JP3238829B2 - 半導体論理回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、論理回路及びそれを用
いた半導体集積回路装置に関し、特に、ＣＭＯＳ構成の
出力部を有する半導体論理回路及び半導体集積回路装置
に関する。

【０００２】近年、ＬＳＩの大規模化、高集積化に伴っ
て、ＬＳＩの主要構成要素の一つである半導体集積回路
には、より大きな駆動能力と高速性が求められるように
なっている。この要求を満たすため、低消費電力であっ
て、かつ、高い駆動能力と高速性を維持し得る回路構成
が考案され、実現されている。

【０００３】

【従来の技術】図６は、かかる要求を満足できる従来の
論理回路の一例を示す図である。この例は、入力信号Ｖ
_inと同相の信号Ｖ_out を出力するバッファ回路であり、
バッファ回路は、偶数のインバータ段、例えば、図示の
例では２段のＣＭＯＳインバータゲートを備える。

【０００４】入力信号Ｖ_inを入力段のＣＭＯＳインバー
タゲート３０で反転し、その反転出力（便宜上
「Ｖ_inx 」で表す。）で出力段のＣＭＯＳインバータゲ
ート３２を駆動する。

【０００５】出力段のＣＭＯＳインバータゲート３２
は、高電位側電源Ｖ_CCと低電位側電源Ｖ_SSとの間に、ｐ
チャネルトランジスタ（以下「ｐＭＯＳ」と略す。）３
２ａ及びｎチャネルＭＯＳトランジスタ（以下「ｎＭＯ
Ｓ」と略す。）３２ｂを直列に接続して構成する。

【０００６】Ｖ_inx がＬレベルのときは、ｐＭＯＳ３２
ａをオンにして負荷容量（配線の寄生容量や次段のゲー
ト容量等）Ｃ_L を充電（ｉａは充電電流を表す。）し、
Ｖ_{in x} がＨレベルのときは、ｎＭＯＳ３２ｂをオンにし
て負荷容量Ｃ_L を放電（ｉｂは放電電流を表す。）す
る。

【０００７】より大きな駆動能力と高速性を達成するに
は、出力段のＣＭＯＳインバータ間のｐＭＯＳ３２ａ及
びｎＭＯＳ３２ｂのサイズを大きくすればよい。このよ
うにすれば、駆動電流であるｉａやｉｂが大電流化し、
大きな負荷容量Ｃ_L を支障なく充放電できると共に、そ
の充電スピードの高速化を図ることができる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の論理回路における高速化では、単に、出力段のトラ
ンジスタサイズを拡大するだけであったため、駆動能力
と高速性の改善効果はあるものの、省電力性の点で不十
分であり、改善すべき技術課題があった。

【０００９】ＣＭＯＳインバータゲートは、一般に、入
力信号の電位がＨレベルやＬレベルで一定している限
り、ｐＭＯＳまたはｎＭＯＳの何れか一方しかオンしな
いため、負荷容量Ｃ_L の充放電のみに電力が費やされ極
めて低電力であるとされる。しかし、入力信号の論理レ
ベルの過渡期において、入力信号の電位がほぼＶ_CC／２
レベル付近（但し、Ｖ_SS＝０〔V 〕とする。）にあると
きは、ｐＭＯＳとｎＭＯＳが共にオンとなって、Ｖ_CC→
Ｖ_SS間にいわゆる貫通電流（図６における電流ｉｃ）が
流れるので、単にｐＭＯＳとｎＭＯＳのサイズを拡大し
ただけでは、そのトランジスタサイズの拡大分に対応し
て貫通電流ｉｃも増えるから、結局、電力消費の増大を
阻止できないという欠点がある。

【００１０】この問題を解決する一つの考えとして、出
力信号の論理状態により出力段のｐＭＯＳ又はｎＭＯＳ
のいずれか一方のみを駆動して貫通電流が流れないよう
に回路を構成することが考えられる。しかし、近年の集
積回路の大規模化により負荷に供給すべき電流が増え、
出力電圧が即時には安定レベルに達しない過渡的電位を
有する時間が増えきているため、出力電位を誤検出する
虞がある。

【００１１】例えば、図７に示すように、論理回路内部
の回路素子中において、最も高い入力スレッショホール
ドと最も低い入力スレッショホールドとの間にばらつき
が生ずることが多い。このとき、入力電圧が予想を越え
てゆっくりした変化を示す場合、各論理回路が反応する
入力スレッショホールドレベルが異なるため、ときとし
て発振が生ずる。これは、出力信号の論理状態を検出し
て出力信号を制御するという閉ループを形成しているが
故に起こる問題である。

【００１２】そこで、本発明は、電力消費を抑え、より
大きな駆動能力と高速性を有し、且つ、入力信号の状態
によらず安定した動作を行う半導体論理回路を提供する
ことを目的とする。

