JP3273904B2 - ディジタル通信受信装置 - Google Patents
ディジタル通信受信装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、通信の分野にお
いて、受信したディジタル無線変調信号の予備知識なし
に、変調時に用いられた変調速度を推定し、復調するデ
ィジタル通信受信装置に関するものである。
いて、受信したディジタル無線変調信号の予備知識なし
に、変調時に用いられた変調速度を推定し、復調するデ
ィジタル通信受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図２２は、例えば田中氏、中山氏共著
『やさしいディジタル無線』（電気通信協会出版）で示
された従来のディジタル通信受信装置の構成図であり、
図において、１は受信アンテナ、２は受信アンテナ１に
接続された受信機、３は受信機２の出力信号を復調する
復調器である。
『やさしいディジタル無線』（電気通信協会出版）で示
された従来のディジタル通信受信装置の構成図であり、
図において、１は受信アンテナ、２は受信アンテナ１に
接続された受信機、３は受信機２の出力信号を復調する
復調器である。
【０００３】次に動作について説明する。受信アンテナ
１によって受信された通信信号は、受信機２に入力され
る。次いで、受信機２から通信信号は、予め送受双方で
定められた特定の変調速度に従い復調器３で復調され、
通信情報が抽出される。
１によって受信された通信信号は、受信機２に入力され
る。次いで、受信機２から通信信号は、予め送受双方で
定められた特定の変調速度に従い復調器３で復調され、
通信情報が抽出される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来のディジタル通信
受信装置は、以上のように構成されているので、受信側
は送信側から送信される通信信号の変調速度を予め知っ
ておかなければならず、送信側が任意に変調速度を変更
したり、送信側が未知の場合、受信信号を復調できない
等の問題点があった。
受信装置は、以上のように構成されているので、受信側
は送信側から送信される通信信号の変調速度を予め知っ
ておかなければならず、送信側が任意に変調速度を変更
したり、送信側が未知の場合、受信信号を復調できない
等の問題点があった。
【０００５】この発明は、上記のような問題点を解消す
るためになされたもので、受信した信号の変調速度を自
動的に推定できるディジタル通信受信装置を提供するこ
とを目的とする。
るためになされたもので、受信した信号の変調速度を自
動的に推定できるディジタル通信受信装置を提供するこ
とを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】請求項１のディジタル通
信受信装置は、ディジタル無線変調された通信信号を受
信アンテナで受信し、受信機の出力信号を復調器で復調
するものにおいて、入力信号の包絡線を検出する包絡線
検波手段と、包絡線から包絡線の振幅値が局所的に減衰
した点と判断するための閾値を求めることにより変調速
度を算出し、変調速度情報を前記復調器へ出力する変調
速度推定手段とを備えたことを特徴とする。
信受信装置は、ディジタル無線変調された通信信号を受
信アンテナで受信し、受信機の出力信号を復調器で復調
するものにおいて、入力信号の包絡線を検出する包絡線
検波手段と、包絡線から包絡線の振幅値が局所的に減衰
した点と判断するための閾値を求めることにより変調速
度を算出し、変調速度情報を前記復調器へ出力する変調
速度推定手段とを備えたことを特徴とする。
【０００７】請求項２のディジタル通信受信装置は、請
求項１記載のものにおいて、受信信号の包絡線を検出後
に単純移動平均法を用いた雑音除去処理を行う雑音除去
処理手段を備えたことを特徴とする。
求項１記載のものにおいて、受信信号の包絡線を検出後
に単純移動平均法を用いた雑音除去処理を行う雑音除去
処理手段を備えたことを特徴とする。
【０００８】請求項３のディジタル通信受信装置は、請
求項１記載のものにおいて、受信信号の包絡線を検出後
に適応移動平均法を用いた雑音除去処理を行う雑音除去
処理手段を備えたことを特徴とする。
求項１記載のものにおいて、受信信号の包絡線を検出後
に適応移動平均法を用いた雑音除去処理を行う雑音除去
処理手段を備えたことを特徴とする。
【０００９】請求項４のディジタル通信受信装置は、請
求項１記載のものにおいて、受信信号の包絡線検出前に
単純移動平均法を用いた雑音除去処理を行う雑音除去処
理手段を備えたことを特徴とする。
求項１記載のものにおいて、受信信号の包絡線検出前に
単純移動平均法を用いた雑音除去処理を行う雑音除去処
理手段を備えたことを特徴とする。
【００１０】請求項５のディジタル通信受信装置は、請
求項１記載のものにおいて、受信信号の包絡線検出前に
チェビシェフ関数を用いた周波数領域法による雑音除去
処理を行うチェビシェフ多項式を用いた周波数領域処理
手段を備えたことを特徴とする。
求項１記載のものにおいて、受信信号の包絡線検出前に
チェビシェフ関数を用いた周波数領域法による雑音除去
処理を行うチェビシェフ多項式を用いた周波数領域処理
手段を備えたことを特徴とする。
【００１１】請求項６のディジタル通信受信装置は、請
求項１記載のものにおいて、受信信号の包絡線検出前に
ＳＩＮＣ関数を用いた周波数領域法による雑音除去処理
を行うＳＩＮＣ関数を用いた周波数領域処理手段を備え
たことを特徴とする。
求項１記載のものにおいて、受信信号の包絡線検出前に
ＳＩＮＣ関数を用いた周波数領域法による雑音除去処理
を行うＳＩＮＣ関数を用いた周波数領域処理手段を備え
たことを特徴とする。
【００１２】請求項７のディジタル通信受信装置は、請
求項１記載のものにおいて、受信信号の包絡線検出前に
バタワース多項式を用いた周波数領域法による雑音除去
処理を行うバタワース多項式を用いた周波数領域処理手
段を備えたことを特徴とする。
求項１記載のものにおいて、受信信号の包絡線検出前に
バタワース多項式を用いた周波数領域法による雑音除去
