KR20100087163A - 코드 개선된 스태거캐스팅 - Google Patents
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Abstract
모바일 핸드헬드 송신을 위해 적응된 ATSC 표준에 따라 동작하는 인코더 및 디코더 사이의 신호 통신을 처리하기 위한 방법 및 아키텍처가 개시된다. 상기 방법 및 장치는 중복 오류 처리를 개선하기 위해 시간, 공간 및 주파수 다이버시티에 따라 패킷 및 중복 패킷을 송신하는 것을 포함한다.
Description
본 출원은 본 명세서에 참고 문헌으로서 포함되는 "Code Enhanced Staggercasting"이라는 명칭의 미국 가특허 출원 제61/003,041호 및 "ATSC M/H Mobile Broadcast for Portable Services"라는 명칭의 미국 가특허 출원 제 61/002,977호의 우선권을 주장한다.
본 발명은 다중 모드 송신 시스템에서의 데이터 송신에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 ATSC와 같은 단일 표준 송신 프로토콜 내에서 복수의 코드 속도들(code rates)이 데이터 송신에 사용될 수 있는 송신 시스템에 관한 것이다.
지난 수십 년에 걸쳐, 비디오 송신 시스템들이 아날로그로부터 디지털 포맷(format)들로 이전해 왔다. 미국에서는 NTSC(National Television System Committee) 아날로그 텔레비전 시스템으로부터 ATSC(Advanced Television Systems Committee) A/53 디지털 텔레비전 시스템으로의 전환 완료가 최종 단계에 있다. A/53 표준은 "비디오 인코더 입력 스캐닝 포맷들 및 비디오 인코더의 전처리 및 압축 파라미터들, 오디오 인코더 입력 신호 포맷 및 오디오 인코더의 전처리 및 압축 파라미터들, 서비스 다중화 및 전송 계층 특성들 및 규범 사양들 및 VSB RF/송신 서브시스템을 포함하는 시스템의 파라미터들의 사양"을 제공한다. A/53 표준은 소스(source) 데이터(예컨대 디지털 오디오 및 비디오 데이터)가 어떻게 공중파로(over-the-air) 송신될 신호로 처리 및 변조되어야 하는지를 정의한다. 이러한 처리는 소스 데이터에 중복 정보(redundant information)를 추가하여, 채널이 잡음 및 다중 경로 간섭을 송신되는 신호에 추가하더라도 수신기가 소스 데이터를 복구할 수 있도록 한다. 소스 데이터에 추가되는 중복 정보는 소스 데이터가 송신되는 유효 속도(effective rate)를 감소시키지만, 수신된 신호로부터 소스 데이터가 성공적으로 복구될 가능성을 증가시킨다.
ATSC A/53 표준 개발 프로세스는 HDTV 및 고정 수신에 초점이 두어졌다. 시장에 이미 진입하기 시작한 대형 고해상도 텔레비전을 위해 비디오 비트 속도(bit rate)를 최대화하도록 시스템이 설계되었다. 그러나, ATSC A/53 표준 하에서의 송신 방송은 모바일(mobile) 수신기들에 대해 어려움을 준다. 모바일 장치들에 의한 디지털 텔레비전 신호들의 견고한 수신을 위해 표준에 대한 개선이 필요하다.
이러한 사실을 인식하여, 2007년에 ATSC는 방송자(broadcaster)들이 이들의 디지털 방송 신호를 통해 모바일 및 핸드헬드(handheld) 장치들에게 텔레비전 컨텐츠 및 데이터를 전달할 수 있게 할 표준을 개발하기 위한 프로세스의 개시를 발표하였다. 이에 응답하여 복수의 제안들이 접수되었다. ATSC-M/H로 불리게 되는 결과적인 표준은 ATSC A/53과 하위 호환(backward compatible)되도록 의도되어, 기존의 수신 장비에 악영향을 미치지 않고 동일한 RF 채널에서 기존의 ATSC 서비스의 동작을 가능하게 한다.
일부의 제안된 ATSC-M/H 시스템들과 같이, 모바일 장치들에 대한 송신을 위한 많은 시스템들은 주기적인 송신(transmission)을 수행한다. 이러한 시스템들은 수신기 시스템의 동작을 돕기 위해 이들의 송신에 프리앰블(preamble)을 포함할 수 있다. 프리앰블들은 통상적으로 수신 시스템의 부분들이 수신 향상을 위한 트레이닝(training)에 사용할 수 있는 알려진 정보들을 포함하며, 이는 모바일 동작시에 발견되는 것과 같은 어려운 환경들에서 특히 유용할 수 있다. 이러한 시스템들은 달라지는 코드 속도들에서 데이터를 또한 인코딩할 수 있다. 예컨대 컨벌루션 코드(convolutional code)와 같은 순방향 오류 정정(Forward Error Correction; FEC) 코드의 코드 속도 또는 정보 속도는 정보의 전체 양 가운데 중복되지 않는 부분을 말해준다. 코드 속도는 통상적으로 분수이다. 코드 속도가 k/n이면, 매 k 비트의 유용한 정보에 대해, 코더는 전체적으로 n 비트의 데이터를 생성하며, 이 가운데 n-k가 중복된다.
기존의 ATSC M/H 제안은 코드 개선된(code-enhanced) 시간 및 주파수 다이버시티(diversity)를 가능하게 하는 분리 가능한 블록 코드들의 사용을 포함한다. 1/2의 속도로 코딩된 송신의 예에서, 모바일 데이터는 FEC 코더 내로 입력되고, FEC 코더는 각각의 입력 바이트에 대해 2 바이트를 출력한다. 2 바이트는 원래의 데이터 및 중복 데이터를 나타낸다. 수신기는 원래의 데이터의 수신기 문턱값(receiver threshold)에서 원래의 데이터와 중복 데이터 중 하나를 수신할 수 있다. 두 스트림들 모두가 수신되면, 수신기가 원래의 데이터 미만의 문턱값에서 데이터를 복구하도록 코딩 이득 어드밴티지(coding gain advantage)가 주어진다. 통신 장비의 모바일 및 보행 동작은, 건물들과 움직이는 차량들 때문에 존재하는 극도의 송신 채널 장애는 물론이고 다른 장애들로 인해 가장 큰 도전 중 몇몇을 제기한다. 중복 방식으로 데이터를 제공하는 시스템이 사용될 수 있다. 주파수, 시간 및 공간 다이버시티를 통한 중복 정보를 활용하여 모바일 장치들 상에서의 수신을 향상시키는 것이 바람직할 것이다.
본 발명의 한 국면에 따라서, 방법이 제공된다.
본 발명의 또 다른 국면에 따라서, 다른 방법이 제공된다.
본 명세서에 기술되는 바처럼, 본 발명은 ATSC A/53과 같은 구형(legacy) 송신 및 수신 경로들과의 하위 호환성을 가능하게 하면서, 제안된 ATSC-M/H 시스템과 같은 모바일 방송 시스템에서 다이버시티 및 데이터 중복을 이용하여 데이터를 송신하기 위한 방법 및 장치를 제공한다. 본 발명이 바람직한 설계를 갖는 것으로 기술되었지만, 본 발명은 본 개시 내용의 취지 및 범위 내에서 더 수정될 수 있다. 따라서 본 출원은 본 발명의 일반적인 원리들을 이용한 본 발명의 임의의 변형, 용도, 또는 적응을 포괄하고자 하는 것이다. 또한, 본 출원은 본 발명과 관련되고 첨부된 청구항들의 범위 내에 속하는 기술 분야의 알려진 또는 관습적인 관행 내에 속하는 바와 같은 본 개시 내용으로부터의 이탈을 포괄하고자 하는 것이다. 예컨대, 설명된 기술은 다른 종류의 데이터를 위해 설계되거나, 상이한 코딩, 오류 정정, 중복, 인터리빙(interleaving) 또는 변조 기법들을 이용하는 송신 시스템들에 적용될 수 있다.
도 1은 본 개시 내용의 모바일/핸드헬드 수신을 위한 지상파 방송 송신기의 일 실시예의 블록도.
도 2는 본 개시 내용의 예시적인 모바일/핸드헬드 데이터 스트림의 일부의 일 실시예의 블록도.
도 3은 본 개시 내용의 예시적인 데이터 프레임의 일 실시예의 블록도.
도 4는 본 개시 내용의 모바일/핸드헬드 수신을 위한 지상파 방송 수신기의 일 실시예의 블록도.
도 5는 본 개시 내용의 디코더의 일 실시예의 블록도.
도 6은 본 개시 내용의 디코더의 다른 일 실시예의 블록도.
도 7은 본 발명에 따른 지상파 방송 환경의 블록도.
도 8은 본 개시 내용에 따른 송신기의 일부의 일 실시예의 블록도.
본 명세서에 제시된 예들은 본 발명의 바람직한 실시예들을 예시하며, 이러한 예들은 어떠한 방식으로도 본 발명의 범위를 한정하는 것으로 해석되지 않아야 한다.
도 2는 본 개시 내용의 예시적인 모바일/핸드헬드 데이터 스트림의 일부의 일 실시예의 블록도.
도 3은 본 개시 내용의 예시적인 데이터 프레임의 일 실시예의 블록도.
도 4는 본 개시 내용의 모바일/핸드헬드 수신을 위한 지상파 방송 수신기의 일 실시예의 블록도.
도 5는 본 개시 내용의 디코더의 일 실시예의 블록도.
도 6은 본 개시 내용의 디코더의 다른 일 실시예의 블록도.
도 7은 본 발명에 따른 지상파 방송 환경의 블록도.
도 8은 본 개시 내용에 따른 송신기의 일부의 일 실시예의 블록도.
본 명세서에 제시된 예들은 본 발명의 바람직한 실시예들을 예시하며, 이러한 예들은 어떠한 방식으로도 본 발명의 범위를 한정하는 것으로 해석되지 않아야 한다.
이제 도면들, 보다 구체적으로 도 1을 참조하면, 본 개시 내용의 모바일/핸드헬드 수신을 위한 지상파 방송 송신기의 일 실시예의 블록도가 도시된다. 도 1의 실시예(100)는 MPEG 전송 스트림 소스(110), ATSC M/H 전처리 경로(115) 및 구형 ATSC A/53 처리 경로와 같은 복수의 신호 송신 수단을 포함한다. ATSC-M/H 전처리 경로(115) 내의 요소들은 패킷 인터리버(packet interleaver)(120), 직렬 연접 블록 코더(125), 패킷 역인터리버(packet deinterleaver)(130), MPEG 전송 스트림 헤더 수정기(135) 및 프리앰블 패킷 삽입기(140)를 포함한다. 구형 ATSC A/53 처리 경로(145)는 데이터 무작위화기(randomizer)(150), 리드-솔로몬(Reed-Solomon) 인코더(155), 바이트 인터리버(160), 격자(trellis) 인코더(165), 싱크(sync) 삽입기(170), 파일럿(pilot) 삽입기(175) 및 변조기(180)를 포함한다.
