JP3153146B2 - ベクトル制御用パラメータ演算方法及びベクトル制御用電圧型インバータ装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流モータへ電力
供給する電圧型インバータ装置に対してベクトル制御を
行う際に、このベクトル制御で用いるパラメータを予め
求めておくためのベクトル制御用パラメータ演算方法
と、この演算方法で求めたパラメータを用いてベクトル
制御を行うベクトル制御用電圧型インバータ装置とに関
するものである。

【０００２】

【従来の技術】近時のインバータ装置のベクトル制御技
術の発達により、交流モータに対する速度制御を極めて
高精度且つ高速度で行うことが可能になった。ところ
で、このベクトル制御を行うためには、交流モータの種
々のパラメータを予め求めておく必要がある。

【０００３】例えば、図１０は交流モータの等価回路を
示したものであるが、この図に示すように、固定子側抵
抗Ｒ1 、回転子側抵抗Ｒ2 、固定子側インダクタンスＬ
1 、回転子側インダクタンスＬ2 、相互インダクタンス
Ｌm 、及び漏れインダクタンスＬσ、さらに、図示はし
ていないが、回転子側時定数Ｔ2 などのパラメータを求
めておく必要がある。

【０００４】従来、これらのパラメータを予め求めるた
めに、次のような方法が採用されていた。すなわち、正
規のインバータ運転を行う前のモードとして「自動計測
設定モード」を設けておき、この自動計測設定モードに
おいて、無負荷試験、単相試験、及び直流試験等を実施
し、所定の演算式を用いて、各試験において検出された
電圧及び電流の値からこれらパラメータを演算する方法
である。

【０００５】例えば、交流モータが３相誘導モータであ
る場合、相互インダクタンスＬm を求めるためには、無
負荷で３相交流電圧をインバータに印加し、定格の８０
％の周波数で加速しながらＶ／ｆ比を変化させ、さら
に、定格励磁や８０％励磁を行うようにする（無負荷試
験）。また、漏れインダクタンスＬσ及び回転子側抵抗
Ｒ2 を求めるためには、停止しているモータの２相線間
に３０Ｈｚの単相交流電圧を印加して定格電流を流し、
他の相には通電しないようにする（単相試験）。そし
て、固定子側抵抗Ｒ1 を求めるためには、停止している
モータの２相線間に直流電圧を印加して定格電流を流す
ようにする（直流試験）などの方法が行われていた。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記した従来
の方法では、無負荷試験、単相試験、及び直流試験等の
各試験を実施して、ある程度の時間はモータを回転させ
て実際に運転する必要がある。そして、モータに既に負
荷が組み込まれている場合には、一旦これを解除して無
負荷にした状態で試験を行わなければならず、また、単
相試験及び直流試験を行うためには、その都度電源の接
続を切り替えなければならない。したがって、従来の方
法では、ベクトル制御用のパラメータを得るために少な
からぬ時間及び労力を費やす結果となっていた。

【０００７】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、短時間で且つ容易にベクトル制御用パラメータを
得ることが可能なベクトル制御用パラメータ演算方法
と、この方法を実施することが可能なベクトル制御用電
圧型インバータ装置を提供することを目的としている。

【０００８】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の手段として、請求項１記載の発明は、インバータ制御
回路及びインバータ回路を有する電圧型インバータ装置
に対してベクトル制御を行い、巻き線がスター結線され
た３相交流モータに対してこのインバータ装置から電力
供給を行う場合に、ベクトル制御時にパラメータとして
用いる３相交流モータの漏れインダクタンスＬσを予め
求めておくためのベクトル制御用パラメータ演算方法に
おいて、前記３相交流モータの定格電流値を予め設定し
ておき、前記インバータ制御回路からインバータ回路に
対して矩形波状電圧パルス信号を出力させることによ
り、前記３相交流モータの巻線の３つの入力端子のうち
いずれか２つの共通接続された端子と残りの入力端子と
の間に直流電圧を印加し、前記インバータ装置の出力電
流が前記定格電流値に到達するまでの間に、所定サンプ
リング回数Ｎだけ各出力電流値を測定しておき、第ｎ回
目のサンプリングの出力電流値をｉun、演算係数をＫ、
モータ巻線の前記接続状態での総和漏れインダクタンス
をＬσ0 とした場合に、前記測定した各出力電流値を次
式で表される演算式に適用して前記漏れインダクタンス
Ｌσを演算する、ことを特徴とする。

