JP3151237B2 - 遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器 - Google Patents
遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は弾性表面波遅延線を用い
た遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器に関する。
た遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器に関する。
【０００２】
【発明の背景】弾性表面波電圧制御発振器（ＳＡＷ−Ｖ
ＣＯ）の基本構成には、ＳＡＷ共振器を用いる方法と、
ＳＡＷ遅延線を用いる方法とがある。ＳＡＷ共振器を用
いたＶＣＯは水晶電圧制御発振器の水晶共振子をＳＡＷ
共振器に置き換えた構成である。ＳＡＷ遅延線を用いた
ＶＣＯは帰還増幅器のループ内にＳＡＷ素子を置き、フ
ィルタおよび遅延線として働かせ、ループ内の位相を制
御することにより発振周波数を可変する。
ＣＯ）の基本構成には、ＳＡＷ共振器を用いる方法と、
ＳＡＷ遅延線を用いる方法とがある。ＳＡＷ共振器を用
いたＶＣＯは水晶電圧制御発振器の水晶共振子をＳＡＷ
共振器に置き換えた構成である。ＳＡＷ遅延線を用いた
ＶＣＯは帰還増幅器のループ内にＳＡＷ素子を置き、フ
ィルタおよび遅延線として働かせ、ループ内の位相を制
御することにより発振周波数を可変する。
【０００３】本発明は後者のＳＡＷ遅延線を用いた遅延
帰還型弾性表面波電圧制御発振器に関するものであり、
先ず遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器について説明
する。
帰還型弾性表面波電圧制御発振器に関するものであり、
先ず遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器について説明
する。
【０００４】図５は遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振
器のブロック図であり、参照符号１はＳＡＷ素子、２は
増幅器、３は可変移相器である。この発振器の発振条件
は、Ｇ≧ＩＬSAW ＋ＩＬPS …（１） φSAW ＋φAMP ＋φPS＝２ｎπ …（２） である。ここで、Ｇは増幅器２の利得、ＩＬSAW 、ＩＬ
PSはそれぞれ弾性表面波（ＳＡＷ）素子１、移相器３の
挿入損失、φSAW、φAMP 、φPSはＳＷＡ素子１、増幅
器２、移相器３の通過位相である。なおｎは正の整数で
ある。
器のブロック図であり、参照符号１はＳＡＷ素子、２は
増幅器、３は可変移相器である。この発振器の発振条件
は、Ｇ≧ＩＬSAW ＋ＩＬPS …（１） φSAW ＋φAMP ＋φPS＝２ｎπ …（２） である。ここで、Ｇは増幅器２の利得、ＩＬSAW 、ＩＬ
PSはそれぞれ弾性表面波（ＳＡＷ）素子１、移相器３の
挿入損失、φSAW、φAMP 、φPSはＳＷＡ素子１、増幅
器２、移相器３の通過位相である。なおｎは正の整数で
ある。
【０００５】ＳＡＷ素子１は中心周波数ｆ0 とし損失が
ＩＬとなる周波数帯域Ｂ（ＩＬ）を持つフィルタであ
り、かつ遅延量Ｔを得るため入出力側電極中心間距離Ｌ
