JP3244226B2 - 超大規模集積回路の性能を評価する方法 - Google Patents
超大規模集積回路の性能を評価する方法Info
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Description
能の分析の分野である。本発明の範囲内で想定される性
能分析の構成要素は、特に、回路または回路の素子が入
力信号から出力信号を発生することができる速度、及び
ノイズに対する回路のイミュニティ(immunit
y)を決定することである。
態を記憶するフリップフロップと、電気リードによりこ
れらのフリップフロップを接続し、これらの信号の論理
的組み合わせを実現する論理ゲートとで構成される。ク
ロックのエッジにより、これらの信号がフリップフロッ
プの出力として送信されるとともに、他のフリップフロ
ップの入力で受信される。1つのクロックのエッジで信
号がフリップフロップの出力として送信された後は、次
のクロックのエッジの前に、下流側の他のフリップフロ
ップの入力が安定状態に切り換えられることが必要であ
る。他のフリップフロップの入力への切り換えのタイミ
ングは、信号が論理ゲートを通って伝播する速度、なら
びに論理ゲート間及び論理ゲートをフリップフロップに
接続するリードによって異なる。この速度、従って切り
換えのタイミングは、各ゲートに固有の切り換え時間、
及び、抵抗、インダクタンス、キャパシタンス等、リー
ドのインピーダンス特性により異なる。クロックのエッ
ジの後の最も遅い切り換えタイミングがわかれば、回路
が許容できる最短のクロック周期を決定することが可能
である。クロック周期が不可欠であり、クロックのエッ
ジとフリップフロップの入力における切り換えのタイミ
ングとの間の時間がクロック周期より長い場合には、こ
の時間をクロック周期以内に減ずるよう、回路の構造を
変更することが必要である。
から別のフリップフロップに高速で流れ、結合したとし
ても、得られる値はできるだけ正確であることが好まし
い。誤差の主たる原因は、ノイズに対する回路素子の感
度である。回路のイミュニティを上げるため、あるいは
単にこのイミュニティを確保するためには、ノイズに対
する回路の感度を評価し、必要であれば回路を再調整す
ることが有利である。回路素子のイミュニティとは、こ
の素子の出力においてなんら電圧変動を生じさせない、
入力における安定状態からの電圧変動であると定義され
る。イミュニティは素子の物理的寸法に関わっている。
ノイズレベルは通常、二つの安定な状態間の電圧の差
に、素子の入力におけるリードの総キャパシタンスに対
するクロストークキャパシタンスの比を乗じることによ
り得られる。
ス、及びキャパシタンスの値は、回路製造用マスクに含
まれているトポロジー要素を基にした接続リスト(ネッ
トリスト)から得られる。例えば、あるリードの抵抗は
その長さに比例し、その断面積に反比例する。リードの
インダクタンスは、通常、集積回路内では無視できる。
静電効果に対しては特別な注意が必要である。なぜな
ら、各リードについて、静電効果は、他のリードの表面
積に対するこのリードの表面積、これらの表面積間の距
離、及びこれら他のリード上の電荷の変動により異なる
からである。静電効果は、リードの抵抗と共に、このリ
ードの時定数を決定付ける要素となる。
通常、複数のリード間の全キャパシタンスの効果を、注
目リードと、固定電位のリード、すなわち電荷変動を受
けないリードとの間の単一のキャパシタンスの効果に帰
着させる。
回路の注目リードへの静電効果が実質的に、注目リード
と、アース及び一つまたは複数の回路電源用リードで構
成された固定電位リードとの間のキャパシタンスにより
生じる静電効果となるように、厚さが十分に薄いリード
層、半リード層、絶縁層の重ね合せにより製造されてい
る。従って、これらキャパシタンスを、回路基板に対す
る等価キャパシタンスとするために、これらの並列注目
キャパシタンスを加えるだけで十分であった。他のリー
ドとの結合キャパシタンスを単に加えるだけでこのキャ
パシタンスの値を論ずることが可能であった。これらの
別のリードは、信号を伝播するために可変電位であり、
無視できるほどの量の結合キャパシタンスを有してい
た。近似で十分であった。
抵抗を知ることにより、各注目リードについて、キャパ
シタンスと抵抗の積の関数である時定数を簡単に決定す
ることが可能であった。従って、このリードの信号の一
つまたは複数の切り換えタイミングを簡単に推定するこ
とができた。
めの多層付着技術の近年の進歩により、回路の表面に対
し垂直な方向のリード層の厚さを増すことが可能になる
とともに、これらのリードの断面積を小さくすることな
く、すなわちその電気抵抗を増すことなく、さらには電
気抵抗を減少させることにより、回路の表面積の面内の
リードの厚さを相関的に減少させることが可能になっ
た。これにより、単位面積あたりの素子の集積密度を飛
躍的に上げることが可能である。また、絶縁層の厚さが
増すことにより、各注目リードと固定電位リードの間の
結合キャパシタンスが顕著に減少する。固定電位リード
との結合キャパシタンスを考えた場合、可変電位リード
の間の結合キャパシタンスの効果はもはや無視できる量
ではなく、反対に、優勢な量になっている。前述の近似
ではもはや十分ではない。
ードとの結合キャパシタンスを有する別のリード内の電
荷の変動に依存する電荷の変動を引き起こし、逆に、前
記別のリード内に、該リード内の電荷の変動に依存する
電荷の変動を引き起こす物理現象である。知られている
従来技術の近似では、各リードに固有の時定数の過大評
価または過小評価が生じる可能性がある。過大評価で