【数５】

【０００９】請求項２記載の発明は、インバータ制御回
路及びインバータ回路を有する電圧型インバータ装置に
対してベクトル制御を行い、巻き線がスター結線された
３相交流モータに対してこのインバータ装置から電力供
給を行う場合に、ベクトル制御時にパラメータとして用
いる３相交流モータの固定子側抵抗Ｒ1 を予め求めてお
くためのベクトル制御用パラメータ演算方法において、
電流レベルがそれぞれ異なる矩形波状の第１及び第２の
電流出力信号が出力されるような第１及び第２の電圧指
令信号を前記インバータ回路に入力させ、この電圧指令
信号が前記３相交流モータの巻線の３つの入力端子のう
ちいずれか２つの共通接続された端子と残りの入力端子
との間に出力されるようにし、さらに、これら第１及び
第２の電圧指令信号がそれぞれ安定状態に達した時の値
Ｖ1 ，Ｖ2 を測定し、モータ巻線の前記接続状態での固
定子側総和抵抗をＲ10とした場合に、前記第１及び第２
の電流出力信号の値Ｉ1 ，Ｉ2 と前記第１及び第２の電
圧指令信号がそれぞれ安定状態に達した時の値Ｖ1 ，Ｖ
2 とを次式で表される演算式に適用して前記固定子側抵
抗Ｒ1 を演算する、ことを特徴とする。

【数６】

【００１０】請求項３記載の発明は、インバータ制御回
路及びインバータ回路を有する電圧型インバータ装置に
対してベクトル制御を行い、巻き線がスター結線された
３相交流モータに対してこのインバータ装置から電力供
給を行う場合に、ベクトル制御時にパラメータとして用
いる３相交流モータの回転子側時定数Ｔ2 を予め求めて
おくためのベクトル制御用パラメータ演算方法におい
て、矩形波状の電流出力信号が出力されるような電圧指
令信号を前記インバータ回路に入力させ、この電圧指令
信号が前記３相交流モータの巻線の３つの入力端子のう
ちいずれか２つの共通接続された端子と残りの入力端子
との間に出力されるようにし、さらに、この電圧指令信
号が安定状態に達するまでの間に、所定サンプリング回
数Ｎだけ各電圧指令信号の値を測定しておき、第ｊ回目
のサンプリングの電圧指令信号の値をＶj 、この電圧指
令信号の定常値をＶ∞、演算係数をＫ1 とした場合に、
前記測定した各電圧指令信号の値を次式で表される演算
式に適用して前記回転子側時定数Ｔ2 を演算する、こと
を特徴とする。

【数７】

【００１１】請求項４記載の発明は、インバータ制御回
路及びインバータ回路を有する電圧型インバータ装置に
対してベクトル制御を行い、巻き線がスター結線された
３相交流モータに対してこのインバータ装置から電力供
給を行う場合に、ベクトル制御時にパラメータとして用
いる３相交流モータの回転子側抵抗Ｒ2 を予め求めてお
くためのベクトル制御用パラメータ演算方法において、
矩形波状の電流出力信号が出力されるような電圧指令信
号を前記インバータ回路に入力させ、この電圧指令信号
が前記３相交流モータの巻線の３つの入力端子のうちい
ずれか２つの共通接続された端子と残りの入力端子との
間に出力されるようにし、さらに、この電圧指令信号が
安定状態に達するまでの間に、所定サンプリング回数Ｎ
だけ各電圧指令信号の値を測定しておき、第ｊ回目のサ
ンプリングの電圧指令信号の値をＶj 、この電圧指令信
号の定常値をＶ∞、演算係数をＫ2 、モータ巻線の前記
接続状態での回転子側総和抵抗をＲ20とした場合に、前
記測定した各電圧指令信号の値を次式で表される演算式
に適用して前記回転子側抵抗Ｒ2 を演算する、ことを特
徴とする。

【数８】

【００１２】請求項５記載の発明は、インバータ電圧指
令信号を出力するインバータ制御回路と、前記インバー
タ電圧指令信号の入力に基づき、巻線がスター結線され
た３相交流モータに対して電流を出力するインバータ回
路と、前記インバータ制御回路及び前記インバータ回路
の各出力値の入力に基づき、前記３相交流モータの漏れ
インダクタンスＬσ、固定子側抵抗Ｒ1、回転子側時定
数Ｔ2、及び回転子側抵抗Ｒ2を演算するパラメータ演算
回路と、を備えており、このパラメータ演算回路の演算
により得られたパラメータＬσ，Ｒ1，Ｔ2，Ｒ2のうち
所要のものを用いてベクトル制御に基づく運転を行い、
しかも、前記パラメータ演算回路は、前記３相交流モー
タの巻線の３つの入力端子のうちいずれか２つの共通接
続された端子と残りの入力端子との間に矩形波状インバ
ータ電圧指令信号が印加されたときに発生するインバー
タ出力電流についての所定サンプリング回数分の出力電
流値を測定し、この測定に基づき前記漏れインダクタン
スＬσを演算するものであり、また、前記３相交流モー
タの巻線の３つの入力端子のうちいずれか２つの共通接
続された端子と残りの入力端子との間にインバータ電圧
指令信号が印加されて矩形波状インバータ出力電流が発
生する場合に、そのときのインバータ電圧指令信号が安
定状態に達するまでの期間におけるこのインバータ電圧
指令信号についての所定サンプリング回数分の値、及び
インバータ出力電流についての所定サンプリング回数分
の値を測定し、この測定に基づき、前記固定子側抵抗Ｒ
1、回転子側時定数Ｔ2、及び回転子側抵抗Ｒ2を演算す
るものである、ことを特徴とする。

