JP3214634B2 - 音質調整回路 - Google Patents
音質調整回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【目次】以下の順序で本発明を説明する。 産業上の利用分野 従来の技術 発明が解決しようとする課題（図４及び図５） 課題を解決するための手段（図１及び図２） 作用（図３） 実施例（図１〜図３） 発明の効果
【０００２】
【産業上の利用分野】本発明は音質調整回路に関し、特
にシリアルデータによつて伝達特性を調整するものに適
用して好適なものである。
にシリアルデータによつて伝達特性を調整するものに適
用して好適なものである。
【０００３】
【従来の技術】従来、音質調整回路は、オーデイオ機器
に必要不可欠な機能として広く用いられている機能回路
であるが、この回路には可聴帯域を低域と高域の２バン
ドに分割し、各帯域の強調又は減衰を調整する２バンド
構成の単純な回路のものから可聴帯域を５バンド、７バ
ンド又はそれ以上に細分し、それぞれを任意に調整する
ことができるいわゆるグラフイツクイコライザがある。
に必要不可欠な機能として広く用いられている機能回路
であるが、この回路には可聴帯域を低域と高域の２バン
ドに分割し、各帯域の強調又は減衰を調整する２バンド
構成の単純な回路のものから可聴帯域を５バンド、７バ
ンド又はそれ以上に細分し、それぞれを任意に調整する
ことができるいわゆるグラフイツクイコライザがある。
【０００４】またグラフイツクイコライザの各帯域の中
心周波数ｆ0 や帯域幅Ｑを任意に設定することができる
ようにしたパラフイツクイコライザ等、種々の回路が考
えられている。
心周波数ｆ0 や帯域幅Ｑを任意に設定することができる
ようにしたパラフイツクイコライザ等、種々の回路が考
えられている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで近年、この音
質調整回路をマイクロコンピユータを介して制御する機
能に対する要求が増してきている。これはリモートコン
トロールに対応するためであり、音源や環境に応じて最
適な音場を得ることができるように設定条件を複数種類
のパターンとして記憶しておきたいという要求に対応す
るためである。
質調整回路をマイクロコンピユータを介して制御する機
能に対する要求が増してきている。これはリモートコン
トロールに対応するためであり、音源や環境に応じて最
適な音場を得ることができるように設定条件を複数種類
のパターンとして記憶しておきたいという要求に対応す
るためである。
【０００６】その他、マイクロコンピユータによる制御
とすると操作パネルと回路を分離できるため構造が自由
になるという実装上の理由や回転つまみからタツチキー
による操作が実現できるという理由による。
とすると操作パネルと回路を分離できるため構造が自由
になるという実装上の理由や回転つまみからタツチキー
による操作が実現できるという理由による。
【０００７】ところでこの場合にはマイクロコンピユー
タによつて発生されたシリアルデータを音質調整回路で
解読し、回路の特性を設定する必要がある。通常このよ
うなシリアルデータを発生する場合、単に音質調整回路
の制御データだけでなく音量の調整、バランス、フエー
ダ（前後に配置されたスピーカの音量のバランス）、ラ
ウドネスのオン／オフ、入力切換等の制御データを加え
てシリアルデータを構成することが多い。データの語長
は２０〜４０ビツトになるのが一般的である。
タによつて発生されたシリアルデータを音質調整回路で
解読し、回路の特性を設定する必要がある。通常このよ
うなシリアルデータを発生する場合、単に音質調整回路
の制御データだけでなく音量の調整、バランス、フエー
ダ（前後に配置されたスピーカの音量のバランス）、ラ
ウドネスのオン／オフ、入力切換等の制御データを加え
てシリアルデータを構成することが多い。データの語長