ATSC-M/H 전처리 흐름에서, MPEG 전송 스트림 소스(110)로부터 유입되는 MPEG 전송 데이터(112)가 패킷 인터리버(120)에서 수신된다. 패킷 인터리버(120)는 시퀀싱된(sequenced) 수의 바이트들을 상이한 시퀀스로 재배열하여 비트 오류 속도 및 프레임 오류 속도 성능을 향상시킨다. 이러한 예시적인 실시예에서, 패킷 인터리버(120)는 고정된 수의 연속적인 패킷들로부터 행 단위의 순서로 바이트들을 취하고, 상기 바이트들을 열 단위로 출력한다. 이러한 방식으로, 패킷들의 제1 바이트들 전부가 함께 그룹화되고, 패킷들의 제2 바이트들 전부가 함께 그룹화되며, 이는 패킷들의 마지막 바이트들까지 계속된다. 각각의 소스 패킷은 싱크 바이트가 제거된 MPEG 전송 스트림 패킷이며, 따라서 각각의 패킷 길이는 187 바이트이다. 각 코드 프레임 내의 패킷들의 수는 GF(256) 직렬 연접 블록 코드에 대해 필요한 소스 심볼들의 수와 같다.
이후, 인터리빙된 데이터는 유한체(Galois Field; GF)(256) 직렬 연접 블록 코더(SCBC)(125)에 결합된다. GF(256) 직렬 연접 블록 코드(Serial Concatenated Block Code; SCBC)(125) 디코더는 현재의 심볼들에 대한 속도 모드에 따라 상이한 형태들을 취할 것이다. 일반적으로, 이는 터보 디코딩 방식으로 연성(soft) 정보를 반복적으로 디코딩하는 성분 디코더들로 구성된다. SCBC(125)는 원하는 데이터 속도 및 코드워드 길이에 의존하여 복수의 형태 중 한 형태로 패킷 인터리빙된 데이터를 코딩한다. SCBC(125)는 직렬 방식으로 연속 접속(cascade)된 하나 이상의 성분 GF(256) 코드로 구성되며, 이는 GF(256) 코드 최적화된 블록 인터리버들에 의해 링크되어 전체 코드 성능을 향상시킨다. 이 다음에는 원하는 코드워드(codeword) 길이를 달성하기 위해 선택적으로 GF(256) 펑처(puncture)가 뒤따를 수 있다.
특히, 유한체 GF(pn)는 유한한 수의 요소들 pn을 포함하는 수학적인 집합이다(p 및 n의 값들은 정수임). 특정한 유한체는 생성자 다항식 g(x)을 이용하여 정의된다. 유한체의 각 요소(element)는 n 비트를 갖는 유일한 비트 패턴에 의해 표현될 수 있다. 또한, pn차의 유일한 다항식은 각 요소와 연관될 수 있으며, 여기서 다항식의 각 계수는 0과 p-1 사이에 있다. 또한, 유한체에서의 수학적 연산들은 중요한 속성들을 갖는다. 유한체 GF(pn)의 두 요소들의 덧셈은, 더해지는 두 요소들과 연관된 다항식들의 계수들의 모듈로-p합(modulo-p sum)인 계수들을 갖는 다항식과 연관된 요소로 정의된다. 유사하게, 두 요소들의 곱셈은 유한체와 연관된 생성자 다항식 g(x)와 두 요소들과 연관된 다항식들의 모듈로 곱으로 정의된다. 덧셈 및 곱셈 연산자들은 유한체의 임의의 두 요소들의 합 및 곱이 유한체의 요소들이 되도록 유한체 상에서 정의된다. 리드-솔로몬 코드워드의 속성은 코드워드의 각 바이트를 유한체의 요소로 곱한 결과가 다른 유효한 리드-솔로몬 코드워드가 된다는 점이다. 또한, 두 개의 리드-솔로몬 코드워드를 바이트 단위로 더하는 것은 다른 리드-솔로몬 코드워드를 낳는다. 구형 A53 표준은 256개 요소의 유한체 GF(28) 및 리드-솔로몬 알고리즘에서 사용하기 위한 연관된 생성자 다항식 g(x)를 정의한다. 유한체의 속성들은 또한 오류들을 결정하기 위해 코드워드들에 대한 신드롬(syndrome)들을 생성하는 능력을 만들어 낸다. 코드워드의 다른 중요한 속성이 있다.
예시적인 실시예에서, 1/2 속도의 바이트-코드 인코더에 의해 생성되는 두 개의 코드워드들 또는 패킷들은 원래 입력된 코드워드의 사본(duplicate) 및 원래의 코드워드에 대한 중복(redundancy)을 제공하는 새로운 코드워드를 포함한다. 두 개의 코드워드들은 또한 조직적인 데이터 및 비조직적인 데이터로서 기술될 수 있다. 조직적 및 비조직적 데이터를 나타내는 코드워드들은 더 큰 데이터 구조들을 형성하도록 배열될 수 있음을 주목하는 것이 중요하다. 바람직한 실시예에서, 코드워드들은 데이터 패킷들의 강인한(rugged) 데이터 스트림을 형성하도록 조직될 수 있다. 강인한 데이터 스트림은 스트림 부분 A 내의 데이터 패킷들의 사본들인 조직적 패킷들과, 스트림 부분 A' 내의 바이트-코드 인코더의 처리에 의해 생성된 비조직적 패킷들을 포함한다. 비조직적 패킷들은 또한 강인한 데이터 스트림의 다른 조직적 및 비조직적 패킷들로부터 도출될 수 있는 패킷들을 포함한다. 또한, 강인한 데이터 스트림 내의 패킷들은 조직적 바이트들 및 비조직적 바이트들로 또한 구성될 수 있다. 이러한 실시예들에서, 조직적 바이트는 컨텐츠 데이터의 바이트의 사본이고, 비조직적 바이트는 다른 조직적 및 비조직적 바이트들로부터 도출되는 것이다.
바이트-코드 인코더에 의해 출력되는 중복되는 또는 비조직적인 코드워드 또는 패킷은 유입되는 코드워드 또는 패킷의 각 바이트를 유한체 GF(256)의 요소 b로 곱한 결과이다. 일 실시예에서, MPEG 송신 소스(110)는 메시지 M을 생성하고, 이는 M(1), M(2), ... , M(187) 바이트들로 구성되며, 여기서 M(1)은 메시지의 제1 바이트, M(2)는 메시지의 제2 바이트 등이고, 이에 후속하여 바이트-코드 인코더(104)는 코드워드 M으로부터 코드워드 A 및 A'를 다음과 같이 생성한다.
(수학식 1)
A(i)=M(i) (i=1,2, ... , 187)
(수학식 2)
A'(i)=b*M(i) (i=1,2, ... , 187)
값 b는 리드-솔로몬 인코더(155)에 의해 사용될 수 있는 것과 동일한 유한체 GF(256)의 미리 결정된 (0이 아닌) 요소이다. 예시적인 실시예에서, b 요소의 값은 2이다. 바이트-코드 인코더와 리드-솔로몬 인코더 둘 다에 대해 동일한 유한체를 사용하는 것은 유한체의 속성들에 기초한 두 인코더들 사이의 연산들을 가능하게 한다는 점은 명백하다. 바이트-코드 인코더(125)는, 강인한 데이터 스트림의 하나 이상의 비조직적 패킷을 생성하기 위해, PID를 포함하는 헤더를 형성하는 바이트들을 포함하여 데이터 패킷의 바이트들 전부를 인코딩한다. 따라서, 비조직적 패킷 각각의 PID는 바이트-코드 인코딩되며, 수신 장치에 대해 인식될 수 있는 PID 값을 더 이상 나타내지 않을 수 있다.
인코더(100)에 의해 묘사된 송신기의 실시예에 의해 인코딩된 임의의 패킷들이 A53 표준에 따르는 구형 수신기에서 사용되는 디코더의 실시예에 의해 디코딩될 수 있다는 점은 명백하다. 구형 수신기 내의 디코더는 강인한 데이터 스트림의 패킷들을 데이터 디코더에 제공한다. 강인한 데이터 스트림은, 바이트-코드 인코더를 이용하여 인코딩되는 비조직적 패킷들을 포함하는데, 이 비조직적 패킷들은 구형 수신기 내의 디코더에 의해 정확하게 디코딩될 것이지만 구형 수신기에 의해 인식될 수 없는 데이터 컨텐츠를 낳게 될 것이다. 그러나, 이러한 패킷들은 PMT(Program Map Table)에서 기존의 또는 구형의 데이터 포맷과 연관되지 않는 PID를 갖기 때문에, 구형 수신기 내의 컨텐츠 디코더는 강인한 데이터 스트림의 이러한 비조직적 패킷들을 무시한다.
바이트-코드 인코더(125)는 위의 수학식 2를 이용하여 각각의 조직적 패킷에 대한 비조직적 패킷을 생성하고, 이들 두 패킷들을 송신을 위해 구형 8-VSB 인코더에 제공하여 1/2의 유효 데이터 속도(즉, 1 바이트 입력, 2바이트 출력)로 인코딩된 스트림을 생성한다. 앞서 언급한 바처럼, 바이트 코드 인코더(125)는 다른 인코딩 속도들을 이용하여 다른 유효 데이터 속도들을 생성할 수 있다. 일부 실시예들에서, 바이트-코드 인코더는 MPEG TS 소스(110)로부터 수신되는 매 두 개의 소스 패킷들 MA 및 MB에 대해 하나의 바이트 인코딩된 패킷을 생성하여, 두 개의 조직적 패킷들 및 다음과 같이 계산되는 하나의 비조직적 패킷을 포함하는 2/3 속도의 강인한 데이터 스트림을 생성할 수 있다.
(수학식 3)
MAB(i)=MA(i)*b1+MB(i)*b2 (i=1, 2, ... , 187)
여기서 MA 및 MB는 데이터 생성기(102)에 의해 생성된 연속적인 조직적 패킷들이고, b1 및 b2는 리드-솔로몬 인코더(155)에 의해 사용되는 유한체와 같은 유한체의 미리 결정된 요소들이다. 예시적인 실시예에서, b1 및 b2 요소들의 값은 2이다. 일부 실시예들에서, b1 및 b2의 값들은 동일하지 않을 수 있다. 바이트-코드 인코더(125)는 추가적인 인코딩 및 송신을 위해 MA, MB 및 MAB를 구형 8-VSB 인코더(130)에 제공한다.
바이트-코더 인코더(125)는 중복 패킷들을 생성하기 위한 추가적인 입력 데이터 패킷들을 포함함으로써 상이한 코딩 속도들을 이용하여 강인한 데이터 스트림들(즉, 더 낮은 데이터 속도들을 갖는 것들)을 생성할 수 있다. 바이트-코드 인코더(125)의 다른 일 실시예는 MPEG TS 소스(110)로부터의 4개의 조직적 패킷들인 MA, MB, MC 및 MD와 다음과 같이 계산되는 5개의 비조직적 패킷들을 채택함으로써 4/9 속도의 데이터 스트림을 생성한다.
(수학식 4)
MAB(i)=MA(i)*b1+MB(i)*b2 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 5)
MCD(i)=MC(i)*b3+MD(i)*b4 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 6)
MAC(i)=MA(i)*b5+MC(i)*b6 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 7)
MBD(i)=MB(i)*b7+MD(i)*b8 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 8)
MABCD(i)=MAB(i)*b9+MCD(i)*b10 (i=1, 2, ... , 187)
값들 b1, b2, ... , b10은 유한체로부터 선택된 미리 결정된 요소들이다. 예시적인 실시예에서, b1, b2, ... , b10에 대한 값들은 2이다. 또한, 수학식 8에 나타낸 바처럼, 패킷 MABCD는 다른 중복 패킷들만으로부터, 특히 MAB 및 MCD 패킷들로부터 생성된 중복 패킷이다. 중복 패킷 MABCD는 그 대신 중복 패킷들 MAC 및 MBC의 요소들을 이용하여 생성될 수 있다. MPEG 송신 소스 생성기(110)의 일부 실시예들에서, 하나 이상의 비조직적 패킷의 제거가 펑처링(puncturing)으로 알려진 연산으로 수행될 수 있다. 예컨대, 중복 패킷들만을 이용하게 될 패킷들 중 하나(즉, 이 경우에는 MABCD)를 생성하지 않음으로써 4/8의 펑처링된 속도가 생성될 수 있는데, 이는 이러한 패킷이 가장 작은 양의 고유 데이터를 포함하기 때문이다. 임의의 패킷 또는 코드워드가 제거될 수 있다. 그러나, 가장 작은 양의 고유 데이터를 포함하는 패킷 또는 코드워드의 제거가 최적일 수 있다. 송신되는 패킷들 또는 코드워드들의 수에 대한 소정의 제한들을 충족시키기 위해 송신되는 패킷들의 수를 변화시키는 데에 코드 펑처링이 사용될 수 있다.