は、ＳＡＷの伝搬速度をＶとしたとき、 Ｔ＝Ｌ／Ｖ …（３） なる関係にて与えられる素子である。そこで、ＳＡＷ素
子の通過位相φSAW は周波数ｆにより異なり、 φSAW ＝−Ｔ・２πｆ ＝−２π・Ｌ／Ｖ・ｆ …（４） となる。
ＩＬとなる周波数帯域Ｂ（ＩＬ）を持つフィルタであ
り、かつ遅延量Ｔを得るため入出力側電極中心間距離Ｌ
は、ＳＡＷの伝搬速度をＶとしたとき、 Ｔ＝Ｌ／Ｖ …（３） なる関係にて与えられる素子である。そこで、ＳＡＷ素
子の通過位相φSAW は周波数ｆにより異なり、 φSAW ＝−Ｔ・２πｆ ＝−２π・Ｌ／Ｖ・ｆ …（４） となる。
【０００６】増幅器２、移相器３において、増幅器２の
利得Ｇ、通過位相φAMP および移相器３の挿入損失ＩＬ
PSがＳＡＷ素子１の周波数帯域Ｂ（ＩＬ）においてほぼ
一定と考え、移相器３の制御電圧ｖにおける通過位相φ
PSをφPS（ｖ）とおくと、発振条件（２）式より各々の
ｎに対して通過位相φSAW が一意的に決まり、（４）式
より一意的に周波数ｆ＝ｆn が決まる。
利得Ｇ、通過位相φAMP および移相器３の挿入損失ＩＬ
PSがＳＡＷ素子１の周波数帯域Ｂ（ＩＬ）においてほぼ
一定と考え、移相器３の制御電圧ｖにおける通過位相φ
PSをφPS（ｖ）とおくと、発振条件（２）式より各々の
ｎに対して通過位相φSAW が一意的に決まり、（４）式
より一意的に周波数ｆ＝ｆn が決まる。
【０００７】この発振条件（２）式を満たす周波数ｆn
のうち、（１）式より発振し得る周波数はＳＡＷ素子１
の挿入損失ＩＬSAW が、 ＩＬSAW ≦Ｇ−ＩＬPS …（５） の領域、すなわちＳＡＷ素子１の周波数帯域Ｂ（Ｇ−Ｉ
ＬPS）内にある周波数ｆ n にて発振する。制御電圧ｖを
変化させ移相器３の通過位相φPSを変化させた場合も上
記と同様に発振周波数が決定される。ここで、一般的に
制御電圧ｖに対して発振周波数が一意的に決定できるよ
うに、全ての制御電圧ｖに対してＳＡＷ素子１の周波数
帯域Ｂ（Ｇ−ＩＬPS）内に唯一の周波数ｆn が存在する
ように増幅器２の利得Ｇ、ＳＡＷ素子１、移相器３の挿
入損失ＩＬSAW 、ＩＬPSが決定される。この条件を一意
発振の条件と記せば、一意発振の条件は、（α）一意発
振の条件…発振器の発振条件（１）式を満たすＳＡＷ素
子１の周波数帯域Ｂ（Ｇ−ＩＬPS）において、位相条件
（２）式を満たす通過位相φSAW が唯一存在するとき、
すなわち、周波数帯域Ｂ（Ｇ−ＩＬPS）でＳＡＷ素子１
の通過位相が２π以下である。
のうち、（１）式より発振し得る周波数はＳＡＷ素子１
の挿入損失ＩＬSAW が、 ＩＬSAW ≦Ｇ−ＩＬPS …（５） の領域、すなわちＳＡＷ素子１の周波数帯域Ｂ（Ｇ−Ｉ
ＬPS）内にある周波数ｆ n にて発振する。制御電圧ｖを
変化させ移相器３の通過位相φPSを変化させた場合も上
記と同様に発振周波数が決定される。ここで、一般的に
制御電圧ｖに対して発振周波数が一意的に決定できるよ
うに、全ての制御電圧ｖに対してＳＡＷ素子１の周波数
帯域Ｂ（Ｇ−ＩＬPS）内に唯一の周波数ｆn が存在する
ように増幅器２の利得Ｇ、ＳＡＷ素子１、移相器３の挿
入損失ＩＬSAW 、ＩＬPSが決定される。この条件を一意
発振の条件と記せば、一意発振の条件は、（α）一意発