は２０〜４０ビツトになるのが一般的である。
【０００８】このようなシリアルデータによる調整は、
図４に示す負帰還型の音質調整回路１のボリウム式可変
抵抗ＲＢ及びＲＴによる調整に代えて図５に示すデコー
ド回路２による抵抗値の選択によつてなされる。
図４に示す負帰還型の音質調整回路１のボリウム式可変
抵抗ＲＢ及びＲＴによる調整に代えて図５に示すデコー
ド回路２による抵抗値の選択によつてなされる。
【０００９】すなわちデコード回路２は、シリアルデー
タＤの取り込み、記憶、パラレルデータへの変換をシフ
トレジスタ３、ラツチ回路４、２進−パラレル変換回路
５を順次介して実行し、可変抵抗を構成する抵抗列６の
いづれか一つを選択するようにスイツチ列７で切り換え
るようになされている。
タＤの取り込み、記憶、パラレルデータへの変換をシフ
トレジスタ３、ラツチ回路４、２進−パラレル変換回路
５を順次介して実行し、可変抵抗を構成する抵抗列６の
いづれか一つを選択するようにスイツチ列７で切り換え
るようになされている。
【００１０】このデコード回路２は、大規模デイジタル
回路に適し、かつ抵抗やスイツチ回路の実現が容易とい
う理由によりＣＭＯＳ集積回路が用いられるのが一般的
であり、他の容量や演算増幅器は外付けの回路素子によ
つて構成される。従つて従来の場合には、音質調整回路
のうちデイジタル回路、抵抗列、スイツチ列はＣＭＯＳ
集積回路によつて、またアナログ回路は外付け回路によ
つて構成するようになされている。
回路に適し、かつ抵抗やスイツチ回路の実現が容易とい
う理由によりＣＭＯＳ集積回路が用いられるのが一般的
であり、他の容量や演算増幅器は外付けの回路素子によ
つて構成される。従つて従来の場合には、音質調整回路
のうちデイジタル回路、抵抗列、スイツチ列はＣＭＯＳ
集積回路によつて、またアナログ回路は外付け回路によ
つて構成するようになされている。
【００１１】ところが最近では実装率を向上させるため
アナログ回路部分を含めて１チツプ内に集積する要求が
でてきている。しかし図４に示すような回路ではコンデ
ンサＣ１及びＣ２を外付けにするために４つのピンが少
なくとも必要となつてピン数が増加する問題があり、ま
たグラフイツクイコライザのように調整するバンド数が
増える場合にはピン数が増えすぎる問題があつた。
アナログ回路部分を含めて１チツプ内に集積する要求が
でてきている。しかし図４に示すような回路ではコンデ
ンサＣ１及びＣ２を外付けにするために４つのピンが少
なくとも必要となつてピン数が増加する問題があり、ま
たグラフイツクイコライザのように調整するバンド数が
増える場合にはピン数が増えすぎる問題があつた。
【００１２】本発明は以上の点を考慮してなされたもの
で、従来に比して一段と小型かつピン数の少ない音質調
整回路を提案しようとするものである。
で、従来に比して一段と小型かつピン数の少ない音質調
整回路を提案しようとするものである。
【００１３】
【課題を解決するための手段】かかる課題を解決するた
め本発明においては、入力抵抗ＲＯ１、ＲＸ１を介して
非反転入力端に入力信号ＶINが印加されると共に、出力
信号ＶOUT を出力端子に接続される帰還抵抗ＲＯ２、Ｒ
Ｘ２を介して反転入力端に帰還する演算増幅手段ＯＰ１
と、入力信号ＶINより所定周波数成分を抽出すると共
に、抽出された周波数成分の利得を調整して出力する制
御手段１１と、制御手段１１より出力される調整出力を
演算増幅手段ＯＰ１の非反転入力端又は反転入力端に切
り換えて供給し、入力信号ＶINの強調又は減衰を調整す
る切換手段１０、１７とを備えるようにする。
め本発明においては、入力抵抗ＲＯ１、ＲＸ１を介して
非反転入力端に入力信号ＶINが印加されると共に、出力
信号ＶOUT を出力端子に接続される帰還抵抗ＲＯ２、Ｒ
Ｘ２を介して反転入力端に帰還する演算増幅手段ＯＰ１
と、入力信号ＶINより所定周波数成分を抽出すると共