또한, 바이트-코드 인코더(125)는 8개의 데이터 패킷들 MA, MB, ... , MH를 채택하여 다음과 같이 19개의 비조직적 패킷들을 생성함으로써 8/27의 데이터 속도를 갖는 강인한 데이터 스트림을 또한 생성할 수 있다.
(수학식 9)
MAB(i)=MA(i)*b1+MB(i)*b2 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 10)
MCD(i)=MC(i)*b3+MD(i)*b4 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 11)
MAC(i)=MA(i)*b5+MC(i)*b6 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 12)
MBD(i)=MB(i)*b7+MD(i)*b8 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 13)
MABCD(i)=MAB(i)*b9+MCD(i)*b10 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 14)
MEF(i)=ME(i)*b11+MF(i)*b12 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 15)
MGH(i)=MG(i)*b13+MH(i)*b14 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 16)
MEG(i)=ME(i)*b15+MG(i)*b16 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 17)
MFH(i)=MF(i)*b17+MH(i)*b18 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 18)
MEFGH(i)=MEF(i)*b19+MGH(i)*b20 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 19)
MAE(i)=MA(i)*b21+ME(i)*b22 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 20)
MBF(i)=MB(i)*b23+MF(i)*b24 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 21)
MCG(i)=MC(i)*b25+MG(i)*b26 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 22)
MDH(i)=MD(i)*b27+MH(i)*b28 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 23)
MACEG(i)=MAC(i)*b29+MEG(i)*b30 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 24)
MBDFH(i)=MBD(i)*b31+MFH(i)*b32 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 25)
MABEF(i)=MAB(i)*b33+MEF(i)*b34 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 26)
MCDGH(i)=MCD(i)*b35+MGH(i)*b36 (i=1, 2, ... , 187)
(수학식 27)
MABCDEFGH(i)=MABCD(i)*b37+MEFGH(i)*b38 (i=1, 2, ... , 187)
또한, 최소의 고유 데이터 값 패킷 MABCDEFGH 또는 중복 패킷들만으로부터 생성되는 다른 패킷을 생성하지 않음으로써, 8/26의 데이터 속도를 갖는 펑처링된 코드가 바이트-코드 인코더(125)에 의해 생성될 수 있다.
상술한 바처럼, 바이트-코드 인코더는 사용된 코드워드들 또는 패킷들의 수 및 단일 인코딩 프로세스를 통해 형성된 코드워드들 또는 패킷들의 수에 기초하여 소정의 인코딩 코드 속도들을 생성하도록 구성될 수 있다. 또한, 상술한 코드 속도 인코더들의 특정한 배열들을 구성 블록들 또는 성분 코드 속도 인코더들로서 이용하여 더욱 복잡한 코드 속도들이 구축될 수 있다. 또한, 추가적인 처리 블록들이 포함되어 연접 바이트-코드 인코더를 형성할 수 있다. 예컨대, 연접 바이트-코드 인코더는 중복에 더하여 성분 바이트-코드 인코더들 사이의 추가적인 인터리빙 블록들을 사용하여, 생성되는 데이터 스트림의 강인성(ruggedness)을 향상시킬 수 있다. 중복 및 코드 개선된 스태거캐스팅(staggercasting) 송신 방법들의 다양한 실시예들이 이하 기술될 것이다.
인코딩 후에, 데이터는 패킷 역인터리버(packet deinterleaver)(130)와 결합된다. 패킷 역인터리버(130)는 패킷들의 원래 그룹에 대한 결과적인 SCBC 코드워드들로부터 열 단위의 순서로 바이트들을 취하고, 상기 바이트들을 행 단위의 순서로 출력한다. 원래의 패킷들이 재구성되고 새로운 패킷들이 SCBC 코드워드들의 패리티(parity) 바이트들로부터 생성된다. 각각의 패킷은 모든 생성된 SCBC 코드워드들 내의 공통 GF(256) 심볼 위치에 대응한다. 각 코드 프레임 내에 생성된 패킷들의 수는 nSCBC이며, 여기서 제1 kSCBC 패킷들은 원래의 데이터 패킷들이고 마지막의 (nSCBC-kSCBC) 패킷들은 패리티 패킷들이다.
이후 데이터는 MPEG TS 헤더 수정기(135)에 결합되고, 여기서 MPEG 헤더들이 수정된다. MPEG TS 헤더 수정기는 오류 정정 기법에 의해 사용되는 코드 속도를 나타내도록 MPEG 전송 스트림 헤더들의 패킷 식별자(PID)를 수정할 수 있다. 코드 속도들은 데이터 바이트들의 원래 수를 사용되는 데이터 바이트들의 전체 수로 나눈 분수로서 표현된다. 예컨대, 12개의 데이터 바이트들을 40개의 패리티 바이트들로 보충하는 12/52 속도 모드에서는, 12 바이트들의 각각의 그룹이 하나의 R=1/2 인코더 및 두 개의 R=12/26 인코더를 사용하고, 각각의 12/26 인코더는 두 개의 R=2/3 인코더 및 하나의 27/26 펑처를 사용하여, 결과적으로 12/52 속도 모드를 낳는다. 27개의 바이트들 중 마지막 바이트가 탈락되는 방식으로 R=27/26 펑처가 수행된다. 12/52 속도 모드 하에서 12개의 MPEG TS 패킷들을 송신하기 위해 두 개의 데이터 블록이 사용된다. 12/26 속도 모드는 12개의 데이터 바이트를 14개의 패리티 바이트로 보충하고, 12개의 데이터 바이트의 각각의 그룹은 두 개의 R=2/3 인코더 및 하나의 R=27/26 펑처를 사용하며, 결과적으로 12/26 속도 모드를 낳는다. 27개의 바이트 중 마지막 바이트가 탈락되는 방식으로 R=27/26 펑처가 수행될 것이다. 12/26 속도 모드 하에서 12개의 MPEG TS 패킷을 송신하기 위해 하나의 데이터 블록이 사용된다. 17/26 속도 모드는 17개의 데이터 바이트를 9개의 패리티 바이트로 보충하고, 17개의 데이터 바이트의 각각의 그룹은 하나의 R=2/3 인코더들을 사용하여 16개의 데이터 바이트를 8개의 패리티 바이트로 보충하고 하나의 R=1/2 인코더를 사용하여 1개의 데이터 바이트를 1개의 패리티 바이트로 보충하며, 결과적으로 17/26 속도 모드를 낳는다. 17/26 속도 모드 하에서 17개의 MPEG TS 패킷을 송신하기 위해 하나의 데이터 블록이 사용된다. 24/208 속도 모드는 24개의 데이터 바이트를 184개의 패리티 바이트로 보충하고, 24개의 데이터 바이트의 각각의 그룹은 24개의 R=1/4 인코더 및 8개의 R=12/26 인코더를 사용하며, 결과적으로 24/208 속도 모드를 낳는다. 27개의 바이트 중 마지막 바이트가 탈락되도록 R=27/26 펑처가 수행될 것이다. 24/208 속도 모드 하에서 24개의 MPEG TS 패킷을 송신하기 위해 8개의 데이터 블록이 사용된다.
MPEG 프로토콜을 사용하는 각각의 패킷은 통상적으로 패킷 식별 부분 또는 PID를 포함한다. 현재의 시스템은 8000개가 넘는 가능한 유일 식별 요소들을 허용하는데, 지금은 50개만이 사용된다. PID는 통상적으로 패킷 내의 데이터의 종류를 식별하기 위해 사용되는 정보의 하나 이상의 바이트이다. 지금은 비트들의 PID 부분들 중 다수가 유보 및 미사용 상태로 남아 있다. 이러한 PID들은 패킷에 부여될 특정한 오류 정정 코드 속도를 식별하는 데 사용될 수 있다. PID가 임의의 수신 시스템에 의해 올바르게 식별되는 것을 보장하기 위해, MPEG 프로토콜에 기초한 소정의 규칙들이 유지되어야 한다. 3바이트 헤더(440)는 패킷을 모바일/핸드헬드 송신의 일부로서 식별하는 13비트 패킷 식별자(PID)를 포함한다. ATSC-M/H 스트림으로부터의 MPEG 패킷들의 헤더들(440)은 패킷 역인터리빙(packet-deinterleaving) 후에 구형 ATSC A/53 수신기들에 의해 인식되지 않는 패킷 식별자들(PID들)을 포함하도록 수정된다. 따라서, 구형 수신기는 하위 호환성을 제공하도록 ATSC-M/H 특정 데이터를 무시해야 한다.
이후 이러한 데이터는 프리앰블 패킷 삽입기(140)에 결합되는데, 여기서 연속적인 MPEG 패킷들로 구성되는 프리앰플 패킷들이 프리앰블 블록을 형성한다. MPEG 패킷들은 PN 생성기(도시되지 않음)로부터 생성된 데이터 바이트들을 갖는 유효 MPEG 헤더를 구비하게 형성된다. PN 생성기로부터 생성되는 데이터 바이트들의 수는 사용되는 코드 속도에 따라 다르며, 예컨대 184개의 데이터 바이트가 12/52 속도 모드에서 생성되어 결과적으로 전체 2208 바이트의 PN 데이터를 낳는다. 예시적인 실시예에 따르면, PN 생성기는 9개의 피드백 탭(feedback tap)을 갖는 16비트 시프트 레지스터(shift register)이다. 시프트 레지스터 출력들 중 8개가 출력 바이트로서 선택된다. ATSC M/H 패킷들은 데이터 블록들 내의 프리앰블 블록들 사이에 배치된다. 모든 데이터 블록은 26개의 ATSC M/H 인코딩된 패킷을 포함하며, 이들은 동일한 코딩 또는 26개의 ATSC A/53 인코딩된 패킷을 갖는다. 일단 프리앰블 패킷들이 삽입되면(140), ATSC M/H 스트림이 형성된다.
이후 ATSC-M/H 데이터 스트림은 데이터 무작위화기(150), 리드-솔로몬 인코더(155), 바이트 인터리버(160), 12-1 격자 인코더(165), 싱크 삽입기(170), 파일럿 삽입기(175) 및 변조기(180)를 포함하는 구형 ATSC A/53 경로(145)에 의해 처리된다. 데이터 무작위화기(150)에서, 각각의 바이트 값은 알려진 의사 무작위 수 생성 패턴에 따라 변경된다. 이러한 프로세스는 올바른 데이터 값들을 복구하기 위해 수신기에서 역으로(reverse) 된다. 세그먼트(segment) 및 필드(field) 싱크들을 예외로 하고, 할당된 채널 공간을 최대의 효율로 사용하기 위해, 송신되는 신호 주파수 응답이 평탄한 잡음 유사(noise-like) 스펙트럼을 가져야만 하는 것을 가능하게 하도록 8-VSB 비트 스트림은 완전히 무작위인 잡음 유사 성질을 갖는 것이 바람직하다.
