JP3304325B2 - 帯域可変フィルタ及び該フィルタを用いた信号分析装置 - Google Patents
帯域可変フィルタ及び該フィルタを用いた信号分析装置Info
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- JP3304325B2 JP3304325B2 JP32059099A JP32059099A JP3304325B2 JP 3304325 B2 JP3304325 B2 JP 3304325B2 JP 32059099 A JP32059099 A JP 32059099A JP 32059099 A JP32059099 A JP 32059099A JP 3304325 B2 JP3304325 B2 JP 3304325B2
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、被測定信号の濾過
周波数帯域を可変可能な帯域可変フィルタに係り、特
に、電圧利得を損なわずに低雑音化が図れる帯域可変フ
ィルタと、この帯域可変フィルタを用いて被測定信号の
周波数特性を測定、表示する信号分析装置に関する。
周波数帯域を可変可能な帯域可変フィルタに係り、特
に、電圧利得を損なわずに低雑音化が図れる帯域可変フ
ィルタと、この帯域可変フィルタを用いて被測定信号の
周波数特性を測定、表示する信号分析装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】自動車電話、携帯電話等の移動通信シス
テムで採用される信号は種々の方式で変調されている。
また、通信回線を有効に使用するために、通信方式とし
てＴＤＭＡ（時分割多重アクセス方式）やＣＤＭＡ（符
号分割多重アクセス方式）が採用されている。このよう
な移動通信システムで用いられる信号を搬送する搬送波
の周波数は数百ＭＨｚ〜数ＧＨｚと非常に高い。
テムで採用される信号は種々の方式で変調されている。
また、通信回線を有効に使用するために、通信方式とし
てＴＤＭＡ（時分割多重アクセス方式）やＣＤＭＡ（符
号分割多重アクセス方式）が採用されている。このよう
な移動通信システムで用いられる信号を搬送する搬送波
の周波数は数百ＭＨｚ〜数ＧＨｚと非常に高い。
【０００３】一般に、このような信号に含まれる種々の
周波数成分を正確に測定するためにスペクトラムアナラ
イザが用いられる。図３は上述したような高周波の被測
定信号の周波数特性を測定する信号分析装置（スペクト
ラムアナライザ）の概略構成を示すブロック図である。
周波数成分を正確に測定するためにスペクトラムアナラ
イザが用いられる。図３は上述したような高周波の被測
定信号の周波数特性を測定する信号分析装置（スペクト
ラムアナライザ）の概略構成を示すブロック図である。
【０００４】入力端子５１を介して入力された高周波の
被試験信号ａは減衰器５２で予め定められた規定レベル
に調整されて、周波数変換部５３へ入力される。周波数
変換部５３へ入力された高周波の被試験信号ａは信号混
合器５４で局部発振器５５からの局部発振信号ｂと混合
されて、中間周波数を有する中間周波数信号に変換され
る。この中間周波数信号はＢＰＦ（ハンドパスフィル
タ）５６で帯域制限された後、再度、別の信号混合器５
７で局部発振器５８からの局部発振信号ｂ1 と混合され
て最終の中間周波数信号ｃとしてこの周波数変換部５３
から出力される。
被試験信号ａは減衰器５２で予め定められた規定レベル
に調整されて、周波数変換部５３へ入力される。周波数
変換部５３へ入力された高周波の被試験信号ａは信号混
合器５４で局部発振器５５からの局部発振信号ｂと混合
されて、中間周波数を有する中間周波数信号に変換され
る。この中間周波数信号はＢＰＦ（ハンドパスフィル
タ）５６で帯域制限された後、再度、別の信号混合器５
７で局部発振器５８からの局部発振信号ｂ1 と混合され
て最終の中間周波数信号ｃとしてこの周波数変換部５３
から出力される。
【０００５】周波数変換部５３の局部発振器５５の発振
周波数は掃引制御部５９によって、所定の周波数範囲に
亘って掃引される。その結果、周波数変換部５３から出
力される中間周波数信号ｃの周波数ｆI も掃引動作に同
期して変化する。
周波数は掃引制御部５９によって、所定の周波数範囲に
亘って掃引される。その結果、周波数変換部５３から出
力される中間周波数信号ｃの周波数ｆI も掃引動作に同
期して変化する。
【０００６】周波数変換部５３から出力された周波数が
低減された中間周波数信号ｃは次のＲＢＷフィルタ６０
へ入力される。このＲＢＷフィルタ６０は、不要な周波
数成分を除き、必要な中間周波数信号のみを選択するバ