に、抽出された周波数成分の利得を調整して出力する制
御手段１１と、制御手段１１より出力される調整出力を
演算増幅手段ＯＰ１の非反転入力端又は反転入力端に切
り換えて供給し、入力信号ＶINの強調又は減衰を調整す
る切換手段１０、１７とを備えるようにする。
【００１４】また本発明においては、制御手段１１は、
入力信号ＶINより所定周波数成分を抽出するフイルタ回
路１２と、外部より与えられるシリアルデータＤに基づ
いて利得を調整する利得制御回路１３、１４、１５とを
備えるようにする。
入力信号ＶINより所定周波数成分を抽出するフイルタ回
路１２と、外部より与えられるシリアルデータＤに基づ
いて利得を調整する利得制御回路１３、１４、１５とを
備えるようにする。
【００１５】さらに本発明においては、フイルタ回路１
２は、ローパスフイルタ、バンドパスフイルタ又はハイ
パスフイルタのいづれかでなるようにする。
２は、ローパスフイルタ、バンドパスフイルタ又はハイ
パスフイルタのいづれかでなるようにする。
【００１６】さらに本発明においては、互いに異なる周
波数成分を抽出する複数の制御手段１１と、当該各制御
手段１１に対応し、各制御手段１１より出力される調整
信号を演算増幅手段ＯＰ１の非反転入力端又は反転入力
端に切り換えて供給する複数の切換手段１６、１７とを
備え、各制御手段の調整出力を演算増幅手段ＯＰ１の非
反転入力端又は反転入力端にそれぞれ独立に切り換えて
供給し、入力信号の強調又は減衰を各周波数成分ごと調
整するようにする。
波数成分を抽出する複数の制御手段１１と、当該各制御
手段１１に対応し、各制御手段１１より出力される調整
信号を演算増幅手段ＯＰ１の非反転入力端又は反転入力
端に切り換えて供給する複数の切換手段１６、１７とを
備え、各制御手段の調整出力を演算増幅手段ＯＰ１の非
反転入力端又は反転入力端にそれぞれ独立に切り換えて
供給し、入力信号の強調又は減衰を各周波数成分ごと調
整するようにする。
【００１７】
【作用】入力信号ＶINより抽出した所定周波数帯域の調
整信号を演算増幅手段ＯＰ１の非反転入力端又は反転入
力端に切り換えて供給することにより入力信号ＶINの所
定周波数成分を強調又は減衰することができ、また制御
手段１１の利得を調整することにより強調又は減衰され
る調整量を調整することができる。このように２組の制
御を独立に調整できることにより調整のために必要であ
つたスイツチの数を従来に比して一段と低減することが
できる。
整信号を演算増幅手段ＯＰ１の非反転入力端又は反転入
力端に切り換えて供給することにより入力信号ＶINの所
定周波数成分を強調又は減衰することができ、また制御
手段１１の利得を調整することにより強調又は減衰され
る調整量を調整することができる。このように２組の制
御を独立に調整できることにより調整のために必要であ
つたスイツチの数を従来に比して一段と低減することが
できる。
【００１８】また調整する帯域をフイルタ１２として構
成することにより容量は一端接地で良いため従来に比し
て容量の外部接続に必要な端子の数を一段と低減するこ
とができる。
成することにより容量は一端接地で良いため従来に比し
て容量の外部接続に必要な端子の数を一段と低減するこ
とができる。
【００１９】
【実施例】以下図面について、本発明の一実施例を詳述
する。
する。
【００２０】図１において１０は全体として音質調整回
路を示し、差動増幅回路を構成する演算増幅回路ＯＰ１
の非反転入力端又は反転入力端のいづれか一方の入力端
に入力信号ＶINから所定帯域の信号成分を抽出して注入
し、対応する帯域の入力信号ＶINを減衰又は強調するよ
うになされている。
路を示し、差動増幅回路を構成する演算増幅回路ＯＰ１
の非反転入力端又は反転入力端のいづれか一方の入力端
に入力信号ＶINから所定帯域の信号成分を抽出して注入
し、対応する帯域の入力信号ＶINを減衰又は強調するよ
うになされている。