は、動作可能な回路が動作しないと結論付けられるおそ
れがある。過小評価では、回路の動作不良が検出されな
いおそれがある。クロストーク現象を決定する数学、物
理式を使用して解決することにより、各リードについて
の時定数を決定することは可能であろう。しかし、この
解決方法は、多数のリードを含む回路については使用で
きないことがわかっている。なぜなら、超大規模集積回
路内の起こり得る信号の変化の総数は、計数化は可能で
あるものの、ほぼ無限大になるからである。従って、切
り換えのタイミングをクロックサイクル内に収めるよう
に必要な切り換えのタイミングを決定する際に問題が生
じる。さらにクロストークは、他のリードにおける電荷
の変化に依存して、注目リードにノイズを生じさせる。
更に、ノイズに対する回路のイミュニティに対するクロ
ストークの影響を評価する必要性から、別の問題が生じ
る。
めに、本発明は、 − 回路の各リードについて、固定電位のアースに対す
る等価結合キャパシタンスの値が、当該リードと回路の
他のリードの実結合キャパシタンスの値の合計として生
成され、生成された値に重み付け係数が割り当てられる
第一ステップと、 − 前記第一ステップに続き、前記等価キャパシタンス
の関数として、各リードに切り換え時間間隔が生成され
る第二ステップと 含むことを特徴とする超大規模集積回路の性能を評価す
る方法を対象とする。
して有利にはパラメータ化が可能な重み付け係数を入力
することにより、簡単な解決方法が得られることであ
る。その場合、時定数は従来の方法で生成される。重み
付け係数は、統計的検討または種々の事前計算により予
め決められた一定の値をもつことができる。
して定義することである。
を評価する方法が、前記第一ステップに先立つ第三ステ
ップを含み、このステップにおいて、各係数(Kij)
が、 − 注目リードとの実結合キャパシタンスを有する他の
リードの切り換え時間間隔が、該注目リードの切り換え
時間間隔と共通部分を有するとの情報が存在しない場
合、1の値に等しく、 − 該注目リードとの実結合キャパシタンスを有する他
のリードの切り換え時間間隔が、該注目リードの切り換
え時間間隔と共通部分を有するとの情報が存在し、か
つ、前記共通部分内の該注目リード及び他のリードに関
して同一の値で切り換えが行われるとの情報が存在しな
い場合、前記1の値よりも大きな値に等しく、 − 該注目リードとの実結合キャパシタンスを有する他
のリードの切り換え時間間隔が、該注目リードの切り換
え時間間隔と共通部分を有するとの情報が存在し、か
つ、前記共通部分内の二つのリードに関して同一の値で
切り換えが行われるとの情報が存在する場合、前記1の
値よりも小さな値に等しくなるように生成されることに
より得られる。
の追加的な相互作用が得られ、この実際の挙動に関する
情報量が多ければ多いほど精度が高くなる。回路の実際
の挙動についての正確な情報が欠如していても第三ステ
ップの実施を除外しない。第二ステップを第三ステップ
に再ループすることにより、例えば、第三ステップで入
手できる情報量を多くすることが可能である。第三ステ
ップを種々に反復することにより、回路の実際の挙動に
最も近づくことが可能である。
めの性能評価方法の実施、及び性能評価方法の使用に特
に適する装置も対象とする。
す本発明の好ましい実施形態についての説明により、よ
り良く理解されよう。
高集積回路の略断面図である。多結晶基板22上の酸化
物層21の内部に、ダイオード、抵抗、あるいはトラン
ジスタなどのマイクロ素子28が作られる。層21は、
リード部23、24が走る金属層20で覆われる。層2
0は、金属層18で被覆され、固定電位VssまたはV
ddとされた酸化物層19で覆われる。上記層は重ね合
わせにより反復することができ、多層回路が得られる。
リード部23は金属層18との間の結合キャパシタンス
30を有し、基板22との間の結合キャパシタンス32
を有する。区間リード24は金属層18との間の結合キ
ャパシタンス31を有し、基板22との間の結合キャパ
シタンス33を有する。薄い層19及び21と比較する
と、リード23、24の高さは十分に低く、区間リード
23、24は十分に離れているので、結合キャパシタン
ス30、31、32、33を与える区間リード23、2
4間の結合キャパシタンスは無視することができる。層
18及び22はそれぞれ固定電位、例えばVss及びV
ddにあるので、キャパシタンス30、32の合計は通
常、基板に対する等価キャパシタンスCsになる。
が可能な高集積回路の略断面図である。これらの技術に
より、層18から21をより厚くすることが可能であ
る。リード25、26、27の区間の幅を小さくするこ
とにより、単位表面積あたりの電気リードの集積密度を
高くすることが可能である。リード間の間隔を狭くする
可能性により、この集積密度はさらに高くなる。リード
部25、26、27の高さを大きくすることにより、そ
れらの電気抵抗を下げ、図1aに示したリード23、2
4内を流れる電流密度に少なくとも等しい電流密度が流
れるようにすることができる。酸化物層19及び21の
厚さを増すことにより、金属層18との間のリードの結
合キャパシタンス34、35、36の値、及び基板22
との間のリードの結合キャパシタンス39、40の値が
低くなる。区間25と27、及び区間25と26のリー
ド間の結合キャパシタンス37、38の値はもはや無視
できない値であり、結合キャパシタンス34、35、3
6、39、40に対し大きな影響を与えることがある。
から受信器4に送信するためのものである。同様に、リ
ード2及び3はそれぞれ論理信号を送信器6及び7か
ら、図示しない受信器に送信するためのものである。リ
