JP3278007B2 - スイッチング電源 - Google Patents
スイッチング電源Info
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- JP3278007B2 JP3278007B2 JP05490693A JP5490693A JP3278007B2 JP 3278007 B2 JP3278007 B2 JP 3278007B2 JP 05490693 A JP05490693 A JP 05490693A JP 5490693 A JP5490693 A JP 5490693A JP 3278007 B2 JP3278007 B2 JP 3278007B2
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02P—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN THE PRODUCTION OR PROCESSING OF GOODS
- Y02P80/00—Climate change mitigation technologies for sector-wide applications
- Y02P80/10—Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier
Description
し、更に詳しくは、昇圧型の力率改善回路が働かなくな
り、入力電流が増大したときに回路の焼損を防止する技
術に係る。
圧がコンデンサの充電電圧より高いときにのみコンデン
サを充電するので、短時間に大きな充電電流が流れ力率
が悪いという欠点があった。かかる欠点を防止するため
に、スイッチング素子とインダクタ素子を用いて昇圧す
る過程において、充電電流を分散して流し、入力交流電
圧波形と交流電流波形とを相似形にする、いわゆる昇圧
型の力率改善回路が特開平3ー78469号公報等で開
示されている。
昇圧型力率改善回路を含むスイッチング電源は、以下の
ような問題点を有している。 (A)昇圧型力率改善回路のスイッチング素子がオープ
ンモードで故障すると、昇圧作用がなくなって従来の力
率に戻り、整流回路、昇圧回路等に大きな入力電流が流
れる。例えば、力率改善前の力率が50%であれば、入
力電流が2倍になる。このため、回路の焼損を招くこと
がある。 (B)焼損を生じないように回路部品の電流容量を設定
すると、稀に発生する故障のためにオーバースペックと
なり、高価となってしまう。
電期間が制限されず、力率改善を達成し得るスイッチン
グ電源を提供することである。
チングすることにより、目標の直流電圧または交流電圧
を供給し得るスイッチング電源を提供することである。
が故障して整流出力を昇圧できない場合を検出し得るス
イッチング電源を提供することである。
かなくなり、入力電流が増大したときにも回路の焼損を
防止し得る安価なスイッチング電源を提供することであ
る。
め、本発明は、力率改善回路と、スイッチング回路とを
含むスイッチング電源であって、前記力率改善回路は、
整流回路と、昇圧回路と、コンデンサと、制御回路と、
遮断回路とを含んでおり、前記整流回路は、交流入力を
整流し、整流出力を生ずるものであり、前記昇圧回路
は、第1のスイッチング素子と、インダクタ素子とを含
み、前記第1のスイッチング素子及び前記インダクタ素
子が直列に接続され、直列回路の両端が前記整流回路に
接続され、前記第1のスイッチング素子が前記整流出力
をスイッチングし、前記インダクタ素子を通して昇圧出
力を生じるものであり、前記コンデンサは、前記昇圧出
力を平滑し、平滑出力を生ずるものであり、前記制御回
路は、基準レベルを有し、前記平滑出力に基づく平滑出
力信号が入力され、前記平滑出力が目標の電圧となるよ
うなスイッチング信号を前記スイッチング素子に供給す
ると共に、前記平滑出力が前記基準レベルよりも低いと
きに遮断信号を出力するものであり、前記遮断回路は、
前記遮断信号が入力され、前記コンデンサへの充電また
は前記コンデンサからの放電を阻止するものであり、前
記スイッチング回路は、第2のスイッチング素子を含
み、前記第2のスイッチング素子が前記平滑出力をスイ
ッチングするものである。
ずるものであり、昇圧回路は、第1のスイッチング素子
及びインダクタ素子が直列に接続され、直列回路の両端
が整流回路に接続され、第1のスイッチング素子が整流
出力をスイッチングし、インダクタ素子を通して昇圧出
力を生じるものであり、コンデンサは、昇圧出力を平滑
し、平滑出力を生ずるものであり、制御回路は、平滑出
力に基づく平滑出力信号が入力され、平滑出力が目標の