【００１３】

【００１４】

【００１５】

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図に基
づき説明する。図１は、本発明の実施形態に係るインバ
ータ装置の概略構成を示すブロック図である。まず、本
図を用いて、本発明の内容の概略を先に説明しておく。

【００１７】図１において、交流電源１からの交流電力
がインバータ装置２に供給され、インバータ装置２は交
流モータ３に対して可変電圧及び可変周波数の交流電力
を出力するようになっている。インバータ装置２は、パ
ラメータ演算回路４、インバータ制御回路５、及びイン
バータ回路６を有している。

【００１８】正規のインバータ運転を行う前に、まず、
パラメータ演算回路４からパラメータ演算開始指令信号
がインバータ制御回路５に出力される。すると、インバ
ータ制御回路５は、漏れインダクタンスＬσの演算のた
めに矩形波状のインバータ電圧指令信号をインバータ回
路６に出力する。これにより、インバータ回路６は、イ
ンバータ電流出力信号を交流モータ３に出力する。この
ときのインバータ電圧指令信号及びインバータ電流出力
信号はパラメータ演算回路４により測定されるようにな
っている。そして、所定演算式を用い、この測定結果に
基づいて漏れインダクタンスＬσを演算する。

【００１９】次いで、インバータ制御回路５は、固定子
側抵抗Ｒ1 の演算のためのインバータ電圧指令信号をイ
ンバータ回路６に出力するが、このインバータ電圧指令
信号は、電流レベルがそれぞれ異なる矩形波状の第１及
び第２の電流出力信号が得られるような第１及び第２の
電圧指令信号である。このときのインバータ電圧指令信
号及びインバータ電流出力信号はパラメータ演算回路４
により測定されるようになっている。そして、所定演算
式を用い、この測定結果に基づいて固定子側抵抗Ｒ1 を
演算する。

【００２０】さらに、インバータ制御回路５は、回転子
側時定数Ｔ2 及び回転子側抵抗Ｒ2の演算のためのイン
バータ電圧指令信号をインバータ回路６に出力するが、
このインバータ電圧指令信号は、矩形波状の電流出力信
号が得られるような電圧指令信号である。このときのイ
ンバータ電圧指令信号及びインバータ電流出力信号はパ
ラメータ演算回路４により測定されるようになってい
る。そして、所定演算式を用い、この測定結果に基づい
て回転子側時定数Ｔ2 及び回転子側抵抗Ｒ2 を演算す
る。

【００２１】上記の場合、インバータ回路６に入力され
るインバータ電圧指令信号は、パラメータ演算を行うた
めだけに必要な信号であって、交流モータ３を実際に回
転させるために必要な信号ではない。つまり、このイン
バータ電圧指令信号及びインバータ電流出力信号は瞬時
に発生する信号であり、それ故、パラメータ演算回路４
は極めて短時間にパラメータＬσ，Ｒ1 ，Ｔ2 ，Ｒ2 を
演算することができる。そして、本発明に係るインバー
タ装置では、このように短時間にパラメータを演算でき
るので、従来のような自動計測設定モードを特別に設け
る必要はなく、インバータ運転を行う毎に、パラメータ
をその都度自動的に演算する構成とすることが可能であ
る。

【００２２】次に、本発明の実施形態に係るパラメータ
演算方法を具体的に説明する。本実施形態では、交流モ
ータ３として、巻線がスター結線されている３相誘導モ
ータを使用するものとする。図２は、このような実施形
態において用いられるインバータ回路６の構成を示す回
路図である。この図に示すように、インバータ回路６
は、ＩＧＢＴ等の６個のスイッチング素子Ｇ1 〜Ｇ6 に
より構成されており、２つの入力端子間に直流電圧Ｅd
が印加されるようになっている。なお、７は各スイッチ
ング素子に並列接続された逆電圧印加防止用のダイオー
ドである。

