JP3257765B2 - 増幅装置 - Google Patents
増幅装置Info
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、例えば移動通
信、衛星通信、放送システムなどの共通増幅装置に適用
され、入力信号の包絡線電力尖頭値（Ｐｅａｋ Ｅｎｖ
ｅｌｏｐ Ｐｏｗｅｒ：以下ＰＥＰと記す）が平均電力
に比較して著しく大きいような信号の増幅に適する増幅
装置に関する。
信、衛星通信、放送システムなどの共通増幅装置に適用
され、入力信号の包絡線電力尖頭値（Ｐｅａｋ Ｅｎｖ
ｅｌｏｐ Ｐｏｗｅｒ：以下ＰＥＰと記す）が平均電力
に比較して著しく大きいような信号の増幅に適する増幅
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】例えばマイクロ波帯における通信、放送
に用いられる送信装置では、数ＭＨｚから約十ＭＨｚの
帯域をもつマルチキャリア信号の増幅が必要となる。マ
ルチキャリア信号のスペクトルを模式的に図１に示す。
Ｎ個のキャリア信号を中心とし、変調信号によるスペク
トラム広がりが形成された第１乃至第Ｎチャネル＃１〜
＃Ｎからなり、通常、各チャネル間間隔は等しい、マル
チキャリア信号の帯域幅Ｂは第１乃至第Ｎチャネルをカ
バーする帯域であり、その中心が中心周波数ｆoであ
る。このマルチキャリア信号では各チャネルのキャリア
の振幅、位相の条件によっては、ＰＥＰが著しく増大
し、平均電力のキャリア数（Ｎ）倍にまで達する可能性
がある。このことは送信装置で用いられる増幅器の所要
飽和出力を増大させる原因となり、送信装置の小形化、
低消費電力化の重大な妨げとなる。
に用いられる送信装置では、数ＭＨｚから約十ＭＨｚの
帯域をもつマルチキャリア信号の増幅が必要となる。マ
ルチキャリア信号のスペクトルを模式的に図１に示す。
Ｎ個のキャリア信号を中心とし、変調信号によるスペク
トラム広がりが形成された第１乃至第Ｎチャネル＃１〜
＃Ｎからなり、通常、各チャネル間間隔は等しい、マル
チキャリア信号の帯域幅Ｂは第１乃至第Ｎチャネルをカ
バーする帯域であり、その中心が中心周波数ｆoであ
る。このマルチキャリア信号では各チャネルのキャリア
の振幅、位相の条件によっては、ＰＥＰが著しく増大
し、平均電力のキャリア数（Ｎ）倍にまで達する可能性
がある。このことは送信装置で用いられる増幅器の所要
飽和出力を増大させる原因となり、送信装置の小形化、
低消費電力化の重大な妨げとなる。
【０００３】このような問題を解決するため、従来にお
いて、各キャリアの初期位相を特定の関係にすることが
提案されている。例えばＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩ
ＯＮＳ ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ，Ｖｏ
ｌ．４１，Ｎｏ．４．Ａｐｒｉｌ，１９９３，ｐｐ．６
３１〜６３５，Ｄ．Ｒ Ｇｉｍｌｉｎ等“Ｏｎ Ｍｉｎ
ｉｍｉｚｉｎｇ ｔｈｅ Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａ
ｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｓｕ
ｍ ｏｆ Ｎ Ｓｉｎｕｓｏｉｄｓ”参照されたい。し
かし、この方法は、各キャリアが変調されていない場合
にのみ効果がある。つまり、各チャネルが正弦波のキャ
リアのままの場合であり、各キャリアがそれぞれ変調信
号により変調されると、特定した初期位相の関係がくず
れ、大きなＰＥＰが発生するようになる。
いて、各キャリアの初期位相を特定の関係にすることが
提案されている。例えばＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩ
ＯＮＳ ＯＮ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ，Ｖｏ
ｌ．４１，Ｎｏ．４．Ａｐｒｉｌ，１９９３，ｐｐ．６
３１〜６３５，Ｄ．Ｒ Ｇｉｍｌｉｎ等“Ｏｎ Ｍｉｎ
ｉｍｉｚｉｎｇ ｔｈｅ Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａ
ｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ ｆｏｒ ｔｈｅ Ｓｕ
ｍ ｏｆ Ｎ Ｓｉｎｕｓｏｉｄｓ”参照されたい。し
かし、この方法は、各キャリアが変調されていない場合
にのみ効果がある。つまり、各チャネルが正弦波のキャ
リアのままの場合であり、各キャリアがそれぞれ変調信
号により変調されると、特定した初期位相の関係がくず
れ、大きなＰＥＰが発生するようになる。
【０００４】また前述のようなマルチキャリア信号を低
歪に増幅するのに適するものとしてフィードフォワード
増幅器が知られている。フィードフォワード増幅器は例
えば１９９２年１１月２４日発行米国特許第５，１６
６，６３４号明細書に示されている。従来のフィードフ
ォワード増幅器を図２を参照して簡単に説明する。入力
端子１に入力された信号Ｓｉｎは、電力分配器２によ
り、可変減衰手段３、可変移相手段４および主増幅器５
が挿入された主増幅経路１４と、遅延手段６が挿入され
た線形経路１５とに分配される。この２つの経路１４，
１５を通過した各々の信号は方向性結合器７に入力さ
れ、主増幅経路１４の信号はそのまま主信号経路１６に
出力され、後述するように主増幅器歪成分は歪増幅経路
１７に出力される。主信号経路１６には遅延手段８が挿
入されており、歪増幅経路１７には可変減衰手段９、可
変移相手段１０、補助増幅器１１が挿入されている。主
信号経路１６ならびに歪増幅経路１７を通過する信号
は、電力合成手段１２に入力され、電力合成されて出力
端子１３に出力される。
歪に増幅するのに適するものとしてフィードフォワード
増幅器が知られている。フィードフォワード増幅器は例
えば１９９２年１１月２４日発行米国特許第５，１６
６，６３４号明細書に示されている。従来のフィードフ
ォワード増幅器を図２を参照して簡単に説明する。入力
端子１に入力された信号Ｓｉｎは、電力分配器２によ
り、可変減衰手段３、可変移相手段４および主増幅器５
が挿入された主増幅経路１４と、遅延手段６が挿入され
た線形経路１５とに分配される。この２つの経路１４，
１５を通過した各々の信号は方向性結合器７に入力さ
れ、主増幅経路１４の信号はそのまま主信号経路１６に
出力され、後述するように主増幅器歪成分は歪増幅経路
１７に出力される。主信号経路１６には遅延手段８が挿
入されており、歪増幅経路１７には可変減衰手段９、可
変移相手段１０、補助増幅器１１が挿入されている。主
信号経路１６ならびに歪増幅経路１７を通過する信号
は、電力合成手段１２に入力され、電力合成されて出力
端子１３に出力される。
【０００５】可変減衰手段３および可変移相手段４は、
電力合成手段７において主増幅経路１４の信号と線形経
路１５の信号とが逆相で足し合わされ、主増幅器５で生
ずる歪成分が歪増幅経路１７に出力されるように調整さ
れる。また、可変減衰手段９および可変移相手段１０
は、主信号経路１６の信号に含まれる歪成分と歪増幅経
路１７で補助増幅器１１で増幅した歪成分とが、電力合
成手段１２で逆相に足し合わされ、出力端子１３に歪が
除去された信号が出力されるように調整される。主増幅
器５で発生する歪は、線形領域の不完全性による歪と飽
和特性による歪に大別できるが、フィードフォワード増
幅器は構成的には主増幅器５で生じた歪成分は全て、入
力端子１から電力合成手段７までの歪検出部１８で検出
可能であり、電力合成手段７から出力端子１３までの歪
除去部１９により前記歪が除去できる。ただし、補助増
幅器１１は線形動作することが必須である。
電力合成手段７において主増幅経路１４の信号と線形経
路１５の信号とが逆相で足し合わされ、主増幅器５で生
ずる歪成分が歪増幅経路１７に出力されるように調整さ
れる。また、可変減衰手段９および可変移相手段１０
は、主信号経路１６の信号に含まれる歪成分と歪増幅経
路１７で補助増幅器１１で増幅した歪成分とが、電力合
成手段１２で逆相に足し合わされ、出力端子１３に歪が
除去された信号が出力されるように調整される。主増幅
器５で発生する歪は、線形領域の不完全性による歪と飽
和特性による歪に大別できるが、フィードフォワード増
幅器は構成的には主増幅器５で生じた歪成分は全て、入
力端子１から電力合成手段７までの歪検出部１８で検出
可能であり、電力合成手段７から出力端子１３までの歪
除去部１９により前記歪が除去できる。ただし、補助増
幅器１１は線形動作することが必須である。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】この発明の第１目的は
マルチキャリア信号のように信号の包絡線電力に著しく
大きなピークが生じる信号を、線形増幅することを可能
とする増幅装置を提供することにある。この発明の他の
目的は前記第１目的を達成すると共に飽和増幅出力が比
較的小さな増幅器を使用でき、比較的簡単な構成で小
形、安価に構成できる増幅装置を提供することにある。
マルチキャリア信号のように信号の包絡線電力に著しく
大きなピークが生じる信号を、線形増幅することを可能
とする増幅装置を提供することにある。この発明の他の
目的は前記第１目的を達成すると共に飽和増幅出力が比
較的小さな増幅器を使用でき、比較的簡単な構成で小
形、安価に構成できる増幅装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この発明の第１観点によ
れば入力信号は非線形の移相量周波数特性をもつ第１移
相手段へ入力され、その第１移相手段の出力が増幅器で
増幅され、その増幅出力が、第１移相手段の移相器周波
数特性と逆特性をもつ第２移相手段へ入力され、その出
力として上記入力信号の増幅出力を得る。
れば入力信号は非線形の移相量周波数特性をもつ第１移
相手段へ入力され、その第１移相手段の出力が増幅器で
増幅され、その増幅出力が、第１移相手段の移相器周波
数特性と逆特性をもつ第２移相手段へ入力され、その出
力として上記入力信号の増幅出力を得る。
【０００８】この発明の第２観点によれば信号分離手段
により入力信号から主信号と差信号が得られ、その主信
号は第１信号経路へ供給され、差信号は、上記第１移相
手段、上記増幅器−上記第２移相手段が挿入された第２
信号経路に供給され、上記第１信号経路の出力と上記第
２信号経路の出力とが第１電力合成手段により電力合成
されて上記出力端子へ供給される。