【００１３】

【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めに、本発明は、図１及び図２に示すように、入力信号
に対し、電源電圧の半分より低い第１の入力閾値を有す
る低閾値論理回路と、前記入力信号に対し、前記電源電
圧の半分より高い第２の入力閾値を有する高閾値論理回
路と、出力端子に接続され、前記低閾値論理回路の出力
に応答してプルアップ動作を開始する第１のプルアップ
トランジスタと、前記第１のプルアップトランジスタと
並列接続され、当該第１のプルアップトランジスタより
オン抵抗の大きな第２のプルアップトランジスタと、前
記出力端子に接続され、前記高閾値論理回路の出力に応
答してプルダウン動作を開始する第１のプルダウントラ
ンジスタと、前記第１のプルダウントランジスタと並列
接続され、当該第１のプルダウントランジスタよりオン
抵抗の大きな第２のプルダウントランジスタと、前記出
力端子における電位の立ち上がりに応答して、前記第１
のプルアップトランジスタをオフ、前記第２のプルアッ
プトランジスタをオンとし、前記出力端子における電位
の立下りに応答して前記第１のプルダウントランジスタ
をオフ、前記第２のプルダウントランジスタをオンする
ように制御する制御回路と、を備える。

【００１４】上記の課題を解決するために、請求項２に
記載の発明は、請求項１に記載の半導体論理回路におい
て、前記出力端子の立ち上がりに応答して、前記低閾値
論理回路と前記第１のプルアップトランジスタとの接続
を遮断する第１の遮断制御手段と、前記出力端子の立下
りに応答して、前記高閾値論理回路と前記第１のプルダ
ウントランジスタとの接続を遮断する第２の遮断制御手
段と、を更に備える。

【００１５】上記の課題を解決するために、請求項３に
記載の発明は、請求項１に記載の半導体論理回路におい
て、前記低閾値論理回路の出力又は前記高閾値論理回路
の出力のいずれか一方に応答して、前記入力信号の電位
が前記第１の入力閾値より低いか又は前記第２の入力閾
値より高いかのいずれか一方であるとき、前記出力端子
を前記制御回路に選択的に接続するループ切断手段を更
に備える。

【００１６】上記の課題を解決するために、請求項４に
記載の発明は、請求項３に記載の半導体論理回路におい
て、前記ループ切断手段と前記制御回路との間にラッチ
回路を更に備える。

【００１７】上記の課題を解決するために、請求項５に
記載の発明は、請求項１に記載の半導体論理回路におい
て、前記低閾値論理回路及び前記高閾値論理回路は、夫
々ＰＭＯＳトランジスタ及びＮＭＯＳトランジスタより
なるＣＭＯＳ回路により構成されていると共に、前記低
閾値論理回路においては、ＮＭＯＳトランジスタのゲー
ト面積がＰＭＯＳトランジスタのゲート面積より大きく
されており、前記高閾値論理回路においては、ＰＭＯＳ
トランジスタのゲート面積がＮＭＯＳトランジスタのゲ
ート面積より大きくされている。

【００１８】

【作用】本発明によれば、低閾値論理回路は、入力信号
に対し、電源電圧の半分より低い第１の入力閾値を有し
ている。 また、高閾値論理回路は、入力信号に対し、電
源電圧の半分より高い第２の入力閾値を有している。

【００１９】そして、第１のプルアップトランジスタ
は、出力端子に接続され、低閾値論理回路の出力に応答
してプルアップ動作を開始する。 更に、第２のプルアッ
プトランジスタは、第１のプルアップトランジスタと並
列接続され、当該第１のプルアップトランジスタよりオ
ン抵抗が大きくされている。

【００２０】一方、第１のプルダウントランジスタは、
出力端子に接続され、高閾値論理回路の出力に応答して
プルダウン動作を開始する。 更に、第２のプルダウント
ランジスタは、第１のプルダウントランジスタと並列接
続され、当該第１のプルダウントランジスタよりオン抵
抗が大きくされている。

【００２１】これらに基づき、制御回路は、出力端子に
おける電位の立ち上がりに応答して、第１のプルアップ
トランジスタをオフ、第２のプルアップトランジスタを
オンとし、出力端子における電位の立下りに応答して第
１のプルダウントランジスタをオフ、第２のプルダウン
トランジスタをオンするように制御する。

【００２２】よって、入力信号について異なる閾値を設
定してこれらを検出するように構成したので、不安定な
論理状態の入力信号では回路動作状態の変化を禁止する
ことができ、安定した回路動作を行う半導体論理回路を
構成することができる。 また、低閾値論理回路の出力に
応答してプルアップ動作を開始する第１のプルアップト
ランジスタと、高閾値論理回路の出力に応答してプルダ
ウン動作を開始する第１のプルダウントランジスタと、
を備えるので、入力信号の電位が電源電位の半分のレベ
ル付近（すなわち、入力信号の電位が第１の入力閾値か
ら第２の入力閾値の範囲）にあるとき第１のプルアップ
トランジスタと第１のプルダウントランジスタとは共に
動作しないため、貫通電流を全体として減少させること
ができる。