【００２１】この実施例の場合、所定周波数成分の抽出
に用いられる制御回路１１は１系統のみであり、高音の
調整に用いられるようになされている。
に用いられる制御回路１１は１系統のみであり、高音の
調整に用いられるようになされている。
【００２２】音質調整回路１０は、入力信号ＶINを入力
抵抗ＲＯ１及びＲＸ１を介して非反転入力端に入力する
と共に、出力信号ＶOUT を帰還抵抗ＲＯ２及びＲＸ２を
介して反転入力端に入力するようになされ、非反転入力
に与えられる入力をフイルタ１２、抵抗列１３、スイツ
チ列１４及び緩衝増幅回路１５によつて構成される制御
回路１１に入力するようになされている。
抵抗ＲＯ１及びＲＸ１を介して非反転入力端に入力する
と共に、出力信号ＶOUT を帰還抵抗ＲＯ２及びＲＸ２を
介して反転入力端に入力するようになされ、非反転入力
に与えられる入力をフイルタ１２、抵抗列１３、スイツ
チ列１４及び緩衝増幅回路１５によつて構成される制御
回路１１に入力するようになされている。
【００２３】ここで制御回路１１は、フイルタ１２を介
して調整したい周波数帯域の信号成分のみを通過させる
と、通過された周波数成分の利得をスイツチ列１４を切
り換えることにより調整するようになされている。この
ように選択された帯域の信号成分を制御回路１１は緩衝
増幅回路１５によつて一定の増幅率で増幅し、印加電圧
切換回路１６及び１７に供給する。
して調整したい周波数帯域の信号成分のみを通過させる
と、通過された周波数成分の利得をスイツチ列１４を切
り換えることにより調整するようになされている。この
ように選択された帯域の信号成分を制御回路１１は緩衝
増幅回路１５によつて一定の増幅率で増幅し、印加電圧
切換回路１６及び１７に供給する。
【００２４】印加電圧切換回路１６及び１７は、制御回
路１１より出力されたフイルタ出力Ｓ１と接地電位ＧＮ
Ｄのいづれか一方を入力抵抗ＲＸ１又は帰還抵抗ＲＸ２
に供給するようになされている。ここで印加電圧切換回
路１６及び１７は、入力信号ＶINを減衰したい場合には
フイルタ出力Ｓ１を入力抵抗ＲＸ１を介して非反転入力
端に加算し、逆に強調したい場合には帰還抵抗ＲＸ２を
介して反転入力端に加算するようになされている。
路１１より出力されたフイルタ出力Ｓ１と接地電位ＧＮ
Ｄのいづれか一方を入力抵抗ＲＸ１又は帰還抵抗ＲＸ２
に供給するようになされている。ここで印加電圧切換回
路１６及び１７は、入力信号ＶINを減衰したい場合には
フイルタ出力Ｓ１を入力抵抗ＲＸ１を介して非反転入力
端に加算し、逆に強調したい場合には帰還抵抗ＲＸ２を
介して反転入力端に加算するようになされている。
【００２５】以上の構成において、制御回路１１の伝達
関数を−Ｈ（Ｓ）とし、また入力抵抗ＲＯ１、ＲＸ１及
び帰還抵抗ＲＯ２、ＲＸ２の抵抗値にＲＯ＝ＲＯ１＝Ｒ
Ｏ２及びＲＸ＝ＲＸ１＝ＲＸ２の関係が成立するとし
て、入力信号ＶINを減衰させる場合の動作について解析
する。
関数を−Ｈ（Ｓ）とし、また入力抵抗ＲＯ１、ＲＸ１及
び帰還抵抗ＲＯ２、ＲＸ２の抵抗値にＲＯ＝ＲＯ１＝Ｒ
Ｏ２及びＲＸ＝ＲＸ１＝ＲＸ２の関係が成立するとし
て、入力信号ＶINを減衰させる場合の動作について解析
する。
【００２６】この場合、フイルタ出力Ｓ１は入力抵抗Ｒ
Ｘ１を介して非反転入力端に加算されており、この状態
をＡ点より見ると、入力抵抗ＲＸ１が入出力端子に接続
された２端子回路と見ることができる。従つてそのイン
ピーダンスＺ（Ｓ）は、次式
Ｘ１を介して非反転入力端に加算されており、この状態
をＡ点より見ると、入力抵抗ＲＸ１が入出力端子に接続
された２端子回路と見ることができる。従つてそのイン
ピーダンスＺ（Ｓ）は、次式
【数１】 と表される。
【００２７】このときの入出力間の伝達関数ＴＣ（Ｓ）
を求めると、次式
を求めると、次式
【数２】 で与えられる。この音質調整回路１０の伝達関数ＴＣ
（Ｓ）は、伝達関数Ｈ（Ｓ）が０のとき１となり、制御