により入力信号から主信号と差信号が得られ、その主信
号は第１信号経路へ供給され、差信号は、上記第１移相
手段、上記増幅器−上記第２移相手段が挿入された第２
信号経路に供給され、上記第１信号経路の出力と上記第
２信号経路の出力とが第１電力合成手段により電力合成
されて上記出力端子へ供給される。
【０００９】信号分離手段はフィードフォワード増幅器
における歪検出部で構成され、上記第１、第２信号経路
及び第１電力合成手段により歪除去部が構成される。あ
るいは信号分離手段は、入力信号を、その包絡線電力が
所定値以下になるように制限した上記主信号と、その主
信号と入力信号との差である上記差信号とに分離する手
段であり、上記第１信号経路に主増幅器が挿入される。
この場合の信号分離手段はアナログ技術、又はディジタ
ル技術にて構成される。
における歪検出部で構成され、上記第１、第２信号経路
及び第１電力合成手段により歪除去部が構成される。あ
るいは信号分離手段は、入力信号を、その包絡線電力が
所定値以下になるように制限した上記主信号と、その主
信号と入力信号との差である上記差信号とに分離する手
段であり、上記第１信号経路に主増幅器が挿入される。
この場合の信号分離手段はアナログ技術、又はディジタ
ル技術にて構成される。
【００１０】この発明の第３観点によれば、上記入力端
子と上記増幅器の入力端子との間に、第１入力経路と、
上記第１移相手段が挿入された第２入力経路との何れか
に入力信号を通す第１切替手段が設けられ、上記増幅器
と上記出力端子との間に、第１出力経路と、上記第２移
相手段が挿入された第２出力経路との何れかに増幅出力
信号を通す第２切替手段が設けられ、上記入力信号の包
絡線電力が検出手段で検出され、その検出包絡線電力が
しきい値を越えると、制御手段により、第１、第２切替
手段が制御されて入力信号は第２入力経路を通り、増幅
信号は第２出力経路を通るようにされる。
子と上記増幅器の入力端子との間に、第１入力経路と、
上記第１移相手段が挿入された第２入力経路との何れか
に入力信号を通す第１切替手段が設けられ、上記増幅器
と上記出力端子との間に、第１出力経路と、上記第２移
相手段が挿入された第２出力経路との何れかに増幅出力
信号を通す第２切替手段が設けられ、上記入力信号の包
絡線電力が検出手段で検出され、その検出包絡線電力が
しきい値を越えると、制御手段により、第１、第２切替
手段が制御されて入力信号は第２入力経路を通り、増幅
信号は第２出力経路を通るようにされる。
【００１１】
【発明の実施の形態】図３にこの発明の基本構成を示
す。入力端子１からの入力信号は第１移相手段２１を通
じて増幅器２２へ供給され、増幅器２２の増幅出力は第
２移相手段２３を通じて出力端子１３へ出力される。第
１移相手段２１及び第２移相手段２３はそれぞれその移
相量が周波数に対して非線形に変化し、かつ、その変化
特性が例えば図４の曲線２４，２５に示すように、互い
に逆の特性である。この第１移相手段２１の移相量周波
数特性としては、例えば次式の二乗位相特性を用いる。
す。入力端子１からの入力信号は第１移相手段２１を通
じて増幅器２２へ供給され、増幅器２２の増幅出力は第
２移相手段２３を通じて出力端子１３へ出力される。第
１移相手段２１及び第２移相手段２３はそれぞれその移
相量が周波数に対して非線形に変化し、かつ、その変化
特性が例えば図４の曲線２４，２５に示すように、互い
に逆の特性である。この第１移相手段２１の移相量周波
数特性としては、例えば次式の二乗位相特性を用いる。
【００１２】Ψ（ｆ）＝−α（ｆ−ｆO ）2 ここで、αは二乗特性の係数である。上式において移相
量Ψ（ｆ）は周波数ｆOにおける移相量を基準（０）と
した相対値である。この二乗位相特性は、チャープレー
ダで用いられるチャープフィルタや、マルチ正弦波キャ
リア信号の包絡線電力尖頭値（ＰＥＰ）の平均電力に対
する比（ＰＡＰＲ）を低減する初期位相設定法において
適用がみられる。係数αは、チャープフィルタでは α＝πＴ／Ｂ と表せる。ここでＴはチャープ信号の周期、Ｂは周波数
帯域である。また、Ｔをマルチ正弦波キャリア信号の周
期（キャリア周波数間隔をΔｆとするとＴ＝１／Δｆ）
とした場合には、上記初期位相設定法における位相設定
式の一例となる。
量Ψ（ｆ）は周波数ｆOにおける移相量を基準（０）と
した相対値である。この二乗位相特性は、チャープレー
ダで用いられるチャープフィルタや、マルチ正弦波キャ
リア信号の包絡線電力尖頭値（ＰＥＰ）の平均電力に対
する比（ＰＡＰＲ）を低減する初期位相設定法において
適用がみられる。係数αは、チャープフィルタでは α＝πＴ／Ｂ と表せる。ここでＴはチャープ信号の周期、Ｂは周波数
帯域である。また、Ｔをマルチ正弦波キャリア信号の周
期（キャリア周波数間隔をΔｆとするとＴ＝１／Δｆ）
とした場合には、上記初期位相設定法における位相設定
式の一例となる。
【００１３】このように構成されているため、入力端子
１に図５Ａに示すように大きなピーク２６，２７をもっ
て信号が入力されても、第１移相手段２１でその入力信
号の各周波数成分が互いに異なる位相シフトを受け、つ
まり周波数が異なるがそろっていた位相が互いにずれ、
第１移相手段２１の出力信号は例えば図５Ｂに示すよう
に、ピーク２６，２７が小さくなる。この大きなピーク
がなくなった状態で信号は増幅器２２で図５Ｃに示すよ
うに増幅される。従って増幅器２２に要求される飽和電
力値を低減でき、増幅器２２を小形、かつ安価なもので
構成できる。この増幅器２２で増幅された出力信号は第
２移相手段２３でその各周波数成分が第１移相手段２１
で受けた移相量と逆特性で位相シフトされ、つまり各周
波数成分についての第１、第２移相手段２１，２３でそ
れぞれ受けた移相量の和は互いに等しくなり、第２移相
手段２３の出力信号の各周波数成分相対位相は、第１移
相手段２１の入力信号のそれと同一となり、第２移相手
段２３の出力信号は図５Ｄに示すように、図５Ａの入力
信号波形とほぼ同一波形であり、かつ利得Ｇ倍に増幅さ
れたものとなる。
１に図５Ａに示すように大きなピーク２６，２７をもっ
て信号が入力されても、第１移相手段２１でその入力信
号の各周波数成分が互いに異なる位相シフトを受け、つ
まり周波数が異なるがそろっていた位相が互いにずれ、
第１移相手段２１の出力信号は例えば図５Ｂに示すよう
に、ピーク２６，２７が小さくなる。この大きなピーク
がなくなった状態で信号は増幅器２２で図５Ｃに示すよ
うに増幅される。従って増幅器２２に要求される飽和電
力値を低減でき、増幅器２２を小形、かつ安価なもので
構成できる。この増幅器２２で増幅された出力信号は第
２移相手段２３でその各周波数成分が第１移相手段２１
で受けた移相量と逆特性で位相シフトされ、つまり各周
波数成分についての第１、第２移相手段２１，２３でそ
れぞれ受けた移相量の和は互いに等しくなり、第２移相
手段２３の出力信号の各周波数成分相対位相は、第１移
相手段２１の入力信号のそれと同一となり、第２移相手
段２３の出力信号は図５Ｄに示すように、図５Ａの入力
信号波形とほぼ同一波形であり、かつ利得Ｇ倍に増幅さ
れたものとなる。
【００１４】次に第１、第２移相手段２１，２３の具体
例を説明する。例えば図６Ａに示すリアクタンス回路よ
りなる２次遅延等化回路は図６Ｂに示すように単峰性の
遅延量の周波数特性を有する。よって図６Ｃに示すよう
にこのようなリアクタンス回路（２次遅延等化回路）Ｚ
1 乃至Ｚn を縦続接続し、これら回路Ｚ1 〜Ｚn の各特
性を選定して、第１又は第２移相手段２１又は２３に必
要とされる特性に近似した非線形移相回路を構成するこ
とができる。
例を説明する。例えば図６Ａに示すリアクタンス回路よ
りなる２次遅延等化回路は図６Ｂに示すように単峰性の
遅延量の周波数特性を有する。よって図６Ｃに示すよう
にこのようなリアクタンス回路（２次遅延等化回路）Ｚ
1 乃至Ｚn を縦続接続し、これら回路Ｚ1 〜Ｚn の各特
性を選定して、第１又は第２移相手段２１又は２３に必
要とされる特性に近似した非線形移相回路を構成するこ
とができる。
【００１５】移相手段２１、２３としては分散遅延線を
用いることもできる。図７は分散形遅延線を弾性表面波
回路で構成した例を示す。この場合、弾性表面波回路は
圧電基板３１上にすだれ状電極（１対の櫛歯状電極を互
にかみ合せて配したもの）の２組３２ａ，３２ｂが形成
されて、すだれ状電極３２ａに印加された信号が圧電基
板３１上の弾性表面波に変換されて、圧電基板３１上を
伝搬し、他方のすだれ状電極３２ｂに到達して電気信号
に変換される。この場合、すだれ状電極３２ａ，３２ｂ
の各電極間ピッチが弾性表面波伝搬方向において、徐々
に変化し、かつその変化方向が、電極３２ａと３２ｂと
で逆とされている。図７Ａに示したものを第１移相手段
２１として用いた場合は、その電極ピッチの変化方向が
逆とされた図７Ｂに示すものが第２移相手段２３として
用いられ、その逆に用いてもよい。
用いることもできる。図７は分散形遅延線を弾性表面波
回路で構成した例を示す。この場合、弾性表面波回路は
圧電基板３１上にすだれ状電極（１対の櫛歯状電極を互
にかみ合せて配したもの）の２組３２ａ，３２ｂが形成
されて、すだれ状電極３２ａに印加された信号が圧電基
板３１上の弾性表面波に変換されて、圧電基板３１上を
伝搬し、他方のすだれ状電極３２ｂに到達して電気信号
に変換される。この場合、すだれ状電極３２ａ，３２ｂ
の各電極間ピッチが弾性表面波伝搬方向において、徐々
に変化し、かつその変化方向が、電極３２ａと３２ｂと
で逆とされている。図７Ａに示したものを第１移相手段
２１として用いた場合は、その電極ピッチの変化方向が
逆とされた図７Ｂに示すものが第２移相手段２３として
用いられ、その逆に用いてもよい。
【００１６】移相手段２１，２３の更に他の例を図８
Ａ，Ｂに示す。移相手段２１においては入力信号は信号
分岐手段３３でｎ分岐され、それぞれ中心周波数ｆ1 〜
ｆn の帯域通過フィルタ３４1 〜３４n に通されて、周
波数帯ごとに分離され、更にそれぞれ遅延線３５1 〜３
５n でそれぞれ遅延量Ｔ1 〜Ｔn だけ遅延した後、信号
合成手段３６で合成される。移相手段２３も図８Ｂに示
すように、信号分岐手段３７でｎ分岐され、中心周波数
がｆ1 〜ｆn の帯域通過フィルタ３８1 〜３８nで分離
され、遅延線３９1 〜３９n でそれぞれ遅延量Ｔn 〜Ｔ
1 の遅延が与えられた後、信号合成手段４１で合成され
る。この際、遅延線３５ｉ（ｉ＝１，２，…，ｎ）の遅
延量と遅延線３９ｉの遅延量との和がＴ1 ＋Ｔn になる
ようにされている。
Ａ，Ｂに示す。移相手段２１においては入力信号は信号
分岐手段３３でｎ分岐され、それぞれ中心周波数ｆ1 〜