【００２３】図３（ａ），（ｂ），（ｃ）は、電圧指令
信号Ｖu ，Ｖv ，Ｖw に基づき電流出力信号ｉu ，ｉv
，ｉw が流れる時の各相の接続状態を示したものであ
る。図３（ａ）の場合には、スイッチング素子Ｇ1 ，Ｇ
2 ，Ｇ6 がオンとなり、図３（ｂ）の場合には、スイッ
チング素子Ｇ3 ，Ｇ4 ，Ｇ2 がオンとなり、図３（ｃ）
の場合には、スイッチング素子Ｇ5 ，Ｇ4 ，Ｇ6 がオン
となる。本実施形態では、図３（ａ）の場合のみにおけ
るパラメータの演算を説明しているが、実際には、図３
（ａ），（ｂ），（ｃ）の各場合につきパラメータを演
算し、各場合の演算値の平均値を採用することとしてい
る。

【００２４】図４は、漏れインダクタンスＬσを求める
ためのＵ相の電圧指令信号Ｖu と電流出力信号ｉu との
対応関係を示す波形図であり、電圧指令信号Ｖu 及び電
流出力信号ｉu は、（ａ），（ｂ），（ｃ）の順に変化
していくようになっている。

【００２５】ここで、図４（ａ）における電圧指令信号
Ｖu 及び電流出力信号ｉu の波形を図６（ａ），（ｂ）
のように図示し直して、漏れインダクタンスＬσの演算
方法を図８のフローチャートに基づき説明する。まず、
パラメータ演算回路４は、交流モータ３の定格電流ｉr
を設定する（ステップ１）。この場合の設定値は、原則
として前回使用時の設定値を継続して用いるが、係員が
任意に設定値を変更することも可能である。次いで、パ
ラメータ演算回路４はパラメータ演算開始指令信号をイ
ンバータ制御回路５に出力し、インバータ制御回路５
は、インバータ回路６のスイッチング素子Ｇ1 ，Ｇ2 ，
Ｇ6 をオンにして直流電圧Ｅd を印加する（ステップ
２）。そして、図６（ａ）に示すような直流電圧Ｅd の
印加により、図６（ｂ）に示すような電流出力信号ｉu
が定格電流ｉr に達するまで流れるが、この時パラメー
タ演算回路４は、所定周期でＮ回のサンプリングを行
い、Ｎ個のサンプリング値ｉun（ｎ番目のサンプリング
値を表している。）を収集し内部のメモリに記憶してい
る（ステップ３，４）。サンプリング値ｉunが定格電流
ｉｒより大きくなると、インバータ回路６の出力が停止
され（ステップ５）、パラメータ演算回路４は、所定の
演算式を用いてメモリの値に基づき漏れインダクタンス
Ｌσを演算する（ステップ６）。

【００２６】次に、漏れインダクタンスＬσの演算に用
いる演算式につき説明する。一般に、図３のように接続
した状態での総和漏れインダクタンスＬσ0 は、次式の
ように、電圧Ｅd を電流変化率（ｄｉu ／ｄｔ）で割る
ことにより求められる。

【００２７】 Ｌσ0 ＝Ｅd ／（ｄｉu ／ｄｔ） … （１） （１）式は、最小二乗法の原理を用いると、Ｋを演算係
数として、次の（２）式で表すことができる。

【００２８】

【数９】 そして、図３（ａ），（ｂ），（ｃ）のような結線状態
であることから、個別の漏れインダクタンスＬσは、次
の（３）式で表すことができる。

【００２９】Ｌσ＝（２／３）・Ｌσ0 … （３） ここで、最小二乗法の原理により、（１）式が（２）式
のように表される理由につき説明しておく。最小二乗法
の原理によれば、ｘi ，ｙi を実験値、εi を理論値と
の誤差とすれば、なんらかの関数関係があるｘとｙとの
関係は、次式（４）で表される。

【００３０】ｙi ＝ｆ（ｘi ）＋εi … （４） この場合の関数ｆ（ｘ）は次式（５）のような、ａ0 ，
ａ1 を係数とする１次関数であるとする。

【００３１】ｆ（ｘ）＝ａ0 ＋ａ1 ・ｘ … （５） そして、誤差εi （＝ｙi −ｆ（ｘi ））の二乗の総和
Ｓは次式（６）により表される。

【００３２】

【数１０】 （６）式は、ａ0 ，ａ1 の関数と見ることができるか
ら、（６）式のＳを最小にするａ0 ，ａ1 を求めるため
には、（６）式をそれぞれａ0 ，ａ1 で偏微分したもの
をゼロとおくことにより得られる２つの連立方程式を解
けばよい。すなわち、（６）式をａ0 ，ａ1 で偏微分し
て整理すると、（７）式が得られ、これをａ0 ，ａ1 に
ついて解くと（８）式が得られる。

【００３３】

【数１１】 一方、（１）式は、次式（１１）のように表すことがで
きるが、この（１１）式は、（５）式におけるｆ（ｘ）
をＥd 、ａ0 をゼロ、ａi をＬσ0 、ｘを（ｄｉu ／ｄ
ｔ）に置き換えたものと見ることができる。