ード1は、回路の基準固定電位Vss及びVddとの結
合キャパシタンスC1sを有する。また、抵抗R1のリ
ード1は、各々リード2及びリード3との結合キャパシ
タンスC12及びC13を有する。送信器5が、タイミ
ングt0で、タイミングt0より前の電位値とは異なる
新しい電位値に切り換わると、リード1は、リード1の
抵抗、及び回路の他の素子とリード1との各結合キャパ
シタンスの充電電流に依存する時定数で、新しい電位値
に到達する。
ード1の電位の種々の変化を明らかにする図である。
り換えられるタイミングt0から、電圧しきい値に到達
することにより受信器4の切り換えが生じるタイミング
taまでの、リード2及び3の電位値が一定である場合
を示す図である。リードは、並列に配置されたコンンデ
ンサC12、C13及びC1sの和に等しいキャパシタ
ンスCTを有する。抵抗R1は、その電位値がタイミン
グtaに受信器4の切り換えしきい値に達する時の時定
数を規定する。
り換えられるタイミングt0から、電圧しきい値に到達
することにより受信器4の切り換えが生じるタイミング
tbまでの間、リード2及び3の電位値がリード1の電
位値の値と同じように変化する場合を示す図である。こ
の極端な例は、例えば、リード2及び3が最初、同じ電
位値を有する時、及び送信器6及び7が送信器5と同じ
タイミングt0で切り換わる時に生じる。キャパシタン
スC12、C13の端子における電位差はどのタイミン
グにおいても0であり、従ってキャパシタンスがその負
荷を変化させることはない。これは、あたかもこれらの
キャパシタンスが存在していないかのような挙動を呈す
る。その時、リードはキャパシタンスC1sに等しいキ
ャパシタンスCTを有する。抵抗R1は、リード1の電
位値がタイミングtbにおいて受信器4の切り換えしき
い値に達するような時定数を規定する。タイミングtb
は上の場合のタイミングtaよりも時間的に前になる。
なぜならリード1の見かけキャパシタンスCTが少ない
からである。図3b)は、送信器5の切り換え後、最小
の遅れtb−t0で受信器4が切り換わる場合を示す図
である。なぜなら、キャパシタンスC1sのみが時定数
に作用するからである。
り換えられるタイミングt0から、電圧しきい値に到達
することにより受信器4の切り換えが生じるタイミング
tcまでの間、リード2及び3の電位値がリード1の電
位値の値とは逆に変化する場合を示す図である。この極
端な例は、例えば、リード2及び3が最初、逆の電位値
を有する時、及び送信器6及び7が送信器5と同じタイ
ミングt0で切り換わる時に生じる。これは、あたかも
キャパシタンスC12、C13がそれらの実際値の二倍
の値を有するかのような挙動を呈する。その時、リード
はキャパシタンスC1sに等しいキャパシタンスCTを
有し、これにキャパシタンスC12、C 13の合計の二
倍の値が加えられる。抵抗R1は、リード1の電位値が
タイミングtcにおいて受信器4の切り換えしきい値に
達するような時定数を規定する。タイミングtcは第一
の場合のタイミングtaよりも時間的に後になる。なぜ
ならリード1の見かけキャパシタンスCTが多いからで
ある。図3c)は、送信器5の切り換え後、最大の遅れ
tc−t0で受信器4が切り換わる場合を示す図であ
る。なぜなら、リード間のキャパシタンスのみが、自定
数に対し、それらの値のほぼ二倍の影響を与えるからで
ある。
は、電圧しきい値に到達することにより受信器4の切り
換えが生じるタイミングが間隔([tb、tc]内にあ
る無数の例が存在し得る。例えば送信器5の切り換え時
に送信器6が切り換わらず送信7が反対方向に切り換わ
る場合、CT=C1s+C12+2*C13である。
合と二倍の影響を有する場合との間の、他方のリードが
一定の電圧値にある場合には、結合キャパシタンスは、
その実際の値の影響を有することに特に留意されたい。
二つのリードの電圧が同じ方向に変化する場合、結合キ
ャパシタンスの影響は、実際の値よりも小さい。二つの
リードの電圧が反対方向に変化する場合、結合キャパシ
タンスの影響は、その実際の値よりも大きい。
8、9、10からの信号の論理組み合わせを行う基本回
路の例を示す図であり、その結果はレジスタ17で得ら
れる。説明を簡単にするため、ここではレジスタは、一
つまたは複数のフリップフロップから成るあらゆる構成
を意味するものとする。ノード11から16は、各ノー
ド上の入力信号から生じるバイナリ信号をそのノード出
力で得るために、トランジスタで構成される。ノード1
1はレジスタ10からの信号を入力で受信する。ノード
12はレジスタ9からの信号を入力で受信する。ノード
13はレジスタ8からの信号及びレジスタ9からの信号
を入力で受信する。ノード14はノード13の出力から
の信号を入力で受信する。ノード15はノード11の出
力からの信号及びノード12の出力からの信号を入力で
受信する。ノード16はノード14の出力からの信号及
びノード15の出力からの信号を入力で受信する。ノー
ド16の出力信号はレジスタ17の入力で受信される。
て、これらの要素のそれぞれの入力における、図3を参
照して上で規定したような切り換えのしきい値の通過の
タイミングを示す、横軸に時間を取ったタイミングチャ
ートである。
における立ち下がりがレジスタ8から10の出力におけ
るバイナリ信号の送信を決定するクロックの論理状態を
示す。
れた信号は、タイミングt11においてノード11の入
力で切り換えを発生させることができる。遅延t11−
tfは、図2及び図3を参照して上で説明したような、
レジスタ10の出力をノード11の入力に接続するリー
ドの結合キャパシタンスにより生じる。
た信号は、タイミングt12においてノード12の入力