ｆn の帯域通過フィルタ３４1 〜３４n に通されて、周
波数帯ごとに分離され、更にそれぞれ遅延線３５1 〜３
５n でそれぞれ遅延量Ｔ1 〜Ｔn だけ遅延した後、信号
合成手段３６で合成される。移相手段２３も図８Ｂに示
すように、信号分岐手段３７でｎ分岐され、中心周波数
がｆ1 〜ｆn の帯域通過フィルタ３８1 〜３８nで分離
され、遅延線３９1 〜３９n でそれぞれ遅延量Ｔn 〜Ｔ
1 の遅延が与えられた後、信号合成手段４１で合成され
る。この際、遅延線３５ｉ（ｉ＝１，２，…，ｎ）の遅
延量と遅延線３９ｉの遅延量との和がＴ1 ＋Ｔn になる
ようにされている。
【００１７】図３に示した実施例では入力端子１の入力
信号のＰＥＰが比較的小さい場合には、第１移相手段２
１でＰＥＰが大きなものとされる場合もある。このよう
な点から、ＰＥＰが高い部分の信号に対してのみ有効に
この発明が作用するようにすることが望ましい。フィー
ドフォワード増幅器（図２）においては、その入力端子
１の入力信号中のＰＥＰが著しく大、つまり主増幅器５
の飽和電力より大きく越えると、歪が著しく発生し、歪
増幅経路１７へ供給される主増幅経路１４の出力信号と
線形経路１５の出力信号との差信号のＰＥＰが著しく大
きくなる。従って、歪増幅経路１７にこの発明を適用す
れば常に良好に動作する。フィードフォワード増幅器に
この発明を適用した例を図９と図２と対応する部分に同
一符号を付けて示す。図２の構成に対し、それ以外につ
いては図２と同様である。ここで、第１移相手段２１お
よび第２移相手段２２は周波数に対して移相量が非線形
に変化する移相手段である。以下にこの増幅装置の動作
について説明する。
信号のＰＥＰが比較的小さい場合には、第１移相手段２
１でＰＥＰが大きなものとされる場合もある。このよう
な点から、ＰＥＰが高い部分の信号に対してのみ有効に
この発明が作用するようにすることが望ましい。フィー
ドフォワード増幅器（図２）においては、その入力端子
１の入力信号中のＰＥＰが著しく大、つまり主増幅器５
の飽和電力より大きく越えると、歪が著しく発生し、歪
増幅経路１７へ供給される主増幅経路１４の出力信号と
線形経路１５の出力信号との差信号のＰＥＰが著しく大
きくなる。従って、歪増幅経路１７にこの発明を適用す
れば常に良好に動作する。フィードフォワード増幅器に
この発明を適用した例を図９と図２と対応する部分に同
一符号を付けて示す。図２の構成に対し、それ以外につ
いては図２と同様である。ここで、第１移相手段２１お
よび第２移相手段２２は周波数に対して移相量が非線形
に変化する移相手段である。以下にこの増幅装置の動作
について説明する。
【００１８】図１０Ａは、入力端子１に入力される信号
Ｓｉｎの包絡線電力Ｐの波形例を示し、マルチキャリア
信号においては、各キャリアの振幅、位相の条件によ
り、信号の包絡線電力尖頭値（ＰＥＰ）は平均電力Ｐａ
に対して著しく増大し、入力信号Ｓｉｎの包絡線電力Ｐ
が主増幅器５の飽和出力Ｐｓに対応する入力レベルＰ
ｓ′を大幅に超える場合には、歪増幅経路１７には瞬時
電力の大きな成分が入力される。
Ｓｉｎの包絡線電力Ｐの波形例を示し、マルチキャリア
信号においては、各キャリアの振幅、位相の条件によ
り、信号の包絡線電力尖頭値（ＰＥＰ）は平均電力Ｐａ
に対して著しく増大し、入力信号Ｓｉｎの包絡線電力Ｐ
が主増幅器５の飽和出力Ｐｓに対応する入力レベルＰ
ｓ′を大幅に超える場合には、歪増幅経路１７には瞬時
電力の大きな成分が入力される。
【００１９】第１移相手段２１の入力では、図１０Ｂに
示すように、主増幅器５の線形領域の不完全性で発生す
る歪成分が定常的に存在するが、入力信号Ｓｉｎの包絡
線電力Ｐが飽和出力の入力換算値Ｐｓ′を超える時間に
は、大きなピーク電力が発生する。フィードフォワード
増幅器を低歪に動作させるためには、補助増幅器１１に
は線形動作が必要とされる。従って、上記のように主増
幅器５の飽和特性により生ずる、高レベルなピーク電力
を持つ歪を補償するには、従来においては補助増幅器１
１の所要飽和出力をかなり大きく設定する必要があっ
た。しかし、第１移相手段２１により図１０Ｂに示す入
力信号の各周波数成分の位相がずれ、図１０Ｃに示すよ
うに出力側でピーク電力が低減する。つまり、補助増幅
器１１の入力側でピーク電力が低減し、それだけ補助増
幅器１１の所要飽和出力を低減できる。
示すように、主増幅器５の線形領域の不完全性で発生す
る歪成分が定常的に存在するが、入力信号Ｓｉｎの包絡
線電力Ｐが飽和出力の入力換算値Ｐｓ′を超える時間に
は、大きなピーク電力が発生する。フィードフォワード
増幅器を低歪に動作させるためには、補助増幅器１１に
は線形動作が必要とされる。従って、上記のように主増
幅器５の飽和特性により生ずる、高レベルなピーク電力
を持つ歪を補償するには、従来においては補助増幅器１
１の所要飽和出力をかなり大きく設定する必要があっ
た。しかし、第１移相手段２１により図１０Ｂに示す入
力信号の各周波数成分の位相がずれ、図１０Ｃに示すよ
うに出力側でピーク電力が低減する。つまり、補助増幅
器１１の入力側でピーク電力が低減し、それだけ補助増
幅器１１の所要飽和出力を低減できる。
【００２０】補助増幅器１１で増幅された図１０Ｄに示
す信号が第２移相手段２２に入力され、第２移相手段２
２により、前の入力信号の位相関係を第１移相手段２１
に入力された信号の位相関係に戻す位相補償が行われ、
図１０Ｅに示す信号が電力合成手段１２に入力される。
すなわち、第２移相手段２２の出力には第１移相手段２
１の入力信号が線形増幅された信号が得られる。包絡線
電力Ｐのピーク電力は、図１０Ｂ〜Ｅにピーク部分２７
を例とするとＰ1 →Ｐ2 →ＧＰ2 →ＧＰ1 と変化する。
ここで、Ｐ2 ＜Ｐ1 であり、Ｇは補助増幅器１１の利得
である。
す信号が第２移相手段２２に入力され、第２移相手段２
２により、前の入力信号の位相関係を第１移相手段２１
に入力された信号の位相関係に戻す位相補償が行われ、
図１０Ｅに示す信号が電力合成手段１２に入力される。
すなわち、第２移相手段２２の出力には第１移相手段２
１の入力信号が線形増幅された信号が得られる。包絡線
電力Ｐのピーク電力は、図１０Ｂ〜Ｅにピーク部分２７
を例とするとＰ1 →Ｐ2 →ＧＰ2 →ＧＰ1 と変化する。
ここで、Ｐ2 ＜Ｐ1 であり、Ｇは補助増幅器１１の利得
である。
【００２１】入力信号のＰＥＰが高い部分が増幅器に対
する要求を高くし、かつ歪発生の原因となる。よって、
入力信号を包絡線電力が所定値以下に制限した主信号
と、その主信号と入力信号との差の差信号とに分離して
増幅すればよい。これがこの発明の第２観点である。つ
まり図１１に示すように入力端子１の入力信号は信号分
離手段４３に入力され、包絡線電力を所定値（しきい値
Ｌth）に制限した主信号と、入力信号と主信号との差に
相当する差信号とに分離されて、主信号経路４４と差信
号経路４５とにそれぞれ出力される。図１２Ａ，Ｂ，Ｃ
にそれぞれ入力信号、主信号および差信号の各包絡線電
力の波形例を示す。主信号経路４４および差信号経路４
５には、それぞれ主増幅器４６および補助増幅器４７が
挿入されている。ここで、主増幅器４６は線形性の優れ
た増幅器、例えばフィードフォワード増幅器が用いられ
るものとする。主増幅器４６および補助増幅器４７でそ
れぞれ増幅された信号は、電力合成手段４８で線形合成
され、出力端子１３に出力される。電力合成手段４８は
トランス回路やハイブリッド回路などで構成される。
する要求を高くし、かつ歪発生の原因となる。よって、
入力信号を包絡線電力が所定値以下に制限した主信号
と、その主信号と入力信号との差の差信号とに分離して
増幅すればよい。これがこの発明の第２観点である。つ
まり図１１に示すように入力端子１の入力信号は信号分
離手段４３に入力され、包絡線電力を所定値（しきい値
Ｌth）に制限した主信号と、入力信号と主信号との差に
相当する差信号とに分離されて、主信号経路４４と差信
号経路４５とにそれぞれ出力される。図１２Ａ，Ｂ，Ｃ
にそれぞれ入力信号、主信号および差信号の各包絡線電
力の波形例を示す。主信号経路４４および差信号経路４
５には、それぞれ主増幅器４６および補助増幅器４７が
挿入されている。ここで、主増幅器４６は線形性の優れ
た増幅器、例えばフィードフォワード増幅器が用いられ
るものとする。主増幅器４６および補助増幅器４７でそ
れぞれ増幅された信号は、電力合成手段４８で線形合成
され、出力端子１３に出力される。電力合成手段４８は
トランス回路やハイブリッド回路などで構成される。
【００２２】この実施例では、主信号の包絡線電力はＬ
thに制限され、ピーク電力の増大を防止し、かつ主増幅
器４６の飽和出力電力を対応する入力電力値以下にＬth
を設定しているので、主増幅器４６を高効率に動作させ
かつ主信号を線形増幅することができる。一方、Ｌthを
入力信号の平均電力の数倍程度に設定した場合、入力信
号の包絡線電力レベルがＬthを超える時間、すなわち差
信号が発生する時間の全時間に対する割合は１０-3程度
であり、差信号を増幅する際に発生する歪の影響は小さ
い。
thに制限され、ピーク電力の増大を防止し、かつ主増幅
器４６の飽和出力電力を対応する入力電力値以下にＬth
を設定しているので、主増幅器４６を高効率に動作させ
かつ主信号を線形増幅することができる。一方、Ｌthを
入力信号の平均電力の数倍程度に設定した場合、入力信
号の包絡線電力レベルがＬthを超える時間、すなわち差
信号が発生する時間の全時間に対する割合は１０-3程度
であり、差信号を増幅する際に発生する歪の影響は小さ
い。
【００２３】つまり１個の増幅器のみを用いる従来技術
においてはその増幅器の飽和出力電力を、出力信号の平
均電力の１０倍程度に選定していたが、例えばその時の
入力の平均電力の５〜６倍を前記しきい値Ｌｔｈとす
る。このような作用効果が得られることを確かめるため
に、次の電子計算機シミュレーション実験を行った。第
１移相手段２１の入力信号として、初期位相をランダム
に設定したＮ＝３２個の正弦波のキャリア信号を入力
し、その１０００通りの初期位相の組合せについてシミ
ュレーションを行って評価した。第１移相手段２１の移
相量周波数特性として二乗位相特性を用い、係数αを次
式とした。
においてはその増幅器の飽和出力電力を、出力信号の平
均電力の１０倍程度に選定していたが、例えばその時の
入力の平均電力の５〜６倍を前記しきい値Ｌｔｈとす
る。このような作用効果が得られることを確かめるため
に、次の電子計算機シミュレーション実験を行った。第
１移相手段２１の入力信号として、初期位相をランダム
に設定したＮ＝３２個の正弦波のキャリア信号を入力