【００３４】 Ｅd ＝Ｌσ0 ・（ｄｉu ／ｄｔ） … （１１） したがって、（１０）式の結果を利用して、（１）式の
Ｌσを（２）式のように表すことができる。

【００３５】上記のように、パラメータ演算回路４は、
図８のステップ４において、図３（ａ）の結線状態にあ
る交流モータ３に対して僅かな電流出力信号ｉu が流れ
た時のサンプリング値を記憶しておき、このサンプリン
グ値に基づきステップ６で１相分の漏れインダクタンス
Ｌσを演算している。

【００３６】次に、固定子側抵抗Ｒ1 、回転子側時定数
Ｔ2 、及び回転子側抵抗Ｒ2 の演算方法につき説明す
る。図５は、これらＲ1 ，Ｔ2 ，Ｒ2 を求めるためのＵ
相の電圧指令信号Ｖu と電流出力信号Ｉu との対応関係
を示す波形図であり、電圧指令信号Ｖu 及び電流出力信
号Ｉu は、（ａ），（ｂ），（ｃ）の順に変化していく
ようになっている。ところで、図５における電流出力信
号Ｉu は、矩形波状の信号となっているが、一般に、電
圧型インバータ装置により矩形波状の電流出力信号を得
るのは困難である。そこで、本実施形態では、電圧指令
信号Ｖu をＰＩ制御することにより矩形波状の電流出力
信号Ｉu を得るようにしている。

【００３７】すなわち、励磁指令電流をＩg*、ＰＩ制御
のゲイン定数をＫp ，ＫI として、Ｉu ＝Ｉg*となるよ
うに、次式（１２）に基づきＶu の制御を行う。なお、
図５における電流出力信号Ｉu は垂直に立ち上がった状
態に描かれているが、もちろん、これは理想的な状態を
図示したものであり、実際にはある程度傾斜した曲線を
描きながら立ち上がっている。

【００３８】

【数１２】 まず、固定子側抵抗Ｒ1 の演算方法につき説明する。イ
ンバータ制御回路５は、図５（ａ）に示すように、レベ
ルがそれぞれ異なる矩形波状の電流出力信号Ｉ1 ，Ｉ2
が得られるような電圧指令信号をインバータ回路６に出
力する。ここで、定格電流をＩr とすると、Ｉ1 は例え
ばＩr のルート２倍であり、Ｉ2 はＩ1の３分の１倍で
ある。Ｉ1 ，Ｉ2 を、このようにＩr のルート２倍や３
分の１倍にしたのは、電流レベルと適切に設定するため
であり、特に深い意味はない。

【００３９】電流出力信号Ｉ1 を得るための電圧指令信
号Ｖu は、立ち上がり後次第に減衰して、時刻ｔ1 にお
いて安定状態となり、続いて電流出力信号Ｉ2 を得るた
めの電圧指令信号Ｖu が出力される。そして、時刻ｔ2
において安定状態となる。この時刻ｔ1 ，ｔ2 における
電圧指令信号Ｖu の値をそれぞれＶ1 ，Ｖ2 とし、３相
分の固定子側抵抗をＲ10とすると、次式（１３），（１
４）が成立する。 Ｖ1 ＝Ｒ10・Ｉ1 … （１３） Ｖ2 ＝Ｒ10・Ｉ2 … （１４） なお、図１０に示したように、交流モータには固定子側
抵抗Ｒ1 の他に、回転子側抵抗Ｒ2 や他のインダクタン
スが存在するために、電圧印加の初期には上記の（１
３），（１４）式は成立しないが、安定状態に入った時
点では、回転子側抵抗Ｒ2 や他のインダクタンスは無視
することができるので、（１３），（１４）式が成立す
る。そして、実際には、スイッチング素子Ｇ1 〜Ｇ6 の
電圧降下分やデッドタイム（スイッチング素子のスイッ
チング遅れ時間に起因する正負アームの短絡を回避する
ために設けられた空白時間帯のこと）による電圧誤差Δ
Ｖが存在するために、（１３），（１４）式は（１
５），（１６）式のように表される。 Ｖ1 ＋ΔＶ＝Ｒ10・Ｉ1 … （１５） Ｖ2 ＋ΔＶ＝Ｒ10・Ｉ2 … （１６） しかし、（１５），（１６）式からＲ10を求めると、こ
のΔＶは消去され、Ｒ10は（１７）式により表される。
そして、１相分の固定子側抵抗Ｒ1 は（１８）式により
得られる。 Ｒ10＝（Ｖ1 −Ｖ2 ）／（Ｉ1 −Ｉ2 ） … （１７） Ｒ1 ＝（１／３）・Ｒ10 … （１８） 上記のように、インバータ制御回路５は、電流レベルが
それぞれ異なる矩形波状の２つの電流出力信号Ｉ1 ，Ｉ
2 が得られるような２つの電圧指令信号を出力し、パラ
メータ演算回路４は、これら電圧指令信号が安定状態に
達した時の値Ｖ1 ，Ｖ2 を測定して固定子側抵抗Ｒ1 を
演算している。したがって、電圧誤差ΔＶの影響を回避
することができ、正確且つ迅速に固定子側抵抗Ｒ1 を求
めることができる。