ンドパスフィルタ（帯域可変フィルタ）を有しており、
このバンドパスフィルタの周波数特性の通過中心周波数
ｆC におけるピークレベルから３ｄＢ低下した時点にお
けるバンド幅（ＲＢＷ）は、このスペクトラムアナライ
ザにおける周波数分解能を表すことになる。
低減された中間周波数信号ｃは次のＲＢＷフィルタ６０
へ入力される。このＲＢＷフィルタ６０は、不要な周波
数成分を除き、必要な中間周波数信号のみを選択するバ
ンドパスフィルタ（帯域可変フィルタ）を有しており、
このバンドパスフィルタの周波数特性の通過中心周波数
ｆC におけるピークレベルから３ｄＢ低下した時点にお
けるバンド幅（ＲＢＷ）は、このスペクトラムアナライ
ザにおける周波数分解能を表すことになる。
【０００７】周波数変換部５３から出力される中間周波
数信号ｃの周波数ｆI は掃引動作に同期して変化するの
で、ＲＢＷフィルタ６０から１掃引期間（掃引周期）内
において時間経過と共に出力される出力信号は、掃引受
信して中間周波数信号ｃに変換された被試験信号の各周
波数成分における時系列波形となる。
数信号ｃの周波数ｆI は掃引動作に同期して変化するの
で、ＲＢＷフィルタ６０から１掃引期間（掃引周期）内
において時間経過と共に出力される出力信号は、掃引受
信して中間周波数信号ｃに変換された被試験信号の各周
波数成分における時系列波形となる。
【０００８】ＲＢＷフィルタ６０からの出力信号は増幅
器６１でゲイン調整された後に、ＬＯＧ変換器６２で対
数変換される。信号レベルがｄＢ単位に変換された出力
信号は次の検波器６３で検波される。その結果、掃引期
間内に検波された信号は、掃引された周波数における時
系列波形の大きさを示す。したがって、横軸を周波数、
縦軸を振幅とすれば、周波数スペクトラム波形となる。
器６１でゲイン調整された後に、ＬＯＧ変換器６２で対
数変換される。信号レベルがｄＢ単位に変換された出力
信号は次の検波器６３で検波される。その結果、掃引期
間内に検波された信号は、掃引された周波数における時
系列波形の大きさを示す。したがって、横軸を周波数、
縦軸を振幅とすれば、周波数スペクトラム波形となる。
【０００９】この検波器６３から出力された周波数スペ
クトラム波形を示す信号は次のＶＢＷフィルタ６４へ入
力される。このＶＢＷフィルタ６４はスペクトラムアナ
ライザの前面パネルに取付けられた表示器６７に最終的
に表示される周波数スペクトラム波形の高周波成分（雑
音成分）を除去するＬＰＦ（ローパスフィルタ）で構成
されている。
クトラム波形を示す信号は次のＶＢＷフィルタ６４へ入
力される。このＶＢＷフィルタ６４はスペクトラムアナ
ライザの前面パネルに取付けられた表示器６７に最終的
に表示される周波数スペクトラム波形の高周波成分（雑
音成分）を除去するＬＰＦ（ローパスフィルタ）で構成
されている。
【００１０】このＶＢＷフィルタ６４から出力されたア
ナログの周波数スペクトラム波形はピーク検出器にて各
時間軸位置におけるピーク値が検出され、包絡線検波さ
れた状態の最終的な周波数スペクトラム波形が得られ
る。この最終的な周波数スペクトラム波形を示す信号は
次のＡ／Ｄ変換器６６でデジタルデータに変換される。
デジタルデータに変換された周波数スペクトラム波形は
前述した表示器６７に表示される。
ナログの周波数スペクトラム波形はピーク検出器にて各
時間軸位置におけるピーク値が検出され、包絡線検波さ
れた状態の最終的な周波数スペクトラム波形が得られ
る。この最終的な周波数スペクトラム波形を示す信号は
次のＡ／Ｄ変換器６６でデジタルデータに変換される。
デジタルデータに変換された周波数スペクトラム波形は
前述した表示器６７に表示される。
【００１１】よって、図２の実線に示すように、被測定
信号ａの周波数スペクトラム波形６８が表示器６７に表
示出力される。なお、掃引周波数範囲を及び表示器６７
上における周波数の表示範囲を変更することによって、
広い周波数範囲に亘って、かつ任意の周波数範囲内の周
波数スペクトラムを測定可能である。
信号ａの周波数スペクトラム波形６８が表示器６７に表
示出力される。なお、掃引周波数範囲を及び表示器６７
上における周波数の表示範囲を変更することによって、
広い周波数範囲に亘って、かつ任意の周波数範囲内の周
波数スペクトラムを測定可能である。
【００１２】さらに、ＲＢＷフィルタ６０に設けられる
バンドパスフィルタ（帯域可変フィルタ）のバンド幅
（ＲＢＷ）を変更することによって、スペクトラムアナ
ライザの周波数分解能（分解能帯域幅）を任意の値に変
更できる。一般的には、掃引周波数範囲を広くするとバ
ンド幅（ＲＢＷ）を広くして周波数分解能が低く、掃引