回路１１の伝達関数Ｈ（Ｓ）が増加するほど伝達関数Ｔ
Ｃ（Ｓ）は小さくなる。このように入力信号ＶINを減衰
させることができることが分かる。
（Ｓ）は、伝達関数Ｈ（Ｓ）が０のとき１となり、制御
回路１１の伝達関数Ｈ（Ｓ）が増加するほど伝達関数Ｔ
Ｃ（Ｓ）は小さくなる。このように入力信号ＶINを減衰
させることができることが分かる。
【００２８】これに対して入力信号ＶINを強調する場合
の動作について解析する。この場合、フイルタ出力Ｓ１
は帰還抵抗ＲＸ２を介して反転入力端に加算されてお
り、この状態における入出力間の伝達関数ＴＢ（Ｓ）
は、次式
の動作について解析する。この場合、フイルタ出力Ｓ１
は帰還抵抗ＲＸ２を介して反転入力端に加算されてお
り、この状態における入出力間の伝達関数ＴＢ（Ｓ）
は、次式
【数３】 となる。
【００２９】この（３）式で表される伝達関数ＴＢ
（Ｓ）は、（２）式で表される伝達関数ＴＣ（Ｓ）の逆
関数である。従つて伝達関数をデシベル〔ｄＢ〕で表す
とそれはＴ（Ｓ）＝１の軸に対して対称となり、減衰時
の特性と強調時の特性を互いに逆特性にそろえることが
できる。
（Ｓ）は、（２）式で表される伝達関数ＴＣ（Ｓ）の逆
関数である。従つて伝達関数をデシベル〔ｄＢ〕で表す
とそれはＴ（Ｓ）＝１の軸に対して対称となり、減衰時
の特性と強調時の特性を互いに逆特性にそろえることが
できる。
【００３０】このように印加電圧切換回路１６及び１７
の出力を切り換えることにより減衰と強調を切り換える
ことができるが、またそのときの調整量の絶対値は制御
回路１１の利得を調整することによつて調整することが
できる。例えばフイルタ１２をハイパスフイルタとし、
制御回路１１の利得を最大値より徐々に下げると、図３
に示すように調整量の絶対値はＬ（＋１）、Ｌ（＋
２）、Ｌ（＋３）又はＬ（−１）、Ｌ（−２）、Ｌ（−
３）と徐々に小さくなる。
の出力を切り換えることにより減衰と強調を切り換える
ことができるが、またそのときの調整量の絶対値は制御
回路１１の利得を調整することによつて調整することが
できる。例えばフイルタ１２をハイパスフイルタとし、
制御回路１１の利得を最大値より徐々に下げると、図３
に示すように調整量の絶対値はＬ（＋１）、Ｌ（＋
２）、Ｌ（＋３）又はＬ（−１）、Ｌ（−２）、Ｌ（−
３）と徐々に小さくなる。
【００３１】以上の構成によれば、非反転入力端に与え
られる入力のうち所定帯域を通過した周波数成分である
フイルタ出力Ｓ１を非反転入力端又は反転入力端に切り
換えて加算することにより、入力信号ＶINの強調と減衰
を切り換えることができる。
られる入力のうち所定帯域を通過した周波数成分である
フイルタ出力Ｓ１を非反転入力端又は反転入力端に切り
換えて加算することにより、入力信号ＶINの強調と減衰
を切り換えることができる。
【００３２】またこのときの調整量の絶対値は制御回路
１１の利得を調整することにより調整することができ、
このように調整量の絶対値と強調又は減衰の切り換えを
分離することができることによりスイツチ類を減少させ
ることができる。例えば２〔ｄＢ〕きざみで±１４〔ｄ
Ｂ〕の調整幅を実現したい場合、従来では１５個必要で
あつたスイツチを本発明では調整量と強調又は抑圧の切
り換えとなるので８個＋２個の計１０個のスイツチで構
成することができる。
１１の利得を調整することにより調整することができ、
このように調整量の絶対値と強調又は減衰の切り換えを
分離することができることによりスイツチ類を減少させ
ることができる。例えば２〔ｄＢ〕きざみで±１４〔ｄ
Ｂ〕の調整幅を実現したい場合、従来では１５個必要で
あつたスイツチを本発明では調整量と強調又は抑圧の切
り換えとなるので８個＋２個の計１０個のスイツチで構
成することができる。
【００３３】さらにこのとき伝達特性は調整量の絶対値
も含めて強調時と減衰時で対称となり、音質調整にとつ
て望ましい特性を容易に得ることができる。