で切り換えを発生させることができる。遅延t12−t
fは、図2及び図3を参照して上で説明したような、レ
ジスタ9の出力をノード12の入力に接続するリードの
結合キャパシタンスにより生じるものである。
た信号は、タイミングt13dにおいてノード13の入
力で切り換えを発生させることができる。遅延t13d
−t fは、図2及び図3を参照して上で説明したよう
な、レジスタ8の出力をノード13の入力に接続するリ
ードの結合キャパシタンスにより生じるものである。レ
ジスタ9から発信された信号は、タイミングt13fに
おいてノード13の入力で切り換えを発生させることが
できる。遅延t13f−tfは、レジスタ9の出力をノ
ード13の入力に接続するリードの結合キャパシタンス
により生じる。タイミングt13dとt13fとの間で
は、ノード13の切り換えは不確定である。この不確定
性を細かな垂直ハッチングで示してある。
で、ノード13の不確定性はノード14の入力に運ばれ
る。遅延t14d−t13dは、ノード13の出力をノ
ード14の入力に接続するリードの結合キャパシタン
ス、及びノード13の固有切り換え時間により生じる。
された信号は、タイミングt15dにおいてノード15
の入力で切り換えを発生させることができる。遅延t
15d−t11は、ノード11の出力をノード15の入
力に接続するリードの結合キャパシタンス、及びノード
11の固有切り換え時間により生じる。ノード12から
から送信された信号は、タイミングt15fにおいてノ
ード15の入力で切り換えを発生させることができる。
遅延t15f−t12は、ノード12の出力をノード1
5の入力に接続するリードの結合キャパシタンス、及び
ノード12の固有切り換え時間により生じる。タイミン
グt15dとt15fとの間では、ノード15の切り換
えは不確定である。この不確定性を細かな垂直ハッチン
グで示してある。
で、ノード14の切り換えの不確定性、及びノード15
の切り換えの不確定性は、ノード16の入力に運ばれ
る。遅延t16d−t14dは、ノード14の出力をノ
ード16の入力に接続するリードの結合キャパシタン
ス、及びノード14の固有切り換え時間により生じる。
遅延t16f−t15fは、ノード15の出力をノード
16の入力に接続するリードの結合キャパシタンス、及
びノード15の固有切り換え時間により生じる。
で、ノード16の切り換えの不確定性はレジスタ17の
入力に運ばれる。遅延t17d−t17fは、ノード1
6の出力をレジスタ17の入力に接続するリードの結合
キャパシタンス、及びノード16の固有切り換え時間に
より生じる。
示されるクロック信号CLKの各立ち下がりに当てはま
る。
ミングを得るための方法を示す図である。
路の忠実な像を構成する製造マスクから、回路の物理的
パラメータが抽出される。これらの物理的パラメータは
ネットリストにリストされる。回路の各電気リードLi
について、その抵抗Riの値、ならびに、固定電位Vs
sのアースが一部を構成する他のリードLj及び固定電
位Vddの電源供給リードとの実結合キャパシタンスC
ijの値を含むネットリストが既に存在する場合には、
マスクからの抽出は必要ではない。
ついて、固定電位アースに対する等価結合キャパシタン
スCTiの値が生成される。例えばコンピュータなどの
装置が回路のリードLjと、リードLiとの実結合キャ
パシタンスCijの値の合計を計算する。各キャパシタ
ンスCijには重み付け係数Kijが付加される。
ばステップE1で使用したコンピュータなどの装置は、
各リードLiで切り換え時間間隔[tid、tif]を
生成する。生成された切り換え時間間隔[tid、t
if]は、例えば単なる結果の編集のような後処理のた
めに、データ構造内に格納される。装置は、切り換え時
間間隔を生成するために、ステップE1で生成した等価
キャパシタンスCTiの関数である、リードLiに固有
の時定数τiを計算する。知られている簡単な関数はτ
i=Ri×Ctiである。切り換えのタイミングtid
は、時定数τi、及びリードの上流側に位置する送信器
の出力における最初の送信の瞬間に基いて計算される。
切り換えのタイミングtifは、時定数τi、及びリー
ドの上流側に位置する送信器の出力における最後の送信
に基いて計算される。これらの最初及び最後の送信のタ
イミングがまだ上記のデータ構造内にない場合には、装
置はまず、送信器の上流側に位置するリードの切り換え
のタイミングに応じて、これらのタイミングを生成し、
以下、必要であれば、信号変化の源であるフリップフロ
ップに遡るまで同様のことを行う。各々の最初の送信は
クロックのエッジのタイミングtfで行われる。厳密な
計算により得られるtid及びtifの値は現実に必ず
しも厳密に対応しておらず、従って、計算値を若干下回
るtidの値、及び計算値を若干上回るtifの値を保
持して、間隔[tid、tif]を許容誤差範囲に含め
ることができる。
く適合させるために、重み付け係数を生成するためのス
テップE3をステップE1の前に行う。数値処理手段を
具備する装置は、自身の手持ちのデータ構造内で各リー
ドLiを走査する。次に装置は、データ構造内で、注目
リードLiとの実結合キャパシタンスCijを有する各
リードLjを走査する。装置は、リードLi、Ljの各
対について、リードL iの切り換え時間間隔[tid、
tif]が存在するか、また、共通部分を有するリード
Ljの切り換え時間間隔[tjd、tjf]が存在する
かどうかを検索する。
検出しなかった場合には、重み付け係数Kijに1の値
を付与する。この場合、リードLjが、リードLiの切
り換えの間、固定電位リード以外のリードとしての挙動
を示すという情報は存在しない。これは、固定電位Vs