【００２３】更に、プルアップ動作及びプルダウン動作
が、先ずオン抵抗の小さい第１のプルアップトランジス
タと第１のプルダウントランジスタとから実行されるの
で、出力端子の電位を高速に遷移させることができる。
更にまた、出力端子における電位の立ち上がりに応答し
て、第１のプルアップトランジスタをオフ、第２のプル
アップトランジスタをオンとし、出力端子における電位
の立下りに応答して第１のプルダウントランジスタをオ
フ、第２のプルダウントランジスタをオンするように制
御するので、出力端子の電位の遷移時に、オン抵抗の小
さい第１のプルアップトランジスタと第１のプルダウン
トランジスタとが共にオン状態となることがなくなるこ
とで、貫通電流を更に低減することができる。

【００２４】

【実施例】本発明の論理回路に係る好適な実施例を図面
を参照して説明する。 （ｉ）第１実施例 図２に本発明の第１実施例の論理回路の回路構成を示
す。図２に示す回路を図１と対比させて説明すると、第
１実施例の論理回路は、低レベル論理回路を構成するト
ランジスタＱ₁ 及びＱ₂ と、第１の制御手段を構成する
トランジスタＱ₃〜Ｑ₆ と、第１のスイッチ手段である
トランジスタＱ₇ と、第３のスイッチ手段であるトラン
ジスタＱ₈ と、によりプルアップ動作、高電位側電源の
供給を行う。また、高レベル論理回路を構成するトラン
ジスタＱ₁₁及びＱ₁₂と、第２の制御手段を構成するトラ
ンジスタＱ₁₃〜Ｑ₁₆と、第２のスイッチ手段であるトラ
ンジスタＱ₁₇と、第４のスイッチ手段であるトランジス
タＱ₁₈と、とによりプルダウン動作、低電位側電源の供
給を行う。さらに、当該論理回路はループ切断手段であ
るトランジスタＱ₉ 及びＱ₁₉と、検出手段であるインバ
ータゲート１５及び１６を備えて構成される。以下の説
明では高電位側電源をＶ_CCとし、低電位側電源をＧＮＤ
レベルとする。

【００２５】次に、動作を図３のタイミングチャートを
参照して説明する。第１実施例の論理回路はインバータ
回路を構成するものである。入力信号Ｖ_inは、接続され
る負荷が重くなければ、立ち上がり時間、立ち下がり時
間は短く、入力信号Ｖ_inの有する過渡的な電位により、
他の論理回路が誤動作することはない。しかし、一の出
力端子に接続される入力数、いわゆるファンアウトが多
い場合、供給すべき電流量が多くなり、図３に示すＶ_in
のように立ち上がり、立ち下がり時に過渡的電位を有す
る時間が多くなる。本実施例の論理回路は、この入力信
号Ｖ_inの過渡的な状態で内部回路の動作を禁止する。

【００２６】トランジスタＱ₁ 及びＱ₂ とＱ₁₁及びＱ₁₂
は、本来の論理回路（インバータゲート）として働く。
ここで、ＣＭＯＳ等の半導体集積回路では、基板に集積
する場合にゲートの接する面積を大きくすると、電流容
量が大きい（「サイズの大きい」という。）ＣＭＯＳを
生成できる。電流容量の等しい、つまりサイズの同じｐ
ＭＯＳ及びｎＭＯＳを高電位側電源Ｖ_CCと低電位側電源
Ｖ_SSの間に直列接続すると、入力電圧のスレッショホー
ルドはその中間電位（（Ｖ_CC−Ｖ_SS／２＝Ｖ_CC／２）と
なる。しかし、電流容量の少ない、つまりサイズの小さ
いＣＭＯＳとサイズの大きいＣＭＯＳを組み合わせる
と、入力電圧のスレッショホールドがサイズの大きいＣ
ＭＯＳ側に偏位する。則ち、論理回路を形成するトラン
ジスタのゲート面積等を調整することで、論理回路のス
レッショホールドを任意に設定できる。

【００２７】トランジスタＱ₁ とトランジスタＱ₂ とで
は、トランジスタＱ₂ のサイズの方が大きくなるよう構
成してある。また、トランジスタＱ₁ とトランジスタＱ
₂ とでは、トランジスタＱ₂ のサイズの方が大きくなる
よう構成してある。このため、トランジスタＱ₁ 及びＱ
₂ からなるインバータは、中間電位より低いスレッショ
ホールドＶ_thL を有し、トランジスタＱ₁₁及びＱ₁₂から
なるインバータは、中間電位より高いスレッショホール
ドＶ_thH を有することとなる。

【００２８】初期状態では、入力信号Ｖ_inの反対論理で
あるＨレベルが出力信号Ｖ_out となっている。入力信号
Ｖ_inがＬレベルである場合、この反転信号が供給される
トランジスタＱ₉ はオン状態、トランジスタＱ₁₉はオフ
状態となる。制御信号たるは、ラッチ回路を形成する
インバータ１５及び１６の働きにより、出力信号Ｖ_{ou t}
の反転論理、Ｌレベルとなっている。制御信号は第１
の制御手段８と第２の制御手段の動作を有効・無効にす
る働きをする。制御信号がＬレベルのときは、トラン
ジスタＱ₁₅がオン状態となるため、第２の制御手段９が
動作可能となっている。第１の制御手段８はトランジス
タＱ₅ がオフ状態であるため、休止状態となる一方、ト
ランジスタＱ₆ がオン状態となってトランジスタＱ₇ の
ゲート電極をプルアップしている。また、トランジスタ
Ｑ₈ がオン状態となるため、出力信号Ｖ_out は高電位側
電源Ｖ_CCにプルアップされた状態となっている。入力信号Ｖ_inがＬレベル→Ｈレベル いま、図３に示すように、入力信号Ｖ_inがＬレベルから
Ｈレベルにゆっくりと変化する場合を考える。最初、ト
ランジスタＱ₁ 及びＱ₂ のインバータゲートのスレッシ
ョホールドＶ_thL までは、回路の動作状態は変化しな
い。

【００２９】時刻ｔ_A において、トランジスタＱ₁ 及び
Ｑ₂ のスレッショホールドＶ_thL を越えると、インバー
タ動作によりこのインバータの出力（）論理が反転し
Ｌレベルとなる。トランジスタＱ₉ はこの出力によりオ
フ状態とされ、出力端子２からインバータ１５及び１６
を介して第１及び第２の制御手段に帰還するループが遮
断される。則ち、ラッチ回路として働くインバータ１５
及び１６により、Ｖ_{th L} に達した時点の制御状態が維持
され、次にトランジスタＱ₉ 及びＱ₁₉がオンされループ
がクローズされるまで変化しない。

【００３０】時刻ｔ_B において、入力信号Ｖ_inがトラン
ジスタＱ₁₁及びＱ₁₂のインバータゲートのスレッショホ
ールドＶ_thH を越える。このインバータの出力が反転し
てＬレベルとなる。トランジスタＱ₁₉はこのインバータ
ゲートの出力によりオン状態とされ、出力信号Ｖ_out が
ラッチ回路１５及び１６に入力され、出力信号Ｖ_outの
レベルが監視される。一方、第２の制御手段９は動作状
態にあるので、制御線がＨレベルとなり、トランジス
タＱ₁₇のゲート端子に対してトランジスタＱ₁₅→Ｑ₁₃経
由で電流が供給される。そのため、出力端子２に接続さ
れていた外部の負荷からトランジスタＱ₁₇経由で電荷の
放電が始まる。トランジスタＱ₇ 及びＱ ₁₇は電流容量が
大きいので、大電流の充放電に適する。この放電は、負
荷に蓄積された電荷量が大きい場合トランジスタＱ₁₇の
オン抵抗による時定数要素が働き、放電完了までに時間
がかかる。

【００３１】出力信号Ｖ_out の電圧が放電に伴い減少
し、所定の電位、例えばＶ_CC−Ｖ_SS（＝Ｖ_CC／２）間の
中間電位を越えると、この出力信号Ｖ_out のレベルを監
視していたインバータ１５及び１６からなるラッチ回路
のスレッショホールド電位（例えば、（Ｖ_CC−Ｖ_SS）／
２＝Ｖ_CC／２付近）を越えるので、制御信号の論理が
反転する。制御信号の論理が反転すると、第１の制御
手段８の動作状態と第２の制御手段９の動作状態が変化
する。つまり、制御信号がＨレベルになったのを受け
て、トランジスタＱ₆ のプルアップ動作が停止し、トラ
ンジスタＱ₁₆のプルダウン動作が始まる。また、トラン
ジスタＱ₅ がオン状態となるので第１の制御手段８の動
作が始まる。トランジスタＱ₁₅がオフ状態となるので、
第２の制御手段９の動作が停止する。トランジスタＱ₁₇
はトランジスタＱ₁₆のプルダウン動作により完全に放電
動作を停止する。トランジスタＱ₁₈はオン状態となるの
で、出力端子をプルダウンし、出力信号Ｖ_out をＬレベ
ルで安定させる。一方、第１の制御回路８はトランジス
タＱ₁ 及びＱ₂ よりなるインバータ出力の論理を反転
し、Ｈレベルを出力する。トランジスタＱ₇ 及びＱ₈ は
オフ状態である。入力信号Ｖ_inがＨレベル→Ｌレベル さらに、入力信号Ｖ_inがＨレベルからＬレベルにゆっく
り変化する場合の動作を説明する。