も含めて強調時と減衰時で対称となり、音質調整にとつ
て望ましい特性を容易に得ることができる。
【００３４】またフイルタ回路１２によつて調整帯域を
設定することができるため従来に比してピン数を一段と
低減することができ、これによりＩＣの形状を一段と小
型形状にすることができる。例えば２バンドの音質調整
回路の場合、２つの容量を１端接地によつて構成できる
ため従来技術では４ピン必要であつた端子を２ピンで構
成することができる。
設定することができるため従来に比してピン数を一段と
低減することができ、これによりＩＣの形状を一段と小
型形状にすることができる。例えば２バンドの音質調整
回路の場合、２つの容量を１端接地によつて構成できる
ため従来技術では４ピン必要であつた端子を２ピンで構
成することができる。
【００３５】なお上述の実施例においては、音質調整回
路１０に用いられる制御回路１１を１つ設け、そのフイ
ルタ回路１２をハイパスフイルタとすることにより高音
調整のみを実現する場合について述べたが、本発明はこ
れに限らず、低音のみを調整するようにしても良い。
路１０に用いられる制御回路１１を１つ設け、そのフイ
ルタ回路１２をハイパスフイルタとすることにより高音
調整のみを実現する場合について述べたが、本発明はこ
れに限らず、低音のみを調整するようにしても良い。
【００３６】また高音と低音の２バンドについて強調又
は減衰を調整したい場合には２つの制御回路を並列に接
続し、またグラフイツクイコライザのように複数のバン
ドについて強調又は減衰を調整したい場合にはバンド数
だけ制御回路を並列接続し、その出力を非反転入力端又
は反転入力端に切り換えて供給すれば良い。
は減衰を調整したい場合には２つの制御回路を並列に接
続し、またグラフイツクイコライザのように複数のバン
ドについて強調又は減衰を調整したい場合にはバンド数
だけ制御回路を並列接続し、その出力を非反転入力端又
は反転入力端に切り換えて供給すれば良い。
【００３７】また上述の実施例においては、フイルタ回
路１２に用いる容量を外付けとする場合について述べた
が、本発明はこれに限らず、調整帯域はフイルタによつ
て設定されるため、このフイルタ回路１２をモノリシツ
クフイルタ技術やＳＣＦ（スイツチドキヤパシタフイル
タ）技術との組み合わせによつて構成すれば、全ての素
子を完全にＩＣ内に構築することができる。
路１２に用いる容量を外付けとする場合について述べた
が、本発明はこれに限らず、調整帯域はフイルタによつ
て設定されるため、このフイルタ回路１２をモノリシツ
クフイルタ技術やＳＣＦ（スイツチドキヤパシタフイル
タ）技術との組み合わせによつて構成すれば、全ての素
子を完全にＩＣ内に構築することができる。
【００３８】
【発明の効果】上述のように本発明によれば、入力信号
より抽出した所定周波数帯域の調整信号を演算増幅手段
の非反転入力端又は反転入力端に切り換えて供給すると
共に、制御手段の利得を調整して調整信号を出力するこ
とにより、入力信号の所定周波数成分を強調又は減衰で
きると共に、その際の調整量の絶対値も調整することが
できる。このように信号の強調又は減衰とその調整量の
制御を独立に調整することができることにより調整のた
めに必要となるスイツチの数を従来に比して一段と低減
することができる。
より抽出した所定周波数帯域の調整信号を演算増幅手段
の非反転入力端又は反転入力端に切り換えて供給すると
共に、制御手段の利得を調整して調整信号を出力するこ
とにより、入力信号の所定周波数成分を強調又は減衰で
きると共に、その際の調整量の絶対値も調整することが
できる。このように信号の強調又は減衰とその調整量の
制御を独立に調整することができることにより調整のた
めに必要となるスイツチの数を従来に比して一段と低減
することができる。
【図１】本発明による音質調整回路の一実施例を示すブ
ロツク図である。
ロツク図である。