【００４０】次に、回転子側時定数Ｔ2 及び回転子側抵
抗Ｒ2 の演算方法につき説明する。ここで、説明及び図
示が分かり易くなるように、図５（ａ）ではなく図５
（ｂ）におけるＴ2 及びＲ2 測定分の信号部分を図７
（ａ），（ｂ）のように図示し直して、回転子側時定数
Ｔ2 及び回転子側抵抗Ｒ2 の演算方法を図９のフローチ
ャートに基づき説明する。

【００４１】まず、パラメータ演算回路４は、交流モー
タ３の励磁電流Ｉg*を設定する（ステップ１１）。この
場合、Ｉg*の値は、例えば、Ｉr を定格電流の値とし
て、約（１／３）・Ｉr である。なお、ステップ１１に
おける設定は、実際には、図８のステップ１における定
格電流Ｉr の設定と同時に行われている。

【００４２】既述した、Ｒ1 を測定するための第２の電
圧指令信号が出力された後、インバータ制御回路５は電
圧指令信号の極性を反転させて（図５（ａ），（ｂ），
（ｃ）参照）振幅が（１／３）・Ｉr の矩形波状電流出
力信号が得られるような電圧指令信号を出力する。すな
わち、先に述べたように、Ｉu ＝Ｉg*となるように、
（１２）式を用いてＶu をＰＩ制御する（ステップ１
２）。

【００４３】図７（ａ）は、このときのＶu の変化状態
を示したものであり、Ｖ0 を初期値として、定常値Ｖ∞
に達するまで曲線を描いて減衰する。パラメータ演算回
路４は、このときのＶu を所定周期でサンプリングする
と共に、Ｖu が安定状態に達したか否かを監視している
（ステップ１３）。そして、未だ安定状態に達していな
ければ、そのときのサンプリング値Ｖj をメモリに記憶
しておく（ステップ１４）。その後、安定状態に達した
時点で、その時のＶj を定常値Ｖ∞としてメモリに記憶
する（ステップ１５）。次いで、パラメータ演算回路４
は所定の演算式を用いてメモりの値に基づき、Ｔ2 及び
Ｒ2 を演算する。

【００４４】次に、Ｔ2 及びＲ2 の演算に用いる演算式
につき説明する。図７（ａ）において、Ｖu が初期値Ｖ
0 から定常値Ｖ∞に低下するまでの間のサンプリング値
Ｖjは、次式（１９）により表され、また、（１９）式
は（２０）式のように表される。ここで、Δｔはサンプ
リング周期であり、ｊ・Δｔは第１回目から第ｊ回目ま
でのサンプリングに要した時間である。

【００４５】

【数１３】 ここで、ｌｎ（Ｖj −Ｖ∞）＝Ａj 、 ｌｎ（Ｖ0 −
Ｖ∞）＝Ｂ と置き換えると、（２０）式は、（２
１）式のように表され、（２１）式はさらに（２２）式
のように表される。 Ａj ＝−（ｊ・Δｔ／Ｔ2 ）＋Ｂ … （２１） Ａj ＝Ｂ＋（−１／Ｔ2 ）・（ｊ・Δｔ） … （２２） この（２２）式は、（５）式におけるｆ（ｘ）をＡj 、
ａ0 をＢ、ａ1 を（−１／Ｔ2 ）に置き換えたものと見
ることができる。したがって、（１０）式の結果を利用
して、次の（２３）式を得ることができ、また、（９）
式の結果を利用して（２４）式を得ることができる。

【００４６】

【数１４】 ところで、図７（ａ）の減衰曲線において、Ｖ0 〜Ｖ∞
の区間を直線とみなし、演算係数をＫ2 とすると、次式
（２５）を得ることができ、この（２５）式は（２６）
式のように表される。 Ｒ20＝Ｋ2 ・（Ｖ0 −Ｖ∞）／ｉu … （２５）

【００４７】

【数１５】 個別の回転子側抵抗Ｒ2 は、Ｒ2 ＝（２／３）・Ｒ20
で表されるから、ｌｎ（Ｖj −Ｖ∞）＝Ａj の式と、
（２６）式及び（２４）式により、Ｒ2 を演算すること
が可能になる。