電圧となるようなスイッチング信号を第1のスイッチン
グ素子に供給するするから、コンデンサへの充電期間が
従来のように制限されず、力率改善を達成し得るスイッ
チング電源が得られる。
子が平滑出力をスイッチングするものであるから、目標
の直流電圧または交流電圧を供給し得るスイッチング電
源が得られる。
号が入力され、平滑出力が基準レベルよりも低いときに
遮断信号を出力するものであるから、第1のスイッチン
グ素子が故障して整流出力を昇圧できない場合を検出で
きる。
ンサへの充電またはコンデンサからの放電を阻止するも
のであるから、コンデンサの前段、例えば、整流回路と
昇圧回路との間に設けた場合は、昇圧回路を介してコン
デンサへの充電電流がなくなり、その結果、整流回路に
も電流が流れなくなり、整流回路等の焼損を防止でき
る。また、コンデンサの後段、例えば、コンデンサとス
イッチング回路との間に設けた場合は、コンデンサから
の放電電流がなくなるので、コンデンサが整流出力によ
り充電された後は充電電流がなくなり、整流回路等の焼
損を防止できる。更に、遮断信号により第2のスイッチ
ング素子のスイッチング動作を停止させた場合でも、コ
ンデンサの後段に設けた場合と同様に、コンデンサから
の放電電流がなくなるので、整流回路等の焼損を防止で
きる。
り、入力電流が増大したときにも回路の焼損を防止し得
るスイッチング電源が得られる。また、故障を想定して
回路部品の電流容量を設定する必要がなくなり、安価な
スイッチング電源が得られる。
の実施例の回路図、図2は本発明に係るスイッチング電
源の第1の実施例における力率改善回路の動作を説明す
る図である。図において、1は力率改善回路、2はスイ
ッチング回路である。
回路12と、コンデンサ13と、制御回路14と、遮断
回路15とを含んでいる。
整流出力Erを生ずる。昇圧回路12は、チョッパ型の
昇圧回路となっており、第1のスイッチング素子121
と、インダクタ素子122とを含んでいる。第1のスイ
ッチング素子121及びインダクタ素子122は直列に
接続され、直列回路の両端が整流回路11に接続されて
いる。第1のスイッチング素子121は、電界効果形ト
ランジスタ等で構成され、数kHz〜数百kHzの範囲
でオン/オフ駆動され、整流出力Erをスイッチングす
る。インダクタ素子122は、第1のスイッチング素子
121のオン時にエネルギーを蓄積し、オフ時に蓄積エ
ネルギーをフライバック電圧Vfに変換する。これによ
り、昇圧回路12は、整流出力Erにフライバック電圧
Vfを加算して昇圧した昇圧出力Elを生ずる。コンデ
ンサ13は、昇圧出力Elを平滑し、平滑出力Eoを生
ずる。ダイオード123は、平滑出力Eoの逆流を防止
する。
し、平滑出力Eoに基づく平滑出力信号S1が入力され
る。基準レベルVrefは、整流出力Erの波高値よりも
高く目標の電圧Vsよりも低く設定されている。制御回
路14は、平滑出力Eoが目標の電圧Vsとなるような
スイッチング信号S2をスイッチング素子121に供給
すると共に、平滑出力Eoが基準レベルVrefよりも低
いときに遮断信号S3を出力する。交流入力がAC20
0Vに設定された一実施例では、目標の電圧Vsは38
0Vに、基準レベルVrefは350Vに、それぞれ設定
される。
れ、コンデンサ13への充電またはコンデンサ13から
の放電を阻止する。本実施例は、整流回路11と昇圧回
路12との間に設けられ、コンデンサ13への充電経路
を遮断するようになっている。三端子スイッチ素子、リ
レー等で構成される。
グ素子21を含み、第2のスイッチング素子21が平滑
出力Eoをスイッチングする。スイッチング回路2は、
直流入力をスイッチングするものであればよく、DCー
DCコンバータ、DCーACコンバータ等で構成され
る。実施例は、直流の定電圧出力Voを得る一般的なD
CーDCコンバータである。
力Eiを整流し、整流出力Erを生ずるものであり、昇
圧回路12は、第1のスイッチング素子121及びイン
ダクタ素子122が直列に接続され、直列回路の両端が
整流回路11に接続され、第1のスイッチング素子12
1が整流出力Erをスイッチングし、インダクタ素子1
22を通して昇圧出力を生じるものであり、コンデンサ
13は、昇圧出力Elを平滑し、平滑出力Eoを生ずる
ものであり、制御回路14は、平滑出力Eoに基づく平
滑出力信号S1が入力され、平滑出力Eoが目標の電圧
Vsとなるようなスイッチング信号S2を第1のスイッ
チング素子121に供給するするから、コンデンサ13
への充電期間が従来のように,整流出力Erがコンデン
サ13の充電電圧よりも高い場合に制限されず、力率改
善を達成し得るスイッチング電源が得られる。