振の条件…発振器の発振条件（１）式を満たすＳＡＷ素
子１の周波数帯域Ｂ（Ｇ−ＩＬPS）において、位相条件
（２）式を満たす通過位相φSAW が唯一存在するとき、
すなわち、周波数帯域Ｂ（Ｇ−ＩＬPS）でＳＡＷ素子１
の通過位相が２π以下である。
【０００８】と言い表される。
【０００９】ＳＡＷ−ＶＣＯの発振条件に引き続き、Ｓ
ＡＷ−ＶＣＯの周波数可変量ｄＦは、（１）式に関係す
るＳＡＷ素子１の周波数帯域Ｂ（Ｇ−ＩＬPS）と、
（２）式に関係する位相条件のうち移相器３の電圧によ
り制御される位相可変量（ｄφPSとする）とで決定され
る。周波数帯域Ｂ（Ｇ−ＩＬPS）はＳＡＷ素子１の構造
により決定され、入出力側電極対数ＮIN、ＮOUT のうち
多い方（ＮMXとする）により決まり、位相可変量ｄφPS
は移相器３の構成法により決まる。これらを式に表す
と、 ｄＦ＝κ・Ｂ（Ｇ−ＩＬPS）・ｄφPS …（６） κ：比例定数 Ｂ（Ｇ−ＩＬPS）＝γ・Ｆ0 ／ＮMX …（７） γ：比例定数 Ｆ0 ：中心周波数と表される。発振周波数Ｆ0 のＳＡＷ
−ＶＣＯの周波数可変量ｄＦを大きくするためには、電
極対数ＮMXを少なくし、移相器の位相可変量ｄφPSを大
きくするとよい。しかし、ＳＷＡ素子１の電極対数ＮMX
をあまり小さくするとＳＡＷ素子１の挿入損失が大きく
なり、後述するようにＳＡＷ−ＶＣＯの性能を表す発振
純度（Ｃ／Ｎ）を低下させる原因となる。
ＡＷ−ＶＣＯの周波数可変量ｄＦは、（１）式に関係す
るＳＡＷ素子１の周波数帯域Ｂ（Ｇ−ＩＬPS）と、
（２）式に関係する位相条件のうち移相器３の電圧によ
り制御される位相可変量（ｄφPSとする）とで決定され
る。周波数帯域Ｂ（Ｇ−ＩＬPS）はＳＡＷ素子１の構造
により決定され、入出力側電極対数ＮIN、ＮOUT のうち
多い方（ＮMXとする）により決まり、位相可変量ｄφPS
は移相器３の構成法により決まる。これらを式に表す
と、 ｄＦ＝κ・Ｂ（Ｇ−ＩＬPS）・ｄφPS …（６） κ：比例定数 Ｂ（Ｇ−ＩＬPS）＝γ・Ｆ0 ／ＮMX …（７） γ：比例定数 Ｆ0 ：中心周波数と表される。発振周波数Ｆ0 のＳＡＷ
−ＶＣＯの周波数可変量ｄＦを大きくするためには、電
極対数ＮMXを少なくし、移相器の位相可変量ｄφPSを大
きくするとよい。しかし、ＳＷＡ素子１の電極対数ＮMX
をあまり小さくするとＳＡＷ素子１の挿入損失が大きく
なり、後述するようにＳＡＷ−ＶＣＯの性能を表す発振
純度（Ｃ／Ｎ）を低下させる原因となる。
【００１０】ここで、入出力側電極対数の等しい場合
（ＮIN＝ＮOUT ＝ＮMXのとき）、入出力側電極中心間距
離Ｌは、Ｌ＝ＮIN／２・λ0 ＋ＮOUT ／２・λ0 ＋ＬPR ＝ＮMX・λ0 ＋ＬPR ＝Ｍ・λ0 …（８）と表
される。ＬPRは入出力電極間伝搬距離、Ｍは中心周波数
波長λ0 で換算した入出力側電極中心間距離を表す値で
ある。
（ＮIN＝ＮOUT ＝ＮMXのとき）、入出力側電極中心間距
離Ｌは、Ｌ＝ＮIN／２・λ0 ＋ＮOUT ／２・λ0 ＋ＬPR ＝ＮMX・λ0 ＋ＬPR ＝Ｍ・λ0 …（８）と表
される。ＬPRは入出力電極間伝搬距離、Ｍは中心周波数
波長λ0 で換算した入出力側電極中心間距離を表す値で
ある。
【００１１】上記発振条件と周波数可変量ｄＦより決ま
るＳＡＷ−ＶＣＯにおいて、ＳＡＷ−ＶＣＯの性能を表