処理を行うバタワース多項式を用いた周波数領域処理手
段を備えたことを特徴とする。
【００１３】請求項８のディジタル通信受信装置は、請
求項１記載のものにおいて、受信信号の包絡線検出前に
適応雑音除去手法による雑音除去処理を行う雑音除去処
理手段を備えたことを特徴とする。
求項１記載のものにおいて、受信信号の包絡線検出前に
適応雑音除去手法による雑音除去処理を行う雑音除去処
理手段を備えたことを特徴とする。
【００１４】請求項９のディジタル通信受信装置は、請
求項１記載のものにおいて、変調速度推定後、推定結果
を帯域制限フィルタ選択手段へ入力することを特徴とす
る。
求項１記載のものにおいて、変調速度推定後、推定結果
を帯域制限フィルタ選択手段へ入力することを特徴とす
る。
【００１５】
【００１６】
実施の形態１．以下、この発明の実施の形態１を図につ
いて説明する。図１はこの発明の実施の形態１によるデ
ィジタル通信受信装置の変調速度推定を示す構成図であ
る。図において、１〜３は従来の装置と全く同一のもの
である。４は入力信号Ｕ（Ｋ）の包絡線Ｅ（Ｋ）を検出
する包絡線検波手段、５は検出された包絡線Ｅ（Ｋ）か
ら変調速度を算出し、変調速度情報を復調器３へ出力す
る変調速度推定手段である。
いて説明する。図１はこの発明の実施の形態１によるデ
ィジタル通信受信装置の変調速度推定を示す構成図であ
る。図において、１〜３は従来の装置と全く同一のもの
である。４は入力信号Ｕ（Ｋ）の包絡線Ｅ（Ｋ）を検出
する包絡線検波手段、５は検出された包絡線Ｅ（Ｋ）か
ら変調速度を算出し、変調速度情報を復調器３へ出力す
る変調速度推定手段である。
【００１７】次に動作について図２のフローチャート図
により説明する。入力信号Ｕ（Ｋ）は受信機２より出力
されるディジタル化された複素信号であり、ステップＳ
Ｔ１において包絡線検波手段４により包絡線の時間波形
Ｅ（Ｋ）を計算し出力する。ここで、Ｋはディジタル信
号の時間を示す因子である。この包絡線の時間波形Ｅ
（Ｋ）の導出は下記の式（１）による。式中、＊は共役
複素数を表す。
により説明する。入力信号Ｕ（Ｋ）は受信機２より出力
されるディジタル化された複素信号であり、ステップＳ
Ｔ１において包絡線検波手段４により包絡線の時間波形
Ｅ（Ｋ）を計算し出力する。ここで、Ｋはディジタル信
号の時間を示す因子である。この包絡線の時間波形Ｅ
（Ｋ）の導出は下記の式（１）による。式中、＊は共役
複素数を表す。
【００１８】
【数１】
【００１９】次に変調速度推定手段５は、包絡線の時間
波形Ｅ（Ｋ）を用いて変調速度を算出する前処理として
ステップＳＴ２において包絡線の時間波形の振幅値から
算出する平均値Ａを式（２）を用いて導出する。
波形Ｅ（Ｋ）を用いて変調速度を算出する前処理として
ステップＳＴ２において包絡線の時間波形の振幅値から
算出する平均値Ａを式（２）を用いて導出する。
【００２０】
【数２】
【００２１】ステップＳＴ３において最大値Ｍを包絡線
の時間波形Ｅ（Ｋ）の振幅値で、最大の値とする。
の時間波形Ｅ（Ｋ）の振幅値で、最大の値とする。
【００２２】次に、包絡線の振幅値が局所的に減衰した
点と判断するための閾値Ｔを先に求めた平均値Ａと最大
値Ｍを用いてステップＳＴ４において算出する。導出は
下記の式（３）による。
点と判断するための閾値Ｔを先に求めた平均値Ａと最大
値Ｍを用いてステップＳＴ４において算出する。導出は
下記の式（３）による。
【００２３】
【数３】
【００２４】包絡線の時間波形Ｅ（Ｋ）の振幅値の内、
Ｅ（Ｋ）＜Ｔを満たす区間を検出する。図３に示すＥ
（Ｋ）＞Ｔ≧Ｅ（Ｋ＋１）でＫ＝Ｘiとし、Ｅ（Ｋ）≦
Ｔ＜Ｅ（Ｋ＋１）でＫ＝Ｙiとなる時間点Ｘi，Ｙi（Ｘi
＜Ｙi、〔ｉ＝１，２，・・・〕）を検出し、その中点
Ｃiを包絡線Ｅ（Ｋ）の局所減衰点とする。Ｃiは式
（４）により導出する。
Ｅ（Ｋ）＜Ｔを満たす区間を検出する。図３に示すＥ
（Ｋ）＞Ｔ≧Ｅ（Ｋ＋１）でＫ＝Ｘiとし、Ｅ（Ｋ）≦
Ｔ＜Ｅ（Ｋ＋１）でＫ＝Ｙiとなる時間点Ｘi，Ｙi（Ｘi
＜Ｙi、〔ｉ＝１，２，・・・〕）を検出し、その中点
Ｃiを包絡線Ｅ（Ｋ）の局所減衰点とする。Ｃiは式
（４）により導出する。
【００２５】
【数４】
【００２６】ステップＳＴ６においてＥ（Ｋ）＜Ｔを満
たす中点の系列Ｃiの間隔幅Ｄi（Ｄi＝Ｃi+1−Ｃi）の
内、最高頻度でかつ最小間隔Ｐを検出する。
たす中点の系列Ｃiの間隔幅Ｄi（Ｄi＝Ｃi+1−Ｃi）の
内、最高頻度でかつ最小間隔Ｐを検出する。
【００２７】ステップＳＴ７において変調速度Ｂは、Ｐ
を用いて式（５）により導出される。
を用いて式（５）により導出される。
【００２８】
【数５】
【００２９】変調速度推定手段５は、変調速度Ｂを復調
器３へ出力し、復調器３は変調速度Ｂを復調諸元として
利用し受信信号を復調する。
器３へ出力し、復調器３は変調速度Ｂを復調諸元として
利用し受信信号を復調する。
【００３０】また上記実施の形態では、閾値Ｔの算出に
式（３）を用いる方式を示したが、固定値を設定する方
法でも良く、同様の効果を得ることができる。
式（３）を用いる方式を示したが、固定値を設定する方
法でも良く、同様の効果を得ることができる。
【００３１】実施の形態２．上記実施の形態１では受信
信号から包絡線を検出した後、直接変調速度を算出した
が、図４に示すように包絡線検出の後に単純移動平均法
を用いた雑音除去処理を実施することにより、包絡線に
生じた歪みを抑圧し、変調速度推定性能を向上すること
ができる。
信号から包絡線を検出した後、直接変調速度を算出した
が、図４に示すように包絡線検出の後に単純移動平均法
を用いた雑音除去処理を実施することにより、包絡線に
生じた歪みを抑圧し、変調速度推定性能を向上すること
ができる。
【００３２】以下、図４によりこの実施の形態２につい
て説明する。図４において、６は単純移動平均法を用い
た雑音除去処理手段である。
て説明する。図４において、６は単純移動平均法を用い
た雑音除去処理手段である。
【００３３】次に動作について図５のフローチャート図
により説明する。上記実施の形態１と同様に、ステップ