sまたはVddのリードに、常にあてはまる。
検出した場合には、この共通部分内のリードLi及びL
jについて、切り換えが同一の値に関して行われるかど
うかを検索する。たとえば、リードLi及びLjが同じ
信号を運ぶ時には、この第二レベルの情報が利用可能で
ある。
装置は、重み付け係数Kijに1より大きい値を付与す
る。この場合、リードLjの負荷の変化がリードLiの
負荷の変化に一致するとの情報は存在しない。しかし、
性能評価においては、最も不利な場合を想定することが
好ましい。図3を参照して示した教示を考慮すれば、係
数Kijの値についての簡単な選択は二倍の値である。
置は、重み付け係数Kijに1より小さい値を付与す
る。実際、この場合、リードLjの負荷の変化がリード
Liの負荷の変化に一致しないばかりでなくそれに寄与
していないとの情報が存在する。しかし、性能評価にお
いては、この性能を不当に過小評価しないために好都合
な場合を想定することが好ましい。図3を参照して示し
た教示を考慮すれば、係数Kijの値についての簡単な
選択は0の値である。
る情報量が多いほど、有効になる。ステップE2は、ス
テップE3において使用することが有利な切り換え時間
間隔を生成する。記載した方法の改良は、ステップE2
の出力をステップE3の入力にループさせることであ
る。このように、ステップE1からE3により構成され
るループから抜け出すことができるように、ステップE
2とステップE3との間にステップE4を挿入する。
中断の場合、これによりステップE’4に進み、ステッ
プE2で生成された切り換え時間間隔を編集する。ステ
ップE4では種々のテストを行うことができる。例え
ば、ステップE4を通過する毎にカウンタを増分し、こ
のカウンタの内容が、所定のしきい値を超えた時に終了
信号を発生させることができる。また、一つまたは複数
の切り換えタイミングを比較すること、例えばクロック
のエッジの後に、ステップE3への分岐の前に発生した
直前の信号を、ステップE2の出力で発生した信号と比
較し、二つのタイミングが所定量以上に異ならない場合
に信号を発生させることもできる。本発明の範囲から逸
脱することなく、想定し得るあらゆるテストが可能であ
る。
路の全てのリードを系統的に走査した後に、ステップE
3からE2への連結が行われるようにすることができ
る。また、所与のリードとの結合キャパシタンスを有す
るリードを走査した後に、ステップE3からE2への連
結が行われるようにすることもできる。その場合、ステ
ップE4による再ループは、回路の全てのリードを走査
するまでステップバイステップで行われる。
が、図4を参照して記載した種類の回路でどのように動
作するかを述べる。
ら回路のリードの合計数、図4で説明した例では10、
まで変化する、各リードLi、Ljは、その物理的特徴
と共にデータ構造内にリストされる。
には、予め知られている切り換え時間間隔は存在しな
い。従ってステップE3では、重み付け係数は全て1に
初期化されている。
が切り換わる時には、隣接する別のリードLjは切り換
わらないとの仮定に基づく第一近似により、各リードの
結合キャパシタンスが計算される。図2及び図3を参照
して説明したように、基板に対する合計結合キャパシタ
ンスCTiは基板との実結合キャパシタンスCsiと、
リードLiとn個の隣接するリードLjとの結合キャパ
シタンスCijの和に等しい。 CTi=CSi+ΣCij(j≠i、jは1からn
n≦10) ステップE2では、ステップE1で計算されたキャパシ
タンスCTiから、図3の説明によるモデルに基いて、
分析された回路の各ノードについて、クロックのエッジ
の所与のタイミングtfに続くタイミング及び切り換え
時間間隔が計算される。このようにして、図5の結果と
同様の結果が得られる。
が計算されるステップE3に再度分岐する。
より、ステップE2の上記結果を使用して二つのノード
を結合する各リードについて、キャパシタンスCTiが
再度生成される。図5の場合を例として取り上げる。
算するために、リードL1が結合キャパシタンスC1j
を有する全てのリードLjを考慮する。リードL1への
信号の送信間隔[t11−tf]内で、符号が未知の信
号がリードL2、L10、及びL3に送られる。リード
L4からL9には信号は送られない。最大結合キャパシ
タンスCT1は以下の式により与えられる。 CT1=CS1+2(C12+C13+C110) リードL2のキャパシタンスCT2を再計算するため
に、リードL2が結合キャパシタンスC2jを有する全
てのリードLjを考慮する。リードL2への信号の送信
間隔[t12−tf]内で、同一符号の信号がリードL
10に送られ、符号が未知の信号がリードL1、L3、
L4及びL9に送られる。リードL5からL8には信号
は送られない。最大結合キャパシタンスCT2は以下の
式により与えられる。 CT2=CS2+C210+2(C21+C23+C
24+C29) リードL3のキャパシタンスCT3を再計算するために
は、リードL3が結合キャパシタンスC3jを有する全
てのリードLjを考慮する。リードL3への信号の送信
間隔[t13d−tf]内で、符号が未知の信号がリー
ドL1、L2、L10及びL9に送られる。リードL4
からL8には信号は送られない。最大結合キャパシタン
スCT3は以下の式により与えられる。 CT3=CS3+2(C310+C32+C31+C
39) 以下、リードL7まで同様である。
示す図である。ノード44は、リードLeの電圧を受け
ている入力eでは受信器として振る舞う。この電圧は、
ノード41により送信され、場合によっては他のノード
42、43に送信される信号から生じる。この電圧は、