し、その１０００通りの初期位相の組合せについてシミ
ュレーションを行って評価した。第１移相手段２１の移
相量周波数特性として二乗位相特性を用い、係数αを次
式とした。
【００２４】α＝π／（（Ｎ−１）Δｆ2 ） つまり、Δｆはキャリア周波数間隔であり、Ｂ＝（Ｎ−
１）Δｆ、Ｔ＝１／Δｆとした。この時の第１移相手段
２１の入力信号と出力信号のピーク電力の発生分布を求
め、その結果を図１３に曲線２８，２９として示す。図
１３の横軸はマルチキャリア信号のピーク電力を示し、
この電力は入力マルチキャリア信号の平均電力で規格化
したものであり、縦軸は発生確率を示す。入力信号の発
生は大きなＰＥＰに対して、大きな確率をもつが、出力
信号の発生はＰＥＰが０．２以下であり、つまり、大き
なＰＥＰは現われない。出力信号のＰＥＰの平均値は、
入力信号のＰＥＰの平均値に比べ１０分の１程度となっ
ている。このことは補助増幅器４７の所要飽和出力を１
０分の１程度にすることができることを意味している。
入力信号をこのような大きなピークが現われない状態と
して増幅するから、増幅器の飽和電力を小とすることが
でき、かつ信号が歪むおそれもない。
１）Δｆ、Ｔ＝１／Δｆとした。この時の第１移相手段
２１の入力信号と出力信号のピーク電力の発生分布を求
め、その結果を図１３に曲線２８，２９として示す。図
１３の横軸はマルチキャリア信号のピーク電力を示し、
この電力は入力マルチキャリア信号の平均電力で規格化
したものであり、縦軸は発生確率を示す。入力信号の発
生は大きなＰＥＰに対して、大きな確率をもつが、出力
信号の発生はＰＥＰが０．２以下であり、つまり、大き
なＰＥＰは現われない。出力信号のＰＥＰの平均値は、
入力信号のＰＥＰの平均値に比べ１０分の１程度となっ
ている。このことは補助増幅器４７の所要飽和出力を１
０分の１程度にすることができることを意味している。
入力信号をこのような大きなピークが現われない状態と
して増幅するから、増幅器の飽和電力を小とすることが
でき、かつ信号が歪むおそれもない。
【００２５】図１４に信号分離手段４３の具体的構成例
を示す。入力端子１よりの入力信号は第１電力分配手段
５１によりリミッタ経路５２と線形経路５３とに２分岐
される。リミッタ経路５２には可変減衰手段１０２、可
変移相手段５４、リミッタ５５および第２電力分配手段
５６が直列に設けられる。第２電力分配手段５６はその
入力信号を二つ分配し、その一方を主信号経路４４へ供
給する。線形経路５３には遅延手段５７が設けられ、こ
れを通過した信号と第２電力分配手段５６の他方の出力
とが電力合成手段５８で合成されて差信号経路４５に供
給される。第１電力分配手段５１および第２電力分配手
段５６の電力分配比、電力合成手段５８の電力合成比、
可変減衰手段１０２の減衰量、可変移相手段５４の移相
量および遅延手段５７の遅延量は、電力合成手段５８に
入力されるリミッタ経路５２と線形経路５３との両信号
が互いに逆相で合成され、所望の差信号が生成されるよ
うに調整される。
を示す。入力端子１よりの入力信号は第１電力分配手段
５１によりリミッタ経路５２と線形経路５３とに２分岐
される。リミッタ経路５２には可変減衰手段１０２、可
変移相手段５４、リミッタ５５および第２電力分配手段
５６が直列に設けられる。第２電力分配手段５６はその
入力信号を二つ分配し、その一方を主信号経路４４へ供
給する。線形経路５３には遅延手段５７が設けられ、こ
れを通過した信号と第２電力分配手段５６の他方の出力
とが電力合成手段５８で合成されて差信号経路４５に供
給される。第１電力分配手段５１および第２電力分配手
段５６の電力分配比、電力合成手段５８の電力合成比、
可変減衰手段１０２の減衰量、可変移相手段５４の移相
量および遅延手段５７の遅延量は、電力合成手段５８に
入力されるリミッタ経路５２と線形経路５３との両信号
が互いに逆相で合成され、所望の差信号が生成されるよ
うに調整される。
【００２６】リミッタ５５としてはＰＩＮダイオードリ
ミッタ回路構成を用いることができる。可変減衰手段５
２はＰＩＮダイオードを用いて構成でき、また可変移相
手段５４はサーキュレータやバラクタダイオード等を用
いて構成でき、ともに市販の製品の使用が可能である。
遅延手段５７は遅延線を用いて構成できる。信号分離手
段４３の他の具体例を図１５に示す。入力信号はＡ／Ｄ
変換器６１でディジタル信号に変換され、そのディジタ
ル信号はリミッティング処理手段６２で、しきい値Ｌth
より大きなディジタル値はＬthとして出力され、Ｌthよ
り小さい値はそのまま出力されてディジタル主信号とさ
れ、このディジタル主信号が、Ａ／Ｄ変換器６１の出力
ディジタル信号から差手段６３で差し引かれるディジタ
ル差信号が得られる。ディジタル主信号、ディジタル差
信号はそれぞれＤ／Ａ変換器６４，６５でアナログ信号
に変換され、これらアナログ信号はそれぞれ低域通過フ
ィルタ６６，６７で高周波成分が除去されて、主信号経
路４４、差信号経路４５へ出力される。リミッティング
処理手段６２及び差手段６３の各機能はマイクロプロセ
ッサで処理させることができる。
ミッタ回路構成を用いることができる。可変減衰手段５
２はＰＩＮダイオードを用いて構成でき、また可変移相
手段５４はサーキュレータやバラクタダイオード等を用
いて構成でき、ともに市販の製品の使用が可能である。
遅延手段５７は遅延線を用いて構成できる。信号分離手
段４３の他の具体例を図１５に示す。入力信号はＡ／Ｄ
変換器６１でディジタル信号に変換され、そのディジタ
ル信号はリミッティング処理手段６２で、しきい値Ｌth
より大きなディジタル値はＬthとして出力され、Ｌthよ
り小さい値はそのまま出力されてディジタル主信号とさ
れ、このディジタル主信号が、Ａ／Ｄ変換器６１の出力
ディジタル信号から差手段６３で差し引かれるディジタ
ル差信号が得られる。ディジタル主信号、ディジタル差
信号はそれぞれＤ／Ａ変換器６４，６５でアナログ信号
に変換され、これらアナログ信号はそれぞれ低域通過フ
ィルタ６６，６７で高周波成分が除去されて、主信号経
路４４、差信号経路４５へ出力される。リミッティング
処理手段６２及び差手段６３の各機能はマイクロプロセ
ッサで処理させることができる。
【００２７】ディジタル信号処理によりディジタルマル
チキャリア信号を発生し、更にディジタル主信号、ディ
ジタル差信号を得、これらをアナログの主信号、差信号
にする例を図１６に示す。周波数設定手段６８により各
キャリア周波数ｆk （ｋ＝１，２，…，Ｎ）を示すデー
タが設定され、それらデータに応じて、キャリア信号発
生手段６９ｋから複素ディジタルキャリア信号ｅｘｐ
（ｊ２πｆk ｔ）が発生される。一方第ｋチャネルの複
素シンボルデータｓｋがフィルタ７０ｋで帯域制限さ
れ、乗算器７１ｋで複素ディジタルキャリア信号ｅｘｐ
（ｊ２πｆk ｔ）と複素乗算される。これらｋ個の複素
乗算結果は加算手段７２で加算されて、ディジタル複素
マルチキャリア信号ｕ（ｔ）が生成される。この複素マ
ルチキャリア信号ｕ（ｔ）は図１５で行われたと同様に
リミッティング処理手段６２、差手段６９によりディジ
タル複素主信号ｇ（ｔ）と、ディジタル複素差信号ｄ
（ｔ）とに分離される。
チキャリア信号を発生し、更にディジタル主信号、ディ
ジタル差信号を得、これらをアナログの主信号、差信号
にする例を図１６に示す。周波数設定手段６８により各
キャリア周波数ｆk （ｋ＝１，２，…，Ｎ）を示すデー
タが設定され、それらデータに応じて、キャリア信号発
生手段６９ｋから複素ディジタルキャリア信号ｅｘｐ
（ｊ２πｆk ｔ）が発生される。一方第ｋチャネルの複
素シンボルデータｓｋがフィルタ７０ｋで帯域制限さ
れ、乗算器７１ｋで複素ディジタルキャリア信号ｅｘｐ
（ｊ２πｆk ｔ）と複素乗算される。これらｋ個の複素
乗算結果は加算手段７２で加算されて、ディジタル複素
マルチキャリア信号ｕ（ｔ）が生成される。この複素マ
ルチキャリア信号ｕ（ｔ）は図１５で行われたと同様に
リミッティング処理手段６２、差手段６９によりディジ
タル複素主信号ｇ（ｔ）と、ディジタル複素差信号ｄ
（ｔ）とに分離される。
【００２８】複素主信号ｇ（ｔ）の同相成分（実部）ｇ
i （ｔ）、直交成分（虚部）ｇq （ｔ）、複素差信号ｄ
（ｔ）の同相成分（実部）ｄi （ｔ）、直交成分（虚
部）ｄ q （ｔ）はそれぞれＤ／Ａ変換器６４ｉ，６４
ｑ、６５ｉ，６５ｑでアナログ信号に変換され、更にそ
の各アナログ信号は低域通過フィルタ６６ｉ，６６ｑ，
６７ｉ，６７ｑでそれぞれ高周波が除去される。フィル
タ６６ｉ，６６ｑの各出力は直交変調器７３で、フィル
タ６７ｉ，６７ｑの各出力は直交変調器７４でそれぞ
れ、局部発振器７５よりの局部信号で直交変調され、高
周波の主信号、差信号とされて主信号経路４４、差信号
経路４５へ供給される。
i （ｔ）、直交成分（虚部）ｇq （ｔ）、複素差信号ｄ
（ｔ）の同相成分（実部）ｄi （ｔ）、直交成分（虚
部）ｄ q （ｔ）はそれぞれＤ／Ａ変換器６４ｉ，６４
ｑ、６５ｉ，６５ｑでアナログ信号に変換され、更にそ
の各アナログ信号は低域通過フィルタ６６ｉ，６６ｑ，
６７ｉ，６７ｑでそれぞれ高周波が除去される。フィル
タ６６ｉ，６６ｑの各出力は直交変調器７３で、フィル
タ６７ｉ，６７ｑの各出力は直交変調器７４でそれぞ
れ、局部発振器７５よりの局部信号で直交変調され、高
周波の主信号、差信号とされて主信号経路４４、差信号
経路４５へ供給される。
【００２９】以上の関係を式で示す。シンボルデータ
｛ｓｋ｝を帯域制限して得られたベースバンド信号の振
幅成分をａｋ（ｔ）、位相成分をφｋ（ｔ）とすると、
複素マルチキャリア信号ｕ（ｔ）は次式で表せる。 ｕ（ｔ）＝Σk=1 N ａk （ｔ）ｅｘｐ［ｊ２πｆk ＋φk （ｔ）］ ＝Ａ（ｔ）ｅｘｐ［ｊΦ（ｔ）］ Ａ（ｔ）＝｜ｕ（ｔ）｜，Φ（ｔ）＝ａｒｇｕ（ｔ） しきい値となる振幅をＬとするならば、複素主信号と複
素差信号は次式で表せる。
｛ｓｋ｝を帯域制限して得られたベースバンド信号の振
幅成分をａｋ（ｔ）、位相成分をφｋ（ｔ）とすると、
複素マルチキャリア信号ｕ（ｔ）は次式で表せる。 ｕ（ｔ）＝Σk=1 N ａk （ｔ）ｅｘｐ［ｊ２πｆk ＋φk （ｔ）］ ＝Ａ（ｔ）ｅｘｐ［ｊΦ（ｔ）］ Ａ（ｔ）＝｜ｕ（ｔ）｜，Φ（ｔ）＝ａｒｇｕ（ｔ） しきい値となる振幅をＬとするならば、複素主信号と複
素差信号は次式で表せる。
【００３０】 ｜ｕ（ｔ）｜≦Ｌでｇ（ｔ）＝ｕ（ｔ） ｜ｕ（ｔ）｜＞Ｌでｇ（ｔ）＝Ｌｅｘｐ［ｊΦ（ｔ）］ ｄ（ｔ）＝ｕ（ｔ）−ｇ（ｔ） これら複素信号より、同相成分および直交成分として、
それぞれの実部および虚部をベースバンド信号の同相成
分と直交成分として出力する。
それぞれの実部および虚部をベースバンド信号の同相成