ＳＴ８において包絡線の時間波形Ｅ（Ｋ）を検出し、雑
音除去処理手段へ入力する。ステップＳＴ９において、
包絡線の時間波形Ｅ（Ｋ）を雑音除去処理手段６へ通過
させることにより、雑音成分の抑圧された出力Ｖ2
（Ｌ）を得る。ここで、時間Ｋは雑音除去処理手段６へ
の入力を基準とし、時間Ｌは雑音除去処理手段６の出力
を基準とした時間因子である。雑音除去処理手段６はス
テップＳＴ９において、例えば式（６）に示す単純移動
平均法により雑音を抑圧することができる。
により説明する。上記実施の形態１と同様に、ステップ
ＳＴ８において包絡線の時間波形Ｅ（Ｋ）を検出し、雑
音除去処理手段へ入力する。ステップＳＴ９において、
包絡線の時間波形Ｅ（Ｋ）を雑音除去処理手段６へ通過
させることにより、雑音成分の抑圧された出力Ｖ2
（Ｌ）を得る。ここで、時間Ｋは雑音除去処理手段６へ
の入力を基準とし、時間Ｌは雑音除去処理手段６の出力
を基準とした時間因子である。雑音除去処理手段６はス
テップＳＴ９において、例えば式（６）に示す単純移動
平均法により雑音を抑圧することができる。
【００３４】
【数６】
【００３５】ステップＳＴ１０からＳＴ１５において
は、実施の形態１におけるステップＳＴ２からＳＴ７と
同様の変調速度算出を行う。
は、実施の形態１におけるステップＳＴ２からＳＴ７と
同様の変調速度算出を行う。
【００３６】これにより、包絡線の時間波形に生じた振
幅値の歪みが抑圧され、歪みにより誤って検出してしま
う伝送データのシンボルの変化点を検出せずに測定する
ことができる。
幅値の歪みが抑圧され、歪みにより誤って検出してしま
う伝送データのシンボルの変化点を検出せずに測定する
ことができる。
【００３７】実施の形態３．実施の形態２では受信信号
から包絡線を検出した後、単純移動平均法を用いて包絡
線に生じた歪みを抑圧し、直接変調速度を算出したが、
図６に示すように包絡線検出の後に適応雑音除去法を用
いた雑音除去処理を実施し、変調速度推定性能を向上す
ることができる。
から包絡線を検出した後、単純移動平均法を用いて包絡
線に生じた歪みを抑圧し、直接変調速度を算出したが、
図６に示すように包絡線検出の後に適応雑音除去法を用
いた雑音除去処理を実施し、変調速度推定性能を向上す
ることができる。
【００３８】以下、図６によりこの実施の形態３につい
て説明する。図６において、６は適応雑音除去法を用い
た雑音除去処理手段である。
て説明する。図６において、６は適応雑音除去法を用い
た雑音除去処理手段である。
【００３９】次に動作について図７のフローチャート図
により説明する。実施の形態１同様に、ステップＳＴ１
６において包絡線の時間波形Ｅ（Ｋ）を検出し、雑音除
去手段６へ入力する。ステップＳＴ１７において、包絡
線の時間波形Ｅ（Ｋ）を雑音除去手段６へ通過させるこ
とにより、雑音成分の抑圧された出力Ｖ3 （Ｌ）を得
る。ここで、時間Ｋは雑音除去手段６への入力を基準と
し、時間Ｌは雑音除去手段６の出力を基準とした時間因
子である。適応雑音除去法を用いた雑音除去手段６はス
テップＳＴ１７において、例えば式（７）に示す最小２
乗法により歪みを抑圧することができる。
により説明する。実施の形態１同様に、ステップＳＴ１
６において包絡線の時間波形Ｅ（Ｋ）を検出し、雑音除
去手段６へ入力する。ステップＳＴ１７において、包絡
線の時間波形Ｅ（Ｋ）を雑音除去手段６へ通過させるこ
とにより、雑音成分の抑圧された出力Ｖ3 （Ｌ）を得
る。ここで、時間Ｋは雑音除去手段６への入力を基準と
し、時間Ｌは雑音除去手段６の出力を基準とした時間因
子である。適応雑音除去法を用いた雑音除去手段６はス
テップＳＴ１７において、例えば式（７）に示す最小２
乗法により歪みを抑圧することができる。
【００４０】
【数７】
【００４１】式（７）のタップ係数は時間と共に、式
（８）に従い更新される。
（８）に従い更新される。
【００４２】
【数８】
【００４３】ステップＳＴ１８からＳＴ２３において
は、実施の形態１と同様の変調速度算出を行う。
は、実施の形態１と同様の変調速度算出を行う。
【００４４】これにより、包絡線の時間波形に生じた振
幅値の歪みが抑圧され、歪みにより誤って検出してしま
う伝送データのシンボルの変化点を検出せずに測定する
ことができる。
幅値の歪みが抑圧され、歪みにより誤って検出してしま
う伝送データのシンボルの変化点を検出せずに測定する
ことができる。
【００４５】また、実施の形態３では雑音除去処理手段
に最小２乗法のアルゴリズムを用いた場合について説明
したが、ＷｉｅｎｅｒフィルタやＳＥＲ（Ｓｅｑｕｅｎ
ｔｉａｌ−Ｒｅｇｒｅｓｓｉｏｎ）アルゴリズムであっ
ても良く、実施の形態３と同様の効果を得ることができ
る。
に最小２乗法のアルゴリズムを用いた場合について説明
したが、ＷｉｅｎｅｒフィルタやＳＥＲ（Ｓｅｑｕｅｎ
ｔｉａｌ−Ｒｅｇｒｅｓｓｉｏｎ）アルゴリズムであっ
ても良く、実施の形態３と同様の効果を得ることができ
る。
【００４６】実施の形態４．実施の形態２では受信信号
から包絡線を検出した後に単純移動平均法を用いた雑音
除去処理を実施したが、図８に示すように包絡線検出の
前に単純移動平均法を用いた雑音除去処理を実施するこ
とにより、受信信号に付加された雑音を抑圧し、変調速
度推定性能を向上することができる。
から包絡線を検出した後に単純移動平均法を用いた雑音
除去処理を実施したが、図８に示すように包絡線検出の
前に単純移動平均法を用いた雑音除去処理を実施するこ
とにより、受信信号に付加された雑音を抑圧し、変調速
度推定性能を向上することができる。
【００４７】以下、図８により実施の形態４について説
明する。雑音除去処理手段６が包絡線検波手段４の前に
設けられている。
明する。雑音除去処理手段６が包絡線検波手段４の前に
設けられている。
【００４８】次に動作について図９のフローチャート図
により説明する。ステップＳＴ２４において、入力信号
Ｕ（Ｋ）を単純移動平均化処理手段６へ通過させること
により、雑音成分の抑圧された出力Ｖ4（Ｌ）を得る。
ここで、時間Ｋは単純移動平均化処理手段６への入力を
基準とし、時間Ｌは単純移動平均化処理手段６の出力を
基準とした時間因子である。ステップＳＴ２５において
包絡線の時間波形ＥD（Ｌ）を検出し、変調速度推定手
段へ入力する。雑音除去処理手段６はステップＳＴ２４
における、例えば式（９）に示す単純移動平均化法によ
り雑音を抑圧することができる。
により説明する。ステップＳＴ２４において、入力信号
Ｕ（Ｋ）を単純移動平均化処理手段６へ通過させること
により、雑音成分の抑圧された出力Ｖ4（Ｌ）を得る。
ここで、時間Ｋは単純移動平均化処理手段６への入力を
基準とし、時間Ｌは単純移動平均化処理手段６の出力を
基準とした時間因子である。ステップＳＴ２５において
包絡線の時間波形ＥD（Ｌ）を検出し、変調速度推定手
段へ入力する。雑音除去処理手段６はステップＳＴ２４
における、例えば式（９）に示す単純移動平均化法によ
り雑音を抑圧することができる。
【００４９】
【数９】
【００５０】ステップＳＴ２６からＳＴ３１において
は、実施の形態１と同様の変調速度算出を行う。
は、実施の形態１と同様の変調速度算出を行う。
【００５１】これにより、包絡線の時間波形に付加され
た雑音による振幅値の変動が抑圧され、雑音の影響によ
り誤って検出してしまう伝送データのシンボルの変化点
を検出せずに測定することができる。
た雑音による振幅値の変動が抑圧され、雑音の影響によ
り誤って検出してしまう伝送データのシンボルの変化点
を検出せずに測定することができる。
【００５２】実施の形態５．実施の形態３では受信信号
から包絡線を検出した後に最小２乗法を用いた雑音除去
処理を実施したが、図１０に示すように包絡線検出の前
にチェビシェフ関数を用いた周波数領域法による雑音除
去処理を実施することにより、受信信号に付加された雑
音を抑圧し、変調速度推定性能を向上することができ
る。
から包絡線を検出した後に最小２乗法を用いた雑音除去
処理を実施したが、図１０に示すように包絡線検出の前
にチェビシェフ関数を用いた周波数領域法による雑音除
去処理を実施することにより、受信信号に付加された雑
音を抑圧し、変調速度推定性能を向上することができ
る。
【００５３】以下、図１０により実施の形態５について
説明する。図１０において、７はフーリエ変換手段、８
はチェビシェフ関数生成手段、９はチェビシェフ多項式
を用いた周波数領域処理手段、１０は逆フーリエ変換手
段である。
説明する。図１０において、７はフーリエ変換手段、８
はチェビシェフ関数生成手段、９はチェビシェフ多項式
を用いた周波数領域処理手段、１０は逆フーリエ変換手
段である。
【００５４】次に動作について図１１のフローチャート
図により説明する。ステップＳＴ３２において、チェビ
シェフ多項式Ｃh（Ｒ）を得る。ここで、Ｒは周波数因
子である。チェビシェフ多項式Ｃh（Ｒ）は、式（１
０）で得る。
図により説明する。ステップＳＴ３２において、チェビ
シェフ多項式Ｃh（Ｒ）を得る。ここで、Ｒは周波数因
子である。チェビシェフ多項式Ｃh（Ｒ）は、式（１
０）で得る。
【００５５】
【数１０】
【００５６】式（１０）のＣnは、多項式で表され、式
（１１）で得る。
（１１）で得る。
【００５７】
【数１１】
【００５８】ステップＳＴ３３において、フーリエ変換
により受信信号を周波数帯域へ変換したＦ（Ｒ）を得
る。ステップＳＴ３４において、チェビシェフ多項式を
用いた周波数領域処理手段へ通過させることにより、雑
音成分の抑圧されたＧ0（Ｒ）を得る。
により受信信号を周波数帯域へ変換したＦ（Ｒ）を得
る。ステップＳＴ３４において、チェビシェフ多項式を
用いた周波数領域処理手段へ通過させることにより、雑
音成分の抑圧されたＧ0（Ｒ）を得る。
【００５９】チェビシェフ多項式を用いた周波数領域処
理手段９はステップＳＴ３４における、例えば式（１
２）により雑音を抑圧することができる。
理手段９はステップＳＴ３４における、例えば式（１
２）により雑音を抑圧することができる。
【００６０】
【数１２】
【００６１】ステップＳＴ３５において、逆フーリエ変
換により時間領域へ変換した波形Ｖ5（Ｌ）を得る。ス
テップＳＴ３６からＳＴ４２においては、実施の形態１
と同様の変調速度算出を行う。
換により時間領域へ変換した波形Ｖ5（Ｌ）を得る。ス
テップＳＴ３６からＳＴ４２においては、実施の形態１
と同様の変調速度算出を行う。
【００６２】これにより、包絡線の時間波形に付加され
た雑音による振幅値の変動が抑圧され、雑音の影響によ
り誤って検出してしまう伝送データのシンボルの変化点
を検出せずに測定することができる。
た雑音による振幅値の変動が抑圧され、雑音の影響によ
り誤って検出してしまう伝送データのシンボルの変化点
を検出せずに測定することができる。
【００６３】また、実施の形態５ではチェビシェフ多項
式の次数を変えた場合についても、実施の形態５と同様
の効果を得ることができる。
式の次数を変えた場合についても、実施の形態５と同様
の効果を得ることができる。
【００６４】実施の形態６．実施の形態５では受信信号
から包絡線を検出する前にチェビシェフ関数を用いた周
波数領域法による雑音除去処理を実施したが、図１２に
示すように包絡線検出の前にＳＩＮＣ関数を用いた周波
数領域法による雑音除去処理を実施することにより、受
信したディジタル信号から雑音を除去し、変調速度推定
性能を向上することができる。
から包絡線を検出する前にチェビシェフ関数を用いた周
波数領域法による雑音除去処理を実施したが、図１２に
示すように包絡線検出の前にＳＩＮＣ関数を用いた周波
数領域法による雑音除去処理を実施することにより、受
信したディジタル信号から雑音を除去し、変調速度推定
性能を向上することができる。
【００６５】以下、図１２により実施の形態６の発明に
ついて説明する。図１２において、１１はＳＩＮＣ関数
生成手段、１２はＳＩＮＣ関数を用いた周波数領域処理
手段である。
ついて説明する。図１２において、１１はＳＩＮＣ関数
生成手段、１２はＳＩＮＣ関数を用いた周波数領域処理
手段である。
【００６６】次に動作について図１３のフローチャート
図により説明する。ステップＳＴ４３において、ＳＩＮ