素子21が平滑出力Eoをスイッチングするものである
から、目標の直流電圧または交流電圧を供給し得るスイ
ッチング電源が得られる。
滑出力信号S1が入力され、平滑出力Eoが基準レベル
Vrefよりも低いときに遮断信号S3を出力するもので
あるから、第1のスイッチング素子121がオープンモ
ードで故障し、インダクタ素子122がフライバック電
圧Vfを発生できなくなると、平滑出力Eoが整流出力
Erを平滑した電圧に低下し、昇圧回路12が整流出力
Erを昇圧できなくなっていることを検出する。即ち、
力率改善回路が働かなくなっていることを検出し、遮断
信号S3を出力する。
れ、コンデンサ13への充電またはコンデンサ13から
の放電を阻止するものであるから、コンデンサ13の前
段、例えば、整流回路11と昇圧回路12との間に設け
た場合は、昇圧回路12を介してコンデンサ13への充
電電流Icがなくなり、整流回路11にも交流入力電流
Iiが流れなくなるので、整流回路11等の焼損を防止
できる。
り、交流入力電流Iiが増大したときにも回路の焼損を
防止し得るスイッチング電源が得られる。また、故障を
想定して回路部品の電流容量を設定する必要がなくな
り、安価なスイッチング電源が得られる。
13への充電時間、ノイズ等を考慮し、一定時間平滑出
力Eoが基準レベルVrefよりも低くなった時に遮断信
号S3を出力する。
2の実施例における力率改善回路の動作を説明する図で
ある。図において、図2と同一参照符号は同一性ある構
成部分を示している。本実施例は、定格電圧の異なる複
数の交流入力、例えばAC100V、AC200Vを共
用できるようにしたものである。回路構成は、図1に示
す第1の実施例と同様である。図1を参照しながら図3
を説明する。
交流入力、例えば、AC100V、AC200Vが入力
される。制御回路14は、平滑出力EoがAC200V
の交流入力に応じた目標の電圧Vsとなるようなスイッ
チング信号S2を第1のスイッチング素子121に供給
する。基準レベルVrefは、定格電圧の最も高い交流入
力(AC200V)の整流出力Er2の波高値よりも高
く目標の電圧Vsよりも低く設定されている。
場合に、第1のスイッチング素子121がオープンモー
ドで故障し昇圧回路12が働かなくなると、平滑出力E
oは参照符号aで示す電圧レベルまで低下する。制御回
路14は、平滑出力Eoが基準レベルVrefよりも低く
なるので、遮断信号S3を出力する。AC100Vの交
流入力が入力されている場合も同様であり、平滑出力E
oは参照符号bで示す電圧レベルまで低下し、制御回路
14は遮断信号S3を出力する。
合でも、力率改善回路の故障による回路の焼損を防止し
得る安価なスイッチング電源が得られる。
3の実施例における力率改善回路の動作を説明する図で
ある。図において、図2及び図3と同一参照符号は同一
性ある構成部分を示してある。本実施例は、定格電圧の
異なる複数の交流入力、例えば、AC100V、AC2
00Vを共用すると共に、交流入力電流が許容電流内に
あるときはスイッチング電源として動作可能にしたもの
である。回路構成は、第1の実施例と同様である。図1
を参照しながら図4を説明する。
交流入力、例えば、AC100V、AC200Vが入力
される。制御回路14は、平滑出力Eoが交流入力AC
200Vに応じた目標の電圧Vsとなるようなスイッチ
ング信号S2を第1のスイッチング素子121に供給す
る。基準レベルVrefは、最も高い交流入力AC200
Vに応じた整流出力Er2の波高値よりも低く、かつ、
最も低い交流入力AC100Vに応じた整流出力Er1
の波高値よりも高く設定されている。例えば、基準レベ
ルVrefは170Vに設定される。
との関係によりどのように変化するかを示す図である。
図は交流入力がAC100V、力率が100%であると
きの交流入力電流を1とした場合の比率を示してある。
例えば、交流入力がAC100Vのときに力率改善回路
1が故障し、力率が50%に低下した場合は、交流入力
電流が2倍となる。交流入力がAC200Vの場合も同
様である。力率改善回路1が正常に動作し力率が100
%であるときは、AC200Vのときの交流入力電流は
AC100Vのときの交流入力電流の0.5倍となる。
第1のスイッチング素子121がオープンモードで故障
し昇圧回路12が働かなくなると、第2の実施例と同様
に、平滑出力Eoは参照符号aで示す電圧レベルまで低
下する。制御回路14は、平滑出力Eoが基準レベルV
refよりも高いので、遮断信号S3を出力しない。この
場合、交流入力電流Iiが2倍になるが、交流入力がA
C100V、力率が100%の場合と同一の交流電流で
あり、回路の焼損を招くことはない。昇圧回路12の故