分と直交成分として出力する。
【００３１】 ｇi （ｔ）＝Ｒｅ［ｇ（ｔ）］，ｇq （ｔ）＝Ｉｍ［ｇ（ｔ）］ ｄi （ｔ）＝Ｒｅ［ｄ（ｔ）］，ｄq （ｔ）＝Ｉｍ［ｄ（ｔ）］ 上記ベースバンド信号は直交変調器７３，７４に入力さ
れ、周波数ｆo の搬送波を直交変調、次式で表される信
号がそれぞれ出力される。 ｇ（ｔ）＝Ｒｅ［ｇ（ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πｆO ｔ）］ ｄ（ｔ）＝Ｒｅ［ｄ（ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πｆO ｔ）］ この図１６に示した信号分離形マルチキャリア信号発生
器では、入力される各搬送周波数｛ｆｋ｝のデータ、シ
ンボルデータ｛ｓｋ｝に応じて、主信号成分ｇ（ｔ）と
差信号成分ｄ（ｔ）を逐次計算する。この計算は通常マ
イクロプロセッサで行われる。｛ｆｋ｝および｛ｓｋ｝
の組み合わせに対してベースバンド主信号および差信号
を予め計算して、図１７に示すようにＲＯＭ等の記憶素
子７６に格納しておき、｛ｆｋ｝および｛ｓｋ｝の入力
に応じて主信号および差信号の波形データを記憶素子７
６から読み出すようにしてもよい。
れ、周波数ｆo の搬送波を直交変調、次式で表される信
号がそれぞれ出力される。 ｇ（ｔ）＝Ｒｅ［ｇ（ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πｆO ｔ）］ ｄ（ｔ）＝Ｒｅ［ｄ（ｔ）ｅｘｐ（ｊ２πｆO ｔ）］ この図１６に示した信号分離形マルチキャリア信号発生
器では、入力される各搬送周波数｛ｆｋ｝のデータ、シ
ンボルデータ｛ｓｋ｝に応じて、主信号成分ｇ（ｔ）と
差信号成分ｄ（ｔ）を逐次計算する。この計算は通常マ
イクロプロセッサで行われる。｛ｆｋ｝および｛ｓｋ｝
の組み合わせに対してベースバンド主信号および差信号
を予め計算して、図１７に示すようにＲＯＭ等の記憶素
子７６に格納しておき、｛ｆｋ｝および｛ｓｋ｝の入力
に応じて主信号および差信号の波形データを記憶素子７
６から読み出すようにしてもよい。
【００３２】図１１に示した実施例に対し、図１８に示
すように、主増幅器４６の入力側に遅延手段７８が挿入
され、補助増幅器４７の入力側に可変減衰手段７９およ
び可変移相手段８１が直列に挿入された構成とすること
もできる。遅延手段７８、可変減衰手段７９および可変
移相手段８１は、主増幅器４６および補助増幅器４７の
伝送特性により生じる、電力合成手段４８での振幅およ
び位相の不整合を補正するために設けられており、これ
らは図１８で示す挿入箇所に限らず、主信号経路４４お
よび差信号経路４５の同様の効果が得られる何れの箇所
に挿入してもよい。また、遅延手段７８、可変減衰手段
７９および可変移相手段８１をすべて設ける必要はな
く、主増幅器４６および補助増幅器４７の実際の回路特
性に応じて必要なものを挿入すればよい。
すように、主増幅器４６の入力側に遅延手段７８が挿入
され、補助増幅器４７の入力側に可変減衰手段７９およ
び可変移相手段８１が直列に挿入された構成とすること
もできる。遅延手段７８、可変減衰手段７９および可変
移相手段８１は、主増幅器４６および補助増幅器４７の
伝送特性により生じる、電力合成手段４８での振幅およ
び位相の不整合を補正するために設けられており、これ
らは図１８で示す挿入箇所に限らず、主信号経路４４お
よび差信号経路４５の同様の効果が得られる何れの箇所
に挿入してもよい。また、遅延手段７８、可変減衰手段
７９および可変移相手段８１をすべて設ける必要はな
く、主増幅器４６および補助増幅器４７の実際の回路特
性に応じて必要なものを挿入すればよい。
【００３３】図１１に示した実施例中に、図１９に示す
ように、主増幅器４６および補助増幅器４７の入力側に
周波数変換手段８２を挿入してもよい。周波数変換手段
８２は、主信号経路４４および差信号経路４５のそれぞ
れについて設けられたミキサ８３および８４、帯域通過
フィルタ８５および８６と共通に設けられた局部発振器
８７で構成される。このように周波変換手段８２を設け
た回路構成は、信号分離手段４３や入力端子１の前段に
設けられる回路を低い周波数あるいは低速で動作させる
場合に有効である。図２０は図１１に示した実施例に対
し、図３に示したこの発明の第１観点を適用したもので
ある。補助増幅器４７の入力側および出力側の差信号経
路４５に、それぞれ図３の実施例で用いた第１移相手段
２１および第２移相手段２３が設けられる。信号分離手
段４３より分離された差信号は図１２Ｃに示したよう
に、尖頭なパルス状となっているが、第１移相手段２１
により、前述したように同相に近い状態にあった差信号
の各周波数成分の位相が互いにずらされて、ピーク電力
が低減され、この状態で補助増幅器４７で増幅され、そ
の増幅出力信号の周波数成分の位相が第２移相手段２３
により第１移相手段２１の入力での状態と同一とされ、
信号分離手段４３で分離された差信号が線形増幅された
信号が得られる。
ように、主増幅器４６および補助増幅器４７の入力側に
周波数変換手段８２を挿入してもよい。周波数変換手段
８２は、主信号経路４４および差信号経路４５のそれぞ
れについて設けられたミキサ８３および８４、帯域通過
フィルタ８５および８６と共通に設けられた局部発振器
８７で構成される。このように周波変換手段８２を設け
た回路構成は、信号分離手段４３や入力端子１の前段に
設けられる回路を低い周波数あるいは低速で動作させる
場合に有効である。図２０は図１１に示した実施例に対
し、図３に示したこの発明の第１観点を適用したもので
ある。補助増幅器４７の入力側および出力側の差信号経
路４５に、それぞれ図３の実施例で用いた第１移相手段
２１および第２移相手段２３が設けられる。信号分離手
段４３より分離された差信号は図１２Ｃに示したよう
に、尖頭なパルス状となっているが、第１移相手段２１
により、前述したように同相に近い状態にあった差信号
の各周波数成分の位相が互いにずらされて、ピーク電力
が低減され、この状態で補助増幅器４７で増幅され、そ
の増幅出力信号の周波数成分の位相が第２移相手段２３
により第１移相手段２１の入力での状態と同一とされ、
信号分離手段４３で分離された差信号が線形増幅された
信号が得られる。
【００３４】図２０の実施例に対しても、図１８の実施
例の考えと同様に、図２１に示すように信号分離手段４
３と主増幅器４６との間の経路４４に遅延手段７８、減
衰手段７９および移相手段８１が設け、第１移相手段２
１および第２移相手段２３において遅延、減衰および移
相が発生する場合に、その影響を補償するようにするこ
とができる。これらの挿入は図２１で示される挿入位置
に限らず、主信号経路４４および差信号経路４５におい
て同様の効果が得られる何れの位置に挿入してもよい。
また、遅延手段７８、減衰手段７９および移相手段８１
の全てを必ずしも挿入する必要はなく、第１移相手段２
１および第２移相手段２３の実際の回路特性に応じて必
要なものを挿入する。
例の考えと同様に、図２１に示すように信号分離手段４
３と主増幅器４６との間の経路４４に遅延手段７８、減
衰手段７９および移相手段８１が設け、第１移相手段２
１および第２移相手段２３において遅延、減衰および移
相が発生する場合に、その影響を補償するようにするこ
とができる。これらの挿入は図２１で示される挿入位置
に限らず、主信号経路４４および差信号経路４５におい
て同様の効果が得られる何れの位置に挿入してもよい。
また、遅延手段７８、減衰手段７９および移相手段８１
の全てを必ずしも挿入する必要はなく、第１移相手段２
１および第２移相手段２３の実際の回路特性に応じて必
要なものを挿入する。
【００３５】入力信号中のＰＥＰが所定値より大きい部
分のみ、第１移相手段−増幅器−第２移相手段なる経路
を通し、ＰＥＰが所定値以下では、第１、第２移相手段
を通すことなく、増幅器を通すようにする実施例を説明
する。図２２はその一例を示す。入力端子１に入力され
た信号は、方向性結合器９１により分岐され、その分岐
出力の一方は信号の包絡線電力を検出する検出手段９２
に供給され、検出手段９２の検出信号は制御手段９３に
入力される。方向性結合器９１の分岐出力の他方は第１
切替手段９４に入力され、これより入力経路９５ａある
いは９５ｂの各一端に切替供給される。この入力経路９
５ａ，９５ｂの他端は第２切替手段９６により、何れか
一方が増幅器２２に切替接続される。また、増幅器２２
の出力は第３切替手段９７に入力され、出力経路９８ａ
あるいは９８ｂの一端に切替供給される。この出力経路
９８ａ，９８ｂの他端は第４切替手段９９により何れか
一方が出力端子１３に切替接続される。一方の入力経路
９５ａには第１移相手段２１が、また一方の出力経路９
８ａには第２移相手段２３がそれぞれ挿入される。ここ
で、第１移相手段２１および第２移相手段２３は、図３
の実施例で説明したものと同様のものである。
分のみ、第１移相手段−増幅器−第２移相手段なる経路
を通し、ＰＥＰが所定値以下では、第１、第２移相手段
を通すことなく、増幅器を通すようにする実施例を説明
する。図２２はその一例を示す。入力端子１に入力され
た信号は、方向性結合器９１により分岐され、その分岐
出力の一方は信号の包絡線電力を検出する検出手段９２
に供給され、検出手段９２の検出信号は制御手段９３に
入力される。方向性結合器９１の分岐出力の他方は第１
切替手段９４に入力され、これより入力経路９５ａある
いは９５ｂの各一端に切替供給される。この入力経路９
５ａ，９５ｂの他端は第２切替手段９６により、何れか
一方が増幅器２２に切替接続される。また、増幅器２２
の出力は第３切替手段９７に入力され、出力経路９８ａ
あるいは９８ｂの一端に切替供給される。この出力経路
９８ａ，９８ｂの他端は第４切替手段９９により何れか
一方が出力端子１３に切替接続される。一方の入力経路
９５ａには第１移相手段２１が、また一方の出力経路９
８ａには第２移相手段２３がそれぞれ挿入される。ここ
で、第１移相手段２１および第２移相手段２３は、図３
の実施例で説明したものと同様のものである。
【００３６】入力信号の包絡線電力が検出手段９２で検
出され、その検出出力が入力される制御手段９３は、入
力信号のＰＥＰの値Ｌがしきい値Ｌth以下の場合には、
信号が入力経路９５ｂおよび出力経路９８ｂを通過する
ように第１乃至第４切替手段９４，９６，９７，９９を
切替制御する。ＰＥＰの値ＬがＬthより大きい場合に
は、信号が入力経路９５ａおよび出力経路９８ａを通過
するように第１乃至第４切替手段９４，９６，９７，９
９を切替制御する。制御手段９３は例えば周波数間隔Δ