【００４８】上記のように、インバータ制御回路５は、
固定子側抵抗Ｒ1 を測定するための電圧指令信号を出力
した後、この信号の極性を反転させて、回転子側時定数
Ｔ2及び回転子側抵抗Ｒ2 を求めるための電圧指令信号
を出力している。そして、この電圧指令信号により発生
する電流出力信号をパラメータ演算回路４が所定周期で
サンプリングして、Ｔ2 及びＲ2 を演算している。

【００４９】以上述べた各方法、及びこの方法を採用し
たインバータ装置によれば、実際に交流モータを運転さ
せる必要はなく、僅かなパルス電流を流すだけでよいの
で、ベクトル制御に用いる各種パラメータを迅速且つ容
易に求めることができる。

【００５０】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、短時間
で且つ容易にベクトル制御用パラメータを得ることが可
能なベクトル制御用パラメータ演算方法と、この方法を
実施することが可能なベクトル制御用電圧型インバータ
装置を実現することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施形態に係るインバータ装置の概略
構成を示すブロック図。

【図２】図１におけるインバータ回路６の構成を示す回
路図。

【図３】図２における３相誘導モータ３のパラメータ測
定時の各相の接続状態を示す説明図。

【図４】漏れインダクタンスＬσを求めるための信号の
波形図。

【図５】固定子側抵抗Ｒ1 、回転子側時定数Ｔ2 、及び
回転子側抵抗Ｒ2 を求めるための信号の波形図。

【図６】漏れインダクタンスＬσを求めるための信号の
部分波形図。

【図７】回転子側時定数Ｔ2 及び回転子側抵抗Ｒ2 を求
めるための信号の部分波形図。

【図８】漏れインダクタンスＬσの演算方法についての
フローチャート。

【図９】回転子側時定数Ｔ2 及び回転子側抵抗Ｒ2 の演
算方法についてのフローチャート。

【図１０】ベクトル制御に必要な各種パラメータ成分を
含む交流モータの等価回路図。

【符号の説明】

１ 交流電源 ２ インバータ装置 ３ 交流モータ ４ パラメータ演算回路 ５ インバータ制御回路 ６ インバータ回路 ７ ダイオード Ｌσ 漏れインダクタンス Ｒ1 固定子側抵抗 Ｔ2 回転子側時定数 Ｒ2 回転子側抵抗