障は平滑出力Eoの低下で分かり、しかも昇圧回路12
が故障しても即座にスイッチング電源が遮断されるわけ
でないので、当該スイッチング電源を使用した制御装置
に影響を与えることなく修理が可能となる。
合は、第1のスイッチング素子121がオープンモード
で故障し昇圧回路12が働かなくなると、第2の実施例
と同様に、平滑出力Eoは参照符号bで示す電圧レベル
まで低下する。制御回路14は、平滑出力Eoが基準レ
ベルVrefよりも低くなるので、遮断信号S3を出力す
る。遮断回路15は、遮断信号S3によりコンデンサ1
3への充電経路を遮断し、交流入力電流Iiが2倍にな
ることを防止する。
路の焼損を防止すると共に、不必要に電源を停止させる
ことのないスイッチング電源が得られる。
4の実施例の回路図である。図において、図1と同一参
照符号は同一性ある構成部分を示している。
チング回路2との間に設けられ、コンデンサ13からの
放電経路を遮断する。この場合、コンデンサ13からの
放電電流Idがなくなるので、コンデンサ13が整流出
力Erにより充電された後は充電電流Icがなくなり、
整流回路11等の焼損を防止できる。
5の実施例の回路図である。図において、図1と同一参
照符号は同一性ある構成部分を示している。
ド型のコンバータである。22はトランス、23は出力
回路、24は出力制御回路である。第2のスイッチング
素子21はトランス22を介して平滑出力Eoをスイッ
チングし、出力回路23はスイッチング出力を整流・平
滑して直流の定電圧出力Voを得る。出力制御回路24
は、定電圧出力Voに基づく平滑出力信号S21が入力
され、目標の定電圧出力を得るスイッチング信号S22
を第2のスイッチング素子21に供給する。
21へのスイッチング信号S22を遮断し、スイッチン
グ回路2のスイッチング動作を停止させ、コンデンサ1
3からの放電を阻止する。この場合も、第4の実施例と
同様に、コンデンサ13からの放電電流Idがなくなる
ので、コンデンサ13が整流出力Erにより充電された
後は充電電流Icがなくなり、整流回路11等の焼損を
防止できる。
6の実施例の回路図である。図は、力率改善回路の部分
を示し、後段に接続されるスイッチング回路を省略して
ある。実際には、図1に示すスイッチング回路が接続さ
れる。図において、図1と同一参照符合は同一性ある構
成部分を示している。14は制御回路である。
差検出回路17と、電流検出回路18と、差動増幅回路
191と、パルス幅制御回路192とを含んでいる。
160を含み、整流出力信号S4と、平滑出力信号S5
とが入力され、第1の出力信号S6と、第2の出力信号
S7とを出力する。基準電圧信号発生部160は基準電
圧信号S60を発生させる。第1の出力信号S6は基準
電圧信号S60から得られる。第2の出力信号S7は平
滑出力信号S5から得られる。第1の出力信号S6及び
第2の出力信号S7のいずれか一方は、整流出力Erの
全電圧範囲でその増減に追従して平滑出力Eoが整流出
力Erよりも高くなるように変化する。図9は第1の出
力信号S6の一例を示す特性図である。第1の出力信号
S6は、整流出力信号S4に追従し、平滑出力Eoが整
流出力Erよりも大きくなるように設定される。第2の
出力信号S7も同様である。
6、第2の出力信号S7及び整流出力信号S4が入力さ
れ、第1の出力信号S6と第2の出力信号S7とを比較
して整流出力信号S4と相似波形となる誤差検出信号S
8を出力している。具体的には、誤差増幅回路172が
第1の出力信号S6と第2の出力信号S7とを比較して
誤差信号S9を出力し、乗算回路174が誤差信号S9
と整流出力信号S4とを乗算して誤差検出信号S8を得
ている。誤差増幅回路172、乗算回路174はオペア
ンプを用いた差動増幅回路、乗算回路等で構成できる。
2に流れる電流を検出して電流検出信号S10を出力す
る。
及び電流検出信号S10が入力され、両信号を比較し
て、電流検出信号S10を誤差検出信号S8に追従させ
る差動信号S11を出力する。
1が入力され、差動信号S11を最小とするように第1
のスイッチング素子121を制御する制御信号S12
を、第1のスイッチング素子121に供給している。
スイッチング素子121が交流入力Eiの周波数f1よ
りも高い周波数f2でオン/オフ駆動され、インダクタ
素子122がスイッチング素子121と直列に接続さ
れ、その直列接続回路の両端が整流回路11の出力端に
接続され、ダイオ−ド123のアノードが第1のスイッ
チング素子121及びインダクタ素子122の直列接続
点に接続され、カソードがコンデンサ13に接続されて
いるから、第1のスイッチング素子121のオン時にイ