이후 데이터는 리드-솔로몬 인코더(155)에 결합되고, 여기서 리드-솔로몬(RS) 코딩은 송신된 스트림에 대한 추가적인 데이터의 추가를 통해 수신기에서의 추가적인 오류 정정 가능성을 제공한다. 예시적인 실시예에서, VSB 송신 시스템에서 사용되는 RS 코드는 t=10 (207, 187) 코드이다. RS 데이터 블록 크기는 187 바이트이고, 20개의 RS 패리티 바이트가 오류 정정을 위해 추가된다. 207 바이트의 전체 RS 블록 크기가 RS 코드 워드 단위로 송신된다. 직렬 비트 스트림으로부터 바이트들을 생성함에 있어서, MSB가 제1 직렬 비트가 될 것이고, 20개의 RS 패리티 바이트는 데이터 블록 또는 RS 코드 워드의 끝에 송신된다.
이후 바이트 인터리버(160)가 리드-솔로몬 인코더(155)의 출력을 처리한다. 인터리빙은 송신중에 발생할 수 있는 버스트(burst) 오류들을 취급하기 위한 통상의 기술이다. 인터리빙이 없으면, 버스트 오류는 데이터 중 하나의 특정한 세그먼트에 대해 큰 영향을 미칠 수 있고, 이에 의해 그 세그먼트는 교정이 불가능해진다. 그러나, 데이터가 송신 전에 인터리빙되면, 버스트 오류의 영향이 복수의 데이터 세그먼트에 걸쳐 효과적으로 분산될 수 있다. 수정될 수 없는 하나의 국지적인 세그먼트에 큰 오류들이 도입되는 대신, 순방향 오류 정정, 패리티 비트, 또는 다른 데이터 무결성 기법들의 정정 능력 범위 내에 각각 개별적으로 드는 복수의 세그먼트에 더 작은 오류들이 도입될 수 있다. 예컨대, 통상적인 (255, 223) 리드-솔로몬 코드는 각각의 코드 워드에서 16개까지의 심볼 오류의 정정을 가능하게 할 것이다. 리드-솔로몬 코딩된 데이터가 송신 전에 인터리빙되면, 긴 오류 버스트가 역인터리빙 후에 복수의 코드워드에 걸쳐 분산될 가능성이 높아지고, 정정 가능한 16개의 심볼 오류보다 많은 오류가 임의의 특정한 코드워드 내에 존재할 가능성을 감소시킨다.
VSB 송신 시스템에서 사용되는 인터리버는 52 데이터 세그먼트(인터세그먼트) 컨벌루션 바이트 인터리버이다. 인터리빙은 데이터 필드의 약 1/6의 깊이(4ms 깊이)로 제공된다. 오직 데이터 바이트들만이 인터리빙된다. 인터리버는 데이터 필드의 제1 데이터 바이트에 동기화된다. 인트라세그먼트(intrasegment) 인터리빙이 또한 격자 코딩 프로세스의 이익을 위해 수행된다.
이후 신호는 격자 인코더(165)에 결합된다. 격자 코딩은 순방향 오류 정정의 다른 형태이다. 전체 MPEG-2 패킷을 동시에 블록으로서 취급하는 리드-솔로몬 코딩과 달리, 격자 코딩은 비트들의 진행중인 스트림이 시간을 통해 전개됨에 따라 이를 추적하는 진화형 코드이다. 따라서, 리드-솔로몬 코딩은 블록 코드의 형태로 알려져 있는 반면, 격자 코딩은 컨벌루션 코드이다.
ATSC 격자 코딩에서, 각각의 8비트 바이트는 4개의 2비트 워드의 스트림으로 분할된다. 격자 코더에서, 도착하는 각각의 2비트 워드는 이전의 2비트 워드들의 과거 이력과 비교된다. 이전의 2비트 워드로부터 현재의 것으로의 천이(transition)를 기술하기 위해 3비트 2진 코드가 수학적으로 생성된다. 이러한 3비트 코드들은 원래의 2비트 워드들을 대체하고, 8-VSB의 8레벨 심볼들로서 공중파로 송신된다(3개의 비트=8개의 조합 또는 레벨). 격자 코더로 들어가는 매 2개의 비트에 대해서 3개의 비트가 나온다. 이러한 이유로 인해, 8-VSB 시스템 내의 격자 코더는 2/3 속도의 코더로 일컬어진다. 격자 코드와 함께 사용되는 신호 파형은 8레벨(3비트) 1차원 성상(constellation)이다. 송신되는 신호는 8 VSB로 지칭된다. 4상태 격자 인코더가 사용될 것이다.
예시적인 실시예에서, 격자 코드 인트라세그먼트 인터리빙이 사용된다. 이는 12개의 동일한 격자 인코더들 및 인터리빙된 데이터 심볼들에 대해 동작하는 프리코더(precoder)들을 사용한다. 코드 인터리빙은 심볼들(0, 12, 24, 36, ...)을 하나의 그룹으로서 인코딩하고, 심볼들(1, 13, 25, 37, ...)을 제2 그룹으로서 인코딩하며, 심볼들(2, 14, 26, 38, ...)을 제3 그룹으로서 인코딩하는 등, 전체 12개의 그룹에 대해 인코딩함으로써 이루어진다.
일단 데이터가 격자 인코딩되면, 이는 싱크 삽입기(170)에 결합된다. 싱크 삽입기(170)는 다양한 동기화 신호들(데이터 세그먼트 싱크 및 데이터 필드 싱크)을 삽입하는 다중화기(multiplexer)이다. 2레벨(2진) 4심볼 데이터 세그먼트 싱크가 각 데이터 세그먼트의 처음에 8레벨 디지털 데이터 스트림 내로 삽입된다. MPEG 싱크 바이트는 데이터 세그먼트 싱크에 의해 대체된다. ATSC 송신 표준들을 사용하는 예시적인 실시예에서, 완전한 세그먼트는 832개의 심볼로 구성될 것이며, 이 중 4개의 심볼은 데이터 세그먼트 싱크에 대한 것이고, 828개는 데이터 및 패리티 심볼들이다. 동일한 싱크 패턴이 77.3초 간격에서 규칙적으로 일어나고, 이는 이러한 속도에서 반복되는 유일한 신호이다. 데이터와 달리, 데이터 세그먼트 싱크에 대한 4개의 심볼은 리드-솔로몬 또는 격자 인코딩되지 않으며, 인터리빙되지도 않는다. ATSC 세그먼트 싱크는 데이터 세그먼트의 전면에 추가되고 원래의 MPEG-2 데이터 패킷의 결여된 제1 바이트(패킷 싱크 바이트)를 대체하는 반복적인 4심볼(1 바이트) 펄스이다. 8-VSB 수신기 내의 상관(correlation) 회로들은 세그먼트 싱크의 반복적인 성질을 향해 나아가며, 이는 완전히 무작위인 데이터의 배경과 쉽게 대비된다. 복구된 싱크 신호는 수신기 클록을 생성하고 데이터를 복구하는 데 사용된다. 세그먼트 싱크들은 이들의 반복적인 성질과 긴 지속 시간으로 인해 수신기에 의해 쉽게 복구될 수 있다. 정확한 데이터 복구가 불가능한 레벨을 넘어서는 잡음 및 간섭 레벨들에서도 정확한 클록 복구가 이루어질 수 있으며, 이는 채널 변화 및 다른 과도 상태 동안 빠른 데이터 복구를 가능하게 한다.
싱크 삽입 후에, 신호는 파일럿 삽입기와 결합되고, 여기서 작은 DC 시프트가 8-VSB 기저 대역 신호에 적용되어 작은 잔여 반송파(residual carrier)가 결과적인 변조된 스펙트럼의 0 주파수 지점(zero frequency point)에 나타나도록 한다. 이러한 ATSC 파일럿 신호는 8-VSB 수신기 내의 RF PLL 회로들에게 이들이 고정(lock onto)할, 송신중인 데이터에 독립적인 신호를 제공한다. 파일럿의 주파수는 억압 반송파 주파수와 동일하다. 이는 디지털 기저 대역 데이터 및 싱크 신호(+1, +3, +5, +7)의 모든 심볼(데이터 및 싱크)에 추가되는 작은 (디지털) DC 레벨(1.25)에 의해 생성될 수 있다. 파일럿의 전력은 통상적으로 평균 데이터 신호 전력보다 11.3 dB 아래에 있다.
파일럿 신호가 삽입된 후, 데이터는 변조기(180)에 결합된다. 변조기는 중간 주파수(Intermediate Frequency; IF) 반송파 상에서 8-VSB 기저 대역 신호를 진폭 변조한다. 종래의 진폭 변조로, 우리는 양 측대역(double sideband) RF 스펙트럼을 우리의 반송파 주파수 주위에서 생성하고, 각각의 RF 측대역은 다른 쪽의 거울상이다. 이는 중복 정보를 나타내며, 하나의 측대역은 어떠한 실질적인 정보 손실 없이 버려질 수 있다. 8-VSB 변조에서, VSB 변조기는 초당 10.76 메가심볼의 8레벨 격자 인코딩된 합성 데이터 신호(파일럿 및 싱크가 추가됨)를 수신한다. ATV 시스템 성능은 도 12에 도시된 바처럼 연접된 송신기 및 수신기에서의 선형 위상 상승 여현 나이키스트(linear phase raised cosine Nyquist) 필터 응답에 기초한다. 시스템 필터 응답은 본질적으로 전체 대역에 걸쳐 평탄하지만, 대역의 각 끝에 있는 천이 영역들에서는 예외이다. 명목상, 송신기 내의 롤오프(roll-off)는 선형 위상 제곱근 상승 여현 필터(linear phase root raised cosine filter)의 응답을 가질 것이다.
송신 시스템은 송신의 버스트 모드에서의 모바일 및 휴대용 장치들에 대한 동작을 포함한다. 버스트 모드에서의 동작에 관한 몇몇의 주요 장점들은 이상의 개시 내용 전체에 걸쳐 기술되었으며, 하위 호환성을 유지하면서도 새로운 부류의 장치들에 의해 수신될 수 있는 능력을 포함한다. 이러한 새로운 부류의 장치들은 기존의 방송 표준에서 발견되는 것보다 낮은 레벨의 비디오 해상도를 요구하며, 따라서 더 높은 코딩 및 압축은 물론, 더 높은 잡음 레벨들의 존재 하에 동작하는 것을 포함한 다른 특징들을 또한 가능하게 할 수 있다. 버스트 모드 동작 유형들의 추가적인 장점은, 신호들이 장치에 대해 의도되거나 수신되는 때에만 장치를 사용하는 것에 초점을 둠으로써 잠재적인 장치 전력 절감에 초점이 두어진다.
상술한 것들과 같은 버스트 모드 동작들은 구형 시스템 및 수신기의 최대 성능을 유지하기 위해 신호의 높은 데이터 송신이 필요하지 않은 시기들을 이용할 수 있다. 버스트 모드 동작은 현재의 방송 신호 특성들에 따라 변화할 수 있는 소위 새로운 정보 처리 속도에 기초한 신호들의 처리에 기초할 수 있다.