Ｃ関数Ｓ（Ｋ）を得る。ＳＩＮＣ関数Ｓ（Ｋ）を式（１
３）に示す。
図により説明する。ステップＳＴ４３において、ＳＩＮ
Ｃ関数Ｓ（Ｋ）を得る。ＳＩＮＣ関数Ｓ（Ｋ）を式（１
３）に示す。
【００６７】
【数１３】
【００６８】ステップＳＴ４４において、フーリエ変換
により入力信号を周波数帯域へ変換した波形Ｆ（Ｒ）、
ＳＩＮＣ関数を周波数帯域へ変換した波形Ｗ1（Ｒ）を
得る。ステップＳＴ４５において、ＳＩＮＣ関数を用い
た周波数領域処理手段へ通過させることにより、雑音成
分の抑圧された出力Ｇ1（Ｒ）を得る。ここで、時間Ｌ
はフーリエ変換処理手段への入力を基準とした時間因子
で、周波数Ｒはフーリエ変換処理手段の出力を基準とし
た周波数因子である。ＳＩＮＣ関数を用いた周波数領域
処理手段はステップＳＴ４５における、例えば式（１
４）により雑音を抑圧することができる。
により入力信号を周波数帯域へ変換した波形Ｆ（Ｒ）、
ＳＩＮＣ関数を周波数帯域へ変換した波形Ｗ1（Ｒ）を
得る。ステップＳＴ４５において、ＳＩＮＣ関数を用い
た周波数領域処理手段へ通過させることにより、雑音成
分の抑圧された出力Ｇ1（Ｒ）を得る。ここで、時間Ｌ
はフーリエ変換処理手段への入力を基準とした時間因子
で、周波数Ｒはフーリエ変換処理手段の出力を基準とし
た周波数因子である。ＳＩＮＣ関数を用いた周波数領域
処理手段はステップＳＴ４５における、例えば式（１
４）により雑音を抑圧することができる。
【００６９】
【数１４】
【００７０】ステップＳＴ４６において、逆フーリエ変
換により時間領域へ変換した波形Ｖ6（Ｌ）を得る。ス
テップＳＴ４８からＳＴ５３においては、実施の形態１
と同様の変調速度算出を行う。
換により時間領域へ変換した波形Ｖ6（Ｌ）を得る。ス
テップＳＴ４８からＳＴ５３においては、実施の形態１
と同様の変調速度算出を行う。
【００７１】これにより、包絡線の時間波形に付加され
た雑音による振幅値の変動が抑圧され、雑音の影響によ
り誤って検出してしまう伝送データのシンボルの変化点
を検出せずに測定することができる。
た雑音による振幅値の変動が抑圧され、雑音の影響によ
り誤って検出してしまう伝送データのシンボルの変化点
を検出せずに測定することができる。
【００７２】実施の形態７．実施の形態６では受信信号
から包絡線を検出する前にＳＩＮＣ関数を用いた周波数
領域法による雑音除去処理を実施したが、図１４に示す
ように包絡線検出の前にバタワース多項式を用いた周波
数領域法による雑音除去処理を実施することにより、受
信したディジタル信号から雑音を除去し、変調速度推定
性能を向上することができる。
から包絡線を検出する前にＳＩＮＣ関数を用いた周波数
領域法による雑音除去処理を実施したが、図１４に示す
ように包絡線検出の前にバタワース多項式を用いた周波
数領域法による雑音除去処理を実施することにより、受
信したディジタル信号から雑音を除去し、変調速度推定
性能を向上することができる。
【００７３】以下、図１４によりこの実施の形態７につ
いて説明する。図１４において、１３はバタワース関数
生成手段、１４はバタワース多項式を用いた周波数領域
処理手段である。
いて説明する。図１４において、１３はバタワース関数
生成手段、１４はバタワース多項式を用いた周波数領域
処理手段である。
【００７４】次に動作について図１５のフローチャート
図により説明する。ステップＳＴ５４において、バタワ
ース多項式Ｂ（Ｒ）を得る。バタワース多項式Ｂ（Ｒ）
は、式（１５）で得る。
図により説明する。ステップＳＴ５４において、バタワ
ース多項式Ｂ（Ｒ）を得る。バタワース多項式Ｂ（Ｒ）
は、式（１５）で得る。
【００７５】
【数１５】
【００７６】ステップＳＴ５５において、フーリエ変換
により受信信号を周波数帯域へ変換した波形Ｆ（Ｒ）、
を得る。ステップＳＴ５６において、バタワース多項式
を用いた周波数領域処理手段１４へ通過させることによ
り、雑音成分の抑圧された出力Ｇ2（Ｒ）を得る。バタ
ワース多項式を用いた周波数領域処理手段はステップＳ
Ｔ５６における、例えば式（１６）により雑音を抑圧す
ることができる。
により受信信号を周波数帯域へ変換した波形Ｆ（Ｒ）、
を得る。ステップＳＴ５６において、バタワース多項式
を用いた周波数領域処理手段１４へ通過させることによ
り、雑音成分の抑圧された出力Ｇ2（Ｒ）を得る。バタ
ワース多項式を用いた周波数領域処理手段はステップＳ
Ｔ５６における、例えば式（１６）により雑音を抑圧す
ることができる。
【００７７】
【数１６】
【００７８】ステップＳＴ５７において、逆フーリエ変
換により時間領域へ変換した波形Ｖ7（Ｌ）を得る。ス
テップＳＴ５８からＳＴ６４においては、実施の形態１
と同様の変調速度算出を行う。
換により時間領域へ変換した波形Ｖ7（Ｌ）を得る。ス
テップＳＴ５８からＳＴ６４においては、実施の形態１
と同様の変調速度算出を行う。
【００７９】これにより、包絡線の時間波形に付加され
た雑音による振幅値の変動が抑圧され、雑音の影響によ
り誤って検出してしまう伝送データのシンボルの変化点
を検出せずに測定することができる。
た雑音による振幅値の変動が抑圧され、雑音の影響によ
り誤って検出してしまう伝送データのシンボルの変化点
を検出せずに測定することができる。
【００８０】また、実施の形態７ではバタワース多項式
の次数を変えた場合についても、実施の形態７と同様の
効果を得ることができる。
の次数を変えた場合についても、実施の形態７と同様の
効果を得ることができる。
【００８１】実施の形態５から実施の形態７において、
周波数領域法の手段として、バタワース多項式、ＳＩＮ
Ｃ関数、チェビシェフ関数を用いた場合について説明し
たが、矩形フィルタ等の他のディジタルフィルタを用い
ても良く、実施の形態５から実施の形態７と同様の効果
を得ることができる。
周波数領域法の手段として、バタワース多項式、ＳＩＮ
Ｃ関数、チェビシェフ関数を用いた場合について説明し
たが、矩形フィルタ等の他のディジタルフィルタを用い
ても良く、実施の形態５から実施の形態７と同様の効果
を得ることができる。