リードLeを介して送られるノイズからも生じる。リー
ドに送られるノイズは、電源電圧の変動、クロストーク
など様々な発生源から生じる。ノード44は、入力で電
圧を受けると、リードLsを介して出力sにおいて送信
器として振る舞う。入力で受信されるノイズ45は該ノ
イズから生じるノード44の出力における電圧変動46
が0の場合、完全にろ波されている。ノード44の出力
においてノイズから生じる出力における電圧変動47
が、該ノイズ45の電圧変動よりも小さい場合、入力で
受信されるノイズ45は減衰されている。出力における
電圧変動48がノイズ45の電圧変動よりも大きい場
合、ノイズ45は増幅されている。これらの説明は回路
のあらゆる受信器42、43に当てはまる。ノード41
は、ノード41から43の上流側送信器となる。
ード44について、横軸に取った入力電圧eの関数とし
て、上に向かう縦軸で示した、出力電圧sの変化の可能
な種々の曲線49、50、51を簡略的に示す図であ
る。各曲線49、50、51の垂直部分はそれぞれ、そ
れを超えると出力電圧sが電圧Vddから電圧Vssに
切り換わる切り換え電圧しきい値Vs1、Vs2、Vs
3を規定する。ノード44のイミュニティは、それを超
えると、出力sがノードの特性曲線上で安定状態の電圧
から離れる電圧値Im1、Im2、Im3である。
のノイズ電圧52、53、54を時間tを軸として示し
た。ノードの特性曲線が曲線49である場合、電圧値I
m1より低いノイズ電圧52のレベルにより、出力sは
安定状態のままであることがわかる。ノイズは完全にろ
波され、反対に、電圧値Im1より高いノイズ電圧53
のレベルにより、出力sはその安定状態から若干離れ
る。ノイズは減衰される。電圧値Vs1より高いノイズ
電圧54のレベルにより、電位Vss上で出力の切り換
えが生じる。ノイズは増幅される。ノード44の特性曲
線が曲線50になるようにノードを寸法調節することに
より、ノイズレベル53は完全にろ波されるが、ノイズ
レベル54は減衰されるだけである。ノード44の特性
曲線が曲線51になるようにノードを寸法調節すること
により、三つのノイズレベルは完全にろ波される。しか
しながら、ノード44を寸法調節する際には、電圧しき
い値Vs3を高くし過ぎることにより、ノード44にお
ける真の信号への切り換え時の感度を失わせることのな
いようにすることが望ましい。他の解決方法としては、
上流側送信ノード41の出力を上げるか、リードLeの
抵抗を下げるか、あるいはこのノイズの発生源を取り出
すことにより、ノイズレベルを下げることである。
生を防止する能力は関数f(Pam、RL)であり、こ
こでPamは上流側ノード41の送信出力であり、RL
はリードLeの抵抗である。上流側送信ノードの出力P
amが大きくなり、リードの抵抗RLが低くなればなる
ほど、上流側ノードは、リード内で外部を源とするノイ
ズにより生じる負荷をキャンセルするための電流を発生
する能力が向上する。
ノイズBuは以下の式により計算される。
Tはリードの全キャパシタンスである。
ャパシタンスが存在する限り、クロストークキャパシタ
ンスCDは、切り換え中のリードLjとリードLeとの
結合キャパシタンスCejの合計である。全キャパシタ
ンスCTは、結合キャパシタンスが存在する限り、回路
の全リードLiとリードLeとの結合キャパシタンスC
eiの合計である。
が不等式 Im>Bu/f(Pam,RL) を満たす場合には、ノイズに耐えることができる。
ズに耐えることを可能にしない電気回路の切り換えノー
ドを決定するためのプロセスを示す図である。
第一リードLeが走査されるステップE5で初期化され
る。
で、リードLeとの結合キャパシタンスCeiを有す
る、より多くのリードLiが切り換わるタイムスロット
が検索される。タイムスロットの幅はリードLeの能力
f(Pam、RL)に反比例し、従って、上流側送信器
は、リードLiの切り換えにより生じる負荷をキャンセ
ルする時間を持つ。リードの数は、タイムスロット内に
切り換えのタイミングを有するリードLiを計数するこ
とにより決定される。これらの切り換えのタイミングは
例えばステップE2で生成されるタイミングである。
ークキャパシタンスCDeが、ステップE6において決
定されるタイムスロット内で切り換わるリードLiの結
合キャパシタンスCeiの合計として計算される。リー
ドLeの総キャパシタンスC Teは、注目リードLeと
の結合キャパシタンスを有する全てのリードLkの結合
キャパシタンスCekの合計として定義される。リード
LeへのノイズBuは、回路の電源電圧Vddと、注目
リードLeの総キャパシタンスCTeに対するクロスト
ークキャパシタンスCDeの比との積から測定される。
ップE7の後、あるいはステップE6及びE7と並行し
て実行することができる。ネットリストは、各リードL
eについて、このリードに接続された一つまたは複数の
受信ノード42、43、44のリストを含み、各受信器
についてそのイミュニティImの値が付されている。最
も小さいイミュニティImの値を有する受信ノードが保
持される。
れているイミュニティの値が、注目リードLeの関数f
(Pam、RL)に対するノイズBuの比と比較され
る。イミュニティImの方が比Bu/f(Pam、R
L)より大きい場合、ノイズBuは完全にろ波される。
反対の場合、ステップE8で保持されている切り換えノ
ードは、クロストークノイズに耐えることが不可能なイ
ミュニティを有する。その場合、このノードの記述がデ
ータ構造内に保存される。
ットリストの最後のリードである場合には、プロセスは
ステップE12で終了する。そうでない場合には、プロ
セスは、ネットリストの次のリードを考慮するステップ