구형 시스템과의 하위 호환성은, 새로운 프로그램 식별자들에 대한 정보를 도입함으로써, 데이터 패킹된(data packed) 레벨에서 버스트 모드 동작들에 초점을 둠으로써 유지된다. 새로운 프로그램 식별자들은 기존 장비의 동작에 영향을 주지 않고 새로운 부류의 장비가 데이터를 인식할 수 있도록 한다. 소정의 버스트 모드 프로파일(profile)들 동안에 구형 신호 송신 동작을 유지하기 위해 오버레이(overlay) 구조를 포함함으로써 추가적인 구형에 대한 지원이 존재한다.
조직적인 데이터 및 비조직적인 데이터의 완전한 중복과, 신호가 전체적으로 분리 가능한 코드워드들 중 하나로부터 복구되는 능력과 함께 시간 다이버시티뿐만 아니라 주파수 또는 공간 다이버시티를 추가로 활용하면, 모바일 장치에 의한 수신 확률을 증가시킬 수 있다. 이는 도 7의 논의에서 더 논의될 것이다.
도 2를 참조하면, 본 개시 내용의 예시적인 모바일/핸드헬드 데이터 스트림(200)의 일부의 일 실시예의 블록도가 도시된다. 26개의 ATSC M/H 코딩된 패킷이 1개의 데이터 블록으로 그룹화된다. 구형 ATSC 송신에서는, 모든 데이터 블록이 통상적으로 동일한 코딩을 갖지만, 이는 물리적으로 요구되지 않는다. 프리앰블 블록들은 두 블록 길이이고, 52개의 ATSC M/H 코딩된 패킷들을 갖는다. 프리앰블 블록에 후속하는 맨 처음 MPEG 패킷은 시스템 정보를 포함하는 제어 패킷이다. 무작위화 및 순방향 오류 정정 처리 후에, 데이터 패킷들이 송신을 위해 데이터 프레임들로 포매팅(format)되고, 데이터 세그먼트 싱크 및 데이터 필드 싱크가 추가된다.
ATSC-M/H 데이터 스트림(200)은 프리앰블 블록(210) 및 이에 후속하는 선택된 데이터 속도 모드에 적합한 미리 결정된 수의 데이터 블록들(230)을 갖는 버스트들로 이루어진다. 예시적인 실시예에 따르면, 각각의 데이터 블록(230)은 26개의 MPEG 패킷들로 구성된다. 각각의 데이터 프레임은 두 개의 데이터 필드로 구성되며, 각각은 313개의 데이터 세그먼트를 포함한다. 각 데이터 필드의 제1 데이터 세그먼트는 유일 동기화 신호(데이터 필드 싱크)이고, 수신기 내의 등화기(equalizer)에 의해 사용되는 트레이닝 시퀀스(training sequence)를 포함한다. 나머지 312개의 데이터 세그먼트는 각각 하나의 188 바이트 전송 패킷 및 이것의 연관된 FEC 오버헤드로부터의 데이터의 등가물을 운반한다. 각각의 데이터 세그먼트 내의 실제 데이터는 데이터 인터리빙으로 인해 몇몇 전송 패킷들로부터 온다. 각각의 데이터 세그먼트는 832개의 심볼로 구성된다. 처음 4개의 심볼은 2진 형태로 송신되고 세그먼트 동기화를 제공한다. 이러한 데이터 세그먼트 싱크 신호는 또한 188 바이트 MPEG 호환 전송 패킷의 싱크 바이트를 나타낸다. 각 데이터 세그먼트의 나머지 828개의 심볼은 전송 패킷의 나머지 187 바이트 및 이것의 연관된 FEC 오버헤드에 대한 데이터 등가물을 운반한다. 이러한 828개의 심볼은 8레벨 신호들로서 송신되고 따라서 심볼 당 3개의 비트를 운반한다. 따라서, 828x3=2484 비트의 데이터가 각각의 데이터 세그먼트 내에서 날라지며, 이는 보호된 전송 패킷을 송신하기 위한 요건이다.
ATSC M/H 데이터 스트림은 블록들의 시퀀스로 구성되고, 각 블록은 구형 VSB A/53 시스템 또는 ATSC M/H 시스템 중 하나로부터의 26개의 패킷으로 구성된다. ATSC M/H 데이터 스트림은 블록들의 버스트들로 이루어지고, 각각의 버스트는 프리앰블 블록 및 이에 후속하는 Nb 데이터 블록들을 가지며, 여기서 Nb는 시스템 가변 파라미터이고 송신될 전체 ATSC M/H 데이터 속도의 함수이다. 각각의 데이터 블록은 정의된 ATSC M/H 속도 모드들 중 하나에서 인코딩된다. 이러한 속도 모드는 전체 데이터 블록에 적용된다. 블록들의 버스트 각각에 대해, 블록들의 버스트 내의 가장 높은 코딩된 FEC 속도들(즉, 가장 낮은 분수들)이 가장 먼저 전달되고 가장 낮은 코딩된 FEC 속도들(즉, 가장 높은 분수들)이 가장 나중에 전달되어, 프리앰블 블록으로부터 시작하여 임의의 후속 데이터 블록들이 현재의 데이터 블록보다 같거나 작은 견고성(robustness)을 갖는 식으로 데이터 블록들이 전달된다. ATSC A/53 8-VSB 코딩된 26개 패킷의 구형 데이터 블록들이 구형 오버레이 동작을 위해 하나 이상의 블록에 배치될 수 있다.
이제 도 3을 참조하면, 본 발명에 따른 데이터 프레임(300)이 도시된다. 도시된 데이터 프레임(300)은 송신을 위해 조직되며, 각각의 데이터 프레임은 각각 313개의 데이터 세그먼트를 포함하는 두 개의 데이터 필드로 구성된다. 각 데이터 필드의 제1 데이터 세그먼트는 유일한 동기화 신호(데이터 필드 싱크)이고, 수신기 내의 등화기에 의해 사용되는 트레이닝 시퀀스를 포함한다. 나머지 312개의 데이터 세그먼트는 각각 하나의 188 바이트 전송 패킷 및 이것의 연관된 FEC 오버헤드로부터의 데이터의 등가물을 나른다. 각각의 데이터 세그먼트 내의 실제 데이터는 데이터 인터리빙으로 인해 몇몇 전송 패킷들로부터 온다. 각각의 데이터 세그먼트는 832개의 심볼로 구성된다. 처음 4개의 심볼은 2진 형태로 송신되고 세그먼트 동기화를 제공한다. 이러한 데이터 세그먼트 싱크 신호는 또한 188 바이트 MPEG 호환 전송 패킷의 싱크 바이트를 나타낸다. 각 데이터 세그먼트의 나머지 828개의 심볼은 전송 패킷의 나머지 187 바이트 및 이것의 연관된 FEC 오버헤드에 대한 데이터 등가물을 나른다. 이러한 828개의 심볼은 8레벨 신호들로서 송신되고 따라서 심볼 당 3개의 비트를 나른다. 따라서, 828x3=2484 비트의 데이터가 각각의 데이터 세그먼트 내에서 날라지며, 이는 보호된 전송 패킷을 송신하기 위한 요건이다.
187 데이터 바이트 + 20 RS 패리티 바이트 = 207 바이트
207 바이트 x 8 비트/바이트 = 1656 비트
2/3 속도의 격자 코딩은 3/2 x 1656 비트 = 2484 비트를 필요로 함.
정확한 심볼 속도는 이하의 식 1에 의해 주어진다.
(1) Sr(MHz)=4.5/286x684=10.76... MHz
데이터 세그먼트의 주파수는 이하의 식 2에 의해 주어진다.
(2) fseg=Sr/832=12.94...X 103 데이터 세그먼트/초
데이터 프레임 속도는 이하의 식 3에 의해 주어진다.
(3) fframe=fseg/626=20.66... 프레임/초
심볼 속도 Sr 및 전송 속도 Tr은 그 주파수(frequency)가 서로 고정될 것이다.
2진 데이터 세그먼트 싱크 및 데이터 필드 싱크 신호들과 조합된 8레벨 심볼들은 단일 반송파를 억압 반송파 변조(suppressed-carrier modulate)하는데 사용된다. 그러나, 송신 전에, 더 낮은 측대역 중 대부분이 제거될 것이다. 결과적인 스펙트럼은 평탄하지만, 대역 가장자리들에서는 예외이며, 여기에서는 공칭(nominal) 제곱근 상승 여현 응답이 620 kHz 천이 영역들을 낳는다. 더 낮은 대역 가장자리로부터 310kHz인 억압 반송파 주파수에서, 작은 파일럿이 앞서 기술된 바처럼 신호에 추가된다.
이제 도 4를 참조하면, 본 개시 내용의 모바일/핸드헬드 수신을 위한 지상파 방송 수신기(400)의 일 실시예가 도시된다. 수신기(400)는 신호 수신 요소(410), 제1 동조기(420), 제2 동조기(425), 제1 전등화기(pre-equalizer) 복조기(430), 제2 전등화기 복조기(430), 등화기 제어기(440), 등화기(450), 후등화기(post-equalizer) 정정 프로세서(460), 전송 디코더(470) 및 동조기 제어기(480)를 포함한다.
신호 수신 요소(410)는 오디오, 비디오 및/또는 데이터 신호들(예컨대 텔레비전 신호들 등)을 포함하는 신호들을 지상파 방송 시스템 및/또는 다른 종류의 신호 방송 시스템과 같은 하나 이상의 신호 소스로부터 수신하도록 동작한다. 예시적인 실시예에 따르면, 신호 수신 요소(410)는 로그 주기(log periodic) 안테나와 같은 안테나로서 구현되지만, 임의의 종류의 신호 수신 요소로서 구현될 수도 있다. 이러한 예시적인 실시예의 안테나(410)는 주파수 대역폭 상에서 ATSC M/H 지상파로 송신되는 오디오, 비디오 및 데이터 신호들을 수신하도록 동작한다. ATSC 신호들은 일반적으로 채널 당 약 6 MHz의 대역폭으로 54 내지 870 MHz의 주파수 범위 상에서 송신된다. 서브 채널들은 시간 다중화(time multiplex)될 수 있다. 신호는 동축 케이블 또는 인쇄 회로 기판 트레이스(trace)와 같은 송신선을 통해 안테나로부터 결합된다.
제1 및 제2 동조기들(420, 425)은 동조기 제어기(480)로부터의 제어 신호에 응답하는 신호 동조 기능을 수행하도록 동작한다. 예시적인 실시예에 따르면, 각각의 동조기(420, 425)는 상이한 시간 또는 주파수 다이버스(diverse) RF 신호를 하나 또는 복수의 안테나(410) 중 어느 하나로부터 수신하고, RF 신호를 필터링 및 주파수 하향 변환(즉, 단일단 또는 다단 하향 변환)하여 중간 주파수(IF) 신호를 생성함으로써 신호 동조 기능을 수행한다. RF 및 IF 신호들은 오디오, 비디오 및/또는 데이터 컨텐츠(예컨대 텔레비전 신호들 등)를 포함할 수 있고, 아날로그 신호 표준(예컨대 NTSC, PAL, SECAM 등) 및/또는 디지털 신호 표준(예컨대 ATSC, QAM, QPSK 등)에 따른 것일 수 있다. 각각의 동조기(420)는 수신된 ATSC M/H 신호를 반송파 주파수로부터 중간 주파수로 변환하도록 동작한다. 예컨대, 동조기는 안테나(410)에서 수신된 57 MHz 신호를 43 MHz IF 신호로 변환할 수 있다. 전등화기 복조기(430)는 동조기(420)로부터의 IF 신호를 기저 대역 디지털 스트림으로 복조하도록 동작한다. 복조기(435)는 동조기(425)로부터의 IF 신호를 복조하도록 동작한다. 이후 기저 대역 디지털 스트림들이 등화기에 결합된다.