【００８２】実施の形態８．実施の形態７では受信信号
から包絡線を検出する前に周波数領域法を用いた雑音除
去処理を実施したが、図１６に示すように包絡線検出の
前に適応雑音除去手法による雑音除去処理を実施するこ
とにより、受信したディジタル信号から雑音を除去し、
変調速度推定性能を向上することができる。
から包絡線を検出する前に周波数領域法を用いた雑音除
去処理を実施したが、図１６に示すように包絡線検出の
前に適応雑音除去手法による雑音除去処理を実施するこ
とにより、受信したディジタル信号から雑音を除去し、
変調速度推定性能を向上することができる。
【００８３】次に動作について図１７のフローチャート
図により説明する。ステップＳＴ６５において、入力信
号Ｕ（Ｋ）を雑音除去手段６へ通過させることにより、
雑音成分の抑圧された出力Ｖ8 （Ｌ）を得る。ここで、
時間Ｋは雑音除去手段６への入力を基準とし、時間Ｌは
雑音除去手段６への入力を基準とした時間因子である。
雑音除去手段６は、例えば式（１７）に示す最小２乗法
により雑音を抑圧することができる。
図により説明する。ステップＳＴ６５において、入力信
号Ｕ（Ｋ）を雑音除去手段６へ通過させることにより、
雑音成分の抑圧された出力Ｖ8 （Ｌ）を得る。ここで、
時間Ｋは雑音除去手段６への入力を基準とし、時間Ｌは
雑音除去手段６への入力を基準とした時間因子である。
雑音除去手段６は、例えば式（１７）に示す最小２乗法
により雑音を抑圧することができる。
【００８４】
【数１７】
【００８５】式（１７）のタップ係数は時間と共に、式
（１８）に従い更新される。
（１８）に従い更新される。
【００８６】
【数１８】
【００８７】ステップＳＴ６７からＳＴ７２において
は、実施の形態１と同様の変調速度算出を行う。
は、実施の形態１と同様の変調速度算出を行う。
【００８８】これにより、包絡線の時間波形に付加され
た雑音による振幅値の変動が抑圧され、雑音の影響によ
り誤って検出してしまう伝送データのシンボルの変化点
を検出せずに測定することができる。
た雑音による振幅値の変動が抑圧され、雑音の影響によ
り誤って検出してしまう伝送データのシンボルの変化点
を検出せずに測定することができる。
【００８９】また、実施の形態８では雑音除去処理手段
に最小２乗法のアルゴリズムを用いた場合について説明
したが、ＷｉｅｎｅｒフィルタやＳＥＲ（Ｓｅｑｕｅｎ
ｔｉａｌ−Ｒｅｇｒｅｓｓｉｏｎ）アルゴリズムであっ
ても良く、実施の形態８と同様の効果を得ることができ
る。
に最小２乗法のアルゴリズムを用いた場合について説明
したが、ＷｉｅｎｅｒフィルタやＳＥＲ（Ｓｅｑｕｅｎ
ｔｉａｌ−Ｒｅｇｒｅｓｓｉｏｎ）アルゴリズムであっ
ても良く、実施の形態８と同様の効果を得ることができ
る。
【００９０】実施の形態９．実施の形態１では変調速度
推定後、推定結果を復調器へのみ入力していたが、推定
結果を帯域制限フィルタ選択手段へ入力し、帯域制限フ
ィルタの選択要因として用い、その結果をもとに受信信
号を最適な帯域制限フィルタに通過させることにより復
調性能を向上することができる。但し、入力信号がＦＳ
Ｋ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）
変調波〔周波数変調波〕の場合においては、占有帯域幅
は変調度に依存するため、変調速度からは推定できな
い。従って、本実施の形態から入力信号がＦＳＫ変調波
の場合を除外する。
推定後、推定結果を復調器へのみ入力していたが、推定
結果を帯域制限フィルタ選択手段へ入力し、帯域制限フ
ィルタの選択要因として用い、その結果をもとに受信信
号を最適な帯域制限フィルタに通過させることにより復
調性能を向上することができる。但し、入力信号がＦＳ
Ｋ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）
変調波〔周波数変調波〕の場合においては、占有帯域幅
は変調度に依存するため、変調速度からは推定できな
い。従って、本実施の形態から入力信号がＦＳＫ変調波
の場合を除外する。
【００９１】以下、図１８により実施の形態９について
説明する。図１８において、１５は帯域制限フィルタ選
択手段である。
説明する。図１８において、１５は帯域制限フィルタ選
択手段である。
【００９２】次に動作について図１９のフローチャート
図により説明する。ステップＳＴ７３からＳＴ７５にお
いては、実施の形態１と同様の処理を行っている。ステ
ップＳＴ７５にて推定した変調速度を基にＳＴ７６では
入力信号の占有帯域を推定する。ステップＳＴ７７にて
推定した占有帯域に応じた帯域制限フィルタをＳＴ７８
にて採用することで入力信号に混在している雑音を効果
的に除去することができ、復調能力を向上させることが
できる。
図により説明する。ステップＳＴ７３からＳＴ７５にお
いては、実施の形態１と同様の処理を行っている。ステ
ップＳＴ７５にて推定した変調速度を基にＳＴ７６では
入力信号の占有帯域を推定する。ステップＳＴ７７にて
推定した占有帯域に応じた帯域制限フィルタをＳＴ７８
にて採用することで入力信号に混在している雑音を効果
的に除去することができ、復調能力を向上させることが
できる。
【００９３】実施の形態１０．実施の形態１では、受信
信号から直接変調速度を推定していたが、スペクトラム
・アナライザ等の測定器を用いることで入力信号の概略
占有帯域幅を推定することができるため、ＦＳＫ変調波
の場合においては、変調速度推定結果から変調度を推定
することができる。
信号から直接変調速度を推定していたが、スペクトラム
・アナライザ等の測定器を用いることで入力信号の概略
占有帯域幅を推定することができるため、ＦＳＫ変調波
の場合においては、変調速度推定結果から変調度を推定
することができる。
【００９４】以下、図２０によりこの実施の形態１０に
ついて説明する。図２０において、１６は占有帯域幅推
定手段、１７は変調度推定手段である。
ついて説明する。図２０において、１６は占有帯域幅推
定手段、１７は変調度推定手段である。
【００９５】次に動作について図２１のフローチャート