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 川 由紀夫 東京都三鷹市下連雀８丁目３番11号 春 日電機株式会社内 (56)参考文献 特開 平７−75399（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】インバータ制御回路及びインバータ回路を
   有する電圧型インバータ装置に対してベクトル制御を行
   い、巻き線がスター結線された３相交流モータに対して
   このインバータ装置から電力供給を行う場合に、ベクト
   ル制御時にパラメータとして用いる３相交流モータの漏
   れインダクタンスＬσを予め求めておくためのベクトル
   制御用パラメータ演算方法において、 前記３相交流モータの定格電流値を予め設定しておき、 前記インバータ制御回路からインバータ回路に対して矩
   形波状電圧パルス信号を出力させることにより、前記３
   相交流モータの巻線の３つの入力端子のうちいずれか２
   つの共通接続された端子と残りの入力端子との間に直流
   電圧を印加し、 前記インバータ装置の出力電流が前記定格電流値に到達
   するまでの間に、所定サンプリング回数Ｎだけ各出力電
   流値を測定しておき、 第ｎ回目のサンプリングの出力電流値をｉun、演算係数
   をＫ、モータ巻線の前記接続状態での総和漏れインダク
   タンスをＬσ0 とした場合に、前記測定した各出力電流
   値を次式で表される演算式に適用して前記漏れインダク
   タンスＬσを演算する、 ことを特徴とするベクトル制御用パラメータ演算方法。 【数１】
2. 【請求項２】インバータ制御回路及びインバータ回路を
   有する電圧型インバータ装置に対してベクトル制御を行
   い、巻き線がスター結線された３相交流モータに対して
   このインバータ装置から電力供給を行う場合に、ベクト
   ル制御時にパラメータとして用いる３相交流モータの固
   定子側抵抗Ｒ1 を予め求めておくためのベクトル制御用
   パラメータ演算方法において、 電流レベルがそれぞれ異なる矩形波状の第１及び第２の
   電流出力信号が出力されるような第１及び第２の電圧指
   令信号を前記インバータ回路に入力させ、この電圧指令
   信号が前記３相交流モータの巻線の３つの入力端子のう
   ちいずれか２つの共通接続された端子と残りの入力端子
   との間に出力されるようにし、さらに、これら第１及び
   第２の電圧指令信号がそれぞれ安定状態に達した時の値
   Ｖ1 ，Ｖ2 を測定し、 モータ巻線の前記接続状態での固定子側総和抵抗をＲ10
   とした場合に、前記第１及び第２の電流出力信号の値Ｉ
   1 ，Ｉ2 と前記第１及び第２の電圧指令信号がそれぞれ
   安定状態に達した時の値Ｖ1 ，Ｖ2 とを次式で表される
   演算式に適用して前記固定子側抵抗Ｒ1 を演算する、 ことを特徴とするベクトル制御用パラメータ演算方法。 【数２】
3. 【請求項３】インバータ制御回路及びインバータ回路を
   有する電圧型インバータ装置に対してベクトル制御を行
   い、巻き線がスター結線された３相交流モータに対して
   このインバータ装置から電力供給を行う場合に、ベクト
   ル制御時にパラメータとして用いる３相交流モータの回
   転子側時定数Ｔ2 を予め求めておくためのベクトル制御
   用パラメータ演算方法において、 矩形波状の電流出力信号が出力されるような電圧指令信
   号を前記インバータ回路に入力させ、この電圧指令信号
   が前記３相交流モータの巻線の３つの入力端子のうちい
   ずれか２つの共通接続された端子と残りの入力端子との
   間に出力されるようにし、さらに、この電圧指令信号が
   安定状態に達するまでの間に、所定サンプリング回数Ｎ
   だけ各電圧指令信号の値を測定しておき、 第ｊ回目のサンプリングの電圧指令信号の値をＶj 、こ
   の電圧指令信号の定常値をＶ∞、演算係数をＫ1 とした
   場合に、前記測定した各電圧指令信号の値を次式で表さ
   れる演算式に適用して前記回転子側時定数Ｔ2 を演算す
   る、 ことを特徴とするベクトル制御用パラメータ演算方法。 【数３】
4. 【請求項４】インバータ制御回路及びインバータ回路を
   有する電圧型インバータ装置に対してベクトル制御を行
   い、巻き線がスター結線された３相交流モータに対して
   このインバータ装置から電力供給を行う場合に、ベクト
   ル制御時にパラメータとして用いる３相交流モータの回
   転子側抵抗Ｒ2 を予め求めておくためのベクトル制御用
   パラメータ演算方法において、 矩形波状の電流出力信号が出力されるような電圧指令信
   号を前記インバータ回路に入力させ、この電圧指令信号
   が前記３相交流モータの巻線の３つの入力端子のうちい
   ずれか２つの共通接続された端子と残りの入力端子との
   間に出力されるようにし、さらに、この電圧指令信号が
   安定状態に達するまでの間に、所定サンプリング回数Ｎ
   だけ各電圧指令信号の値を測定しておき、 第ｊ回目のサンプリングの電圧指令信号の値をＶj 、こ
   の電圧指令信号の定常値をＶ∞、演算係数をＫ2 、モー
   タ巻線の前記接続状態での回転子側総和抵抗をＲ20とし
   た場合に、前記測定した各電圧指令信号の値を次式で表
   される演算式に適用して前記回転子側抵抗Ｒ2 を演算す
   る、 ことを特徴とするベクトル制御用パラメータ演算方法。 【数４】
5. 【請求項５】インバータ電圧指令信号を出力するインバ
   ータ制御回路と、 前記インバータ電圧指令信号の入力に基づき、巻線がス
   ター結線された３相交流モータに対して電流を出力する
   インバータ回路と、 前記インバータ制御回路及び前記インバータ回路の各出
   力値の入力に基づき、前記３相交流モータの漏れインダ
   クタンスＬσ、固定子側抵抗Ｒ1、回転子側時定数Ｔ2、
   及び回転子側抵抗Ｒ2を演算するパラメータ演算回路
   と、 を備えており、このパラメータ演算回路の演算により得
   られたパラメータＬσ，Ｒ1，Ｔ2，Ｒ2のうち所要のも
   のを用いてベクトル制御に基づく運転を行い、 しかも、前記パラメータ演算回路は、 前記３相交流モータの巻線の３つの入力端子のうちいず
   れか２つの共通接続された端子と残りの入力端子との間
   に矩形波状インバータ電圧指令信号が印加されたときに
   発生するインバータ出力電流についての所定サンプリン
   グ回数分の出力電流値を測定し、この測定に基づき前記
   漏れインダクタンスＬσを演算するものであり、 また、前記３相交流モータの巻線の３つの入力端子のう
   ちいずれか２つの共通接続された端子と残りの入力端子
   との間にインバータ電圧指令信号が印加されて矩形波状
   インバータ出力電流が発生する場合に、そのときのイン
   バータ電圧指令信号が安定状態に達するまでの期間にお
   けるこのインバータ電圧指令信号についての所定サンプ
   リング回数分の値、及びインバータ出力電流についての
   所定サンプリング回数分の値を測定し、この測定に基づ
   き、前記固定子側抵抗Ｒ1、回転子側時定数Ｔ2、及び回
   転子側抵抗Ｒ2を演算するものである、 ことを特徴とするベクトル制御用電圧型インバータ装
   置。