ンダクタ素子122に蓄積されたエネルギーが第1のス
イッチング素子121のオフ時にフライバック電圧Vf
となり、整流出力Erにフライバック電圧Vfが重畳さ
れ、整流出力Erよりも高い昇圧出力Elがコンデンサ
2の両端に供給される。
を発生させる基準電圧信号発生部160を含み、整流出
力信号S4と、平滑出力信号S5とが入力され、第1の
出力信号S6と、第2の出力信号S7とを出力し、第1
の出力信号S6が基準電圧信号S60から得られ、第2
の出力信号S7が平滑出力信号S5から得られ、第1の
出力信号S6及び第2の出力信号S7のいずれか一方
を、整流出力Erの全電圧範囲でその増減に追従し、平
滑出力Eoが整流出力Erよりも高くなるように変化さ
せ、誤差検出回路17は、第1の出力信号S6、第2の
出力信号S7及び整流出力信号S4が入力され、第1の
出力信号S6と第2の出力信号S7とを比較して整流出
力信号S4と相似波形となる誤差検出信号S8を出力す
るから、基準電圧信号S60を変化させた場合は第2の
出力信号S7が第1の出力信号S6に追従して変化し、
平滑出力Eoも同時に変化する。また、平滑出力信号S
5を変化させた場合は第2の出力信号S7が第1の出力
信号S6に一致するように制御され、一致させる過程で
平滑出力Eoが変化する。これにより、力率改善の要件
である平滑出力Eoが整流出力Erよりも高くなる要件
が満たされる。
2に流れる電流を検出して電流検出信号S10を出力
し、差動増幅回路191は、誤差検出信号S8及び電流
検出信号S10を比較して、電流検出信号S10を誤差
検出信号S8に追従させる差動信号S11を出力し、パ
ルス幅制御回路192は、差動信号S11を最小とする
ように第1のスイッチング素子121を制御する制御信
号S12を第1のスイッチング素子121に供給するよ
うになっているから、平滑出力Eoが第1の出力信号S
6に対応した電圧に調整されると共に、交流入力電流I
iが交流入力電圧Eiに追従して変化し、交流電源から
みると抵抗負荷と同等になり、力率改善ができる。
Erが低下したときは、平滑出力Eoも低下するように
なるので、昇圧するために第1のスイッチング素子12
1に流れる電流を小さくすることができ、第1のスイッ
チング素子121の電力損失を少なくすることができ
る。
よって平滑出力信号S5を変化させるように構成するこ
とができる。図10はその場合の目標設定回路の具体的
な一例を示す回路図である。図において、図8と同一参
照符号は同一性ある構成部分を示している。以下、図8
を参照しながら図10を説明する。160は基準電圧信
号発生部、164は平滑出力調整部である。端子165
と端子166との間に整流出力Erが印加され、端子1
67と端子166との間に平滑出力Eoが印加される。
oの増減の基準となる基準電圧Vkを発生し、第1の出
力信号S6として出力する。基準電圧VkはバッテリB
1により得ている。バッテリB1の正極は端子168に
接続されている。基準電圧Vkは、直流定電圧回路を構
成し、直流定電圧を抵抗分圧回路で分圧して得てもよ
い。
4に応じて平滑出力Eoを分圧する抵抗の分圧比を変化
させ、分圧電圧を第2の出力信号S7として出力する。
本実施例では、ダイオ−ドD1、コンデンサC1、抵抗
R1〜R6、オペアンプIC1、バッテリB2とを有し
ている。ダイオ−ドD1とコンデンサC1とが直列に接
続され、直列接続された両端が端子165と端子166
とに接続されている。抵抗R1と抵抗R2とが直列に接
続され、直列接続された両端がコンデンサC1に接続さ
れている。抵抗R1と抵抗R2との接続点はオペアンプ
IC1の負入力端子に接続され、整流出力Erを分圧し
た分圧電圧VinをオペアンプIC1に供給している。バ
ッテリB2はオペアンプIC1の正入力端子に接続さ
れ、基準電圧VkをオペアンプIC1に供給している。
抵抗R3はオペアンプIC1の出力端子と負入力端子と
の間に接続されている。抵抗R4は一端がオペアンプI
C1の出力端に接続され、他端が抵抗R5と抵抗R6と
の接続点に接続されている。抵抗R5と抵抗R6とは直
列接続され、直列接続された両端が端子167及び端子
166に接続されている。抵抗R5と抵抗R6との接続
点は端子169に接続され、平滑出力Eoを分圧した分
圧電圧VR6を第2の出力信号S7として供給してい
る。オペアンプIC1は、反転増幅回路を構成し、図1
1に示すように、分圧電圧Vinの増加とともに出力電圧
Voutが低下する。このため、抵抗R5の端子電圧VR
5は、整流出力Erが上昇、即ち出力電圧Voutが低く
なると、抵抗R4に流れる電流の増加により上昇する。
また、抵抗R5の端子電圧VR5は、整流出力Erが低
下、即ち出力電圧Voutが高くなると、抵抗R4に流れ