E11に続く。ステップE11はステップE6からE1
0に再ループする。
ストークノイズに耐えることが不可能なノードを含むデ
ータ構造が編集される。データ構造が空であることは、
回路の全てのノードが、クロストークノイズに耐えるこ
とが可能なイミュニティを有することを意味する。
るプロセスに本発明を用いる場合を示す図である。通
常、集積回路はマスク55を使用して半リード材料内に
エッチングされる。従ってマスク55は、回路の物理的
構造の忠実な像を表わす。抽出段階56により、マスク
からネットリスト57を得ることが可能であり、このリ
ストは、情報処理データ構造の形態の、回路の全てのリ
ード及びこれらのリードが相互に接続されるノードのリ
ストを含む。本リストはこれらのリード及びノードの物
理的特徴も含む。これらの物理的特徴により、例えば、
各リードの抵抗RL及び結合キャパシタンス、切り換え
のしきい値、各ノードのイミュニティ及び送信出力を決
定することが可能である。
ットリスト57を用いることにより、ステップE0から
E’4を使用する。ステップE’4で編集された切り換
え時間間隔のいずれもがクロックサイクルを超えない場
合には、回路は、速度の点で設定した目標に到達してい
ることは確かである。そうでない場合には、ステップ
E’4の結果を使用して、段階60で再度回路の寸法調
節を行う。
9は、ネットリスト57を用いるこちにより、ステップ
E5からE12を使用する。イミュニティの評価とは、
イミュニティが低すぎてクロストークノイズに耐えるこ
とができない回路の一つまたは複数のノードを決定する
ことである。これらのノードの各々には、その入力に対
し上流側に置かれたリードが割り当てられる。ステップ
E12で編集されたノードのいずれもが、クロストーク
ノイズに耐えることができないノードを含まない場合、
回路がクロストークノイズを伝播しないことは確かであ
る。そうでない場合には、ステップE12の結果を使用
して、段階60で再度回路の寸法調節を行う。段階58
を段階59の前に行うことが可能であり、その結果、ス
テップE2で発生した切り換えのタイミングを利用する
ことができる。
の動作速度あるいはクロストークノイズを伝播しない能
力について十分な結果が得られない場合には、寸法調節
段階60により以下の補正が実行される。リードまたは
ノードなど問題の各構成要素について、以下のアクショ
ンのうちの一つまたはいくつかが提案される。
にリードを寸法調節することである。これは二つの利点
を有する。第一の利点はその時定数が短くなることであ
る。第二の利点は、万一クロストークノイズがあった場
合、それにより生じる寄生負荷をなくすための電流を供
給する性能を向上させることができることである。
との結合キャパシタンスを下げるように回路の設計を変
更することである。これは二つの利点を有する。第一の
利点はその時定数が短くなることである。第二の利点
は、クロストークを源とするノイズの原因が抑制される
ことである。
続された受信ノードを、そのイミュニティImを増加さ
せるように寸法調節することである。
続された送信ノードを、その出力を増加させるように寸
法調節することである。
ったあらゆる寸法調節を含む新しいマスク55を生成す
る。このようにして生成された新たなマスク上で段階5
6から61の全体または一部を、段階60が不用になる
まで反復することが可能である。段階61で生成される
最終のマスクにより、高速大規模集積回路を実現するこ
とが可能である。
面図である。
模集積回路の略断面図である。
ある。
変化を示す図である。
る。
ためのタイミングチャートである。
ためのプロセスを示す図である。
くつかの結果を示す図である。
とを可能にしない電気回路の切り換えノードを決定する
ためのプロセスを示す図である。
ける本発明の実施を示す図である。
8、39、40 結合キャパシタンス 41、42、43、44 ノード 45 ノイズ 46、47、48 電圧変動 49、50、51 出力電圧の変化の可能な種々の曲線 52、53、54 ノイズ電圧 C1s、C12、C13 結合キャパシタンス CLK クロック Im1、Im2、Im3 イミュニティ s 出力電圧 t、t0、ta、tb、tc タイミング Vdd、Vss、Vs1、Vs2、Vs3 電圧
Claims (13)
- 【請求項1】 超大規模集積回路の性能を評価する方法
であって、該回路の各リード(Li)について、固定電
位のアースに対する等価結合キャパシタンス(CTi)
の値が、当該リード(Li)と該回路のリード(Lj)
との実結合キャパシタンス(Cij)の値の合計として
生成され、生成された各値に重み付け係数(Kij)が
割り当てられる第一ステップ(E1)と、 前記第一ステップ(E1)に続き、前記等価キャパシタ
ンス(CTi)の関数として、各リード(Li)に切り
換え時間間隔([tid、tif])が生成される第二
ステップ(E2)と含むことを特徴とする超大規模集積
回路の性能を評価する方法。 - 【請求項2】 前記第一ステップ(E1)に先行する第
三ステップ(E3)を含み、このステップにおいて、各
係数(Kij)が、 リード(Li)との実結合キャパシタンス(Cij)を
有する各リード(Lj)の切り換え時間間隔
([tjd、tjf])が、リード(Li)の切り換え
時間間隔[tid、tif]と共通部分を有するとの情
報が存在しない場合、1の値に等しく、 リード(Li)との実結合キャパシタンス(Cij)を
有する各リード(Lj)の切り換え時間間隔
([tjd、tjf])が、リード(Li)の切り換え
時間間隔[tid、tif]と共通部分を有するとの情
報が存在し、且つ、前記共通部分内のリード(Li)及
び(Lj)に関して同一の値で切り換えが行われるとの
情報が存在しない場合、前記1の値よりも大きな値に等
しく、 リード(Li)との実結合キャパシタンス(Cij)を
有する各リード(Lj)の切り換え時間間隔
([tjd、tjf])が、リード(Li)の切り換え
時間間隔([tid、tif])と共通部分を有すると
の情報が存在し、かつ、前記共通部分内のリード
(Li)及び(Lj)に関して同一の値で切り換えが行
われるとの情報が存在する場合は、前記1の値よりも小
さな値に等しくなるように生成されることを特徴とする
請求項1に記載の超大規模集積回路の性能を評価する方
法。 - 【請求項3】 前記大きな値が2に等しく、前記小さな
値が0に等しいことを特徴とする請求項2に記載の超大
規模集積回路の性能を評価する方法。 - 【請求項4】 前記方法が終了したか否かをテストし、
終了していない場合には、前記第二ステップ(E2)の
出力を前記第三ステップ(E3)の入力にループバック
させる第四ステップ(E4)を含むことを特徴とする請
求項2または3に記載の超大規模集積回路の性能を評価
する方法。 - 【請求項5】 超大規模集積回路の性能を評価する装置
であって、回路の各リード(Li)について固定電位の
アースに対する等価結合キャパシタンス(CTi)の値
を当該リード(Li)と回路のリード(Lj)との実結
合キャパシタンス(Cij)の値の合計として計算し、
計算された各値に重み付け係数(Kij)を付加する第
一手段と、 前記等価キャパシタンス(CTi)の関数として、各リ
ード(Li)での切り換え時間間隔([tid、
tif])を計算する第二手段と備えることを特徴とす
る超大規模集積回路の性能を評価する装置。 - 【請求項6】 各係数(Kij)を、 リード(Li)との実結合キャパシタンス(Cij)を
有するリード(Lj)の切り換え時間間隔([tjd、
tjf])が、リード(Li)の切り換え時間間隔
([tid、tif])と共通部分を有するとの情報が
存在しない場合、1の値に等しく、 リード(Li)との実結合キャパシタンス(Cij)を
有する各リード(Lj)の切り換え時間間隔
([tjd、tjf])が、リード(Li)の切り換え
時間間隔([tid、tif])と共通部分を有すると
の情報が存在し、且つ、前記共通部分内のリード
(Li)及び(Lj)に関して同一の値で切り換えが行
われるとの情報が存在しない場合、前記1の値よりも大
きな値に等しく、 リード(Li)との実結合キャパシタンス(Cij)を
有する各リード(Lj)の切り換え時間間隔
([tjd、tjf])が、リード(Li)の切り換え
時間間隔([tid、tif])と共通部分を有すると
の情報が存在し、且つ、前記共通部分内のリード
(Li)及び(Lj)に関して同一の値で切り換えが行
われるとの情報が存在する場合は、前記1の値よりも小
さな値に等しくなるように計算するための第三手段を備
えることを特徴とする請求項5に記載の超大規模集積回
路の性能を評価する装置。 - 【請求項7】 前記大きな値が2に等しく、前記小さな
値が0に等しいことを特徴とする請求項6に記載の超大
規模集積回路の性能を評価する装置。 - 【請求項8】 前記第二手段を前記第三手段に結合する
必要があるか否かをテストし、必要がある場合には、前
記第二手段の出力を前記第三手段の入力にループバック
させる第四手段を備えることを特徴とする請求項6また
は7に記載の超大規模集積回路の性能を評価する装置。 - 【請求項9】 超大規模集積回路の耐クロストークノイ
ズ性能を評価する方法であって、より多くの切り換え時
間間隔([tid、tif])が、注目リード(Le)
との結合キャパシタンス(Cei)を有するリード(L
e)で生じるステップであって、回路の各リード
(Le)についてクロックサイクルタイムスロットを検
索するステップ(E6)と、 リード(Li)により前記タイムスロット内に注目リー
ド(Le)に生じたクロストークノイズ(Bu)に対す
る、上流側のリード(Le)から分岐した受信器(4
4)の耐久性能を決定するステップ(E9)とを含むこ
とを特徴とする方法。 - 【請求項10】 タイムスロットの幅が、注目リード
(Le)のノイズ発生防止関数(f(Pam、RL))
に反比例することを特徴とする請求項9に記載の超大規
模集積回路の耐クロストークノイズ性能を評価する方
法。 - 【請求項11】 受信器(44)が、複数の受信器(4
2、43、44)のうちで最も小さいイミュニティIm
を有する受信器であることを特徴とする請求項9または
10に記載の超大規模集積回路の耐クロストークノイズ
性能を評価する方法。 - 【請求項12】 回路のリード(Lj)との全ての実結
合キャパシタンス(Cej)の合計に対する、前記タイ
ムスロット内の切り換え時間間隔([tid、
tif])を有するリード(Li)の結合キャパシタン
ス(Cei)の合計の比に比例するノイズ(Bu)を測
定するステップ(E7)を含むことを特徴とする請求項
9から11のいずれか一項に記載の超大規模集積回路の
耐クロストークノイズ性能を評価する方法。 - 【請求項13】 マスク(55)を製造する段階(6
1)を含む、電気回路の製造方法であって、 請求項1から4または9から12のいずれか一項に記載
の方法が実施される、マスクの構成要素を評価する段階
(58、59)と、 評価段階(58、59)で問題があった構成要素の全体
または一部を寸法調節するための寸法調節段階(60)
と、 段階(60)で寸法調節された構成要素で段階(61)
を反復することとを含むことを特徴とする電気回路の製
造方法。
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