ｆの逆数に相当する周期で入出力経路の切替を行う。つ
まり、切替タイミング以前の一周期（＝１／Δｆ）間の
入力信号のＰＥＰがしきい値Ｌｔｈを超える場合には、
入力経路９５ａおよび出力経路９８ａを通過するように
第１乃至第４切替手段９４，９６，９７，９９を切替制
御する。また、上記ＰＥＰがしきい値Ｌｔｈ以下となる
場合には、入力経路９５ｂおよび出力経路９８ｂを通過
するように第１乃至第４切替手段９４，９６，９７，９
９を切替制御する。
出され、その検出出力が入力される制御手段９３は、入
力信号のＰＥＰの値Ｌがしきい値Ｌth以下の場合には、
信号が入力経路９５ｂおよび出力経路９８ｂを通過する
ように第１乃至第４切替手段９４，９６，９７，９９を
切替制御する。ＰＥＰの値ＬがＬthより大きい場合に
は、信号が入力経路９５ａおよび出力経路９８ａを通過
するように第１乃至第４切替手段９４，９６，９７，９
９を切替制御する。制御手段９３は例えば周波数間隔Δ
ｆの逆数に相当する周期で入出力経路の切替を行う。つ
まり、切替タイミング以前の一周期（＝１／Δｆ）間の
入力信号のＰＥＰがしきい値Ｌｔｈを超える場合には、
入力経路９５ａおよび出力経路９８ａを通過するように
第１乃至第４切替手段９４，９６，９７，９９を切替制
御する。また、上記ＰＥＰがしきい値Ｌｔｈ以下となる
場合には、入力経路９５ｂおよび出力経路９８ｂを通過
するように第１乃至第４切替手段９４，９６，９７，９
９を切替制御する。
【００３７】検出手段９２は、例えばダイオード、コン
デンサ、抵抗器等を用いて構成される。制御手段９３
は、Ａ／Ｄコンバータ、マイクロプロセッサ、ＲＯＭ、
ＲＡＭ、Ｄ／Ａコンバータ等で構成でき、あるいは演算
増幅器、抵抗器等を用いるアナログ回路で構成すること
も可能である。第１乃至第４切替手段９４，９６，９
７，９９は、例えば半導体スイッチで構成される。以下
に、この増幅装置の動作について説明する。
デンサ、抵抗器等を用いて構成される。制御手段９３
は、Ａ／Ｄコンバータ、マイクロプロセッサ、ＲＯＭ、
ＲＡＭ、Ｄ／Ａコンバータ等で構成でき、あるいは演算
増幅器、抵抗器等を用いるアナログ回路で構成すること
も可能である。第１乃至第４切替手段９４，９６，９
７，９９は、例えば半導体スイッチで構成される。以下
に、この増幅装置の動作について説明する。
【００３８】図２３Ａ，Ｂは、入力端子１に入力される
信号の包絡線電力の波形の例を示したものである。図２
３ＡはＰＥＰの値Ｌがしきい値Ｌth以下である場合の例
であり、信号は入力経路９５ｂ、出力経路９８ｂを通過
して、従来の増幅装置と同様の増幅動作が行われる。し
きい値Ｌthは、増幅器２２の飽和出力に応じて設定さ
れ、ＰＥＰの値ＬがＬth以下の場合に、増幅器２２の飽
和特性に基づいて発生する歪が、信号対歪電力比で例え
ば６０ｄＢ以上となるように設定する。図２３ＢはＰＥ
Ｐの値ＬがＬthより大きい場合の例であり、信号は入力
経路９５ａ、出力経路９８ａを通過して増幅動作が行わ
れる。この場合は既に説明した場合と同様に入力信号の
各周波数成分の位相が第１移相手段２１で相対的にずら
され、ＰＥＰが低減されて増幅器２２へ供給され、増幅
器２２の出力は第２移相手段２３で各周波数成分の相対
位相が、入力端子１における入力信号のそれと同様にな
り、出力端子１３に、大きなＰＥＰの信号でも線形増幅
された出力が得られる。
信号の包絡線電力の波形の例を示したものである。図２
３ＡはＰＥＰの値Ｌがしきい値Ｌth以下である場合の例
であり、信号は入力経路９５ｂ、出力経路９８ｂを通過
して、従来の増幅装置と同様の増幅動作が行われる。し
きい値Ｌthは、増幅器２２の飽和出力に応じて設定さ
れ、ＰＥＰの値ＬがＬth以下の場合に、増幅器２２の飽
和特性に基づいて発生する歪が、信号対歪電力比で例え
ば６０ｄＢ以上となるように設定する。図２３ＢはＰＥ
Ｐの値ＬがＬthより大きい場合の例であり、信号は入力
経路９５ａ、出力経路９８ａを通過して増幅動作が行わ
れる。この場合は既に説明した場合と同様に入力信号の
各周波数成分の位相が第１移相手段２１で相対的にずら
され、ＰＥＰが低減されて増幅器２２へ供給され、増幅
器２２の出力は第２移相手段２３で各周波数成分の相対
位相が、入力端子１における入力信号のそれと同様にな
り、出力端子１３に、大きなＰＥＰの信号でも線形増幅
された出力が得られる。
【００３９】なお、以上の説明では、第１乃至第４切替
手段９４，９６，９７，９９は、入力信号が、そのＰＥ
ＰにＬth以上の部分があるか否かによって制御するもの
としているが、検出手段９２で検出される包絡線電力の
瞬時変動にしたがい制御することもできる。この場合、
通常は入力経路９５ｂ及び出力経路９８ｂを選択し、検
出手段９２で検出される電力レベルがしきい値Ｌthを超
えるときに入力経路９５ａ及び出力経路９８ａを切替選
択し、所定時間後に元の信号経路９５ｂ，９８ｂに戻す
ように、第１乃至第４切替手段９４，９６，９７，９９
の切替制御をおこなう構成とする。前記所定時間は包絡
線電力のピークの幅程度であり、ほぼマルチキャリア信
号の帯域幅の逆数とすればよい。
手段９４，９６，９７，９９は、入力信号が、そのＰＥ
ＰにＬth以上の部分があるか否かによって制御するもの
としているが、検出手段９２で検出される包絡線電力の
瞬時変動にしたがい制御することもできる。この場合、
通常は入力経路９５ｂ及び出力経路９８ｂを選択し、検
出手段９２で検出される電力レベルがしきい値Ｌthを超
えるときに入力経路９５ａ及び出力経路９８ａを切替選
択し、所定時間後に元の信号経路９５ｂ，９８ｂに戻す
ように、第１乃至第４切替手段９４，９６，９７，９９
の切替制御をおこなう構成とする。前記所定時間は包絡
線電力のピークの幅程度であり、ほぼマルチキャリア信
号の帯域幅の逆数とすればよい。
【００４０】第１移相手段２１又は第２移相手段２３で
減衰バイアス、遅延（各周波数成分に付加された同量の
遅延）が生じる場合には、これと同一の減衰量、遅延量
をそれぞれもつ減衰手段、遅延手段を入力経路９５ｂ又
は出力経路９８ｂに挿入する。例えば図２２に点線で示
すように入力経路９５ｂに減衰手段１０１、遅延手段１
１１を、出力経路９８ｂに減衰手段１０２、遅延手段１
１２を挿入する。
減衰バイアス、遅延（各周波数成分に付加された同量の
遅延）が生じる場合には、これと同一の減衰量、遅延量
をそれぞれもつ減衰手段、遅延手段を入力経路９５ｂ又
は出力経路９８ｂに挿入する。例えば図２２に点線で示
すように入力経路９５ｂに減衰手段１０１、遅延手段１
１１を、出力経路９８ｂに減衰手段１０２、遅延手段１
１２を挿入する。
【００４１】図２４に示すように図２２中の第２切替手
段９６および第４切替手段９９をそれぞれ経路結合・分
岐手段１０３および１０４で置き換えてもよい。入力経
路９５ａ及び９５ｂは経路結合・分岐手段１０３により
結合され、増幅器２２に接続される。第１切替手段９４
により、入力経路９５ａおよび９５ｂのいずれの入力経
路が選択された場合も、選択された入力経路を通過した
信号が増幅器２２に入力される。経路結合・分岐手段１
０４についても、第３切替手段９７により出力経路９８
ａおよび９８ｂのいずれの出力経路が選択された場合
も、選択された出力経路を通過した信号が出力端子１３
より出力される。なお、図２４における切替手段を経路
結合・分岐手段に置き換えることは一方の切替手段に対
してのみで行ってもよい。図２５に示すように、図２２
中の第１切替手段９４は第３切替手段９７をそれぞれ経
路結合・分岐手段１０５，１０６で置き換えてもよい。
この置き換えも一方の切替手段に対してのみ行ってもよ
い。
段９６および第４切替手段９９をそれぞれ経路結合・分
岐手段１０３および１０４で置き換えてもよい。入力経
路９５ａ及び９５ｂは経路結合・分岐手段１０３により
結合され、増幅器２２に接続される。第１切替手段９４
により、入力経路９５ａおよび９５ｂのいずれの入力経
路が選択された場合も、選択された入力経路を通過した
信号が増幅器２２に入力される。経路結合・分岐手段１
０４についても、第３切替手段９７により出力経路９８
ａおよび９８ｂのいずれの出力経路が選択された場合
も、選択された出力経路を通過した信号が出力端子１３
より出力される。なお、図２４における切替手段を経路
結合・分岐手段に置き換えることは一方の切替手段に対
してのみで行ってもよい。図２５に示すように、図２２
中の第１切替手段９４は第３切替手段９７をそれぞれ経
路結合・分岐手段１０５，１０６で置き換えてもよい。
この置き換えも一方の切替手段に対してのみ行ってもよ
い。
【００４２】上述において入力信号としてはマルチキャ
リア信号に限らず、包絡線電力に著しく大きいピークを
含む信号の増幅にこの発明は適する。
リア信号に限らず、包絡線電力に著しく大きいピークを
含む信号の増幅にこの発明は適する。
【００４３】
【発明の効果】以上述べたようにこの発明によれば、第
１移相手段により入力信号のピーク値が低減され、その
状態で増幅器へ供給されるため、増幅器として飽和出力
電力が比較的小さい安価な小形のものを使用することが
でき、この増幅器の出力が第２移相手段で、入力信号と
同様の包絡線電力波形に戻され、つまり線形増幅された
出力信号が得られる。
１移相手段により入力信号のピーク値が低減され、その
状態で増幅器へ供給されるため、増幅器として飽和出力
電力が比較的小さい安価な小形のものを使用することが
でき、この増幅器の出力が第２移相手段で、入力信号と
同様の包絡線電力波形に戻され、つまり線形増幅された
出力信号が得られる。
【００４４】フィードフォワード増幅器の補助増幅器に
この発明を適用して、主増幅器の所要出力電力を比較的
小さくすることができる。また入力信号をその包絡線電
力の所定値以上を制限した主信号と、これと入力信号と
の差信号を作り、主信号、差信号をそれぞれ主増幅器、
補助増幅器でそれぞれ増幅した後に電力合成することに
より、主増幅器の所要飽和出力電力を比較的小さいもの
とすることができる。この場合、補助増幅器の前後に第
１，第２移相手段を設けることにより、補助増幅器の所
要出力電力を小さくし、かつ線形性の優れた出力信号が
得られる。
この発明を適用して、主増幅器の所要出力電力を比較的
小さくすることができる。また入力信号をその包絡線電
力の所定値以上を制限した主信号と、これと入力信号と
の差信号を作り、主信号、差信号をそれぞれ主増幅器、
補助増幅器でそれぞれ増幅した後に電力合成することに
より、主増幅器の所要飽和出力電力を比較的小さいもの
とすることができる。この場合、補助増幅器の前後に第
１，第２移相手段を設けることにより、補助増幅器の所