る電流の減少により低下する。従って、抵抗R6の分圧
電圧VR6は、平滑出力Eoが一定であれば、端子電圧
VR5の上昇に伴なって低下し、端子電圧VR5の低下
に伴なって上昇する。
子169の分圧電圧VR6と端子168の基準電圧Vk
とを一致させるように動作するから、分圧電圧VR6の
変化が実質的な第1の出力信号S6の変化となり、最終
的に平滑出力Eoが目標の電圧に調整される。即ち、整
流出力Erが上昇した場合、分圧電圧VR6が低下し、
分圧電圧VR6を基準電圧Vkに等しくする過程で平滑
出力Eoを上昇させ、整流出力Erが低下した場合、分
圧電圧VR6が上昇し、分圧電圧VR6を基準電圧Vk
に等しくする過程で平滑出力Eoを低下させる。これに
より、平滑出力Eoが整流出力Erよりも高くなるよう
に調整され、図8に示す実施例と同様の作用効果を得る
ことができる。
よって基準電圧信号S60を変化させるように構成する
こともできる。図12はその目標出力電圧設定回路の具
体的な一例を示す回路図である。図において、図8、図
10と同一参照符号は同一性ある構成部分を示す。以
下、図8、図10及び図12を参照しながら説明する。
号S4に応じて基準電圧Vkを変化させ、第1の出力信
号S6を出力する。本実施例では、ダイオ−ドD1と、
コンデンサC1と、抵抗R1及び抵抗R2と、抵抗R7
と、バッテリB3と、抵抗R5及び抵抗R6とを有して
いる。ダイオ−ドD1、抵抗R1及び抵抗R2を直列に
接続し、直列接続回路の両端を端子165及び端子16
6に接続してある。抵抗R1及び抵抗R2の直列回路に
コンデンサC1を並列に接続してある。抵抗R2は、整
流出力Erを分圧した分圧電圧Vinを発生する。抵抗R
7及びバッテリB3を直列に接続し、直列接続された両
端を抵抗R2に接続してある。抵抗R7の一端は端子1
68に接続され、端子168に基準電圧Vkを供給して
いる。基準電圧Vkは、分圧電圧VinとバッテリB3の
電圧Vrとの関係から、図13に示すような電圧とな
る。即ち、分圧電圧Vinが電圧Vrよりも高い場合は、
抵抗R1からバッテリB3へ電流が流れ込み、電圧Vr
よりも高くなり、分圧電圧Vinが電圧Vrよりも低い場
合は、バッテリB3から抵抗R2へ電流が流れ込み、電
圧Vrよりも低くなる。
抗R6を有し、平滑出力Eoを抵抗分圧している。抵抗
R5及び抵抗R6の接続点は端子169に接続され、端
子169に分圧電圧VR6を第2の出力信号S7として
出力する。
1の出力信号S6と第2の出力信号S7とを一致させる
ように動作するので、第2の出力信号S7が第1の出力
信号S6に追従して変化し、最終的に平滑出力Eoが目
標の電圧に調整される。これにより、図8の実施例と同
様の作用効果を得ることができる。
ベルVrefよりも低いときに遮断信号S3を出力する。
遮断回路15は、遮断信号S3が入力され、コンデンサ
13への充電経路を遮断する。
素子121に流れる電流を小さくし、第1のスイッチン
グ素子121の電力損失を少なくすると共に、力率改善
回路が働かなくなり入力電流が増大したときにも回路の
焼損を防止し得る安価なスイッチング電源が得られる。
第7の実施例の回路図である。図において、図1と同一
参照符号は同一性ある構成部分を示している。
121と、インダクタ素子122と、ダイオード12
3,124と、抵抗125とを含んでいる。インダクタ
素子122は、フライバックトランスで構成されてい
る。第1のスイッチング素子121及びインダクタ素子
122の一次巻線は直列に接続され、直列回路の両端が
整流回路11に接続されている。インダクタ素子122
の二次巻線は、ダイオード123を介してコンデンサ1
3に接続されている。第1のスイッチング素子121
は、電界効果形トランジスタ等で構成され、スイッチン
グ信号S13が供給され、整流出力Erをスイッチング
する。インダクタ素子122は、第1のスイッチング素
子121のオン時にエネルギーを一次巻線に蓄積し、オ
フ時に蓄積エネルギーをフライバック電圧Vf1に変換
し、二次巻線からフライバック電圧Vf1を昇圧出力と
して出力する。フライバック電圧Vf1はダイオード1
23を介してコンデンサ13に供給される。コンデンサ
13は、フライバック電圧Vf1を平滑し、平滑出力E
oを生ずる。フライバック電圧Vf1は、整流出力Er
よりも高く設定されている。ダイオード123は、平滑
出力Eoの逆流を防止する。ダイオード124及び抵抗
125は直列に接続され、整流回路11からコンデンサ
13への充電回路を構成している。充電回路は、スイッ
チング電源の起動時に昇圧回路12とは別ルートでコン
デンサ13を充電し、起動特性を向上させる。