동조기 제어기(480)는 동조된 채널 또는 원하는 동조된 채널의 신호 레벨 및 주파수에 응답하여 전송 디코더(470)로부터 명령들을 수신하도록 동작한다. 동조기 제어기(480)는 이러한 수신된 명령들에 응답하여 동조기(420, 425) 동작을 제어하기 위한 제어 신호를 생성한다.
등화기 제어기(440)는 복조기들(430, 435)로부터 수신된 디코딩된 데이터에 응답하여 오차 항(error term)을 생성한다. 이는 데이터 지향 등화기를 위한 능력을 제공한다. 등화기 제어기(440)는 수신된 데이터와 디코딩된 데이터 사이의 오차를 추정하고 오차 항을 생성한다. 오차 항은 등화기(450)에 공급되어 최소화된다.
등화기(450)는 동조 및 복조된 MPEG 스트림을 전등화기 복조기들(430, 435)로부터 수신하도록 동작하고, 무오류 신호를 생성하도록 등화기 내의 등화 필터에 적용되는 등화기 계수들을 계산한다. 등화기(450)는 감쇠 및 심볼간 간섭과 같은 송신 오류들을 보상하도록 동작한다. 등화기는 심볼간 간섭을 상쇄하도록 동작하는 롤오프 필터링을 수행하는 정합 필터를 포함한다. 등화기 트레이닝 기간 동안, 이전에 선택된 트레이닝 신호가 채널을 통해 송신되고, 수신기에 미리 저장된 상기 신호의 올바르게 지연된 버전이 기준 신호로서 사용된다. 트레이닝 신호는 대개 등화기가 채널 왜곡을 보상하게 할 수 있을 정도로 충분히 긴 의사 잡음 시퀀스이다. 본 발명의 예시적인 실시예에 따른 등화기는 복수의 의사 잡음 시퀀스를 저장하도록 동작하고, 각각의 의사 무작위 시퀀스는 코드 속도에 대응한다. 등화기(450)가 의사 무작위 시퀀스 트레이닝 신호를 수신하면, 등화기는 수신된 시퀀스의 일부를 복수의 저장된 시퀀스와 비교한다. 일치가 이루어지면, 수신된 시퀀스와 연관된 코드 속도가 디코더에 의해 사용되어 트레이닝 시퀀스 후에 수신된 데이터를 디코딩한다.
후등화기 정정 프로세서(460) 및 전송 디코더(470)는 오류 정정을 수행하고 MPEG 데이터 스트림을 디코딩하도록 동작한다. 이러한 요소들은 도 5 및 6에서 상세히 도시 및 논의된다.
수신기는 동조기를 시간 공유(time sharing)하여 상이한 주파수들 및 상이한 시간들을 수신함으로써 단일 동조기 및 복조기와 함께 동작하도록 구성될 수 있다. 그 대신, 동조기는 두 개의 신호를 동시에 수신하기에 충분히 넓은 대역폭으로 구성되어, 두 신호 모두가 상이한 IF 주파수들로 동조될 수 있고 이러한 IF 주파수들 각각이 복조기에 의해 동시에 처리되거나 시간 다중화 처리될 수 있도록 할 수 있다. 단일 동조기에서, 시간 또는 주파수 다이버시티 중 하나를 이용하면, 패킷 조합이 등화기 내에서는 이루어지지 않지만 그 대신 코드 내에서 이루어지는데, 이는 등화기가 수신된 신호들을 따라야만 하기 때문이다. 이는 패킷을 정확하게 수신할 세 가지 가능성, 즉 제1 패킷을 정확히 수신하거나, 제2 패킷을 정확히 수신하거나, 또는 바이트 디코더 후의 조합을 정확히 수신할 가능성을 준다. 단일 패킷을 수신하는 것과는 대조적으로 코딩이 패킷들을 조합하는 데 사용되고 있으면, 이는 사실상 무오류인 신호를 수신하는 데 필요한 신호 대 잡음비의 최소량을 감소시킨다. 예컨대, 1/2의 코드 속도에서, 최소 문턱값은 코딩이 없는 단일 패킷에 대한 15 dB로부터 코딩이 있는 두 개의 패킷에 대한 7 dB 및 코딩이 있는 네 개의 패킷에 대한 3.5 dB로 감소된다.
이제 도 5를 참조하면, 수신기 시스템에서 사용되는 디코더(500)의 일 실시예의 블록도가 도시된다. 디코더(500)는 상술한 데이터 스트림 내의 비조직적 패킷들과 같은 중복 패킷들을 이용하여 수신기에 의해 수신된 데이터의 디코딩을 돕도록 적응된 회로를 포함한다. 디코더(500)는 또한 일반적으로 구형 또는 기존의 A53 표준을 이용하여 인코딩된 데이터를 디코딩할 수 있다.
디코더(500)에서, 다른 회로들(도 4)에 의한 최초의 동조, 복조 및 처리 후에, 격자 디코더(502)가 들어오는 신호를 수신한다. 격자 디코더(502)는 컨벌루션 역인터리버(convolutional de-interleaver)(504)에 접속된다. 컨벌루션 역인터리버(504)의 출력은 바이트-코드 디코더(506)에 접속된다. 바이트-코드 디코더(506)는 리드-솔로몬 디코더(508)에 접속되는 출력을 갖는다. 리드-솔로몬 디코더(508)의 출력은 역무작위화기(de-randomizer)(510)에 접속된다. 역무작위화기(510) 출력은 데이터 디코더(512)에 접속된다. 데이터 디코더(512)는 비디오 표시 또는 오디오 재생과 같은 수신기 시스템의 나머지 부분에서 이용하기 위한 출력 신호를 제공한다.
기존의 또는 구형의 A53 표준에 따르면, 격자 디코더(502)는 신호 역다중화기, 12개의 2/3 속도의 격자 디코더들 및 신호 다중화기를 포함한다. 역다중화기는 12개의 2/3 속도의 격자 디코더들 사이에 디지털 샘플들을 분배하고, 다중화기는 12개의 2/3 속도의 격자 디코더들 각각에 의해 생성된 추정치들을 다중화한다. 컨벌루션 인터리버와 같은 역인터리버(504)는 격자 디코딩된 비트 추정치들의 스트림을 역인터리빙하여, 207 바이트를 포함하도록 배열된 시퀀스들 또는 패킷들을 생성한다. 패킷 배열은 도시되지 않은 동기화 신호들의 위치를 결정 및 식별하는 것과 함께 수행된다. 리드-솔로몬 오류 정정 회로(508)는 역인터리버(504)에 의해 생성된 207 바이트의 시퀀스 각각을 하나 이상의 코드워드로 간주하고, 코드워드들 또는 패킷들 내의 임의의 바이트들이 송신 중의 오류로 인해 손상되었는지 여부를 결정한다. 이러한 결정은 종종 코드워드들에 대한 신드롬들 또는 오류 패턴들의 집합을 계산 및 평가함으로써 수행된다. 손상이 검출되면, 리드-솔로몬 오류 정정 회로(508)는 패리티 바이트들 내에 인코딩된 정보를 이용하여 손상된 바이트들의 복구를 시도한다. 결과적인 오류 정정된 데이터 스트림은 이후 역무작위화기(510)에 의해 역무작위화된 후, 송신되는 컨텐츠의 종류에 따라 데이터 스트림을 디코딩하는 데이터 디코더(512)에 제공된다. 통상적으로, 격자 디코더(502), 역인터리버(504), 리드-솔로몬 디코더(508) 및 역무작위화기(510)의 조합은 수신기 내의 8-VSB 디코더로서 식별된다. 일반적으로, 구형 A53 표준에 따르는 신호들을 수신하기 위한 통상적인 수신기는 송신 프로세스의 역순으로 수신 프로세스를 수행한다는 점을 주목하는 것이 중요하다.
데이터 패킷들 내의 데이터의 바이트들의 형태의 수신된 데이터는 격자 디코더(502)에 의해 디코딩되고 역인터리버(504)에 의해 역인터리빙된다. 데이터 패킷들은 207 바이트의 데이터를 포함할 수 있고, 또한 그룹들 또는 24, 26, 또는 52 패킷들로 그룹화될 수 있다. 격자 디코더(502) 및 역인터리버(504)는 들어오는 구형 포맷 데이터뿐만 아니라 바이트 인코딩된 데이터를 처리할 수 있다. 수신기에 의해 또한 알려진 미리 결정된 패킷 송신 시퀀스에 기초하여, 바이트-코드 디코더(506)는 패킷이 바이트-코드 인코딩된 또는 견고한 데이터 스트림 내에 포함된 패킷인지 여부를 결정한다. 수신된 패킷이 바이트-코드 인코딩된 데이터 스트림으로부터 온 것이 아닌 경우, 수신된 패킷은 바이트-코드 디코더(506)에서의 어떠한 추가적인 처리 없이 리드-솔로몬 디코더(508)에 제공된다. 바이트-코드 디코더(506)는 또한 인코딩 중에 데이터 스트림에 곱해지거나 더해진 상수들의 알려진 시퀀스를 제거하는 역무작위화기를 포함할 수 있다. 강인한 데이터 스트림은 조직적 패킷들 및 원래의 데이터와 동일한 바이트들과, 비조직적 패킷들 및 중복 데이터를 포함하는 바이트들 모두를 포함한다는 점을 주목하는 것이 중요하다.
바이트-코드 디코더(506)가 수신된 패킷이 견고한 또는 강인한 데이터 스트림에 속하는 바이트-코드 인코딩된 패킷인 것으로 결정하는 경우, 패킷은 동일한 데이터 스트림을 포함하는 다른 패킷들과 함께 디코딩될 수 있다. 일 실시예에서, 바이트-코딩된 패킷을 전개하는 데 사용되었던 요소의 값의 역과 패킷 내의 각 바이트를 곱함으로써, 동일한 데이터 스트림의 바이트-코드 인코딩된 패킷들이 디코딩된다. 비조직적 패킷의 바이트들의 디코딩된 값들은 조직적 패킷의 바이트들의 값들과 비교되고, 동일하지 않은 두 패킷들 내의 임의의 바이트들의 값들은 조직적 패킷 내에서 삭제(즉, 0으로 설정)되거나 비조직적 패킷 내의 정보에 의해 대체될 수 있다. 오류 바이트들이 삭제된 조직적 패킷은 이후에 리드-솔로몬 디코더(508)에서 수행되는 리드-솔로몬 디코딩을 이용하여 디코딩될 수 있다. 바이트-코드 디코더들의 다른 실시예들의 추가적인 설명이 이하 논의될 것이다.
바이트 코드 디코더(506)는 또한 도 1에 도시된 바처럼 인코딩된 신호들을 디코딩하기 위한 블록 코더로서 동작하도록 적응될 수 있다. 예컨대, 바이트 코드 디코더(506)는 패킷 인터리버(120)와 유사한 패킷 인터리버 및 패킷 역인터리버(130)와 유사한 패킷 역인터리버를 포함할 수 있다. 또한, 바이트 코드 인코더 기능은 GF(256) 직렬 연접 블록 코딩(SCBC)된 신호를 디코딩하도록 적응될 수 있다. 바이트 코드 디코더(506)는 모바일 또는 ATSC M/H 수신 및/또는 사전(a priori) 트레이닝 패킷들의 식별을 위해 인코딩된 데이터를 식별하는 데 사용되는 식별자 블록을 더 포함할 수 있다. 또한, 식별자 블록은 예컨대 들어오는 패킷들 내의 헤더들이 모바일 수신을 위해 사용되는 PID를 포함하는지 여부를 결정하기 위한 패킷 식별자 블록을 포함할 수 있다.
바람직한 인코더에서 바이트-코드 인코딩이 데이터 패킷들의 리드-솔로몬 인코딩에 선행한다는 점을 주목하는 것이 중요하다. 그러나, 여기에 도시된 디코더(500)에서, 들어오는 데이터는 리드-솔로몬 디코딩되기 전에 바이트-코드 디코딩된다. 바이트-코드 연산과 리드-솔로몬 코드 연산은 A53 표준에서 사용되는 유한체(256) 상에서 선형이고, 선형 연산자들은 유한체 내에서 가환이기 때문에, 재정렬이 가능하다. 리드 솔로몬 전에 먼저 블록 디코딩을 하는 것이 유리한데, 이는 반복적인 디코딩 알고리즘을 갖는 것을 실용적으로 만드는 연성 디코딩 알고리즘들이 존재하기 때문이다. 바이트-코드 인코딩은 연성 디코딩 알고리즘을 제공하고, 이는 수신된 신호 내의 오류들을 복구하기 위한 더 높은 신뢰성을 갖는 반복적인 디코딩 또는 터보 디코딩을 가능하게 하므로, 재정렬이 중요하다. 결과적으로, 리드-솔로몬 디코딩 전에 바이트-코드 디코딩을 수행하는 것은 비트 오류 속도 및 신호 대 잡음비에 관하여 측정되는 수신기 성능의 향상을 낳는다.
이제 도 6을 참조하면, 수신기에서 사용되는 디코더(600)의 다른 일 실시예의 블록도가 도시된다. 디코더(600)는 공중 전자기파들과 같은 송신 매체 상의 신호 송신에 의해 악영향을 받은 신호들을 수신 및 디코딩하기 위한 추가적인 회로 및 처리를 포함한다. 디코더(600)는 강인한 데이터 스트림과 구형 데이터 스트림 모두를 디코딩할 수 있다.
디코더(600)에서, 최초의 처리에 뒤이어 들어오는 신호가 등화기(606)에 제공된다. 등화기(606)는 격자 디코더(610)에 접속되며, 이는 두 개의 출력을 제공한다. 격자 디코더(610)로부터의 제1 출력은 피드백을 제공하고, 피드백 입력으로서 등화기(606)에 다시 접속된다. 격자 디코더(610)로부터의 제2 출력은 컨벌루션 역인터리버(614)에 접속된다. 컨벌루션 역인터리버(614)는 바이트-코드 디코더(616)에 접속되고, 이는 또한 두 개의 출력을 제공한다. 바이트-코드 디코더(616)로부터의 제1 출력은 컨벌루션 인터리버(618)를 통해 피드백 입력으로서 격자 디코더(610)에 다시 접속된다. 바이트-코드 디코더(616)로부터의 제2 출력은 리드-솔로몬 디코더(620)에 접속된다. 리드-솔로몬 디코더(620)의 출력은 역무작위화기(624)에 접속된다. 역무작위화기(624)의 출력은 데이터 디코더(626)에 접속된다. 리드-솔로몬 디코더(620), 역무작위화기(624) 및 데이터 디코더(626)는 도 5에 기술된 리드-솔로몬, 역무작위화기 및 데이터 디코더 블록들과 유사한 방식으로 접속되고 기능적으로 동작하며, 여기서 더 기술되지 않을 것이다.
수신기(도시되지 않음)의 전단 처리(예컨대 안테나, 동조기, 복조기, A/D 변환기)로부터의 입력 신호가 등화기(606)에 제공된다. 등화기(606)는 수신된 신호의 복구를 시도함에 있어서 송신 채널 효과를 완전히 또는 부분적으로 제거하도록 수신된 신호를 처리한다. 다양한 제거 또는 등화 방법들이 본 기술 분야의 당업자에게 잘 알려져 있으며, 여기서 논의되지 않을 것이다. 등화기(606)는 FFE(Feed-Forward Equalizer) 섹션 및 DFE(Decision-Feedback-Equalizer) 섹션을 포함하는 처리 회로의 복수의 섹션을 포함할 수 있다.
등화된 신호가 격자 디코더(610)에 제공된다. 격자 디코더(610)는 등화기(606)의 DFE 섹션에 제공되는 판정값들의 집합을 하나의 출력으로서 생성한다. 격자 디코더(610)는 또한 등화기(606)의 DFE 섹션에 또한 제공되는 중간 판정값들을 생성할 수 있다. DFE 섹션은 격자 디코더(610)로부터의 중간 판정값들과 함께 판정값들을 사용하여 등화기(606) 내의 필터 탭들의 값들을 조정한다. 조정된 필터 탭 값들은 수신된 신호에 존재하는 간섭 및 신호 반사를 제거한다. 반복적인 프로세스는 등화기(606)로 하여금 격자 디코더(610)로부터의 피드백의 도움을 받아 시간에 따라 잠재적으로 변화하는 신호 송신 환경 조건들에 동적으로 적응할 수 있도록 한다. 디지털 텔레비전 방송 신호에 대한 19 Mb/s와 같은 신호의 들어오는 데이터 속도와 유사한 속도로 반복적인 프로세스가 일어날 수 있다는 점을 주목하는 것이 중요하다. 반복적인 프로세스는 또한 들어오는 데이터 속도보다 높은 속도로 일어날 수 있다.
격자 디코더(610)는 또한 격자 디코딩된 데이터 스트림을 컨벌루션 역인터리버(614)에 제공한다. 컨벌루션 역인터리버(614)는 도 5에 기술된 역인터리버와 유사하게 동작하며, 데이터 패킷들 내에 조직된 역인터리빙된 바이트들을 생성한다. 데이터 패킷들은 바이트-코드 디코더(616)에 제공된다. 상술한 바처럼, 강인한 데이터 스트림의 일부가 아닌 패킷들은 단순히 바이트-코드 디코더(616)를 통하여 리드-솔로몬 디코더(620)로 전달된다. 바이트-코드 디코더(616)가 패킷들의 그룹을 강인한 데이터 스트림의 일부로서 식별하는 경우, 바이트-코드 디코더(616)는 비조직적 패킷들 내의 중복 정보를 사용하여 상술한 바처럼 패킷들 내의 바이트들을 초기에 디코딩한다.
바이트-코드 디코더(616) 및 격자 디코더(610)는 강인한 데이터 스트림을 디코딩하기 위해 터보 디코더라 일컬어지는 반복적인 방식으로 동작한다. 특히, 격자 디코더(610)는 컨벌루션 역인터리버(614)에 의한 역인터리빙 후에 강인한 데이터 스트림 내에 포함된 패킷들의 각 바이트에 대한 제1 연판정(soft decision) 벡터를 바이트-코드 디코더(616)에 제공한다. 통상적으로, 격자 디코더(610)는 확률값들의 벡터로서 연판정을 생성한다. 일부 실시예들에서, 벡터 내의 각각의 확률값은 벡터와 연관된 바이트가 가질 수 있는 값과 연관된다. 다른 실시예들에서, 확률값들의 벡터는 조직적 패킷 내에 포함된 매 반 니블(every half-nibble)(즉, 2비트)에 대해 생성되며, 이는 2/3 속도의 격자 디코더가 2비트 심볼들을 추정하기 때문이다. 일부 실시예들에서, 격자 디코더(610)는 바이트의 4개의 반 니블과 연관된 4개의 연판정을 조합하여 상기 바이트가 가질 수 있는 값들의 확률들의 벡터인 1개의 연판정을 생성한다. 이러한 실시예들에서, 상기 바이트에 대응하는 연판정들이 바이트-코드 디코더(616)에 제공된다. 다른 실시예들에서, 바이트-코드 디코더는 조직적 패킷의 바이트에 관한 연판정을 4개의 연판정 벡터로 분리하며, 여기서 4개의 연판정 각각은 상기 바이트의 반 니블과 연관된다.
바이트-코드 디코더(616)는 강인한 데이터 스트림의 패킷들을 포함하는 바이트들과 연관된 연판정 벡터를 이용하여 상기 패킷들을 포함하는 바이트들의 제1 추정값을 생성한다. 바이트-코드 디코더(616)는 조직적 및 비조직적 패킷들 모두를 사용하여 강인한 스트림을 포함하는 패킷들의 각 바이트에 대한 제2 연판정 벡터를 생성하고, 컨벌루션 인터리버(618)에 의한 재인터리빙 후에 상기 제2 연판정 벡터를 격자 디코더(610)에 제공한다. 이후 격자 디코더(610)는 상기 제2 연판정 벡터를 사용하여 상기 제1 연판정 벡터의 추가적인 반복을 생성하고, 이는 바이트-코드 디코더(616)에 제공된다. 격자 디코더(610) 및 바이트-코드 디코더(616)는 격자 디코더 및 바이트 디코더에 의해 생성된 연판정 벡터가 수렴하거나 미리 결정된 횟수의 반복이 수행될 때까지 이러한 방식으로 반복한다. 이후, 바이트-코드 디코더(616)는 조직적 패킷들의 각 바이트에 대한 연판정 벡터 내의 확률값들을 이용하여 조직적 패킷들의 각 바이트에 대한 경판정(hard decision)을 생성한다. 경판정값들(즉, 디코딩된 바이트들)이 바이트-코드 디코더(616)로부터 리드-솔로몬 디코더(620)로 출력된다. 격자 디코더(610)는 MAP(Maximum a Posteriori) 디코더를 이용하여 구현될 수 있고, 바이트 또는 반 니블(심볼) 연판정들 중 하나에 대해 동작할 수 있다.
터보 디코딩은 통상적으로 들어오는 데이터 속도들보다 높은, 블록들 사이에서 판정 데이터를 전달하는 것과 관련된 반복 속도들을 사용한다는 점을 주목하는 것이 중요하다. 가능한 반복의 횟수는 데이터 속도와 반복 속도의 비율로 제한된다. 결과적으로, 실용적인 정도까지, 터보 디코더에서의 더 높은 반복 속도는 일반적으로 오류 정정 결과를 향상시킨다. 일 실시예에서, 들어오는 데이터 속도의 8배인 반복 속도가 사용될 수 있다.
도 6에 기술된 것과 같은 연성 입력 연성 출력 바이트-코드 인코더는 벡터 디코딩 기능들을 포함할 수 있다. 벡터 디코딩은 조직적 및 비조직적 바이트들을 포함하는 데이터의 바이트들을 그룹화하는 것을 수반한다. 예컨대, 1/2 속도로 바이트 코드 인코딩된 스트림에 대해, 1개의 조직적 바이트 및 1개의 비조직적 바이트가 그룹화될 것이다. 두 바이트들은 64,000개가 넘는 가능한 값들을 갖는다. 벡터 디코더는 상기 두 바이트들의 가능한 값들 각각에 대한 확률을 결정 또는 추정하고, 확률 지도를 생성한다. 상기 확률들 중 일부 또는 전부의 확률들에 가중치를 두는 것과 가능한 코드워드에 대한 유클리드 거리(Euclidean distance)에 기초하여 연판정이 내려진다. 유클리드 거리의 오차가 문턱값 아래로 떨어지는 경우 경판정이 내려질 수 있다.
도 5 및 6에 기술된 바처럼 바이트-코드 디코더들은 단순한 바이트-코드 인코더들 또는 연접 바이트-코드 인코더들에 의한 인코딩을 포함한 상술한 바이트-코드 인코더들에 의해 인코딩된 강인한 데이터 스트림을 디코딩할 수 있다. 도 5 및 6의 바이트-코드 인코더들은 단일 인코딩 단계만을 수반하는 단순한 또는 성분 바이트-코드 인코더에 의해 인코딩된 강인한 데이터 스트림을 디코딩하는 것을 기술한다. 연접 바이트-코드 디코딩은 역인터리빙, 역펑처링 및 재삽입과 같은 중간 처리에 더하여 2 이상의 디코딩 단계에서 들어오는 코드워드들 또는 바이트들을 디코딩하는 것을 포함한다.
도 7을 참조하면, 본 발명에 따른 예시적인 방송 환경(700)이 도시된다. 제1 송신기(720), 제2 송신기(720) 및 모바일 수신기(730)가 도시된다. 제1 송신기(710)는 모바일 수신기(730)로부터 거리 d1에 위치하고, 제2 송신기(720)는 모바일 수신기(730)로부터 거리 d2에 위치한다.
분리 가능하고 중복되는 코드워드들을 활용하여, 제1 코드워드가 제1 송신기(710)로부터 송신될 수 있고 제2 코드워드가 제2 송신기(720)로부터 송신될 수 있다. 이는 전파 경로들(propagation paths) 및 각도들을 변경함으로써 전체 신호 손실의 발생을 감소시킨다. 이러한 변경은 전체 신호 공백들 또는 완전히 파괴적인 다중 경로의 확률을 감소시킨다. 신호 수신은 상이한 주파수 및/또는 상이한 시간에서 각 코드워드를 송신함으로써 더 향상될 수 있다.
공간 및 주파수 다이버시티의 이러한 실시예는 현재의 수신기의 등화기 복잡도를 증가시키지 않고 커버리지(coverage) 영역 내의 기존의 방송 채널들 사이의 원래적 "화이트 스페이스(white space)"를 활용할 수 있다. 이러한 제안된 실시예는 또한 버스트 모드 송신(이에 한정되지는 않음)에 특히 잘 어울리며, 이는 진보된 방송 송신 시스템들에 대해 현재 고려되고 있다. 버스트 모드 송신에서, 수신기 내의 단일 동조기는 다중의 주파수에서 비동시적 컨텐츠를 수신함으로써 여전히 완전한 송신을 수신할 수 있다. 주 및 보조 송신기들을 포함하는 2 이상의 소스로부터 공급되는 2 이상의 버스트 중 하나만을 수신함으로써 완전한 수신이 달성될 수 있다. SFN에 대해 이미 사용중인 기술들을 포함하는 다수의 알려진 기술들을 통해 신호 동기화가 유지될 수 있다.
도 8을 참조하면, 본 발명에 따른 송신기(800)의 일부의 예시적인 실시예가 도시된다. 이 도면은 신호 송신 시스템의 물리적 계층 내의 코드 개선되고 깊게 인터리빙된 스태거캐스팅 구조의 특정한 구현예에 대한 배열을 예시한다. 수신기 내에서의 구현예는 인코딩 및 변조와는 반대로 디코딩 및 복조를 위해 재배열된 유사한 구조들을 낳을 것이다. 동작시에, 처리는 중복 또는 스태거캐스트 동작에 대한 정보의 식별 및 생성을 수반한다. 이러한 컨텐츠는 채널 출력(805)을 통해 수신된다. 다음으로, 컨텐츠는 표준 코딩된 버스트 모드 신호를 명목상(nominally) 생성하는데 적합한 2 이상의 병렬 인코딩 브랜치(branch)를 포함하는 코더에 제공된다. 다음으로, 각각의 코딩 브랜치는 자신의 공급된 신호 부분을 처리한다. 다음으로, 하나의 브랜치가 미리 결정된 양만큼 지연 RAM(815)에 의해 지연된다. 지연량은 필드 동기화 신호와 같은 신호의 사이클들의 개수를 나타낼 수 있고, 또한 장래의 또는 후속하는 버스트 송신 시간의 동등한 시간 표현까지 지연할 수 있다. 각 브랜치 상의 신호 각각은 이들 각각의 입력단들(810, 820)에서 인코딩된다. 입력단들은 구형 역인터레이싱(deinterlacing) 및 패킷 역인터레이싱을 포함할 수 있다. 시간 다이버시티 신호들에 대해, 지연되지 않은 코딩 브랜치 신호는 이전에 처리된 데이터 컨텐츠의 일부를 포함하는 이전에 코딩 및 지연된 브랜치 신호와 조합(825)될 수 있고, 상기 조합은 송신기의 나머지 부분들에 제공된다. 조합된 데이터는 이후 블록 디코딩(830)되고, 상이한 출력단들로 분리(840)된다. 각각의 출력단(845, 850)은 구형 인터리빙 및 구형 인코딩을 조합할 수 있다. 수신기에 대한 프로세스들은 송신기에 대한 프로세스들로부터 주로 역전되고 실질적으로 유사할 수 있다.
공간 다이버스 또는 주파수 다이버스 송신에 대해, 컨텐츠는 지연 RAM(815) 전 또는 후에 채널 입력으로부터 결합되고, 선택적으로 다른 지연 RAM(855)에 결합된다. 이후 상기 컨텐츠는 도 1에 대하여 도시한 바와 같은 동작들을 포함하는 송신을 위한 추가적인 채널들에 결합될 수 있다. 공간 및 주파수 다이버스 송신기들의 한 가지 장점은 협력 송신(cooperative transmission)을 사용한다는 점이다. 이러한 예에서, 두 텔레비전 방송자들 또는 두 개의 송신기 또는 주파수를 갖는 하나의 방송자는 하나의 송신기 상에서의 제1 방송 패킷과 협력 방송 중복 패킷을 송신할 수 있다. 따라서, 각 방송자는 2개의 패킷(하나의 버스트 및 하나의 중복 버스트)을 송신하지만, 협력 방송자의 중복 버스트를 단순히 송신함으로써 이들의 중복 패킷이 다른 주파수 및/또는 다른 송신기 상에서 송신되도록 함으로써 다이버시티 이점을 획득한다. 협력 송신은 각 협력 송신기의 데이터 출력 또는 대역폭을 증가시키지 않고 완전한 주파수 다이버시티의 이점 및 아마도 공간 다이버시티의 이점을 준다.
또한, 데이터 컨텐츠의 유의미한 시간 인터리빙 및 버스트 모드 송신에서의 동작에 대한 관계와 연관된 원래적 이점에 더하여, 수정된 코드 개선된 데이터의 각 브랜치는 분리된 주파수들 상에서 송신될 수 있다. 이러한 방식으로, 시간 다이버시티에 더하여 주파수 다이버시티가 달성될 수 있다. 예컨대, 스태거캐스트 컨텐츠의 일부를 포함하는 제1 버스트는, 코드 개선 후에, 제1 방송자에 의해 특정한 방송 채널 상에서 제공 또는 송신될 수 있다. 스태거캐스트 컨텐츠의 나머지 부분을 포함하는 제2 버스트는, 코드 개선 후에, 아마도 제2 방송자에 의해 나중의 시점에 제2 방송 채널 상에서 제공 또는 송신될 수 있다. 각각의 방송 채널은 동작의 상이한 주파수 스펙트럼을 나타낸다. 결과적인 동작은 주파수 다이버시티 동작을 이미 있는 시간 다이버시티 시스템에 도입함으로써 원래의 데이터 컨텐츠의 복구를 더욱 보장한다.
본 발명이 특정한 실시예에 관하여 기술되었지만, 본 발명의 범위 내에 속하게 될 수정이 이루어질 수 있음이 이해될 것이다. 예컨대, 다양한 처리 단계들이 분리되어 또는 조합되어 구현될 수 있고, 범용 또는 전용 데이터 처리 하드웨어로 구현될 수 있다. 또한, 다양한 인코딩 또는 압축 방법들이 비디오, 오디오, 이미지, 텍스트, 또는 다른 종류의 데이터에 대해 사용될 수 있다. 또한, 패킷 크기들, 속도 모드들, 블록 코딩 및 다른 정보 처리 파라미터들이 본 발명의 상이한 실시예들에서 변경될 수 있다.
Claims (14)
- 데이터를 인코딩하기 위한 방법으로서,
상기 데이터를 인코딩하여 패킷 및 중복 패킷(redundant packet)을 생성하는 단계 - 각 패킷은 상기 데이터를 포함함 - ; 및
상기 패킷 및 상기 중복 패킷을 송신기에 결합하는 단계
를 포함하는 데이터 인코딩 방법. - 제1항에 있어서,
상기 패킷 및 상기 중복 패킷은 상이한 송신기들에 결합되고,
상기 상이한 송신기들은 공간적으로 다이버스(diverse)한 데이터 인코딩 방법. - 제1항에 있어서,
상기 패킷 및 상기 중복 패킷은 상이한 주파수들에서 송신되는 데이터 인코딩 방법. - 제1항에 있어서,
상기 패킷 및 상기 중복 패킷은 상이한 시간들에 송신되는 데이터 인코딩 방법. - 신호를 수신하는 방법으로서,
제1 패킷을 수신하는 단계;
제2 패킷을 수신하는 단계 - 상기 제2 패킷은 상기 제1 패킷의 중복 버전임 - ;
상기 제1 및 제2 패킷들을 조합하는 단계; 및
상기 제1 및 제2 패킷들을 디코딩하는 단계
를 포함하는 신호 수신 방법. - 제5항에 있어서,
상기 제1 패킷은 제1 주파수에서 수신되고, 상기 제2 패킷은 제2 주파수에서 수신되는 신호 수신 방법. - 제5항에 있어서,
상기 제1 패킷은 제1 시간에 수신되고, 상기 제2 패킷은 제2 시간에 수신되는 신호 수신 방법. - 데이터를 인코딩하여 패킷 및 중복 패킷을 생성하기 위한 인코더; 및
상기 패킷을 제1 송신기에 결합시키고 상기 중복 패킷을 제2 송신기에 결합시키기 위한 인터페이스
를 포함하는 장치. - 제8항에 있어서,
상기 패킷은 제1 주파수에서 송신되고, 상기 중복 패킷은 제2 주파수에서 송신되는 장치. - 제8항에 있어서,
상기 패킷은 제1 시간에 송신되고, 상기 중복 패킷은 제2 시간에 송신되는 장치. - 제1 패킷 및 제2 패킷을 수신하기 위한 인터페이스;
상기 제1 패킷 및 상기 제2 패킷을 디코딩하여 제1 디코딩된 패킷 및 제2 디코딩된 패킷을 생성하기 위한 디코더; 및
상기 제1 디코딩된 패킷 및 상기 제2 디코딩된 패킷을 조합하여 비디오 신호를 생성하기 위한 프로세서
를 포함하는 장치. - 제11항에 있어서,
상기 제2 패킷은 상기 제1 패킷의 중복 버전인 장치. - 제11항에 있어서,
상기 제1 패킷은 제1 주파수에서 수신되고, 상기 제2 패킷은 제2 주파수에서 수신되는 장치. - 제11항에 있어서,
상기 제1 패킷은 제1 시간에 수신되고, 상기 제2 패킷은 제2 시간에 수신되는 장치.
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