturalmente le realizzazioni preferite descritte sopra possono subire diverse modifiche e varianti. Per esempio, ove il sistema fosse realizzato senza codice di correzione degli errori, l'anello di reazione potrebbe essere accorciato, prelevando il segnale all'uscita dell'equalizzatore e quindi rimodulandolo immediatamente, evitando così sia la ricodifica che l'interlacciamento e guadagnando in velocità d'inseguimento. Inoltre, il sistema potrebbe essere facilmente modificato con schemi di costellazione e codifica gerarchiche, suddividendo il de-interlacciatore, il decodificatore FEC, il ri-codificatore FEC e l’interlacciatore ciascuno in due o più elementi distinti e indipendenti, uno per il flusso ad alta priorità e uno per il flusso a bassa priorità, come risulterà evidente per l'esperto nel ramo.

I principi dell'invenzione possono essere applicati anche alla demodulazione differenziale di segnali C-OFDM di tipo PSK con codifica assoluta (es. codifica di Gray).

fi demodulatore differenziale secondo l'invenzione applica la formula della demodulazione differenziale (si veda la formula (C) sopra) ai campioni ricevuti y(n,k) dopo FFT:

Assumendo che il ricevitore disponga di una stima della fase assoluta del simbolo precedente viene moltiplicato per ricuperando l'informazione

da inviare al de-interlacciatore e al correttore FEC. Il demodulatore ricodifica poi il flusso di dati, li interlaccia e ricava la stima della fase assoluta per l'applicazione della formula (5) al passo successivo, in modo tale che il processo può continuare indefinitamente.

Analogamente è possibile applicare gli stessi principi per effettuare la demodulazione coerente di segnali PSK con codifica differenziale (DC-QPSK). Si assume che all'istante iniziale il demodulatore disponga di una stima del segnale trasmesso al simbolo

precedente, ottenuta elaborando il simbolo di riferimento.

In questo caso, il demodulatore dell'invenzione è ancora simile a quello della Fig. 5, ma con l'aggiunta di un elemento posto a valle dell'equalizzatore, che divide i campioni per e di un elemento che moltiplica i campioni del segna prima della stima di per lo stesso valore ficio il decodificatore FEC opera sulle differenze di e può decodificare l'informazione trasmessa, mentre sulla stima del canale è possibile effettuare i filtraggi nel dominio della frequenza e del tempo in modo da migliorare le prestazioni rispetto alla demodulazione differenziale.

I principi della demodulazione C-OFDM perfezionata secondo l'invenzione possono essere utilizzati anche per sistemi a singola portante, ad esempio per demodulare differenzialmente un segnale con codifica assoluta. In tal caso l'indice k si riferisce a un blocco di simboli trasmessi serialmente sul canale, mentre la risposta in frequenza del canale non varia al variare di k.

Si sono descritte forme di realizzazione preferite dell'invenzione, ma naturalmente esse sono suscettibili di modifiche e varianti equivalenti, nell'ambito degli insegnamenti dati, senza con ciò uscire dall'ambito dell'idea inventiva.

Claims (19)