要出力電力を小さくし、かつ線形性の優れた出力信号が
得られる。
【００４５】更に入力信号の包絡線電力がしきい値以下
では増幅器に直接入力信号を供給し、しきい値以上で入
力信号を第１移相手段を介して増幅器へ供給し、増幅器
の出力を第２移相手段に通すことにより、同様に増幅器
の所要飽和出力を小さいものとすることができる。
では増幅器に直接入力信号を供給し、しきい値以上で入
力信号を第１移相手段を介して増幅器へ供給し、増幅器
の出力を第２移相手段に通すことにより、同様に増幅器
の所要飽和出力を小さいものとすることができる。
【図１】マルチキャリア信号のスペクトルの例を示す
図。
図。
【図２】従来のフィードフォワード増幅器の構成を示す
図。
図。
【図３】この発明の基本構成を示すブロック図。
【図４】図３中の第１、第２移相手段の移相器周波数特
性の例を示す図。
性の例を示す図。
【図５】図３の各部における信号包絡線電力波形例を示
す図。
す図。
【図６】Ａはリアクタンス回路よりなる２次遅延等化回
路を示す図、Ｂは図６Ａの回路の遅延量周波数特性の例
を示す図、Ｃは図６Ａの回路の直列接続により移相手段
を構成した例を示すブロック図である。
路を示す図、Ｂは図６Ａの回路の遅延量周波数特性の例
を示す図、Ｃは図６Ａの回路の直列接続により移相手段
を構成した例を示すブロック図である。
【図７】Ａは第１移相手段２１を分散形遅延線で構成し
た例を示す平面図、Ｂは第２移相手段２３を分散形遅延
線で構成した例を示す平面図である。
た例を示す平面図、Ｂは第２移相手段２３を分散形遅延
線で構成した例を示す平面図である。
【図８】Ａは第１移相手段２１の他の構成例を示すブロ
ック図、Ｂは図８Ａと対応する第２移相手段２３の構成
例を示すブロック図である。
ック図、Ｂは図８Ａと対応する第２移相手段２３の構成
例を示すブロック図である。
【図９】この発明をフィードフォワード増幅器に適用し
た例を示すブロック図。
た例を示すブロック図。
【図１０】図９の各部の信号の包絡線電力の波形例を示
す図。
す図。
【図１１】この発明の他の実施例を示すブロック図。
【図１２】この図１１の各部の信号の包絡線電力の波形
例を示す図。
例を示す図。
【図１３】この発明の効果を説明するための、第１移相
手段における入力信号及び出力信号の各包絡線電力ピー
クパワーの確率分布のシミュレーション結果を示す図。
手段における入力信号及び出力信号の各包絡線電力ピー
クパワーの確率分布のシミュレーション結果を示す図。
【図１４】図１１中の信号分離手段４３の具体例を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図１５】図１１中の信号分離手段４３の他の具体例を
示す機能構成図。
示す機能構成図。
【図１６】図１１中の信号分離手段４３とマルチキャリ
ア信号の発生部の具体的機能構成例を示すブロック図。
ア信号の発生部の具体的機能構成例を示すブロック図。
【図１７】マルチキャリア信号の発生部の他の例を示す
ブロック図。
ブロック図。
【図１８】図１１の実施例の変形例を示すブロック図。
【図１９】図１１の実施例の更に他の変形例を示すブロ
ック図。
ック図。
【図２０】図１１の実施例の更に他の変形例を示すブロ
ック図。
ック図。
【図２１】図２０の変形例の更に他の変形例を示すブロ
ック図。
ック図。
【図２２】この発明の第３観点の実施例を示すブロック
図。
図。
【図２３】図２２の実施例の動作説明のための波形図。
【図２４】この発明の第３観点の他の実施例を示すブロ
ック図。
ック図。
【図２５】この発明の第３観点の更に他の実施例を示す
ブロック図。
ブロック図。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平２−305237（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−73406（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−65612（ＪＰ，Ａ) 特開 昭50−63868（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−298495（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−274748（ＪＰ，Ａ) 特開 昭48−17648（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−8560（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38 H04B 1/04 H03F 1/32 H04J 1/00 - 11/00
Claims (26)
- 【請求項１】 入力端子に入力端が接続された、非線形
の移相量周波数特性をもつ第１移相手段と、 その第１移相手段の出力端に入力端が接続された増幅器
と、 その増幅器の出力端に、入力端が接続され、出力端が出
力端子に接続された、上記第１移相手段とほぼ逆の移相
周波数特性をもつ第２移相手段と、 を具備する増幅装置。 - 【請求項２】 請求項１の増幅装置において、 上記入力端子に入力された入力信号から主信号と差信号
を得、その差信号を上記第１移相手段へ供給し、上記主
信号を第１信号経路へ供給する信号分離手段と、 上記第１信号経路を経た上記主信号と上記第２移相手段
の出力信号とを合成して上記出力端子へ供給する第１電
力合成手段とを含む。 - 【請求項３】 請求項２の増幅装置において、 上記信号分離手段は、上記入力信号を、第１，第２分岐
端子に分配する電力分配手段と、上記第１，第２分岐端
子にその１端が接続された主増幅経路、及び線形経路
と、上記主増幅経路及び上記線形経路の各他端と接続さ
れ、上記主増幅経路を経た信号を上記主信号として上記
第１信号経路へ供給し、上記主増幅経路を経た信号と上
記線形経路を経た信号との差をとり、上記差信号として
上記第１移相手段へ供給する方向性結合器と、上記主増
幅経路に挿入された主増幅器と、上記線形経路に挿入さ
れた第１遅延手段とよりなり、 上記第１信号経路に挿入された第２遅延手段を含み、 上記第１移相手段、上記増幅器、上記第２移相手段の直
列接続よりなる歪増幅経路を経た上記差信号と上記第１
信号経路を経た信号中の歪成分とが上記第１電力合成手
段で逆相で足し合わされる。 - 【請求項４】 請求項３の増幅装置において、 上記主増幅経路及び上記線形経路の少くとも一方に、可
変減衰手段、可変移相手段が挿入され、上記第１信号経
路及び上記歪増幅経路の少くとも一方に可変減衰手段及
び可変移相手段の少なくとも一方が挿入されている。 - 【請求項５】 請求項２の増幅手段において、 上記信号分離手段は上記入力信号を、その包絡線電力が
所定値以下になるように制限した上記主信号と、その主
信号と上記入力信号との差である上記差信号とに分離す
る手段であり、上記第１信号経路に挿入された主増幅器
を含む。 - 【請求項６】 請求項５の増幅装置において、 上記信号分離手段は上記入力信号を第１，第２分岐端子
に分配する第１電力分配手段と、上記第１電力分配手段
の第１分岐端子に接続され、入力された信号の包絡線電
力を上記所定値以上を除去するリミッタと、そのリミッ
タの出力信号を２分岐し、その一方を上記主信号として
出力する第２電力分配手段と、上記第１電力分配手段の
第２分岐端子に接続された遅延手段と、その遅延手段の
出力信号と上記第２分配手段の他方の分岐出力信号とを
逆移相で合成して上記差信号として出力する第２電力合
成手段とよりなる。 - 【請求項７】 請求項５の増幅装置において、 上記信号分離手段は、上記入力信号をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換器と、上記ディジタル信号中の所定
値以上のものを上記所定値に変更してディジタル主信号
とする手段と、上記ディジタル信号から上記ディジタル
主信号を差し引いてディジタル差信号とする手段と、上
記ディジタル主信号及び上記ディジタル差信号をそれぞ
れアナログ信号に変換する第１，第２Ｄ／Ａ変換器と、
それら第１，第２Ｄ／Ａ変換器より各アナログ信号を帯
域制限してそれぞれ上記主信号及び上記差信号として出
力する第１，第２低域通過フィルタとよりなる。 - 【請求項８】 請求項５の増幅装置において、 上記入力信号はマルチキャリア信号であって、 第１〜第Ｎチャネル（Ｎは２以上の整数）の各キャリア
信号の周波数を示す周波数データを設定する周波数設定
手段と、 上記設定された周波数データに応じた周波数をもつ、上
記第１〜第Ｎチャネルの各複素ディジタルキャリア信号
を発生するキャリア信号発生手段と、上記第１〜第Ｎチ
ャネルの複素ディジタルキャリア信号と、上記第１〜第
Ｎチャネルの複素シンボルデータとをそれぞれ複素乗算
する乗算手段と、これらＮ個の複素乗算結果を加算して
上記マルチキャリア信号のディジタル信号を得る加算手
段と、上記ディジタルのマルチキャリア信号を、その包
絡線電力が所定以上の値を上記所定値に変更したディジ
タル主信号を得る手段と、上記ディジタルのマルチキャ
リア信号から上記ディジタル主信号を差し引いてディジ
タル差信号を得る手段と、上記ディジタル主信号の実部
及び虚部をそれぞれアナログ信号に変換する手段と、こ
れらアナログ信号で高周波信号を直交変調して上記主信
号を得る手段と、上記ディジタル差信号の実部及び虚部
をそれぞれアナログ信号に変換する手段と、これらアナ
ログ信号で上記高周波信号を直交変調して上記差信号を
得る手段とにより上記信号分離手段が構成されている。 - 【請求項９】 請求項５〜８の何れかの増幅装置におい
て、 上記第１信号経路と、上記第１移相手段、上記増幅器、
上記第２移相手段よりなる第２信号経路の少くとも一方
に挿入され、これら第１，第２信号経路の伝送特性をそ
ろえる伝送特性調整手段を含む。 - 【請求項１０】 請求項１の増幅装置において、 上記入力端子を第１入力経路の一端と、上記第１移相手
段が挿入された第２入力経路の一端とに切替え接続する
第１切替手段と、 上記第１入力経路の他端と、上記第２入力経路の他端を
上記増幅器の入力端に切替え接続する第２切替え手段
と、 上記増幅器の出力端に第１出力経路の一端と、上記第２
移相手段が挿入された第２出力経路の一端とを切替え接
続する第３切替手段と、 上記第１出力経路の他端と、上記第２出力経路の他端と
を上記出力端子に切替え接続する第４切替手段と、 上記入力信号の包絡線電力を検出する検出手段と、 上記検出された包絡線電力をしきい値と比較して、包絡
線電力がしきい値を越えると、上記第１，第２切替手段