【図２】その制御回路の構成を示す接続図である。
【図３】その伝達特性の説明に供する特性曲線図であ
る。
る。
【図４】従来の音質調整回路を示す接続図である。
【図５】そのデコード回路の説明に供するブロツク図で
ある。
ある。
１、１０……音質調整回路、１１……制御回路、１２…
…フイルタ、１３……抵抗列、１４……スイツチ列、１
５……緩衝増幅回路、１６、１７……印加電圧切換回
路。
…フイルタ、１３……抵抗列、１４……スイツチ列、１
５……緩衝増幅回路、１６、１７……印加電圧切換回
路。
Claims (4)
- 【請求項１】入力抵抗を介して非反転入力端に入力信号
が印加されると共に、出力信号を出力端子に接続される
帰還抵抗を介して反転入力端に帰還する演算増幅手段
と、 上記入力信号より所定周波数成分を抽出すると共に、抽
出された周波数成分の利得を調整して出力する制御手段
と、 上記制御手段より出力される調整出力を上記演算増幅手
段の非反転入力端又は反転入力端に切り換えて供給し、
上記入力信号の強調又は減衰を調整する切換手段とを具
えることを特徴とする音質調整回路 - 【請求項２】上記制御手段は、上記入力信号より所定周
波数成分を抽出するフイルタ回路と、 外部より与えられるシリアルデータに基づいて利得を調
整する利得制御回路とを具えることを特徴とする請求項
１に記載の音質調整回路。 - 【請求項３】上記フイルタ回路は、ローパスフイルタ、
バンドパスフイルタ又はハイパスフイルタのいづれかで
なることを特徴とする請求項２に記載の音質調整回路。 - 【請求項４】互いに異なる周波数成分を抽出する複数の
上記制御手段と、 当該各制御手段に対応し、各制御手段より出力される調
整信号を上記演算増幅手段の非反転入力端又は反転入力
端に切り換えて供給する複数の切換手段とを具え、上記
各制御手段の調整出力を上記演算増幅手段の非反転入力
端又は反転入力端にそれぞれ独立に切り換えて供給し、
上記入力信号の強調又は減衰を各周波数成分ごと調整す
ることを特徴とする請求項１に記載の音質調整回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30471892A JP3214634B2 (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | 音質調整回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30471892A JP3214634B2 (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | 音質調整回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06132751A JPH06132751A (ja) | 1994-05-13 |
| JP3214634B2 true JP3214634B2 (ja) | 2001-10-02 |
Family
ID=17936382
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30471892A Expired - Fee Related JP3214634B2 (ja) | 1992-10-16 | 1992-10-16 | 音質調整回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3214634B2 (ja) |
-
1992
- 1992-10-16 JP JP30471892A patent/JP3214634B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06132751A (ja) | 1994-05-13 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |