JP3292840B2 - レーザー駆動回路および光送受信装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＰＤＳ光加入者シ
ステム等の光通信システムにおいて、光信号送信回路に
用いられるレーザー駆動回路に関し、特にバースト信号
に対応し、かつ温度変動に対して光出力を一定に保つこ
とができるＡＰＣ（Automatic Power Control）機能を
搭載したレーザー駆動回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】近年、将来のＦＴＴＨ（Fiber To The H
ome ）化の実現に向けて、光加入者システムの研究が盛
んに行われている。しかし、巨大な伝送容量をもつ光フ
ァイバは、従来の金属回線に比べて、その一般家庭への
導入が経済性の面で課題になっている。こうした中で、
局側からの１本のファイバを分岐させることによって複
数加入者への双方向通信サービスを可能としたＰＤＳ光
加入者システムは、経済性の面から有望視されている。

【０００３】このような光通信システムにおいて光信号
の送信に用いられる半導体レーザーは、その特性上、温
度依存性が非常に強いことが知られている。すなわち、
一定の電流で駆動した場合、温度が高くなるにつれてそ
の光出力は大幅に減少する。また、経年劣化によっても
特性が変化し、その光出力は変動する。このため、レー
ザー駆動回路は通常、レーザーの光出力をモニター用フ
ォトダイオード（ＰＤ）によってモニターし、その情報
をレーザー駆動部にフィードバックして光出力を一定に
保つように、構成される。

【０００４】このような構成のレーザー駆動回路の従来
例として、特開平５−６３２７３号公報に開示された構
成が挙げられる。この従来例では、レーザーの光出力を
モニター用フォトダイオードで受けて、このモニター用
フォトダイオードからの出力電流を電圧に変換し、この
電圧と基準電圧の差電圧を増幅回路によって増幅し、そ
の出力によって電流出力用トランジスタを駆動する構成
となっている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】ところが、従来の構成
では、モニター用フォトダイオードの出力電圧と基準電
圧との差電圧を増幅する増幅回路の増幅率が、温度変化
等に起因して変動した場合には、レーザー駆動用の出力
電流も変化してしまう。このため、高精度なＡＰＣ特性
を得ることが困難である、という問題があった。

【０００６】前記の問題に鑑み、本発明は、構成要素の
特性に依存せず、高精度なＡＰＣ特性を得ることができ
るレーザー駆動回路を提供することを課題とする。

【０００７】

【課題を解決するための手段】前記の課題を解決するた
めに、請求項１の発明が講じた解決手段は、レーザーを
駆動する回路として、前記レーザーの光出力をモニター
するフォトダイオードの出力電流を電圧に変換し、モニ
ター電圧として出力する電流電圧変換回路と、所定の基
準電圧を生成する基準電圧生成回路と、前記モニター電
圧と前記基準電圧とを入力とし、これらの電圧の差に応
じた出力電流を出力するトランスコンダクタと、前記ト
ランスコンダクタの出力側に接続されたホールド容量
と、前記ホールド容量の保持電圧を入力とし、この入力
電圧に応じたレーザー駆動電流を出力する駆動電流出力
回路とを備え、前記モニター電圧と前記所定の基準電圧
とが等しくなるようにフィードバックがかかるように構
成されたものである。

【０００８】請求項１の発明によると、モニター電圧と
所定の基準電圧とが等しくなるようにフィードバックが
かかるので、たとえ温度変動や経年劣化に起因してレー
ザーの電流−光出力変換効率が変化しても、レーザーの
光出力は常に一定に保たれる。したがって、高精度かつ
安定したＡＰＣ特性を得ることができる。

【０００９】そして、請求項２の発明では、前記請求項
１のレーザー駆動回路における電流電圧変換回路は、前
記フォトダイオードの出力電流を入力とする反転増幅回
路と、前記反転増幅回路の入出力端子間に接続された帰
還抵抗とを備えたものとする。

【００１０】請求項２の発明によると、電流電圧変換回
路を、簡易な構成によって実現することができる。

【００１１】また、請求項３の発明では、前記請求項１
のレーザー駆動回路における電流電圧変換回路は、当該
電流電圧変換回路の入力および出力とソースおよびドレ
インがそれぞれ接続され、かつ、ゲートに一定電圧が与
えられたトランジスタと、前記トランジスタのソースに
接続された定電流源と、前記トランジスタのドレインに
接続された抵抗とを備えたものとする。

【００１２】請求項３の発明によると、消費電力が低
く、かつ、安定した電流電圧変換を行うことができる電
流電圧変換回路を実現できる。

【００１３】また、請求項４の発明では、前記請求項１
のレーザー駆動回路における基準電圧生成回路は、前記
所定の基準電圧の値が外部からの入力に応じて制御可能
に構成されているものとする。

【００１４】請求項４の発明によると、基準電圧生成回
路によって生成される所定の基準電圧の値を制御するこ
とによって、レーザーの光出力を容易に調整することが
できる。

【００１５】また、請求項５の発明では、前記請求項１
のレーザー駆動回路におけるトランスコンダクタは、２
個の入力電圧を受ける差動入力段と、入力が前記差動入
力段の一方の出力と接続された第１のカレントミラー回
路と、２個の出力を有し、入力が前記差動入力段の他方
の出力と接続された第２のカレントミラー回路と、２個
の出力を有し、入力が前記第１のカレントミラー回路の
出力と接続され、かつ、前記２個の出力が前記第２のカ
レントミラー回路の２個の出力とそれぞれ接続された第
３のカレントミラー回路と、一の導電型のトランジスタ
からなり、入力が前記第３のカレントミラー回路の一方
の出力と接続された第４のカレントミラー回路と、他の
導電型のトランジスタからなり、入力が前記第３のカレ
ントミラー回路の他方の出力と接続された第５のカレン
トミラー回路とを備え、前記第４および第５のカレント
ミラー回路の出力が互いに接続されており、この接続点
から電流を出力するものとする。

【００１６】請求項５の発明によると、２個の入力電圧
の差に応じた出力電流を容易に得ることができる。

【００１７】また、請求項６の発明では、前記請求項１
のレーザー駆動回路は、前記駆動電流出力回路およびト
ランスコンダクタの動作をデータ信号に基づいて制御す
る制御信号生成回路を備えたものとし、前記制御信号生
成回路は、前記駆動電流出力回路にレーザー駆動電流の
出力を開始させてから所定時間経過した後に前記トラン
スコンダクタを動作状態にするものとする。

【００１８】請求項６の発明によると、レーザー駆動電
流が出力されてからフォトダイオードの出力電流がモニ
ター電圧に変換されるまでの時間遅延による誤差の発生
を、回避することができる。

【００１９】また、請求項７の発明では、前記請求項１
のレーザー駆動回路は、前記モニター電圧と前記所定の
基準電圧との差が所定の値よりも大きいとき、この電圧
差が小さくなるように、前記ホールド容量を充電または
放電するアダプティブバイアス回路を備えているものと
する。

【００２０】請求項７の発明により、高速なＡＰＣ応答
を実現することができる。

【００２１】そして、請求項８の発明では、前記請求項
７のレーザー駆動回路は、前記駆動電流出力回路および
アダプティブバイアス回路の動作をデータ信号に基づい
て制御する制御信号生成回路を備えたものとし、前記制
御信号生成回路は、前記駆動電流出力回路にレーザー駆
動電流の出力を開始させてから所定時間経過した後にお
いて、前記モニター電圧と前記所定の基準電圧との差が
所定の値よりも大きい場合、前記アダプティブバイアス
回路を動作状態にするものとする。

【００２２】請求項８の発明により、レーザー駆動電流
が出力されてからフォトダイオードの出力電流がモニタ
ー電圧に変換されるまでの時間遅延による誤差の発生
を、回避することができる。

【００２３】また、請求項９の発明では、前記請求項１
のレーザー駆動回路は、前記所定の基準電圧に応じて前
記トランスコンダクタのトランスコンダクタンスを制御
するトランスコンダクタンス制御回路を備えたものとす
る。

【００２４】請求項９の発明によると、実装ばらつき等
によるＡＰＣ応答時間のばらつきを、抑制することがで
きる。

【００２５】そして、請求項１０の発明では、前記請求
項９のレーザー駆動回路におけるトランスコンダクタン
ス制御回路は、前記トランスコンダクタが有する差動入
力段のバイアス電流を変化させることによって、そのト
ランスコンダクタンスを制御するものとする。

【００２６】請求項１０の発明によると、トランスコン
ダクタのトランスコンダクタンスを容易に制御すること
ができる。

【００２７】また、請求項１１の発明では、前記請求項
９のレーザー駆動回路において、前記トランスコンダク
タは、異なるトランスコンダクタンスを有する第１およ
び第２の差動入力段を備えたものとし、前記トランスコ
ンダクタンス制御回路は、前記トランスコンダクタが有
する前記第１および第２の差動入力段のバイアス電流の
比率を変化させることによって、そのトランスコンダク
タンスを制御するものとする。

【００２８】請求項１１の発明によると、トランスコン
ダクタンスを広い範囲で制御することが可能になる。

【００２９】また、請求項１２の発明では、前記請求項
１のレーザー駆動回路は、レーザー駆動電流が所定の上
限値を越えないように前記ホールド容量の保持電圧が制
限されているものとする。

【００３０】請求項１２の発明によると、過大な駆動電
流に起因するレーザーの破壊を回避することができる。

【００３１】また、請求項１３の発明では、前記請求項
１のレーザー駆動回路は、前記ホールド容量の保持電圧
が所定の上限値を越え、かつ、前記モニター電圧が所定
の下限値よりも小さいとき、警告信号を出力するアラー
ム回路を備えているものとする。

【００３２】請求項１３の発明によると、レーザーの不
具合を容易に知ることができる。

【００３３】また、請求項１４の発明は、光通信を行う
光送受信装置として、送信データを、レーザーを駆動す
ることによって光に変換して送信する送信部と、受けた
レーザー光を受信データに変換する受信部とを備え、前
記送信部は請求項１記載のレーザー駆動回路を有し、こ
のレーザー駆動回路によって前記レーザーを駆動するも
のである。

【００３４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て、図面を参照して説明する。

【００３５】（第１の実施形態）図１は本発明の第１の
実施形態に係るレーザー駆動回路の構成を示す図であ
る。図１において、１はレーザーＬＤの光出力をモニタ
ーするためのフォトダイオード（ＰＤ）、２はフォトダ
イオード１からの出力電流ＩＰＤを電圧に変換し、モニ
ター電圧Ｖｉｖｃとして出力する電流電圧変換回路、３
は所定の基準電圧Ｖｒｅｆを生成する基準電圧生成回路
である。

【００３６】４は２個の入力端子ＩＮ１，ＩＮ２間の電
圧差に応じた電流を出力するトランスコンダクタ、５は
トランスコンダクタ４の出力側に接続されたホールド容
量（容量値ＣＨ）である。トランスコンダクタ４のトラ
ンスコンダクタンスをＧｍとすると、電圧Ｖｉｎ１，Ｖ
ｉｎ２を入力としたときの出力電流Ｉｏｕｔは式（１）
で表される。 Ｉｏｕｔ＝Ｇｍ（Ｖｉｎ２−Ｖｉｎ１） …（１） すなわち、Ｖｉｎ２＞Ｖｉｎ１のときは、Ｉｏｕｔ＞０
となり、ホールド容量５に電流が流し込まれ、その保持
電圧ＶＨは上昇する。一方、Ｖｉｎ２＜Ｖｉｎ１のとき
は、Ｉｏｕｔ＜０となり、ホールド容量５から電流が引
き抜かれ、その保持電圧ＶＨは下降する。

【００３７】６はホールド容量５に保持された電圧ＶＨ
に応じてレーザー駆動電流を出力する駆動電流出力回
路、７はデータ信号ＤＡＴＡに基づいて、トランスコン
ダクタ４および駆動電流出力回路６をそれぞれ制御する
ための信号ＴＲＣ，ＬＤＣを生成する制御信号生成回路
である。

【００３８】ここで、電流電圧変換回路２から出力され
るモニター電圧Ｖｉｖｃは、フォトダイオード１からの
出力電流ＩＰＤが大きいほど高くなるものと仮定する。
また、駆動電流出力回路６が出力するレーザー駆動電流
ＩＬＤは、ホールド容量５の保持電圧ＶＨが高いほど大
きくなるものと仮定する。

【００３９】図１に示すレーザー駆動回路の動作につい
て説明する。

【００４０】制御信号生成回路７はデータ信号ＤＡＴＡ
を受けて、制御信号ＬＤＣを出力する。この制御信号Ｌ
ＤＣに基づいて駆動電流出力回路６からレーザー駆動電
流ＩＬＤが出力されると、レーザーＬＤが発光し、その
光出力がモニター用のフォトダイオード１に入力され
る。フォトダイオード１はレーザーＬＤの光出力に比例
した電流ＩＰＤを出力する。この出力電流ＩＰＤは電流
電圧変換回路２によってモニター電圧Ｖｉｖｃに変換さ
れ、トランスコンダクタ４の一方の入力端子ＩＮ１に入
力される。一方、トランスコンダクタ４の他方の入力端
子ＩＮ２には、基準電圧生成回路３から出力された基準
電圧Ｖｒｅｆが入力されている。

【００４１】いま、Ｖｒｅｆ＞Ｖｉｖｃ、すなわちモニ
ター電圧Ｖｉｖｃが基準電圧Ｖｒｅｆよりも小さいとす
ると、トランスコンダクタ４から、 Ｉｏｕｔ＝Ｇｍ（Ｖｒｅｆ−Ｖｉｖｃ） ＞０ の式で表される電流Ｉｏｕｔがホールド容量５に流し込
まれ、これにより、ホールド容量５の保持電圧ＶＨが上
昇する。駆動電流出力回路６は保持電圧ＶＨの上昇に応
じてレーザー駆動電流ＩＬＤを増加させ、これにより、
レーザーＬＤの光出力が増加する。レーザーＬＤの光出
力の増加に応じてフォトダイオード１の出力電流ＩＰＤ
が増加し、これによりモニター電圧Ｖｉｖｃが上昇し、
基準電圧Ｖｒｅｆに近づいていく。

【００４２】一方、Ｖｉｖｃ＞Ｖｒｅｆ、すなわちモニ
ター電圧Ｖｉｖｃが基準電圧Ｖｒｅｆよりも大きいとす
ると、トランスコンダクタ４によって、 Ｉｏｕｔ＝｜Ｇｍ（Ｖｒｅｆ−Ｖｉｖｃ）｜ の式で表される電流Ｉｏｕｔがホールド容量５から引き
抜かれ、これにより、ホールド容量５の保持電圧ＶＨが
下降する。駆動電流出力回路６は保持電圧ＶＨの下降に
応じてレーザー駆動電流ＩＬＤを減少させ、これによ
り、レーザーＬＤの光出力が減少する。レーザーＬＤの
光出力の減少に応じてフォトダイオード１の出力電流Ｉ
ＰＤが減少し、これにより、モニター電圧Ｖｉｖｃが下
降し、基準電圧Ｖｒｅｆに近づいていく。

【００４３】このような動作によって、最終的には、Ｖ
ｉｖｃ＝Ｖｒｅｆ、すなわちモニター電圧Ｖｉｖｃが基
準電圧Ｖｒｅｆに一致するところで、レーザーＬＤの光
出力は安定する。したがって、例えば温度変動等によっ
てレーザーＬＤの電流−光出力変換効率が変動しても、
常にＶｉｖｃ＝Ｖｒｅｆが成立するようにレーザー駆動
電流ＩＬＤが制御されるので、レーザーＬＤの光出力
は、常に一定に保たれる。

【００４４】本発明の最大の特徴は、駆動電流出力回路
６の電圧電流変換率や、トランスコンダクタ４のトラン
スコンダクタンスの値にかかわらず、フィードバック制
御における平衡状態において、Ｉｏｕｔ＝０となるの
で、基準電圧生成回路３の出力電圧Ｖｒｅｆが一定でさ
えあれば、レーザーＬＤの光出力は常に一定に保たれる
ことにある。したがって、高精度かつ安定した自動光出
力調整機能（AutomaticPower Control ）を実現するこ
とができる。

【００４５】図２は電流電圧変換回路２の内部構成の例
を示す図である。図２に示す電流電圧変換回路２は、ト
ランスインピーダンス増幅器を用いて構成されている。
すなわち、２１はフォトダイオード１の出力電流ＩＰＤ
を入力とする反転増幅回路、２２は反転増幅回路２１の
入出力端子間に接続された帰還抵抗である。しかしなが
ら、トランスインピーダンス増幅器は、フィードバック
系のために発振の可能性があるとともに、消費電力が大
きいという欠点を持っている。

【００４６】図３は電流電圧変換回路２の内部構成の他
の例を示す図である。図３に示す電流電圧変換回路２は
フォールディッドカスコード入力段を用いて構成されて
いる。すなわち、ソースが入力端子ＩＮと接続されると
ともにドレインが出力端子ＯＵＴと接続され、かつ、ゲ
ートに一定バイアス電圧ＶＢ１が与えられたカスコード
トランジスタｍ１と、ゲートに一定バイアス電圧ＶＢ２
が与えられ、ドレインがトランジスタｍ１のソースと接
続された定電流源としてのトランジスタｍ２と、一端が
トランジスタｍ１のドレインに接続された抵抗２５とを
備えている。カスコードトランジスタｍ１のソースにフ
ォトダイオード１の出力電流ＩＰＤが入力される。

【００４７】図３の電流電圧変換回路は、構成が極めて
簡便であり、かつ、低消費電力である上に、トランスイ
ンピーダンス増幅器のような発振の可能性もなく、さら
に、入力インピーダンスが極めて低いために入力端子の
寄生容量の影響をほとんど受けない、という特徴を有し
ている。

【００４８】また図１の構成において、基準電圧生成回
路３は入力端子ＩＮを有しており、この入力端子ＩＮに
印加される電圧Ｖｒｃに応じて基準電圧Ｖｒｅｆの値を
制御可能に構成されている。これにより、外部からの入
力電圧Ｖｒｃによって、レーザーＬＤの光出力を容易に
制御することができる。

【００４９】図４はトランスコンダクタ４の内部構成の
例を示す図である。図４において、２個の入力ＩＮ１，
ＩＮ２を差動入力として受ける差動入力段１１は、２個
の入力ＩＮ１，ＩＮ２を各々ゲートに受けるＮＭＯＳト
ランジスタｍ１，ｍ２と、このＮＭＯＳトランジスタｍ
１，ｍ２のソース間に接続された抵抗Ｒ１と、ＮＭＯＳ
トランジスタｍ１，ｍ２の各々のソースに接続された第
１および第２の電流源１１ａ，１１ｂによって構成され
ている。

【００５０】ＰＭＯＳトランジスタｍ３，ｍ５によって
第１のカレントミラー回路１２が構成され、ＰＭＯＳト
ランジスタｍ４，ｍ６およびｍ７によって第２のカレン
トミラー回路１３が構成されており、差動入力段１１の
２個の出力であるＮＭＯＳトランジスタｍ１，ｍ２のド
レインは、第１および第２のカレントミラー回路１２，
１３の入力であるＰＭＯＳトランジスタｍ３，ｍ４のド
レインにそれぞれ接続されている。

【００５１】ＮＭＯＳトランジスタｍ８，ｍ９およびｍ
１０によって第３のカレントミラー回路１４が構成され
ており、第１のカレントミラー回路１２の出力であるＰ
ＭＯＳトランジスタｍ５のドレインが、第３のカレント
ミラー回路１４の入力であるＮＭＯＳトランジスタｍ８
のドレインに接続され、第２のカレントミラー回路１３
の出力であるＰＭＯＳトランジスタｍ６，ｍ７のドレイ
ンが、第３のカレントミラー回路１４の出力であるＮＭ
ＯＳトランジスタｍ１０，ｍ９のドレインにそれぞれ接
続されている。

【００５２】さらに、ＰＭＯＳトランジスタｍ１１，ｍ
１２によって第４のカレントミラー回路１５が構成さ
れ、ＮＭＯＳトランジスタｍ１３，ｍ１４によって第５
のカレントミラー回路１６が構成されている。第４のカ
レントミラー回路１５の入力であるＰＭＯＳトランジス
タｍ１１のドレインは、第２のカレントミラー回路１３
のトランジスタｍ７および第３のカレントミラー回路１
４のトランジスタｍ９のドレインに接続され、第５のカ
レントミラー回路１６の入力であるＮＭＯＳトランジス
タｍ１３のドレインは、第２のカレントミラー回路１３
のトランジスタｍ６および第３のカレントミラー回路１
４のトランジスタｍ１０のドレインに接続されている。

【００５３】そして、第４のカレントミラー回路１５の
出力であるＰＭＯＳトランジスタｍ１２のドレインと、
第５のカレントミラー回路１６の出力であるＮＭＯＳト
ランジスタｍ１４のドレインとが接続されており、この
接続点が、トランスコンダクタ４の出力端子ＯＵＴとな
っている。

【００５４】また、ＰＭＯＳトランジスタｍ１５および
ＮＭＯＳトランジスタｍ１６は、出力トランジスタｍ１
２およびｍ１４をカットオフさせるためのキラートラン
ジスタであり、それぞれ、信号／ＴＲＣ，ＴＲＣがゲー
トに印加される。

【００５５】図４の構成は、第２および第３のカレント
ミラー回路１３，１４における出力ノードを２つにし、
ＰＭＯＳトランジスタからなる第４のカレントミラー回
路１５およびＮＭＯＳトランジスタからなる第５のカレ
ントミラー回路１６を、それぞれの出力ノードに設けた
ことを特徴とする。

【００５６】図５は比較例としてのトランスコンダクタ
の構成例を示す図である。まず、図５（ａ）は通常のＯ
ＴＡ（Operational Transconductance Amplifier）を用
いたものであり、さらに、出力側にホールド容量５との
接続を切るためのスイッチ４１を設けた構成である。し
かしながら、図５（ａ）の構成は実用的ではない。なぜ
なら、スイッチ４１がオフのときは、ＯＴＡの出力はＬ
ｏｗまたはＨｉｇｈのいずれかに張り付くため、出力ト
ランジスタｍ６，ｍ８のいずれか一方は必ず線形領域に
入ってしまう。この状態でＡＰＣをかけるためにスイッ
チ４１をオンにすると、過渡的に大きな電流がホールド
容量５に流し込まれ、これにより、電圧電流変換に誤差
が生じてしまうからである。

【００５７】図５（ｂ）は出力トランジスタｍ６，ｍ８
のゲートにキラートランジスタｍ９，ｍ１０を接続し、
出力トランジスタｍ６，ｍ８をカットオフさせることに
よってフィードバックループが切れるように構成したも
のである。しかしながら、図５（ｂ）の構成も実用的で
はない。なぜなら、キラートランジスタｍ９，ｍ１０を
制御する信号φ，／φの位相を完全に合わせ込むのはき
わめて困難だからである。仮に、一旦位相を合わせるこ
とができたとしても、温度変動や電源電圧変動によって
位相は簡単にずれてしまう。そして、両者の位相が完全
に合っていないと、過剰な電荷がホールド容量５に流し
込まれ、これにより、電圧電流変換に大きな誤差が生じ
てしまう。

【００５８】これに対して、図４の構成では、高精度の
電圧電流変換を実現することができる。すなわち、図４
の構成では、トランジスタｍ６の電流Ｉ６とトランジス
タｍ１０の電流Ｉ１０との差分が常にとられ、Ｉ６＞Ｉ
１０のときにのみ、この差分がトランジスタｍ１４から
出力される。同様に、トランジスタｍ７の電流Ｉ７とト
ランジスタｍ９の電流Ｉ９との差分が常にとられ、Ｉ９
＞Ｉ７のときにのみ、この差分がトランジスタｍ１２か
ら出力される。

【００５９】すなわち、図４のトランスコンダクタは次
のように動作する。ここで、差動入力段１１のトランス
コンダクタンスをＧｍとし、２つの入力端子ＩＮ１，Ｉ
Ｎ２の入力電圧をＶｉｎ１，Ｖｉｎ２とする。

【００６０】Ｖｉｎ１＜Ｖｉｎ２のときは、第５のカレ
ントミラー回路１６はオフになり、第４のカレントミラ
ー回路１５から Ｉｏｕｔ＝Ｇｍ（Ｖｉｎ２−Ｖｉｎ１） の電流が出力される。逆に、Ｖｉｎ１＞Ｖｉｎ２のとき
は、第４のカレントミラー回路１５がオフになり、第５
のカレントミラー回路１６によって、 Ｉｏｕｔ＝Ｇｍ（Ｖｉｎ１−Ｖｉｎ２） の電流が吸い込まれる。

【００６１】したがって、トランジスタｍ１２，ｍ１４
の一方が線形領域に入り、過渡的に過大電流を出力する
ことはない。しかも、トランジスタｍ１２，ｍ１４が同
時にオンすることがないので、キラートランジスタｍ１
５，ｍ１６の制御信号の位相差による誤差は全く生じな
い。また、たとえ同時にオンしたとしても、常に、ＰＭ
ＯＳトランジスタとＮＭＯＳトランジスタとの電流の差
分が出力される構成となっているので、出力される電流
はほとんどゼロに近く、大きな問題にはならない。この
ように、図４の構成によると、高精度の電圧電流変換を
実現することができる。

【００６２】なおここでは、Ｖｉｎ１＜Ｖｉｎ２のとき
とＶｉｎ１＞Ｖｉｎ２のときとにおいて、トランスコン
ダクタンスＧｍが等しいものと仮定したが、本発明はか
かる場合に限定されるものではなく、両者の場合におい
て相異なるトランスコンダクタンスを持たせることも可
能である。この場合は、第４のカレントミラー回路１５
と第５のカレントミラー回路１６のカレントミラー比
を、互いに異なる値に設定すればよい。

【００６３】図６は制御信号生成回路７による駆動電流
出力回路６およびトランスコンダクタ４の動作の制御を
示す図である。図６に示すように、制御信号生成回路７
は時間遅延に起因する誤差の発生を回避するために、駆
動電流出力回路６にレーザー駆動電流ＩＬＤの出力を開
始させてから所定時間Ｔｄだけ経過した後に、トランス
コンダクタ４を動作状態に制御する。

【００６４】データ信号ＤＡＴＡが“Ｈ”になったと
き、これに応じて、制御信号生成回路７は制御信号ＬＤ
Ｃを駆動電流出力回路６に出力し、レーザー駆動電流Ｉ
ＬＤの出力を開始させる。これによってレーザーＬＤが
発光し、このレーザー光がモニター用のフォトダイオー
ド１によって電流ＩＰＤに変換され、電流電圧変換回路
２に入力される。これらの動作の間に時間遅延Ｔｄ１が
生じる。さらに、電流電圧変換回路２にフォトダイオー
ド１の出力電流ＩＰＤが入力されてから出力電圧Ｖｉｖ
ｃがセトリングするまでの間に、時間遅延Ｔｄ２が生じ
る。

【００６５】データ信号ＤＡＴＡが“Ｈ”になってから
時間Ｔｄ（＝Ｔｄ１＋Ｔｄ２）が経過する前において
は、電圧差（Ｖｒｅｆ−Ｖｉｖｃ）は最終的な値よりも
大きな値になっている。したがって、この間にトランス
コンダクタ４を動作させてＡＰＣをかけると、レーザー
ＬＤの光出力は所定の値よりも大きな値で収束する可能
性がある。したがって本実施形態では、制御信号生成回
路７は、駆動電流出力回路６にレーザー駆動電流ＩＬＤ
の出力を開始させてから所定時間Ｔｄだけ経過した後に
トランスコンダクタ４が動作するように、制御信号ＴＲ
Ｃを生成出力している。

【００６６】（第２の実施形態）図７は本発明の第２の
実施形態に係るレーザー駆動回路の構成を示す図であ
る。図７において、図１と共通の構成要素には図１と同
一の符号を付しており、ここではその詳細な説明を省略
する。

【００６７】図１の構成においてＡＰＣ動作を高速化す
るためには、トランスコンダクタ４のトランスコンダク
タンスＧｍを上げる必要があるが、トランスコンダクタ
ンスＧｍを過度に上げすぎると、フィードバック系が不
安定になり、光出力のＡＰＣ応答にリンギング等が生じ
る可能性がある。

【００６８】そこで本実施形態では、図７に示すよう
に、電流電圧変換回路２から出力されたモニター電圧Ｖ
ｉｖｃと基準電圧生成回路３によって生成された基準電
圧Ｖｒｅｆとの差が所定の値よりも大きいときに、ホー
ルド容量５を急速に充電または放電してＡＰＣ応答を高
速化するためのアダプティブバイアス回路８を設けてい
る。なお本実施形態では、充電側のみを高速化する場合
を示している。

【００６９】図８はアダプティブバイアス回路８の動作
を示す図である。図８に示すように、参照電圧生成回路
９の出力電圧Ｖｒａｂは、基準電圧生成回路３の出力電
圧Ｖｒｅｆよりも所定の電圧ΔＶだけ小さい値に設定さ
れている。

【００７０】図８（ａ）に示すように、Ｖｉｖｃ＜Ｖｒ
ａｂのとき、すなわち、電流電圧変換回路２から出力さ
れるモニター電圧Ｖｉｖｃが参照電圧Ｖｒａｂ（＝Ｖｒ
ｅｆ−ΔＶ）よりも低い場合、言い換えると、モニター
電圧Ｖｉｖｃと基準電圧Ｖｒｅｆとの差がΔＶよりも大
きいときは、アダプティブバイアス回路８は動作し、ホ
ールド容量５に大きな電流を流し込んで高速に充電す
る。これにより、ＡＰＣの応答時間を大幅に短縮するこ
とができる。

【００７１】一方、図８（ｂ）に示すように、Ｖｉｖｃ
＞Ｖｒａｂのとき、すなわち、電流電圧変換回路２から
出力されるモニター電圧Ｖｉｖｃが参照電圧Ｖｒａｂよ
りも高い場合、言い換えると、モニター電圧Ｖｉｖｃと
基準電圧Ｖｒｅｆとの差がΔＶよりも小さいときは、ア
ダプティブバイアス回路は動作を停止する。したがっ
て、帰還系が不安定になることはない。

【００７２】また、図８に示すように、制御信号生成回
路７Ａからの制御信号ＡＢＣによって、アダプティブバ
イアス回路８が、駆動電流出力回路６がレーザー駆動電
流ＩＬＤを出力してから所定時間Ｔｄが経過した後に、
動作するようにしている。これにより、第１の実施形態
で説明したように、駆動電流ＩＬＤによってレーザーＬ
Ｄが発光し、このレーザー光がフォトダイオード１によ
って電流ＩＰＤに変換され、さらに電流電圧変換回路２
によってモニター電圧Ｖｉｖｃに変換されるまでの間の
時間遅延に起因する誤差の発生を、回避することができ
る。

【００７３】図９はアダプティブバイアス回路８の内部
構成を示す図である。図９の回路において、出力端子Ｏ
ＵＴから次のような電流Ｉｏｕｔが出力される。 Ｉｏｕｔ＝０ （Ｖｉｖｃ＞Ｖｒａｂ） ＝Ａ（Ｉｍ２−Ｉｍ１） （Ｖｉｖｃ＜Ｖｒａｂ） ここで、Ａはトランジスタｍ５，ｍ８からなるカレント
ミラー回路のミラー比である。Ｖｉｖｃ＜Ｖｒａｂのと
きは、モニター電圧Ｖｉｖｃと参照電圧Ｖｒａｂとの差
が大きいほど出力電流Ｉｏｕｔは大きくなり、その差が
小さいほど出力電流Ｉｏｕｔも小さくなる。一方、Ｖｉ
ｖｃ＞Ｖｒａｂのときは、トランジスタｍ５，ｍ８がカ
ットオフし、これにより出力電流Ｉｏｕｔはゼロにな
る。またこの回路は、トランジスタｍ６，ｍ７のゲート
に入力される制御信号ＡＢＣ，／ＡＢＣによって、オン
オフが制御される。

【００７４】（第３の実施形態）図１０は本発明の第３
の実施形態に係るレーザー駆動回路の構成を示す図であ
る。図１０において、図１と共通の構成要素には図１と
同一の符号を付しており、ここではその詳細な説明を省
略する。図１０の構成では、基準電圧生成回路３から出
力される基準電圧Ｖｒｅｆに応じてトランスコンダクタ
４ＡのトランスコンダクタンスＧｍを制御するトランス
コンダクタンス制御回路１０が設けられている。

【００７５】ここで、本発明に係るレーザー駆動回路の
応答特性について、簡単に解析する。駆動電流出力回路
６の電圧電流変換特性はリニアであり、その変換係数を
Ｋとすると、駆動電流出力回路６から出力されるレーザ
ー駆動電流ＩＬＤは、式（２）のように表される。 ＩＬＤ＝Ｋ・ＶＨ …（２）

【００７６】また、レーザーＬＤの電流−光出力変換効
率をα、レーザーＬＤとモニター用フォトダイオード１
との結合係数をβ、モニター用フォトダイオード１の光
入力−電流変換効率をγ、電流電圧変換回路２の変換利
得をκとすると、電流電圧変換回路２から出力されるモ
ニター電圧Ｖｉｖｃは、式（３）のように表される。 Ｖｉｖｃ＝κγβαＫ・ＶＨ …（３）

【００７７】このモニター電圧Ｖｉｖｃと基準電圧生成
回路３の出力電圧Ｖｒｅｆとの差電圧が、トランスコン
ダクタ４によって、その電圧差に応じた電流に変換さ
れ、ホールド容量５に流し込まれる。トランスコンダク
タ４の出力電流Ｉｏｕｔは、式（４）のように表され
る。 Ｉｏｕｔ＝Ｇｍ（Ｖｒｅｆ−Ｖｉｖｃ） ＝Ｇｍ（Ｖｒｅｆ−κγβαＫ・ＶＨ） …（４） したがって、 ｄＶＨ＝Ｉｏｕｔ・ｄｔ／ＣＨ ＝Ｇｍ（Ｖｒｅｆ−κγβαＫ・ＶＨ）ｄｔ／ＣＨ …（５） この微分方程式を解くと、ホールド容量５の保持電圧Ｖ
Ｈの応答は、次のように表される。 ＶＨ＝Ｖ０（１−ｅｘｐ（−ｔ／τ）） …（６） ただし、Ｖ０＝Ｖｒｅｆ／（κγβαＫ） …（７） τ ＝ＣＨ／（κγβαＫＧｍ） …（８） 式（８）から明らかなように、ＡＰＣの時定数τは、レ
ーザーＬＤとモニターフォトダイオード１との結合係数
βに逆比例する。ところで、レーザーＬＤとモニターフ
ォトダイオード１との結合係数βは、一般的に、実装ば
らつき等によって５倍から１０倍と大きく変動する。し
たがって、ＡＰＣの応答時間も、この結合係数βの変動
に伴い、大幅に変動する。

【００７８】式（８）から明らかなように、トランスコ
ンダクタンスＧｍを結合係数βと逆比例するように制御
すれば、時定数τを一定にすることができる。一方、式
（２），（６）および（７）から分かるように、所定の
光出力を得るために設定されるべき基準電圧Ｖｒｅｆの
値は、結合係数βの関数となる。

【００７９】そこで本実施形態では、トランスコンダク
タンス制御回路１０が基準電圧Ｖｒｅｆに応じて、制御
信号ＧＭＣ１，２によってトランスコンダクタ４Ａのト
ランスコンダクタンスＧｍを制御する構成にしている。

【００８０】図１１はトランスコンダクタンス制御回路
１０の内部構成を示す図、図１２はトランスコンダクタ
４Ａの内部構成を示す図である。

【００８１】時定数τを一定にするために、トランスコ
ンダクタンスＧｍを結合係数βと逆比例するように制御
する方法としては、基準電圧Ｖｒｅｆに基づいて、トラ
ンスコンダクタ４のバイアス電流を制御するという手法
がある。しかしながら、この手法によると、トランスコ
ンダクタンスＧｍを広範囲かつ高精度に制御することは
困難である。

【００８２】そこで本実施形態では、図１２に示すよう
に、トランスコンダクタ４Ａに、互いに異なるトランス
コンダクタンスＧｍ１，Ｇｍ２を有する２個の差動入力
段１１，１７を設けている。そして、これら２個の差動
入力段１１，１７のバイアス電流の比率を、トランスコ
ンダクタンス制御回路１０の制御信号ＧＭＣ１，２に応
じて、変化させる。これにより、トランスコンダクタ４
ＡのトランスコンダクタンスＧｍの値を、Ｇｍ１＜Ｇｍ
＜Ｇｍ２の範囲において、容易に制御することができ
る。

【００８３】また図１１に示すトランスコンダクタンス
制御回路１０は、基準電圧Ｖｒｅｆと所定の電圧ＶＢと
を差動ペアトランジスタｍ１，ｍ２によって比較し、ト
ランジスタｍ１，ｍ２を流れる電流に応じてバイアス電
圧ＧＭＣ１，ＧＭＣ２を決定するように構成されてい
る。電圧ＶＢと差動ペアトランジスタｍ１，ｍ２のトラ
ンスコンダクタンスとを適切な値に設定することによっ
て、ＡＰＣの時定数τが一定になるように、トランスコ
ンダクタ４ＡのトランスコンダクタンスＧｍを制御する
ことができる。

【００８４】（第４の実施形態）図１３は本発明の第４
の実施形態に係るレーザー駆動回路の構成を示す図であ
る。図１３では、図１と共通の構成要素には図１と同一
の符号を付しており、ここではその詳細な説明を省略す
る。

【００８５】駆動電流出力回路６はホールド容量５の保
持電圧ＶＨに応じた電流をレーザー駆動電流ＩＬＤとし
て出力する。すなわち、レーザー駆動電流ＩＬＤと保持
電圧ＶＨとの間には１対１の関係がある。そこで、ホー
ルド容量５の保持電圧ＶＨをレーザー駆動電流ＩＬＤの
上限値に対応した上限値Ｖｍａｘと比較する第１のコン
パレータ３１を設け、ホールド容量５の保持電圧ＶＨが
上限値Ｖｍａｘを越えると、保持電圧ＶＨがそれ以上上
昇してレーザー駆動電流ＩＬＤを増加させることのない
ように、第１のコンパレータ３１が制御信号ＬＭＴを用
いてトランスコンダクタ４の動作を停止させる構成とし
ている。この信号ＬＭＴは、図４および図１２のトラン
スコンダクタ４，４Ａのトランジスタｍ１５のゲートに
入力される。

【００８６】これにより、駆動電流出力回路６から上限
値を越える大きなレーザー駆動電流ＩＬＤが出力される
ことがなくなり、過大電流に起因するレーザーＬＤの破
壊を回避することができる。また第２の実施形態のよう
に、アダプティブバイアス回路８を設けた場合には、ア
ダプティブバイアス回路８も併せて制御信号ＬＭＴによ
って制御する必要がある。

【００８７】また、電流電圧変換回路２から出力される
モニター電圧Ｖｉｖｃを所定の下限値Ｖｍｉｎと比較す
る第２のコンパレータ３２も設けられている。下限値Ｖ
ｍｉｎは、レーザーＬＤが最小限出力すべき光出力すな
わち下限出力を出力したときのモニター電圧Ｖｉｖｃに
相当する値に設定されている。そして、ＡＮＤ回路３３
は第１および第２のコンパレータ３１，３２の比較結果
の論理積をとり、この論理積結果を警告信号ＡＬＭとし
て出力する。第１および第２のコンパレータ３１，３２
並びにＡＮＤ回路３３によってアラーム回路３０が構成
されている。

【００８８】図１３に示すアラーム回路３０によって、
ホールド容量５の保持電圧ＶＨが上限値Ｖｍａｘを越
え、かつ、モニター電圧Ｖｉｖｃが下限値Ｖｍｉｎに満
たない、すなわちレーザーＬＤの光出力が下限出力に満
たないときに、警告信号ＡＬＭが発せられる。したがっ
て、ＡＰＣ機能が動作しているにもかかわらず、レーザ
ーＬＤが所定の光出力を出力していない場合には、警告
信号ＡＬＭが出力されるので、レーザーＬＤの不具合を
容易に知ることが可能になる。

【００８９】図１４は本発明に係る光送受信装置の構成
を示す図である。図１４に示す光送受信装置５３は、送
信データを、レーザーＬＤを駆動することによって光に
変換して送信する送信部５１と、受けたレーザー光を受
信データに変換する受信部５２とを備えている。そし
て、送信部５１は本実施形態で示したようなレーザー駆
動回路５０を有し、このレーザー駆動回路５０によって
レーザーＬＤを駆動し、データ送信を行う。

【００９０】

【発明の効果】以上のように本発明によると、レーザー
駆動回路において、レーザーの光出力を受けたフォトダ
イオードの出力電流を変換して得たモニター電圧と、所
定の基準電圧とが等しくなるようにフィードバックがか
かるので、高精度のＡＰＣ特性を実現することができ
る。したがって、温度変動や経年劣化に起因して、レー
ザーの電流−光出力変換効率が変化しても、レーザーの
光出力を、常に一定に保つことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態に係るレーザー駆動回
路の構成を示す図である。

【図２】図１の構成における電流電圧変換回路２の内部
構成の例を示す図である。

【図３】図１の構成における電流電圧変換回路２の内部
構成の他の例を示す図である。

【図４】図１の構成におけるトランスコンダクタ４の内
部構成の例を示す図である。

【図５】（ａ），（ｂ）は比較例としてのトランスコン
ダクタ４の構成例を示す図である。

【図６】図１の構成における制御信号生成回路７による
駆動電流出力回路６およびトランスコンダクタ４の動作
制御を示す図である。

【図７】本発明の第２の実施形態に係るレーザー駆動回
路の構成を示す図である。

【図８】（ａ），（ｂ）は図７の構成におけるアダプテ
ィブバイアス回路８の動作を示す図である。

【図９】図７の構成におけるアダプティブバイアス回路
８の内部構成を示す図である。

【図１０】本発明の第３の実施形態に係るレーザー駆動
回路の構成を示す図である。

【図１１】図１０の構成におけるトランスコンダクタン
ス制御回路１０の内部構成を示す図である。

【図１２】図１０の構成におけるトランスコンダクタ４
Ａの内部構成を示す図である。

【図１３】本発明の第４の実施形態に係るレーザー駆動
回路の構成を示す図である。

【図１４】本発明に係る光送受信装置の構成を示す図で
ある。

【符号の説明】

ＬＤ レーザー １，ＭＰＤ フォトダイオード ２ 電圧電流変換回路 ３ 基準電圧生成回路 ４，４Ａ トランスコンダクタ ５ ホールド容量 ６ 駆動電流出力回路 ７，７Ａ 制御信号生成回路 ８ アダプティブバイアス回路 １０ トランスコンダクタンス制御回路 １１ 差動入力段（第１の差動入力段） １２ 第１のカレントミラー回路 １３ 第２のカレントミラー回路 １４ 第３のカレントミラー回路 １５ 第４のカレントミラー回路 １６ 第５のカレントミラー回路 １７ 第２の差動入力段 ２１ 反転増幅回路 ２２ 帰還抵抗 ２５ 抵抗 ３０ アラーム回路 ５０ レーザー駆動回路 ５１ 送信部 ５２ 受信部 ５３ 光送受信装置 ｍ１ トランジスタ ｍ２ トランジスタ（電流源） ＩＰＤ フォトダイオードの出力電流 ＩＬＤ レーザー駆動電流 Ｖｉｖｃ モニター電圧 Ｖｒｅｆ 基準電圧 ＶＨ ホールド容量の保持電圧 ＡＬＭ 警告信号

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H01S 5/00 - 5/50

Claims (14)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 レーザーを駆動する回路であって、 前記レーザーの光出力をモニターするフォトダイオード
   の出力電流を、電圧に変換し、モニター電圧として出力
   する電流電圧変換回路と、 所定の基準電圧を生成する基準電圧生成回路と、 前記モニター電圧と前記基準電圧とを入力とし、これら
   の電圧の差に応じた出力電流を出力するトランスコンダ
   クタと、 前記トランスコンダクタの出力側に、接続されたホール
   ド容量と、 前記ホールド容量の保持電圧を入力とし、この入力電圧
   に応じたレーザー駆動電流を出力する駆動電流出力回路
   とを備え、 前記モニター電圧と前記所定の基準電圧とが等しくなる
   ように、フィードバックがかかるように構成されたレー
   ザー駆動回路。
2. 【請求項２】 請求項１記載のレーザー駆動回路におい
   て、 前記電流電圧変換回路は、 前記フォトダイオードの出力電流を入力とする反転増幅
   回路と、 前記反転増幅回路の入出力端子間に接続された帰還抵抗
   とを備えたものであることを特徴とするレーザー駆動回
   路。
3. 【請求項３】 請求項１記載のレーザー駆動回路におい
   て、 前記電流電圧変換回路は、 当該電流電圧変換回路の入力および出力とソースおよび
   ドレインがそれぞれ接続され、かつ、ゲートに一定電圧
   が与えられたトランジスタと、 前記トランジスタのソースに接続された定電流源と、 前記トランジスタのドレインに接続された抵抗とを備え
   たものであることを特徴とするレーザー駆動回路。
4. 【請求項４】 請求項１記載のレーザー駆動回路におい
   て、 前記基準電圧生成回路は、前記所定の基準電圧の値が、
   外部からの入力に応じて制御可能に構成されていること
   を特徴とするレーザー駆動回路。
5. 【請求項５】 請求項１記載のレーザー駆動回路におい
   て、 前記トランスコンダクタは、 ２個の入力電圧を受ける差動入力段と、 入力が、前記差動入力段の一方の出力と接続された第１
   のカレントミラー回路と、 ２個の出力を有し、入力が、前記差動入力段の他方の出
   力と接続された第２のカレントミラー回路と、 ２個の出力を有し、入力が、前記第１のカレントミラー
   回路の出力と接続され、かつ、前記２個の出力が、前記
   第２のカレントミラー回路の２個の出力とそれぞれ接続
   された第３のカレントミラー回路と、 一の導電型のトランジスタからなり、入力が、前記第３
   のカレントミラー回路の一方の出力と接続された第４の
   カレントミラー回路と、 他の導電型のトランジスタからなり、入力が、前記第３
   のカレントミラー回路の他方の出力と接続された第５の
   カレントミラー回路とを備え、 前記第４および第５のカレントミラー回路の出力が互い
   に接続されており、この接続点から、電流を出力するも
   のであることを特徴とするレーザー駆動回路。
6. 【請求項６】 請求項１記載のレーザー駆動回路におい
   て、 前記駆動電流出力回路およびトランスコンダクタの動作
   を、データ信号に基づいて、制御する制御信号生成回路
   を備え、 前記制御信号生成回路は、 前記駆動電流出力回路にレーザー駆動電流の出力を開始
   させてから所定時間経過した後に、前記トランスコンダ
   クタを動作状態にすることを特徴とするレーザー駆動回
   路。
7. 【請求項７】 請求項１記載のレーザー駆動回路におい
   て、 前記モニター電圧と前記所定の基準電圧との差が所定の
   値よりも大きいとき、この電圧差が小さくなるように、
   前記ホールド容量を、充電または放電するアダプティブ
   バイアス回路を備えていることを特徴とするレーザー駆
   動回路。
8. 【請求項８】 請求項７記載のレーザー駆動回路におい
   て、 前記駆動電流出力回路およびアダプティブバイアス回路
   の動作を、データ信号に基づいて、制御する制御信号生
   成回路を備え、 前記制御信号生成回路は、 前記駆動電流出力回路にレーザー駆動電流の出力を開始
   させてから所定時間経過した後において、前記モニター
   電圧と前記所定の基準電圧との差が所定の値よりも大き
   い場合、前記アダプティブバイアス回路を動作状態にす
   ることを特徴とするレーザー駆動回路。
9. 【請求項９】 請求項１記載のレーザー駆動回路におい
   て、 前記所定の基準電圧に応じて、前記トランスコンダクタ
   のトランスコンダクタンスを制御するトランスコンダク
   タンス制御回路を備えていることを特徴とするレーザー
   駆動回路。
10. 【請求項１０】 請求項９記載のレーザー駆動回路にお
    いて、 前記トランスコンダクタンス制御回路は、 前記トランスコンダクタが有する差動入力段のバイアス
    電流を変化させることによって、そのトランスコンダク
    タンスを制御するものであることを特徴とするレーザー
    駆動回路。
11. 【請求項１１】 請求項９記載のレーザー駆動回路にお
    いて、 前記トランスコンダクタは、 異なるトランスコンダクタンスを有する第１および第２
    の差動入力段を備えたものであり、 前記トランスコンダクタンス制御回路は、 前記トランスコンダクタが有する前記第１および第２の
    差動入力段のバイアス電流の比率を変化させることによ
    って、そのトランスコンダクタンスを制御するものであ
    ることを特徴とするレーザー駆動回路。
12. 【請求項１２】 請求項１記載のレーザー駆動回路にお
    いて、 レーザー駆動電流が所定の上限値を越えないように、前
    記ホールド容量の保持電圧が制限されていることを特徴
    とするレーザー駆動回路。
13. 【請求項１３】 請求項１記載のレーザー駆動回路にお
    いて、 前記ホールド容量の保持電圧が所定の上限値を越え、か
    つ、前記モニター電圧が所定の下限値よりも小さいと
    き、警告信号を出力するアラーム回路を備えていること
    を特徴とするレーザー駆動回路。
14. 【請求項１４】 光通信を行う光送受信装置であって、 送信データを、レーザーを駆動することによって、光に
    変換して送信する送信部と、 受けたレーザー光を、受信データに変換する受信部とを
    備え、 前記送信部は、請求項１記載のレーザー駆動回路を有
    し、このレーザー駆動回路によって前記レーザーを駆動
    することを特徴とする光送受信装置。