【００３２】時刻ｔ_C において、入力信号Ｖ_inがトラン
ジスタＱ₁₁及びＱ₁₂からなるインバータのスレッショホ
ールドＶ_thH に達する。このインバータは入力信号Ｖ_in
を反転し、出力論理をＨレベルとする。この出力を受け
てループ切断手段たるトランジスタＱ₁₉がオフ状態とな
り、インバータ１５及び１６からなるラッチ回路は次に
トランジスタＱ₉ 又はＱ₁₉のいずれかが導通するまで、
Ｖ_thH 時点の制御信号の状態を維持する。

【００３３】時刻ｔ_D において、入力信号Ｖ_inがトラン
ジスタＱ₁ 及びＱ₂ からなるインバータのスレッショホ
ールドＶ_thL に達する。このインバータは出力をＨレベ
ルとする。これを受けてトランジスタＱ₉ が導通状態と
なり、インバータ１５及び１６からなるラッチ回路は出
力信号Ｖ_out のレベルを監視する。また、第１の制御手
段８は動作状態であるため、制御線にはトランジスタ
Ｑ₁ 及びＱ₂ からなるインバータの出力が反転され、ト
ランジスタＱ₄ →トランジスタＱ₅ 経由でトランジスタ
Ｑ₇ のゲート端子がＬレベルとなり、トランジスタＱ₇
がオン状態となる。大容量のトランジスタＱ₇ は、出力
端子より外部の負荷に電流を供給する。

【００３４】出力信号Ｖ_out の電圧が外部の負荷への電
荷の蓄積と共にＬレベルから上昇を始め、所定の電位、
例えば、Ｖ_CC−Ｖ_SS（＝Ｖ_CC／２）間の中間電位を越え
ると、出力信号Ｖ_out のレベルを監視していたインバー
タ１５及び１６からなるラッチ回路のスレッショホール
ド電位（例えば、（Ｖ_CC−Ｖ_SS）／２付近）を越えるの
で、制御信号の論理が再び反転する。制御信号の論
理が反転しＬレベルとなると、トランジスタＱ₁₆のプル
ダウン動作が停止し、トランジスタＱ₆ のプルダウン動
作が始まる。また、トランジスタＱ₁₅がオン状態となり
第２の制御手段９の動作が始まり、トランジスタＱ₅ が
オフ状態となり第１の制御手段８の動作が停止する。ト
ランジスタＱ₇ はトランジスタＱ₆ のプルアップ動作に
より完全にオフ状態となる。トランジスタＱ₈ はオン状
態となるので出力端子２をプルアップし、出力信号Ｖ
_out をＨレベルで安定させる。第２の制御回路９はトラ
ンジスタＱ₁₁及びＱ₁₂よりなるインバータ出力の論理を
反転し、Ｌレベルの出力となる。トランジスタＱ₁₇及び
Ｑ₁₈はオフ状態となる。

【００３５】以上の動作からも判るように、第１実施例
によれば、入力信号Ｖ_inに対して異なるスレッショホー
ルド電圧を設定することにより、両スレッショホールド
電圧間の中間的な入力電圧ではループ動作が行われな
い。このため、入力電圧の変化状態に拘らず回路動作が
発振することがない。また、駆動トランジスタであるＱ
₇ 及びＱ₁₇は異なるタイミングで動作し同時にオン状態
となることがないので、貫通電流が流れるのを防止で
き、電力消費の少ない好適な論理回路を提供できる。ま
た、トランジスタＱ₈ 及びＱ₁₈にオン抵抗の少ないトラ
ンジスタを使用すれば、出力論理レベルを電源電圧に十
分近づけることができ、通常オン抵抗の大きくなる傾向
の強い大容量のトランジスタの欠点を補うことができ
る。 （ii）第２実施例 本発明の第２実施例の論理回路は、第１実施例で適用し
た回路をさらにＮＡＮＤゲートに適用するものである。

【００３６】図４に第２実施例の論理回路の回路構成を
示す。図４に示す論理回路を図１に示す原理図と対比さ
せて説明すると、第２実施例の論理回路は低いしきい値
を有するＮＡＮＤゲート２１と、第１の制御手段８を構
成するトランジスタＱ₂₁〜Ｑ ₂₄と、負荷を駆動する第１
のスイッチ手段たるトランジスタＱ₂₅と、出力信号Ｖ
_out をプルアップする第３のスイッチ手段たるトランジ
スタＱ₂₆と、により、プルアップ動作、高電位側電源の
供給を行う。また、ＮＡＮＤゲートより高いしきい値を
有するＮＡＮＤゲート２２と、第２の制御手段９を構成
するトランジスタＱ₃₁〜Ｑ₃₄と、負荷の放電を行う第２
のスイッチ手段たるトランジスタＱ₃₅と、出力信号Ｖ
_out をプルダウンする第４のスイッチ手段たるトランジ
スタＱ₃₆と、により、プルダウン動作、低電位側電源の
供給を行う。さらに、当該論理回路は、ループ切断手段
たるトランジスタＱ₂₇及びＱ₃₇と、ラッチ回路を構成す
る検出手段たるインバータ１７及び１８と、を備える。