グ素子21、インダクタ素子22と、ダイオ−ド25
と、コンデンサ26と、制御回路27とを含んでいる。
インダクタ素子22は、フライバックトランスで構成さ
れている。第2のスイッチング素子21及びインダクタ
素子22の一次巻線は直列に接続され、直列回路の両端
がコンデンサ13に接続されている。インダクタ素子2
2の二次巻線は、ダイオード25を介してコンデンサ2
6に接続されている。第2のスイッチング素子21は、
スイッチング信号S14が供給され、平滑出力Eoをス
イッチングする。インダクタ素子22は、第2のスイッ
チング素子21のオン時にエネルギーを一次巻線に蓄積
し、オフ時に蓄積エネルギーをフライバック電圧Vf2
に変換し、二次巻線からフライバック電圧Vf2を出力
する。フライバック電圧Vf2はダイオード25を介し
てコンデンサ26に供給される。コンデンサ26は、フ
ライバック電圧Vf2を平滑し、直流の定電圧出力Vo
を得る。
出力電圧信号S15が入力され、定電圧出力Voを目標
の出力電圧とするようなスイッチング信号S13、S1
4を出力する。スイッチング信号S13、S14は、同
期しており、周波数が数kHz〜数百kHzに設定さ
れ、オン時のパルス幅が変化するようになっている。定
電圧出力Voが目標の出力電圧よりも低いときは、オン
時のパルス幅を広くするようになっている。
中にインダクタ素子122に蓄積されるエネルギーと、
第2のスイッチング素子21のオン時間中にインダクタ
素子22に蓄積されるエネルギーとが等しくなるように
設定されている。具体的には、整流出力Erの平均値を
Eav、インダクタ素子122の一次巻線のインダクタ
ンスをL1、インダクタンス素子22の一次巻線のイン
ダクタンスをL2、第1のスイッチング素子121及び
第2のスイッチング素子21のオン時間をTonとした
場合に、 (Eav*Ton)2/(2*L1)≧(Eo*Ton)2/(2*L2)・・・(1) となるように設定される。不等号の範囲は、平滑出力E
oが過度に高くならないように設定される。これによ
り、インダクタンス素子122からコンデンサ13に供
給されるエネルギーと、コンデンサ13からインダクタ
素子22に供給されるエネルギーとがバランスし、平滑
出力Eoが一定化される。
が平滑出力Eoよりも高い場合に制限されず、定電圧出
力Voの変動に応じて、交流入力電圧Eiの全時間領域
にわたって分散して行なわれる。これにより、交流入力
電流Iiの歪みが少なくなり、力率改善が達成される。
滑出力信号S1が入力され、平滑出力信号S1が基準レ
ベルVrefよりも低いときに、昇圧回路12が異常であ
ると判断し、スイッチング信号S13、S14を停止さ
せる。
びコンデンサ13からの放電量をバランスさせることに
より、第1のスイッチング素子121に流れる電流を必
要最小限に抑えて第1のスイッチング素子121の電力
損失を少なくすると共に、力率改善回路が働かなくなり
入力電流が増大したときにも回路の焼損を防止し得る安
価なスイッチング電源が得られる。
のような効果が得られる。 (a)コンデンサへの充電期間が制限されず、力率改善
を達成し得るスイッチング電源を提供できる。 (b)平滑出力をスイッチングすることにより、目標の
直流電圧または交流電圧を供給し得るスイッチング電源
を提供できる。 (c)スイッチング素子が故障して整流出力を昇圧でき
ない場合を検出し得るスイッチング電源を提供できる。 (d)力率改善回路が働かなくなり、入力電流が増大し
たときにも回路の焼損を防止し得る安価なスイッチング
電源を提供できる。
の回路図である。
における力率改善回路の動作を説明する図である。
における力率改善回路の動作を説明する図である。
における力率改善回路の動作を説明する図である。
よりどのように変化するかを示す図である。
の回路図である。
の回路図である。
の回路図である。
た目標設定回路の具体的な一例を示す回路図である。
標設定回路の具体的な一例を示す回路図である。
例の回路図である。
Claims (7)
- 【請求項1】 力率改善回路と、スイッチング回路とを
含むスイッチング電源であって、 前記力率改善回路は、整流回路と、昇圧回路と、コンデ
ンサと、制御回路と、 遮断回路とを含んでおり、 前記整流回路は、交流入力を整流し、整流出力を生ずる
ものであり、 前記昇圧回路は、第1のスイッチング素子と、インダク
タ素子とを含み、前記第1のスイッチング素子及び前記
インダクタ素子が直列に接続され、直列回路の両端が前
記整流回路に接続され、前記第1のスイッチング素子が
前記整流出力をスイッチングし、前記インダクタ素子を
通して昇圧出力を生じるものであり、 前記コンデンサは、前記昇圧出力を平滑し、平滑出力を
生ずるものであり、 前記制御回路は、基準レベルを有し、前記平滑出力に基
づく平滑出力信号が入力され、前記平滑出力が目標の電
圧となるようなスイッチング信号を前記スイッチング素
子に供給すると共に、前記昇圧回路が故障し前記平滑出
力が前記基準レベルよりも低くなったとき、遮断信号を
出力するものであり、 前記遮断回路は、前記遮断信号が入力されたとき、前記
コンデンサへの充電または前記コンデンサからの放電を
阻止するものであり、 前記スイッチング回路は、第2のスイッチング素子を含
み、前記第2のスイッチング素子が前記平滑出力をスイ
ッチングするものであるスイッチング電源。 - 【請求項2】 前記基準レベルは、前記整流出力の波高
値よりも高く前記目標の電圧よりも低く設定されている
請求項1に記載のスイッチング電源。 - 【請求項3】 前記整流回路は、定格電圧の異なる複数
の交流入力が入力されるものであり、 前記制御回路は、前記平滑出力が定格電圧の最も高い前
記交流入力に応じた前記目標の電圧となるように設定さ
れた請求項2に記載のスイッチング電源。 - 【請求項4】 前記整流回路は、定格電圧の異なる複数
の交流入力が入力されるものであり、 前記制御回路は、前記平滑出力が定格電圧の最も高い前
記交流入力に応じた前記目標の電圧に設定され、前記基
準レベルが最も高い前記交流入力に応じた前記整流出力
の波高値よりも低く、かつ、最も低い前記交流入力に応
じた前記整流出力の波高値よりも高く設定された請求項
1に記載のスイッチング電源。 - 【請求項5】 前記遮断回路は、前記整流回路と前記昇
圧回路との間に設けられ、前記コンデンサへの充電経路
を遮断するものである請求項1、2、3または4に記載
のスイッチング電源。 - 【請求項6】 前記遮断回路は、前記コンデンサと前記
スイッチング回路との間に設けられ、前記コンデンサか
らの放電経路を遮断するものである請求項1、2、3ま
たは4に記載のスイッチング電源。 - 【請求項7】 前記遮断回路は、前記スイッチング回路
のスイッチング動作を停止させ、前記コンデンサからの
放電を阻止するものである請求項1、2、3または4に
記載のスイッチング電源。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05490693A JP3278007B2 (ja) | 1993-02-20 | 1993-02-20 | スイッチング電源 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP05490693A JP3278007B2 (ja) | 1993-02-20 | 1993-02-20 | スイッチング電源 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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JPH06245529A JPH06245529A (ja) | 1994-09-02 |
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Family
ID=12983652
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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JP05490693A Expired - Lifetime JP3278007B2 (ja) | 1993-02-20 | 1993-02-20 | スイッチング電源 |
Country Status (1)
Country | Link |
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JP (1) | JP3278007B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JP3801184B2 (ja) * | 2004-05-07 | 2006-07-26 | サンケン電気株式会社 | スイッチング電源装置 |
JP5866964B2 (ja) * | 2011-10-25 | 2016-02-24 | 富士通株式会社 | 制御回路及びそれを用いた電子機器 |
-
1993
- 1993-02-20 JP JP05490693A patent/JP3278007B2/ja not_active Expired - Lifetime
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