周波数範囲が狭いとバンド幅（ＲＢＷ）を狭くして周波
数分解能が高くなる。この際、ＲＢＷフィルタ６０のバ
ンド幅（ＲＢＷ）は掃引周波数範囲の変化に応じて変化
させるようになっている。
バンドパスフィルタ（帯域可変フィルタ）のバンド幅
（ＲＢＷ）を変更することによって、スペクトラムアナ
ライザの周波数分解能（分解能帯域幅）を任意の値に変
更できる。一般的には、掃引周波数範囲を広くするとバ
ンド幅（ＲＢＷ）を広くして周波数分解能が低く、掃引
周波数範囲が狭いとバンド幅（ＲＢＷ）を狭くして周波
数分解能が高くなる。この際、ＲＢＷフィルタ６０のバ
ンド幅（ＲＢＷ）は掃引周波数範囲の変化に応じて変化
させるようになっている。
【００１３】図４は、上記従来の帯域可変フィルタの回
路図である。入力信号は、水晶７０と、電流制御で抵抗
値が可変するダイオード（ピンダイオード）７１を用い
た帯域可変フィルタ７２によって濾過する周波数帯域を
可変自在である。ＲＢＷ幅を広くするには、ピンダイオ
ード７１の抵抗値が高くなるよう、また、ＲＢＷ幅を狭
くする際には、ピンダイオード７１の抵抗値が低くなる
よう電流制御部７３によって電流を制御する。この帯域
可変フィルタ７２の後段には、バッファ回路７４が設け
られ信号出力する。
路図である。入力信号は、水晶７０と、電流制御で抵抗
値が可変するダイオード（ピンダイオード）７１を用い
た帯域可変フィルタ７２によって濾過する周波数帯域を
可変自在である。ＲＢＷ幅を広くするには、ピンダイオ
ード７１の抵抗値が高くなるよう、また、ＲＢＷ幅を狭
くする際には、ピンダイオード７１の抵抗値が低くなる
よう電流制御部７３によって電流を制御する。この帯域
可変フィルタ７２の後段には、バッファ回路７４が設け
られ信号出力する。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】図４に示すように、バ
ッファ回路７４がトランジスタＴＲで構成された場合に
は、入力インピーダンスが高くバンド幅が広い際にはベ
ース電流に雑音成分が流れ込み（インピーダンス×ベー
ス電流分の雑音電圧）ノイズを出力するため、低ノイズ
化が困難であった。
ッファ回路７４がトランジスタＴＲで構成された場合に
は、入力インピーダンスが高くバンド幅が広い際にはベ
ース電流に雑音成分が流れ込み（インピーダンス×ベー
ス電流分の雑音電圧）ノイズを出力するため、低ノイズ
化が困難であった。
【００１５】一方、このバッファ回路７４をＦＥＴで構
成することもできるが、この場合には電圧利得が小さい
ため出力電圧が低くなるため後段の増幅器側での利得を
補償すると結果的に雑音レベルが増え、低ノイズ化を図
ることができない。このような従来の帯域可変フィルタ
ではバッファ回路７４における低ノイズ化が図れず、図
２に示すように表示器６７の表示上で所定のノイズレベ
ルＮを有して表示ダイナミックレンジ（ＸＸｄＢ）をよ
り向上させることができなかった。なお、図示されてい
るノイズレベルＮは、ノイズ成分をＶＢＷフィルタ６４
で平均処理した後の値を示している。
成することもできるが、この場合には電圧利得が小さい
ため出力電圧が低くなるため後段の増幅器側での利得を
補償すると結果的に雑音レベルが増え、低ノイズ化を図
ることができない。このような従来の帯域可変フィルタ
ではバッファ回路７４における低ノイズ化が図れず、図
２に示すように表示器６７の表示上で所定のノイズレベ
ルＮを有して表示ダイナミックレンジ（ＸＸｄＢ）をよ
り向上させることができなかった。なお、図示されてい
るノイズレベルＮは、ノイズ成分をＶＢＷフィルタ６４
で平均処理した後の値を示している。
【００１６】本発明は、上記課題を解決するためになさ
れたものであり、フィルタの帯域可変時のインピーダン
ス変化に影響を受けずに狭帯域から広帯域に渡る濾過周
波数帯域全体で低ノイズ化を図った出力が得られる帯域
可変フィルタの提供を目的としている。また、この低ノ
イズの帯域可変フィルタを用いて表示ダイナミックレン
ジを拡大できる信号分析装置を提供することを目的とし
ている。
れたものであり、フィルタの帯域可変時のインピーダン
ス変化に影響を受けずに狭帯域から広帯域に渡る濾過周
波数帯域全体で低ノイズ化を図った出力が得られる帯域
可変フィルタの提供を目的としている。また、この低ノ
イズの帯域可変フィルタを用いて表示ダイナミックレン
ジを拡大できる信号分析装置を提供することを目的とし
ている。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明の帯域可変フィル
タは、水晶振動子と、該水晶振動子に対するインピーダ
ンスを可変するインピーダンス可変手段からなり、イン