図により説明する。ステップＳＴ７９にて受信した入力
信号に対して、ＳＴ８０及びＳＴ８１にてそれぞれ処理
を行う。ステップＳＴ８０において、スペクトラム・ア
ナライザ等を用いて周波数スペクトルから概略の占有帯
域幅：Ｗ〔Ｈｚ〕を推定する。ステップＳＴ８１からＳ
Ｔ８２においては、実施の形態１と同様の処理を行い変
調速度：Ｖ〔ｂａｕｄ〕を推定する。ステップＳＴ８３
において、式（１９）から変調度：Ｍを推定できる。
図により説明する。ステップＳＴ７９にて受信した入力
信号に対して、ＳＴ８０及びＳＴ８１にてそれぞれ処理
を行う。ステップＳＴ８０において、スペクトラム・ア
ナライザ等を用いて周波数スペクトルから概略の占有帯
域幅：Ｗ〔Ｈｚ〕を推定する。ステップＳＴ８１からＳ
Ｔ８２においては、実施の形態１と同様の処理を行い変
調速度：Ｖ〔ｂａｕｄ〕を推定する。ステップＳＴ８３
において、式（１９）から変調度：Ｍを推定できる。
【００９６】
【数１９】
【００９７】
【発明の効果】この発明によれば、入力信号から算出し
た包絡線に現れる伝送データのシンボルの変化点から変
調速度を推定できるように構成したので、送信側からの
変調速度情報がなくても、変調速度を得ることができ
る。
た包絡線に現れる伝送データのシンボルの変化点から変
調速度を推定できるように構成したので、送信側からの
変調速度情報がなくても、変調速度を得ることができ
る。
【図１】 この発明の実施の形態１によるディジタル通
信受信装置の構成図である。
信受信装置の構成図である。
【図２】 この発明の実施の形態１によるディジタル通
信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
【図３】 この発明の実施の形態１によるディジタル通
信受信装置の伝送データのシンボルの変化点を表す図で
ある。
信受信装置の伝送データのシンボルの変化点を表す図で
ある。
【図４】 この発明の実施の形態２によるディジタル通
信受信装置の構成図である。
信受信装置の構成図である。
【図５】 この発明の実施の形態２によるディジタル通
信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
【図６】 この発明の実施の形態３によるディジタル通
信受信装置の構成図である。
信受信装置の構成図である。
【図７】 この発明の実施の形態３によるディジタル通
信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
【図８】 この発明の実施の形態４によるディジタル通
信受信装置の構成図である。
信受信装置の構成図である。
【図９】 この発明の実施の形態４によるディジタル通
信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
【図１０】 この発明の実施の形態５によるディジタル
通信受信装置の構成図である。
通信受信装置の構成図である。
【図１１】 この発明の実施の形態５によるディジタル
通信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
通信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
【図１２】 この発明の実施の形態６によるディジタル
通信受信装置の構成図である。
通信受信装置の構成図である。
【図１３】 この発明の実施の形態６によるディジタル
通信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
通信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
【図１４】 この発明の実施の形態７によるディジタル
通信受信装置の構成図である。
通信受信装置の構成図である。
【図１５】 この発明の実施の形態７によるディジタル
通信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
通信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
【図１６】 この発明の実施の形態８によるディジタル
通信受信装置の構成図である。
通信受信装置の構成図である。
【図１７】 この発明の実施の形態８によるディジタル
通信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
通信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
【図１８】 この発明の実施の形態９によるディジタル
通信受信装置の構成図である。
通信受信装置の構成図である。
【図１９】 この発明の実施の形態９によるディジタル
通信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
通信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
【図２０】 この発明の実施の形態１０によるディジタ
ル通信受信装置の構成図である。
ル通信受信装置の構成図である。
【図２１】 この発明の実施の形態１０によるディジタ
ル通信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
ル通信受信装置の動作を示すフローチャート図である。
【図２２】 従来のディジタル通信受信装置の構成図で
ある。
ある。
１ 受信アンテナ、２ 受信機、３ 復調器、４ 包絡
線検波手段、５ 変調速度推定手段、６ 雑音除去手
段、７ フーリエ変換手段、８ チェビシェフ関数生成
手段、９ チェビシェフ多項式を用いた周波数領域処理
手段、１０ 逆フーリエ変換手段、１１ ＳＩＮＣ関数
生成手段、１２ ＳＩＮＣ関数を用いた周波数領域処理
手段、１３ バタワース関数生成手段、１４ バタワー
ス多項式を用いた周波数領域処理手段、１５ 帯域制限
フィルタ選択手段、１６ 占有帯域幅推定手段、１７
変調度推定手段。
線検波手段、５ 変調速度推定手段、６ 雑音除去手