【００３７】図５に第２実施例に使用するＮＡＮＤゲー
トの回路例を示す。図５（Ａ）は低しきい値ＮＡＮＤ２
１の回路図であり、（Ｂ）は高しきい値ＮＡＮＤ２２の
回路図である。低しきい値ＮＡＮＤ２１はトランジスタ
Ｑ₄₁〜Ｑ₄₄で構成され、高しきい値ＮＡＮＤ２２はトラ
ンジスタＱ₅₁〜Ｑ₅₄で構成される。

【００３８】次に動作を説明する。第１の制御手段、第
２の制御手段、第１のスイッチ手段乃至第４のスイッチ
手段の動作は、第１実施例と全く同様の回路構成であ
り、動作も全く同様である。

【００３９】図５（Ａ）に示すように、低しきい値ＮＡ
ＮＤ２１において、トランジスタＱ ₄₁及びＱ₄₄のトラン
ジスタサイズは小さく、トランジスタＱ₄₂及びＱ₄₃のト
ランジスタサイズは大きい。そのため、入力信号Ｖ_inA
がトランジスタＱ₄₁及びＱ₄₂の論理を反転するスレッシ
ョホールドは電源電位間の中間電位（（Ｖ_CC−Ｖ_SS）／
２＝Ｖ_CC／２）よりも低い。また、入力信号Ｖ_inB がト
ランジスタＱ₄₃をオン状態・オフ状態を切り換えるスレ
ッショホールド電位も電源電位間の中間電位より低い。
両スレッショホールド電圧はトランジスタの面積を調節
してほぼ同じ電位になるように設定する。

【００４０】同じように、図５（Ｂ）に示す高しきい値
ＮＡＮＤ２２において、各トランジスタのスレッショホ
ールドが反対の関係になるよう設定されている。則ち、
トランジスタＱ₅₁及びＱ₅₄のトランジスタサイズは大き
く、トランジスタＱ₅₂及びＱ ₅₃のトランジスタサイズは
小さい。そのため、入力信号Ｖ_inA がトランジスタＱ ₅₁
及びＱ₅₂の論理を反転するスレッショホールドは電源電
位間の中間電位（（Ｖ _CC−Ｖ_SS）／２＝Ｖ_CC／２）より
も高く、入力信号Ｖ_inB がトランジスタＱ₅₃のオン状態
・オフ状態を切り換えるスレッショホールド電位も電源
電位間の中間電位よりも高い。両スレッショホールド電
圧はトランジスタの面積を調節してほぼ同じ電位になる
ように設定する。

【００４１】このスレッショホールド電圧を調整したＮ
ＡＮＤ回路は、入力が２入力であるが第１実施例の入力
段のインバータと同様に、入力信号Ｖ_inA 又はＶ_inB の
いずれかの電圧レベルが自らの調節されたスレッショホ
ールド電位に達すると、そのときの入力論理に合わせて
出力を変化させる。例えば、低しきい値ＮＡＮＤ２１で
は、双方の入力信号が共に低いしきい値Ｖ_thL を越えた
とき出力信号をＬレベルとし、双方の入力信号の少なく
とも一方がＶ_thL であるとき出力信号をＨレベルとす
る。

【００４２】本実施例の動作は第１実施例の動作と同様
に考えられる。則ち、低しきい値ＮＡＮＤ２１の出力は
このまま図２及び図３のの信号に置き換えられ、高し
きい値ＮＡＮＤ２２の出力はこのまま図２及び図３の
の信号に置き換えられるので、各部の動作状態を第１実
施例と同様に追うことができる。また、トランジスタＱ
₉ 及びＱ₁₉のオン・オフはトランジスタＱ₂₇及びＱ₃₇の
オン・オフに対応する。トランジスタＱ₆ 及びＱ₁₆のオ
ン・オフはトランジスタＱ₂₄及び₃₄に対応する。

【００４３】ＮＡＮＤ回路において、入力信号Ｖ_inA 及
びＶ_inB の双方が低レベルＮＡＮＤ２１のスレッショホ
ールドＶ_thL を越えたときの論理がＬレベルとなり、
トランジスタＱ₂₇がオフ状態となりそのときの制御状態
が維持される。そして、入力信号Ｖ_inA 及びＶ_inB の双
方が高レベルＮＡＮＤ２２のスレッショホールドＶ_{th H}
を越えたとき、の論理がＬレベルとなり、トランジス
タＱ₃₇がオン状態となると共に第２の制御手段９の出力
に対応させてトランジスタＱ₃₅が負荷に蓄積した電荷を
放電する。出力電圧Ｖ_out が所定のしきい値（例えば、
両電源電位間の中間電位＝Ｖ_CC／２）を下回ると、制御
信号が反転し、第２の制御手段９を非動作状態とし、
第１の制御手段８を動作状態とする。同時に、トランジ
スタＱ₂₄がオン状態となるので、トランジスタＱ₂₅が完
全にオフ状態となる。また、トランジスタＱ₃₆がオン状
態にされ、出力信号Ｖ_out はプルダウン状態となる。

【００４４】また、入力信号Ｖ_inA 又はＶ_inB のいずれ
か一方が高レベルＮＡＮＤ２２のスレッショホールドＶ
_thH より下がったとき、の論理がＨレベルになり、ト
ランジスタＱ₃₇がオフ状態となり、インバータ１７及び
１８からなるラッチ回路がラッチ状態のまま推移する。
さらに、入力信号Ｖ_inA 又はＶ_inB のいずれか一方が高
レベルＮＡＮＤ２２のスレッショホールドＶ_thH より下
がったとき、の論理もＨレベルになり、トランジスタ
Ｑ₂₇がオン状態となると共に第１の制御手段８の出力に
対応させてトランジスタＱ₂₅が負荷に電流を供給する。
出力電圧Ｖ_outが所定のしきい値（例えば、両電源電位
間の中間電位＝Ｖ_CC／２）を上回ると、制御信号の反
転し、第１の制御手段８を非動作状態とし、第２の制御
手段９を動作状態とする。同時に、トランジスタＱ₃₄が
オン状態となるので、トランジスタＱ₃₅が完全にオフ状
態となる。また、トランジスタＱ₂₆がオン状態とされ、
出力信号Ｖ_out はプルアップ状態となる。

【００４５】上記のように第２実施例によれば、しきい
値を異ならせることによりＮＡＮＤゲートに対しても本
発明の入力不安定な入力信号レベルでの内部状態の維持
が図れ、省電力であって安定した動作を行う論理回路を
提供できる。その他の実施例の変形例 本発明の上記実施例に限らず種々の変形が可能である。

【００４６】例えば、上記実施例では、論理回路の出力
に基づいてループ切断手段、検出手段を駆動していた
が、これらループ切断手段や検出手段は入力信号Ｖ_inを
直接入力し、２つのスレッショホールドＶ_thH 及びＶ
_thL を検出するものであってもよい。この場合、論理回
路のしきい値変更は必要なくなり、代わりに、ループ切
断手段にあたるトランジスタのスレッショホールドを変
更する。例えば、第１実施例のトランジスタＱ₉ を低し
きい値を有するトランジスタとし、トランジスタＱ ₁₉を
高しきい値を有するトランジスタとすれば、同様の動作
が行われる。

【００４７】さらに、インバータゲート、ＮＡＮＤゲー
トについて開示したが、論理回路は他のものであっても
よい。例えば、ＮＯＲゲート等のように高電位側電源と
低電位側電源とにトランジスタ構成を分けることがで
き、トランジスタの面積比のみで入力段の演算用のゲー
ト自体のスレッショホールド自体を変更可能なものであ
れば、本発明を適用できる。その他の態様 （１）入力信号の論理演算を行う論理回路と、前記論理
回路の演算論理の基づいて出力信号を駆動する出力手段
と、を備え、前記論理回路は二つの異なるしきい値を有
する二つの論理部から構成され、両しきい値間では前記
出力手段の負荷への電流供給動作又は負荷からの放電動
作を禁止するようにしたこと、を特徴とする論理回路。 （２）入力信号の論理演算を行う論理回路と、前記論理
回路の演算論理の基づいて出力信号を駆動する出力手段
と、出力信号を前記入力信号の変化に応じて出力信号を
検出手段に供給するループ切断手段と、前記ループ切断
手段から供給された出力信号の論理を検出する検出手段
と、前記出力手段を制御する制御手段と、を備え、前記
ループ切断手段は二つの異なるしきい値を有し、両しき
い値間では前記検出手段の出力信号の供給動作を禁止す
るようにしたこと、を特徴とする論理回路。

【００４８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
入力信号について異なる閾値を設定してこれらを検出す
るように構成したので、不安定な論理状態の入力信号で
は回路動作状態の変化を禁止することができ、安定した
回路動作を行う半導体論理回路を構成することができ
る。

【００４９】また、低閾値論理回路の出力に応答してプ
ルアップ動作を開始する第１のプルアップトランジスタ
と、高閾値論理回路の出力に応答してプルダウン動作を
開始する第１のプルダウントランジスタと、を備えるの
で、入力信号の電位が電源電位の半分のレベル付近（す
なわち、入力信号の電位が第１の入力閾値から第２の入
力閾値の範囲）にあるとき第１のプルアップトランジス
タと第１のプルダウントランジスタとは共に動作しない
ため、貫通電流を全体として減少させることができる。

【００５０】更に、プルアップ動作及びプルダウン動作
が、先ずオン抵抗の小さい第１のプルアップトランジス
タと第１のプルダウントランジスタとから実行されるの
で、出力端子の電位を高速に遷移させることができる。