を上記第２入力経路に、上記第３，第４切替手段を上記
第２出力経路にそれぞれ接続する制御手段と、 を具備する。 - 【請求項１１】 請求項１の増幅装置において、 上記入力端子を第１入力経路の一端と、上記第１移相手
段が挿入された第２入力経路の一端とに切替え接続する
第１切替手段と、 上記第１入力経路の他端と上記第２入力経路の他端とを
上記増幅器の入力端に接続する第１経路結合手段と、 上記増幅器の出力端に第１出力経路の一端と、上記第２
移相手段が挿入された第２出力経路の一端とを切替え接
続する第２切替え手段と、 上記第１出力経路の他端と上記第２出力経路の他端を上
記出力端子に接続する第２経路結合手段と、 上記入力信号の包絡線電力を検出する検出手段と、 上記検出された包絡線電力をしきい値と比較して、包絡
線電力がしきい値を越えると、上記第１切替手段を上記
第２入力経路に、上記第２切替手段を上記第２出力経路
にそれぞれ接続する制御手段と、 を具備する。 - 【請求項１２】 請求項１の増幅装置において、 上記入力端子を第１入力経路の一端と、上記第１移相手
段が挿入された第２入力経路の一端とに接続する第１経
路分岐手段と、 上記第１入力経路の他端と、上記第２入力経路の他端を
上記増幅器の入力端に接続する第１切替手段と、 上記増幅器の出力端に第１出力経路の一端と上記第２移
相手段が挿入された第２出力経路の一端とを接続する第
２経路分岐手段と、 上記第１出力経路の他端と、上記第２出力経路の他端と
を上記出力端子に切替え接続する第２切替手段と、 上記入力信号の包絡線電力を検出する検出手段と、 上記検出された包絡線電力としきい値とを比較して、上
記包絡線電力がしきい値を越えると上記第１切替手段を
上記第２入力経路に、上記第２切替手段を上記第２出力
経路にそれぞれ接続する制御手段、 を具備する。 - 【請求項１３】 請求項１０乃至１２の何れかの増幅装
置において、 上記制御手段は包絡線電力としきい値の比較結果の状態
から判断して、上記切替手段を上記第１入力経路及び上
記第１出力経路に接続したまま、又は上記第２入力経路
及び上記第２出力経路に接続したままにする手段であ
る。 - 【請求項１４】 請求項１０乃至１２の何れかの増幅装
置において、 上記制御手段は上記切替手段を上記第２入力経路及び上
記第２出力経路に接続すると、所定時間後に、上記切替
手段を上記第１入力経路及び上記第１入力経路との接続
に戻す手段である。 - 【請求項１５】 請求項１０乃至１２の何れかの増幅装
置において、 上記第１移相手段の減衰量及び上記第２移相手段の減衰
量とそれぞれほぼ等しい減衰量の減衰手段が上記第１入
力経路及び上記第１出力経路に挿入されている。 - 【請求項１６】 請求項１０乃至１２の何れかの増幅装
置において、 上記第１移相手段のバイアス遅延量及び上記第２移相手
段のバイアス遅延量とそれぞれほぼ等しい遅延量の遅延
手段が上記第１入力経路及び上記第１出力経路に挿入さ
れている。 - 【請求項１７】 請求項１乃至１６の何れかの増幅装置
において、 上記第１，第２移相手段はリアクタンス回路より成る遅
延等化回路で構成されている。 - 【請求項１８】 請求項１乃至１６の何れかの増幅装置
において、 上記第１，第２移相手段は弾性表面波回路よりなる分散
形遅延線で構成されている。 - 【請求項１９】 請求項１乃至１６の何れかの増幅装置
において、 上記第１，第２移相手段は、入力された信号をｎ個（ｎ
は２以上の整数）の経路に分岐する信号分岐手段と、上
記ｎ個の経路にそれぞれ挿入された互いに異なる中心周
波数の帯域通過フィルタと、上記ｎ個の経路に挿入さ
れ、上記帯域通過フィルタを通過した信号を、互いに異
なる時間遅延させる遅延手段と、上記ｎ個の経路よりの
出力信号を電力合成して出力する電力合成手段とより構
成されている。 - 【請求項２０】 請求項１乃至１９の何れかの増幅装置
において、 上記入力信号はマルチキャリア信号である。 - 【請求項２１】 入力端子に入力された入力信号を、包
絡線電力が所定値以下になるように制限した主信号と、
その主信号と上記入力信号との差である差信号とに分離
して出力する信号分離手段と、 上記主信号を増幅する主増幅器と、 上記差信号を増幅する補助増幅器と、 上記主増幅器の出力と上記補助増幅器の出力とを電力合
成して出力端子へ出力する電力合成手段と、を具備する
増幅装置。 - 【請求項２２】 請求項２１の増幅装置において、 上記信号分離手段は上記入力信号を第１，第２分岐端子
に分配する第１電力分配手段と、その第１電力分配手段
の第１分岐端子に接続され、入力された信号の包絡線電
力を上記所定値以上を除去するリミッタと、そのリミッ
タの出力信号を２分岐し、その一方を上記主信号として
出力する第２電力分配手段と、上記第１電力分配手段の
第２分岐端子に接続された遅延回路と、その遅延回路の
出力信号と上記第２分配手段の他方の分岐出力信号とを
逆位相で合成して上記差信号として出力する第２電力合
成手段とよりなる。 - 【請求項２３】 請求項２２又は６の増幅装置におい
て、 上記リミッタ及び上記遅延回路の少くとも一方と直列に
可変減衰手段、可変移相手段の少くとも一方が接続され
ている。 - 【請求項２４】 請求項２１の増幅装置において、 上記信号分離手段は、上記入力信号をディジタル信号に
変換するＡ／Ｄ変換器と、上記ディジタル信号をその所
定値以上の値は上記所定値に変更してディジタル主信号
とする手段と、上記ディジタル信号から上記ディジタル
主信号を差し引いてディジタル差信号とする手段と、上
記ディジタル主信号及び上記ディジタル差信号をそれぞ
れアナログ信号に変換する第１，第２Ｄ／Ａ変換器と、
これら第１，第２Ｄ／Ａ変換器より各アナログ信号を帯
域制限してそれぞれ上記主信号及び上記差信号として出
力する第１，第２低域通過フィルタとよりなる。 - 【請求項２５】 請求項５乃至７、２１乃至２４の何れ
かの増幅装置において、 上記主増幅器の入力側及び上記第１移相手段の入力側に
それぞれ上記主信号及び上記差信号の各周波数を高くす
る周波数変換手段が設けられている。 - 【請求項２６】 請求項２１の増幅装置において、 上記入力信号はマルチキャリア信号であって、 第１〜第Ｎチャネル（Ｎは２以上の整数）の各キャリア
信号の周波数を示す周波数データを設定する周波数設定
手段と、 上記設定された周波数データに応じた周波数をもつ、上
記第１〜第Ｎチャネルの各複素ディジタルキャリア信号
を発生するキャリア信号発生手段と、上記第１〜第Ｎチ
ャネルの複素ディジタルキャリア信号と、上記第１〜第
Ｎチャネルの複素シンボルデータとをそれぞれ複素乗算
する乗算手段と、これらＮ個の複素乗算結果を加算して
上記マルチキャリア信号のディジタル信号を得る加算手
段と、上記ディジタルのマルチキャリア信号を、その電
力包絡が所定以上の値を上記所定値に変更したディジタ
ル主信号を得る手段と、上記ディジタルのマルチキャリ
ア信号から上記ディジタル主信号を差し引いてディジタ
ル差信号を得る手段と、上記ディジタル主信号の実部及
び虚部をそれぞれアナログ信号に変換する手段と、これ
らアナログ信号で高周波信号を直交変調して上記主信号
を得る手段と、上記ディジタル差信号の実部及び虚部を
それぞれアナログ信号に変換する手段と、これらアナロ
グ信号で上記高周波信号を直交変調して上記差信号を得
る手段とにより上記信号分離手段が構成されている。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30527696A JP3257765B2 (ja) | 1995-11-16 | 1996-11-15 | 増幅装置 |
Applications Claiming Priority (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7-298684 | 1995-11-16 | ||
| JP29868495 | 1995-11-16 | ||
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| JP7-323365 | 1995-12-12 | ||
| JP32336595 | 1995-12-12 | ||
| JP7-323364 | 1995-12-12 | ||
| JP30527696A JP3257765B2 (ja) | 1995-11-16 | 1996-11-15 | 増幅装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09224064A JPH09224064A (ja) | 1997-08-26 |
| JP3257765B2 true JP3257765B2 (ja) | 2002-02-18 |
Family
ID=27479739
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30527696A Expired - Lifetime JP3257765B2 (ja) | 1995-11-16 | 1996-11-15 | 増幅装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3257765B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JP4550302B2 (ja) * | 2001-03-19 | 2010-09-22 | 三星電子株式会社 | 非線形歪み補償方法及び非線形歪み補償回路 |
| JP2003110369A (ja) * | 2001-09-27 | 2003-04-11 | Hitachi Kokusai Electric Inc | 歪み補償増幅装置 |
| JP2006270638A (ja) * | 2005-03-24 | 2006-10-05 | Shimada Phys & Chem Ind Co Ltd | 非線形歪み補償装置 |
| CA3204256C (en) * | 2021-02-03 | 2023-12-19 | Kiyoshi Onohara | Reception device and a/d conversion method |
-
1996
- 1996-11-15 JP JP30527696A patent/JP3257765B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH09224064A (ja) | 1997-08-26 |
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