ピーダンスの可変に応じて入力信号の濾過周波数帯域幅
を可変自在なフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力
を受ける前段のＦＥＴと、後段のトランジスタをダーリ
ントン接続し、それぞれソースフォロワ、エミッタフォ
ロワして信号出力するバッファ回路と、を具備したこと
を特徴とする。
タは、水晶振動子と、該水晶振動子に対するインピーダ
ンスを可変するインピーダンス可変手段からなり、イン
ピーダンスの可変に応じて入力信号の濾過周波数帯域幅
を可変自在なフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力
を受ける前段のＦＥＴと、後段のトランジスタをダーリ
ントン接続し、それぞれソースフォロワ、エミッタフォ
ロワして信号出力するバッファ回路と、を具備したこと
を特徴とする。
【００１８】また、前記インピーダンス可変手段は、流
れる電流値に応じて抵抗値が可変自在なピンダイオード
と、前記ピンダイオードの電流値を前記濾過周波数帯域
幅に応じて可変制御する電流制御部を有する構成にでき
る。
れる電流値に応じて抵抗値が可変自在なピンダイオード
と、前記ピンダイオードの電流値を前記濾過周波数帯域
幅に応じて可変制御する電流制御部を有する構成にでき
る。
【００１９】本発明の信号分析装置は、入力信号の周波
数を中間周波数に変換する周波数変換部と、 前記周波
数変換部における局部発振周波数を変化させて出力され
る前記中間周波数信号の周波数を掃引する掃引制御部
と、前記周波数変換部から出力された中間周波数信号を
受けて、周波数分解能を定める所定バンド幅の周波数成
分を選択して出力するＲＢＷフィルタと、前記ＲＢＷフ
ィルタが出力した信号をレベルを対数変換して、周波数
スペクトラム波形を得るＬＯＧ変換手段と、前記ＬＯＧ
変換手段が出力した信号を検波処理する検波処理手段
と、前記検波処理手段にて得られた周波数スペクトラム
波形の高周波成分を除去するＶＢＷフィルタと、前記Ｖ
ＢＷフィルタから出力される信号をデジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器と、前記ＶＢＷフィルタで高周波成分
が除去された周波数スペクトラム波形を表示する表示器
とを備え、前記ＲＢＷフィルタは、水晶振動子と、該水
晶振動子に対するインピーダンスを可変するインピーダ
ンス可変手段からなり、インピーダンスの可変に応じて
前記バンド幅を可変自在なフィルタ手段と、前記フィル
タ手段の出力を受ける前段のＦＥＴと、後段のトランジ
スタをダーリントン接続し、それぞれソースフォロワ、
エミッタフォロワして信号出力するバッファ回路と、を
具備したことを特徴とする。
数を中間周波数に変換する周波数変換部と、 前記周波
数変換部における局部発振周波数を変化させて出力され
る前記中間周波数信号の周波数を掃引する掃引制御部
と、前記周波数変換部から出力された中間周波数信号を
受けて、周波数分解能を定める所定バンド幅の周波数成
分を選択して出力するＲＢＷフィルタと、前記ＲＢＷフ
ィルタが出力した信号をレベルを対数変換して、周波数
スペクトラム波形を得るＬＯＧ変換手段と、前記ＬＯＧ
変換手段が出力した信号を検波処理する検波処理手段
と、前記検波処理手段にて得られた周波数スペクトラム
波形の高周波成分を除去するＶＢＷフィルタと、前記Ｖ
ＢＷフィルタから出力される信号をデジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器と、前記ＶＢＷフィルタで高周波成分
が除去された周波数スペクトラム波形を表示する表示器
とを備え、前記ＲＢＷフィルタは、水晶振動子と、該水
晶振動子に対するインピーダンスを可変するインピーダ
ンス可変手段からなり、インピーダンスの可変に応じて
前記バンド幅を可変自在なフィルタ手段と、前記フィル
タ手段の出力を受ける前段のＦＥＴと、後段のトランジ
スタをダーリントン接続し、それぞれソースフォロワ、
エミッタフォロワして信号出力するバッファ回路と、を
具備したことを特徴とする。
【００２０】上記構成によれば、ＲＢＷフィルタに設け
られる帯域可変フィルタは、水晶振動子に対するインピ
ーダンスを可変することにより濾過周波数の帯域幅を可
変自在である。後段のバッファ回路は、前段がＦＥＴ、
後段がトランジスタでそれぞれダーリントン接続され、
それぞれソースフォロワ、エミッタフォロワされた構成
であるため、濾過周波数帯域が広く、入力インピーダン
スが高い場合であっても、発生する雑音電圧が少なく、
低ノイズ化を図ることができ、同時に一定の利得を得る
ことができる。
られる帯域可変フィルタは、水晶振動子に対するインピ
ーダンスを可変することにより濾過周波数の帯域幅を可
変自在である。後段のバッファ回路は、前段がＦＥＴ、
後段がトランジスタでそれぞれダーリントン接続され、
それぞれソースフォロワ、エミッタフォロワされた構成
であるため、濾過周波数帯域が広く、入力インピーダン
スが高い場合であっても、発生する雑音電圧が少なく、
低ノイズ化を図ることができ、同時に一定の利得を得る
ことができる。
【００２１】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の帯域可変フィル
タの構成を示す回路図である。この帯域可変フィルタ１
は、例えば、前述した信号分析装置であるスペクトラム
アナライザのＲＢＷフィルタ６０の一構成部として設け
られる。
タの構成を示す回路図である。この帯域可変フィルタ１
は、例えば、前述した信号分析装置であるスペクトラム
アナライザのＲＢＷフィルタ６０の一構成部として設け
られる。
【００２２】入力信号は、ＴＲバッファ等の前段回路２
を介してフィルタ部３に入力され、後段バッファ回路４
を介して外部出力される。前段回路２には、位相反転回
路２ａが設けられ、正位相と反転位相それぞれで水晶振
動子３ａの浮遊容量等をキャンセルするコンデンサＣ等
の補償回路２ｂが設けられる。
を介してフィルタ部３に入力され、後段バッファ回路４
を介して外部出力される。前段回路２には、位相反転回
路２ａが設けられ、正位相と反転位相それぞれで水晶振
動子３ａの浮遊容量等をキャンセルするコンデンサＣ等
の補償回路２ｂが設けられる。
【００２３】フィルタ部３は、前段回路２の正位相系統
側に接続された水晶振動子３ａと、電流制御で抵抗値が
可変自在なダイオード（ピンダイオード）３ｂを有す
る。ピンダイオード３ｂは、電流制御部５によって電流
が制御される。水晶振動子３ａは、等価的にＬ，Ｃ，Ｒ
の直列共振回路を構成しており、ＬＣによる所定の共振
周波数の信号のみ濾過させる。即ち、共振周波数に対応
したインピーダンスが低い所定帯域の周波数のみ濾過
し、インピーダンスが高い側部側の周波数を濾過させな
い。
側に接続された水晶振動子３ａと、電流制御で抵抗値が
可変自在なダイオード（ピンダイオード）３ｂを有す
る。ピンダイオード３ｂは、電流制御部５によって電流
が制御される。水晶振動子３ａは、等価的にＬ，Ｃ，Ｒ
の直列共振回路を構成しており、ＬＣによる所定の共振
周波数の信号のみ濾過させる。即ち、共振周波数に対応
したインピーダンスが低い所定帯域の周波数のみ濾過
し、インピーダンスが高い側部側の周波数を濾過させな
い。
【００２４】そして、電流制御部５によってピンダイオ
ード３ｂに流れる電流を制御することにより、ピンダイ
オード３ｂの抵抗値が可変できるため、ピンダイオード
３ｂの抵抗値が高くなるよう制御すると、水晶振動子３
ａでの濾過周波数の帯域は広くなる。一方、ピンダイオ
ード３ｂの抵抗値が低くなるよう制御すると、水晶振動
子３ａでの濾過周波数の帯域を狭くすることができる。
ード３ｂに流れる電流を制御することにより、ピンダイ
オード３ｂの抵抗値が可変できるため、ピンダイオード
３ｂの抵抗値が高くなるよう制御すると、水晶振動子３
ａでの濾過周波数の帯域は広くなる。一方、ピンダイオ
ード３ｂの抵抗値が低くなるよう制御すると、水晶振動
子３ａでの濾過周波数の帯域を狭くすることができる。
【００２５】バッファ回路４は、前段に（Ｎチャネル）
ＦＥＴ７が、また、後段に（ＮＰＮ型）トランジスタ８
が設けられ、これらがダーリントン接続されてなる。フ
ィルタ部３の出力は、入力抵抗ｒ１を介してＦＥＴ７の
ゲートに入力され、ソースを介してトランジスタ８のベ
ースを介してエミッタから出力される。ＦＥＴ７のドレ
イン、トランジスタ８のコレクタは抵抗ｒ２を介して接
地されたエミッタフォロワ（ソースフォロワ）の構成で
ある。ＦＥＴ７のソースとトランジスタ８のエミッタに
はそれぞれ抵抗ｒ３，ｒ４が設けられ利得がほぼ１とな
るよう調整する。
ＦＥＴ７が、また、後段に（ＮＰＮ型）トランジスタ８
が設けられ、これらがダーリントン接続されてなる。フ
ィルタ部３の出力は、入力抵抗ｒ１を介してＦＥＴ７の
ゲートに入力され、ソースを介してトランジスタ８のベ
ースを介してエミッタから出力される。ＦＥＴ７のドレ
イン、トランジスタ８のコレクタは抵抗ｒ２を介して接
地されたエミッタフォロワ（ソースフォロワ）の構成で
ある。ＦＥＴ７のソースとトランジスタ８のエミッタに
はそれぞれ抵抗ｒ３，ｒ４が設けられ利得がほぼ１とな
るよう調整する。
【００２６】フィルタ部３とバッファ回路４の間には、
フィルタ部３の共振に対する浮遊容量を相殺するために
コンデンサＣ、及びコイルＬの容量及びインダクタンス
が可変自在な補償回路９が設けられている。
フィルタ部３の共振に対する浮遊容量を相殺するために
コンデンサＣ、及びコイルＬの容量及びインダクタンス
が可変自在な補償回路９が設けられている。
【００２７】上記エミッタフォロワ構成のバッファ回路
４は、前段にＦＥＴ７が設けられており帰還容量（Crs
s) が少なく、高入力インピーダンスにおいて低ノイズ
化を図る。同時に後段のトランジスタ８により電圧利得
を損なわずに出力することができ後段負荷を軽減できる
ようになる。即ち、フィルタ部３の帯域可変制御により
濾過周波数帯域が広くなるよう制御され、バッファ回路
４に対する入力インピーダンスが高い（ピンダイオード
３ｂの抵抗値が高い）場合であっても、発生する雑音電
圧が少なく、また、電圧利得を損なわずに低出力インピ
ーダンスで信号出力でき、このバッファ回路４で発生す
る雑音を少なくでき低ノイズ化を図れるようになる。
４は、前段にＦＥＴ７が設けられており帰還容量（Crs
s) が少なく、高入力インピーダンスにおいて低ノイズ
化を図る。同時に後段のトランジスタ８により電圧利得
を損なわずに出力することができ後段負荷を軽減できる
ようになる。即ち、フィルタ部３の帯域可変制御により
濾過周波数帯域が広くなるよう制御され、バッファ回路
４に対する入力インピーダンスが高い（ピンダイオード
３ｂの抵抗値が高い）場合であっても、発生する雑音電
圧が少なく、また、電圧利得を損なわずに低出力インピ
ーダンスで信号出力でき、このバッファ回路４で発生す
る雑音を少なくでき低ノイズ化を図れるようになる。
【００２８】次に、上記の帯域可変フィルタを用いた信
号分析装置について説明する。この帯域可変フィルタ１
は、前述した信号分析装置であるスペクトラムアナライ
ザのＲＢＷフィルタ６０の一構成部として設けられ、こ
のＲＢＷフィルタ６０のバンド幅（濾過周波数帯域）が
可変自在である。このバンド幅は、例えば、測定しよう
とする信号が２つありこれらの周波数が互いに近接して
いる場合に互いを分別するために狭帯域となるよう設定
される。また、広い周波数帯域を測定する場合には広帯
域となるよう設定される。
号分析装置について説明する。この帯域可変フィルタ１
は、前述した信号分析装置であるスペクトラムアナライ
ザのＲＢＷフィルタ６０の一構成部として設けられ、こ
のＲＢＷフィルタ６０のバンド幅（濾過周波数帯域）が
可変自在である。このバンド幅は、例えば、測定しよう
とする信号が２つありこれらの周波数が互いに近接して
いる場合に互いを分別するために狭帯域となるよう設定
される。また、広い周波数帯域を測定する場合には広帯
域となるよう設定される。
【００２９】そして、特に、バンド幅が広帯域、即ち濾
過周波数が広くなるよう設定された場合、濾過周波数帯
域が広くなるようピンダイオード３ｂの抵抗値が高く、
バッファ回路４に対する入力インピーダンスが高く設定
された場合であっても、このバッファ回路４は発生する
雑音電圧が少ない。したがって、図２の一点鎖線に示す
如く、ノイズフロアを低減化させることができる（従来
に比して−２ｄＢ）ようになる。これに伴い、表示器６
７における表示ダイナミックレンジを＋２ｄＢ向上させ
ることができるようになる。この、表示器６７における
表示ダイナミックレンジの向上は、単に表示上のもので
はなく、ＲＢＷフィルタ６０後段の各処理部の測定精度
の向上を意味する。
過周波数が広くなるよう設定された場合、濾過周波数帯
域が広くなるようピンダイオード３ｂの抵抗値が高く、
バッファ回路４に対する入力インピーダンスが高く設定
された場合であっても、このバッファ回路４は発生する
雑音電圧が少ない。したがって、図２の一点鎖線に示す
如く、ノイズフロアを低減化させることができる（従来
に比して−２ｄＢ）ようになる。これに伴い、表示器６
７における表示ダイナミックレンジを＋２ｄＢ向上させ
ることができるようになる。この、表示器６７における
表示ダイナミックレンジの向上は、単に表示上のもので
はなく、ＲＢＷフィルタ６０後段の各処理部の測定精度
の向上を意味する。
【００３０】なお、上記実施形態では、帯域可変フィル
タ１のフィルタ部３はピンダイオード３ｂを用い、電流
制御部５の電流制御で抵抗値を可変させる構成とした
が、これに限らない。例えば、複数の異なる抵抗とスイ
ッチの回路を接続し、スイッチ切替えで抵抗値を切替え
ることによりフィルタ部３の濾過周波数帯域を可変制御
する構成としてもよい。
タ１のフィルタ部３はピンダイオード３ｂを用い、電流
制御部５の電流制御で抵抗値を可変させる構成とした
が、これに限らない。例えば、複数の異なる抵抗とスイ
ッチの回路を接続し、スイッチ切替えで抵抗値を切替え
ることによりフィルタ部３の濾過周波数帯域を可変制御
する構成としてもよい。
【００３１】上記バッファ回路で用いた各部の具体的構
成例を示す。フィルタ部３は、濾過周波数帯域が広帯域
の場合、後段のバッファ回路４側から見た入力インピー
ダンスは１０ｋΩ、狭帯域の場合６０Ωであり、このと
きのＲＢＷは、それぞれ３０ｋＨｚ、３００Ｈｚであ
る。後段のバッファ回路４は、入力抵抗ｒ１が１５０
Ω、ＦＥＴ７は三洋電機（株）製２ＳＫ２４２、トラン
ジスタ８は日本電気（株）製２ＳＣ３７３５を用い、抵
抗ｒ２〜ｒ４はそれぞれ２４０Ω、２００Ω、１ｋΩと
した。
成例を示す。フィルタ部３は、濾過周波数帯域が広帯域
の場合、後段のバッファ回路４側から見た入力インピー
ダンスは１０ｋΩ、狭帯域の場合６０Ωであり、このと
きのＲＢＷは、それぞれ３０ｋＨｚ、３００Ｈｚであ
る。後段のバッファ回路４は、入力抵抗ｒ１が１５０
Ω、ＦＥＴ７は三洋電機（株）製２ＳＫ２４２、トラン
ジスタ８は日本電気（株）製２ＳＣ３７３５を用い、抵
抗ｒ２〜ｒ４はそれぞれ２４０Ω、２００Ω、１ｋΩと
した。
【００３２】
【発明の効果】本発明の帯域可変フィルタは、水晶振動
子に対し濾過周波数の帯域幅が広いときに高インピ−ダ
ンス、濾過周波数帯域が狭いときにインピ−ダンスが低
くなるよう可変されるが、後段のバッファ回路は、例え
入力インピーダンスが高い場合であっても、発生する雑
音電圧が少なく低ノイズ化を図ることができ、同時に一
定の利得を得ることができる。これにより、フィルタの
帯域可変時のインピーダンス変化に影響を受けずに広帯
域から狭帯域に渡る濾過周波数帯域全体で低ノイズ化を
図った出力を得ることができるようになる。上記のフィ
ルタ部は、ピンダイオードを電流制御して抵抗値を可変
自在に構成してもよく、この場合、簡単な制御で濾過周
波数の帯域幅を容易に可変制御できるようになる。
子に対し濾過周波数の帯域幅が広いときに高インピ−ダ
ンス、濾過周波数帯域が狭いときにインピ−ダンスが低
くなるよう可変されるが、後段のバッファ回路は、例え
入力インピーダンスが高い場合であっても、発生する雑
音電圧が少なく低ノイズ化を図ることができ、同時に一
定の利得を得ることができる。これにより、フィルタの
帯域可変時のインピーダンス変化に影響を受けずに広帯
域から狭帯域に渡る濾過周波数帯域全体で低ノイズ化を
図った出力を得ることができるようになる。上記のフィ
ルタ部は、ピンダイオードを電流制御して抵抗値を可変
自在に構成してもよく、この場合、簡単な制御で濾過周
波数の帯域幅を容易に可変制御できるようになる。
【００３３】本発明の信号分析装置は、上記の帯域可変
フィルタを備えたものであり、バッファ回路で発生する
雑音電圧が少なく低ノイズ化を図ることができ、同時に
一定の利得を得ることができるため、特に、バンド幅が
広い場合におけるノイズフロアを低減して表示ダイナミ
ックレンジを拡大することができるようになる。また、
信号分析処理の高精度化を図ることができる。
フィルタを備えたものであり、バッファ回路で発生する
雑音電圧が少なく低ノイズ化を図ることができ、同時に
一定の利得を得ることができるため、特に、バンド幅が
広い場合におけるノイズフロアを低減して表示ダイナミ
ックレンジを拡大することができるようになる。また、
信号分析処理の高精度化を図ることができる。
【図１】本発明の帯域可変フィルタの実施の形態を示す
回路図。
回路図。
【図２】本発明の帯域可変フィルタの低ノイズ化の状態
を説明するための表示例。
を説明するための表示例。
【図３】帯域可変フィルタが用いられる信号分析装置の
概略構成を示すブロック図。
概略構成を示すブロック図。
【図４】従来の帯域可変フィルタを示す回路図。
１…帯域可変フィルタ、３…フィルタ部、３ａ…水晶振
動子、３ｂ…ピンダイオード、４…バッファ回路、５…
電流制御部、７…ＦＥＴ、８…トランジスタ。
動子、３ｂ…ピンダイオード、４…バッファ回路、５…
電流制御部、７…ＦＥＴ、８…トランジスタ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03H 11/04 G01R 23/165 G01R 23/173 H03F 3/50
Claims (3)
- 【請求項１】 水晶振動子と、該水晶振動子に対するイ
ンピーダンスを可変するインピーダンス可変手段からな
り、インピーダンスの可変に応じて入力信号の濾過周波
数帯域幅を可変自在なフィルタ手段と、 前記フィルタ手段の出力を受ける前段のＦＥＴと、後段
のトランジスタをダーリントン接続し、それぞれソース
フォロワ、エミッタフォロワして信号出力するバッファ
回路と、を具備したことを特徴とする帯域可変フィル
タ。 - 【請求項２】 前記インピーダンス可変手段は、流れる
電流値に応じて抵抗値が可変自在なピンダイオードと、 前記ピンダイオードの電流値を前記濾過周波数帯域幅に
応じて可変制御する電流制御部を有する請求項１記載の
帯域可変フィルタ。 - 【請求項３】 入力信号の周波数を中間周波数に変換す
る周波数変換部と、 前記周波数変換部における局部発振周波数を変化させて
出力される前記中間周波数信号の周波数を掃引する掃引
制御部と、 前記周波数変換部から出力された中間周波数信号を受け
て、周波数分解能を定める所定バンド幅の周波数成分を
選択して出力するＲＢＷフィルタと、 前記ＲＢＷフィルタが出力した信号をレベルを対数変換
して、周波数スペクトラム波形を得るＬＯＧ変換手段
と、 前記ＬＯＧ変換手段が出力した信号を検波処理する検波
処理手段と、 前記検波処理手段にて得られた周波数スペクトラム波形
の高周波成分を除去するＶＢＷフィルタと、 前記ＶＢＷフィルタから出力される信号をデジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器と、 前記ＶＢＷフィルタで高周波成分が除去された周波数ス
ペクトラム波形を表示する表示器とを備え、 前記ＲＢＷフィルタは、水晶振動子と、該水晶振動子に
対するインピーダンスを可変するインピーダンス可変手
段からなり、インピーダンスの可変に応じて前記バンド
幅を可変自在なフィルタ手段と、 前記フィルタ手段の出力を受ける前段のＦＥＴと、後段
のトランジスタをダーリントン接続し、それぞれソース
フォロワ、エミッタフォロワして信号出力するバッファ
回路と、を具備したことを特徴とする信号分析装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32059099A JP3304325B2 (ja) | 1999-11-11 | 1999-11-11 | 帯域可変フィルタ及び該フィルタを用いた信号分析装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32059099A JP3304325B2 (ja) | 1999-11-11 | 1999-11-11 | 帯域可変フィルタ及び該フィルタを用いた信号分析装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001144586A JP2001144586A (ja) | 2001-05-25 |
| JP3304325B2 true JP3304325B2 (ja) | 2002-07-22 |
Family
ID=18123128
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32059099A Expired - Fee Related JP3304325B2 (ja) | 1999-11-11 | 1999-11-11 | 帯域可変フィルタ及び該フィルタを用いた信号分析装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3304325B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1691205B1 (en) * | 2004-11-10 | 2012-06-06 | Advantest Corporation | Actual-ray and image-ray distinction in frequency converters for spectrum analysers |
| JP4775813B2 (ja) * | 2006-03-29 | 2011-09-21 | セイコーＮｐｃ株式会社 | 受信ｉｃ |
| JP5771641B2 (ja) * | 2013-03-28 | 2015-09-02 | アンリツ株式会社 | 信号解析装置及び信号解析方法 |
| JP2022055237A (ja) * | 2020-09-28 | 2022-04-07 | 横河電機株式会社 | 差動増幅器 |
-
1999
- 1999-11-11 JP JP32059099A patent/JP3304325B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JP2001144586A (ja) | 2001-05-25 |
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