【００５１】更にまた、出力端子における電位の立ち上
がりに応答して、第１のプルアップトランジスタをオ
フ、第２のプルアップトランジスタをオンとし、出力端
子における電位の立下りに応答して第１のプルダウント
ランジスタをオフ、第２のプルダウントランジスタをオ
ンするように制御するので、出力端子の電位の遷移時
に、オン抵抗の小さい第１のプルアップトランジスタと
第１のプルダウントランジスタとが共にオン状態となる
ことがなくなることで、貫通電流を更に低減することが
できる。

【００５２】

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の論理回路の原理図である。

【図２】本発明の第１実施例の論理回路の回路図であ
る。

【図３】論理回路のタイミングチャートである。

【図４】本発明の第２実施例の論理回路の回路図であ
る。

【図５】第２実施例のＮＡＮＤゲートの説明図であり、
（Ａ）は低しきい値ＮＡＮＤ、（Ｂ）は高しきい値ＮＡ
ＮＤである。

【図６】従来の論理回路の動作の説明図である。

【図７】論理回路に生ずる問題の説明図である。

【符号の説明】

１…高電位側電源 ２…出力端子 ３…第１のスイッチ手段 ４…低電位側電源 ５…第２のスイッチ手段 ６…低しきい値論理回路 ７…高しきい値論理回路 ８…第１の制御手段 ９…第２の制御手段 １０…検出手段 １１…ループ切断手段 １２…第３のスイッチ手段 １３…第４のスイッチ手段 １５〜１８…インバータゲート ２１…低しきい値ＮＡＮＤ ２２…高しきい値ＮＡＮＤ ３０…入力側インバータゲート ３２…出力側インバータゲート Ｖ_CC…高電位側電源電位 Ｖ_SS…低電位側電源電位 Ｑ₁ 〜Ｑ₉ 、Ｑ₁₁〜Ｑ₁₉、Ｑ₂₁〜Ｑ₂₇、Ｑ₃₁〜Ｑ₃₇、Ｑ
₄₁〜Ｑ₄₄、Ｑ₅₁〜Ｑ₅₄…ＣＭＯＳトランジスタ

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 入力信号に対し、電源電圧の半分より低
   い第１の入力閾値を有する低閾値論理回路と、 前記入力信号に対し、前記電源電圧の半分より高い第２
   の入力閾値を有する高閾値論理回路と、 出力端子に接続され、前記低閾値論理回路の出力に応答
   してプルアップ動作を開始する第１のプルアップトラン
   ジスタと、 前記第１のプルアップトランジスタと並列接続され、当
   該第１のプルアップトランジスタよりオン抵抗の大きな
   第２のプルアップトランジスタと、 前記出力端子に接続され、前記高閾値論理回路の出力に
   応答してプルダウン動作を開始する第１のプルダウント
   ランジスタと、 前記第１のプルダウントランジスタと並列接続され、当
   該第１のプルダウントランジスタよりオン抵抗の大きな
   第２のプルダウントランジスタと、 前記出力端子における電位の立ち上がりに応答して、前
   記第１のプルアップトランジスタをオフ、前記第２のプ
   ルアップトランジスタをオンとし、前記出力端子におけ
   る電位の立下りに応答して前記第１のプルダウントラン
   ジスタをオフ、前記第２のプルダウントランジスタをオ
   ンするように制御する制御回路と、 を備える ことを特徴とする半導体論理回路。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の半導体論理回路におい
   て、 前記出力端子の立ち上がりに応答して、前記低閾値論理
   回路と前記第１のプルアップトランジスタとの接続を遮
   断する第１の遮断制御手段と、 前記出力端子の立下りに応答して、前記高閾値論理回路
   と前記第１のプルダウントランジスタとの接続を遮断す
   る第２の遮断制御手段と、 を更に備える ことを特徴とする半導体論理回路。
3. 【請求項３】 請求項１に記載の半導体論理回路におい
   て、 前記低閾値論理回路の出力又は前記高閾値論理回路の出
   力のいずれか一方に応答して、前記入力信号の電位が前
   記第１の入力閾値より低いか又は前記第２の入力閾値よ
   り高いかのいずれか一方であるとき、前記出力端子を前
   記制御回路に選択的に接続するループ切断手段を更に備
   える ことを特徴とする半導体論理回路。
4. 【請求項４】 請求項３に記載の半導体論理回路におい
   て、前記ループ切断手段と前記制御回路との間にラッチ回路
   を更に備える ことを特徴とする半導体論理回路。
5. 【請求項５】 請求項１に記載の半導体論理回路におい
   て、前記低閾値論理回路及び前記高閾値論理回路は、夫々Ｐ
   ＭＯＳトランジスタ及びＮＭＯＳトランジスタよりなる
   ＣＭＯＳ回路により構成されていると共に、 前記低閾値論理回路においては、ＮＭＯＳトランジスタ
   のゲート面積がＰＭＯＳトランジスタのゲート面積より
   大きくされており、 前記高閾値論理回路においては、ＰＭＯＳトランジスタ
   のゲート面積がＮＭＯＳトランジスタのゲート面積より
   大きくされていること を特徴とする半導体論理回路。