1. RIVENDICAZIONI 1. Procedimento di trasmissione e ricezione di segnali numerici con modulazione multi-portante di tipo C-OFDM, in cui i segnali binari da trasmettere sono convertiti in simboli OFDM composti ciascuno di più componenti elementari, ogni componente elementare viene modulata su una diversa portante mediante mappatura su una costellazione prestabilita e trasmessa in un canale trasmissivo, e i segnali all'uscita del canale vengono equalizzati dividendoli per rispettivi valori complessi costituenti stime della funzione di trasferimento del canale in relazione alle rispettive portanti, e i segnali equalizzati vengono infine riconvertiti in segnali binari, caratterizzato dal fatto che le stime della funzione di trasferimento del canale per il simbolo corrente sono ricavate dividendo le componenti elementari di un simbolo ricevuto prima di quello corrente per le rispettive componenti elementari di detto simbolo ricevuto in precedenza, ricostruito rimodu¬ lando la sequenza binaria dopo equalizzazione.
2. 2. Procedimento secondo la rivendicazione 1, caratterizzato dal fatto che detto simbolo ricevuto in precedenza è il simbolo ricevuto immediatamente prima di quello corrente.
3. 3. Procedimento secondo la rivendicazione 1 , caratterizzato dal fatto che detto simbolo ricevuto in precedenza è il simbolo ricevuto prima di quello corrente di un numero prefissato di simboli.
4. 4. Procedimento secondo una delie rivendicazione 1-3, in cui i simboli OFDM sono codificati con un codice a correzione d'errore, caratterizzato dal fatto che per ottenere dette stime della funzione di trasferimento del canale le componenti elementari del simbolo ricevuto prima di quello corrente vengono divise per le componenti elementari dello stesso simbolo ottenute mediante ricodifica e rimappatura sulla costellazione dei segnali a partire dalla sua versione decodificata.
5. 5. Procedimento secondo una delle rivendicazioni 1 -3, in cui i simboli OFDM sono codificati senza codice a correzione d'errore, caratterizzato dal fatto che per ottenere dette stime della funzione di trasferimento del canale le componenti elementari del simbolo ricevuto prima di quello corrente vengono divise per le componenti elementari dello stesso simbolo come ottenute al'uscita dell'equalizzatore.
6. 6. Procedimento secondo una delle rivendicazioni 1-5, caratterizzato dal fatto che la stima iniziale della funzione di trasferimento del canale viene eseguita dividendo le componenti di un simbolo di riferimento prestabilito come ricevuto all'uscita del canale per le rispettive componenti delio stesso simbolo memorizzato nel ricevitore.
7. 7. Procedimento secondo la rivendicazione 6, caratterizzato dal fatto che detto simbolo di riferimento è un simbolo di sincronismo utilizzato dal ricevitore anche per sincronizzarsi coi segnale.
8. 8. Procedimento secondo una delle rivendicazioni 1-7, caratterizzato dal fatto che i simboli successivi trasmessi sono interlacciati alternatamente con almeno due leggi diverse in modo che nel ricevitore sia possibile suddividere gli eventuali errori a pacchetto nell'anello chiuso per la stima del canale.
9. 9. Procedimento secondo una delle rivendicazioni 1-8, in cui detti simboli OFDM vengono trasmessi con un intervallo di guardia della durata (Tg) all'inizio dal simbolo, caratterizzato dal fatto che la funziona di trasferimento stimata viene sottoposta a filtraggio digitale nel dominio della frequenza con banda passante non minore dell'intervallo di guardia .
10. 10. Procedimento secondo la rivendicazione 9, caratterizzato dal fatto che la funzione di trasferimento stimata viene sottoposta a filtraggio nei dominio della frequenza con banda passante pari al tempo di ritardo dell'eco più ritardata .
11. 11. Procedimento secondo una delle rivendicazioni 1-10, caratterizzato dal fatto che la funzione di trasferimento stimata )) viene sottoposta a filtraggio digitale nel dominio del tempo, eseguendo la media su più stime calcolate per più simboli ricevuti in precedenza.
12. 12. Procedimento secondo la rivendicazione 11, caratterizzato dal fatto che il numero di simboli precedenti su cui si estende la media delle stime della funzione di trasferimento varia in funzione della rapidità di variazione delle caratteristiche del canale.
13. 13. Procedimento secondo la rivendicazione 11, caratterizzato dal fatto che la funzione di trasferimento stimata all'istante attuale è ottenuta con filtraggio predittivo basato sulle stime della funzione di trasferimento agli istanti precedenti
14. 14. Apparato di ricezione per attuare un procedimento secondo una delle rivendicazioni 1-13, comprendente un equalizzatore al'uscita del canale, caratterizzato dal fatto che comprende inoltre: a) un ritardatore per ricevere i valori complessi di ogni simbolo OFDM all'uscita del canale e ritardarli di almeno un periodo di simbolo; b) un divisore per dividere i valori complessi ritardati ricevuti da detti elementi di ritardo e dividerli per rispettivi valori complessi ricevuti ed equalizzati nel periodo di simbolo precedente, ottenendo rispettive stime della funzione di trasferimento del canale nel periodo di simbolo precedente, colle quali pilotare detto equalizzatore per il periodo corrente.
15. 15. Apparato di ricezione secondo la rivendicazione 14, caraterizzato dal fatto die detti valori complessi equalizzati sono ottenuti prelevando i simboli all'uscita dell'equalizzatore nel periodo di simbolo precedente e rimodulandoli.
16. 16. Apparato di ricezione secondo la rivendicazione 14, comprendente un de-interlacciatore e un decodificatore a valle dell'equalizzatore, caraterizzato dal fatto che detti valori complessi equalizzati sono ottenuti prelevando i segnali decodificati all'uscita del decodificatore, ricodificandoli In un codificatore e interlacciandoli in un interlacciatore prima di applicarli al modulatore.
17. 17. Apparato di ricezione secondo una delle rivendicazioni 14-16, caratterizzato dal fatto che comprende inoltre un filtro nel dominio della frequenza all'uscita del modulatore.
18. 18. Apparato di ricezione secondo una delle rivendicazioni 14-17, caratterizzato dal fatto che comprende inoltre un filtro nel dominio del tempo all'uscita del modulatore.
19. 19. Apparato di ricezione secondo una delle rivendicazioni 14-18, caratterizzato dal fatto che comprende inoltre un generatore di simbolo di riferimento per fornire al modulatore deto simbolo di riferimento prefissato durante il periodo successivo alla ricezione di detto simbolo di riferimento dal canale.