段、７ フーリエ変換手段、８ チェビシェフ関数生成
手段、９ チェビシェフ多項式を用いた周波数領域処理
手段、１０ 逆フーリエ変換手段、１１ ＳＩＮＣ関数
生成手段、１２ ＳＩＮＣ関数を用いた周波数領域処理
手段、１３ バタワース関数生成手段、１４ バタワー
ス多項式を用いた周波数領域処理手段、１５ 帯域制限
フィルタ選択手段、１６ 占有帯域幅推定手段、１７
変調度推定手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 若山 栄夫 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三菱電機株式会社内 (72)発明者 田中 明紀 東京都千代田区丸の内二丁目２番３号 三菱電機株式会社内 (56)参考文献 特開 平８−32635（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−218914（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−210758（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−122834（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−309508（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−122410（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−163076（ＪＰ，Ａ) 実開 昭62−186073（ＪＰ，Ｕ) 特表 昭60−500988（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/06
Claims (9)
- 【請求項１】 ディジタル無線変調された通信信号を受
信アンテナで受信し、受信機の出力信号を復調器で復調
するディジタル通信受信装置において、入力信号の包絡
線を検出する包絡線検波手段と、前記包絡線から包絡線
の振幅値が局所的に減衰した点と判断するための閾値を
求めることにより変調速度を算出し、変調速度情報を前
記復調器へ出力する変調速度推定手段とを備えたことを
特徴とするディジタル通信受信装置。 - 【請求項２】 受信信号の包絡線を検出後に単純移動平
均法を用いた雑音除去処理を行う雑音除去処理手段を備
えたことを特徴とする請求項１記載のディジタル通信受
信装置。 - 【請求項３】 受信信号の包絡線を検出後に適応移動平
均法を用いた雑音除去処理を行う雑音除去処理手段を備
えたことを特徴とする請求項１記載のディジタル通信受
信装置。 - 【請求項４】 受信信号の包絡線検出前に単純移動平均
法を用いた雑音除去処理を行う雑音除去処理手段を備え
たことを特徴とする請求項１記載のディジタル通信受信
装置。 - 【請求項５】 受信信号の包絡線検出前にチェビシェフ
関数を用いた周波数領域法による雑音除去処理を行うチ
ェビシェフ多項式を用いた周波数領域処理手段を備えた
ことを特徴とする請求項１記載のディジタル通信受信装
置。 - 【請求項６】 受信信号の包絡線検出前にＳＩＮＣ関数
を用いた周波数領域法による雑音除去処理を行うＳＩＮ
Ｃ関数を用いた周波数領域処理手段を備えたことを特徴
とする請求項１記載のディジタル通信受信装置。 - 【請求項７】 受信信号の包絡線検出前にバタワース多
項式を用いた周波数領域法による雑音除去処理を行うバ
タワース多項式を用いた周波数領域処理手段を備えたこ
とを特徴とする請求項１記載のディジタル通信受信装
置。 - 【請求項８】 受信信号の包絡線検出前に適応雑音除去
手法による雑音除去処理を行う雑音除去処理手段を備え
たことを特徴とする請求項１記載のディジタル通信受信
装置。 - 【請求項９】 変調速度推定後、推定結果を帯域制限フ
ィルタ選択手段へ入力することを特徴とする請求項１記
載のディジタル通信受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24087097A JP3273904B2 (ja) | 1997-09-05 | 1997-09-05 | ディジタル通信受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24087097A JP3273904B2 (ja) | 1997-09-05 | 1997-09-05 | ディジタル通信受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1188450A JPH1188450A (ja) | 1999-03-30 |
| JP3273904B2 true JP3273904B2 (ja) | 2002-04-15 |
Family
ID=17065932
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24087097A Expired - Lifetime JP3273904B2 (ja) | 1997-09-05 | 1997-09-05 | ディジタル通信受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3273904B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6011033B2 (ja) * | 2012-06-04 | 2016-10-19 | 日本電気株式会社 | 信号分離装置及び信号分離方法 |
-
1997
- 1997-09-05 JP JP24087097A patent/JP3273904B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1188450A (ja) | 1999-03-30 |
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