す発振純度（Ｃ／Ｎ）は次式により与えられる。 Ｃ／Ｎ（ｄＢ／Ｈｚ）＝１０ｌｏｇ（（Ｑ2 ・Ｐ0 ・δ
Ｆ2 ） ／（ｋＴA ・ＮF ・Ｇ・Ｆ0 2）） …（９） ここで、 Ｑ＝Ｍπ （Ｍ＝Ｌ／λ0 ：Ｌ：入出力側電極中心間距離、λ0 ：
中心周波数波長） Ｐ0 ：ループパワー δＦ：離調周波数 ｋ ：ボルツマン定数 ＴA ：周囲温度 ＮF ：増幅器の雑音指数 Ｇ ：増幅器の利得 Ｆ0 ：中心周波数である。
るＳＡＷ−ＶＣＯにおいて、ＳＡＷ−ＶＣＯの性能を表
す発振純度（Ｃ／Ｎ）は次式により与えられる。 Ｃ／Ｎ（ｄＢ／Ｈｚ）＝１０ｌｏｇ（（Ｑ2 ・Ｐ0 ・δ
Ｆ2 ） ／（ｋＴA ・ＮF ・Ｇ・Ｆ0 2）） …（９） ここで、 Ｑ＝Ｍπ （Ｍ＝Ｌ／λ0 ：Ｌ：入出力側電極中心間距離、λ0 ：
中心周波数波長） Ｐ0 ：ループパワー δＦ：離調周波数 ｋ ：ボルツマン定数 ＴA ：周囲温度 ＮF ：増幅器の雑音指数 Ｇ ：増幅器の利得 Ｆ0 ：中心周波数である。
【００１２】Ｆ0 、δＦ、ｋＴA はＳＡＷ−ＶＣＯの仕
様および使用環境により決定され、ＳＡＷ−ＶＣＯの使
用装置に関係する項目でここでの議論を省くならば、発
振純度（Ｃ／Ｎ）改善のためにＳＡＷ−ＶＣＯの各要素
に求められる特性は次のようになる。（ａ） 増幅器２
…雑音指数ＮF が小さく、許される消費電力内でループ
パワーＰ0 の大きいもの。（ｂ） ＳＡＷ素子１…増幅
器２の利得Ｇをなるべく下げられるように挿入損失が少
なく、一意的な発振が得られる条件（α）内で、波長換
算中心間距離Ｍの長い素子。（ｃ） 移相器３…挿入損
失が小さく、必要な周波数可変量ｄＦが得られるだけの
位相可変量ｄφPSを持つ。
様および使用環境により決定され、ＳＡＷ−ＶＣＯの使
用装置に関係する項目でここでの議論を省くならば、発
振純度（Ｃ／Ｎ）改善のためにＳＡＷ−ＶＣＯの各要素
に求められる特性は次のようになる。（ａ） 増幅器２
…雑音指数ＮF が小さく、許される消費電力内でループ
パワーＰ0 の大きいもの。（ｂ） ＳＡＷ素子１…増幅
器２の利得Ｇをなるべく下げられるように挿入損失が少
なく、一意的な発振が得られる条件（α）内で、波長換
算中心間距離Ｍの長い素子。（ｃ） 移相器３…挿入損
失が小さく、必要な周波数可変量ｄＦが得られるだけの
位相可変量ｄφPSを持つ。
【００１３】ここで、移相器３の特性とＳＡＷ素子１の
特性の関係について着目する。
特性の関係について着目する。
【００１４】（９）式により、Ｃ／Ｎを高くとるためＱ
を大きくするにはＭを大きくする必要がある。Ｍを大き
くすると、ＳＡＷ素子１において、（８）式、（４）式
の関係より、単位周波数あたりの位相可変量が大きくな
り、一意的に発振するための条件（α）を満たさなくな
る。そこで、ＳＡＷ素子１の周波数帯域Ｂ（Ｇ−Ｉ
Ｌ PS）を狭くして、一意的発振の条件（α）を満たすよ
うにするならば、（７）式の関係よりＮMXを大きくと
り、かつ（６）式の関係より周波数可変量ｄＦが得られ
るように移相器３の位相可変量ｄφPSを大きくする必要
がある。
を大きくするにはＭを大きくする必要がある。Ｍを大き
くすると、ＳＡＷ素子１において、（８）式、（４）式
の関係より、単位周波数あたりの位相可変量が大きくな
り、一意的に発振するための条件（α）を満たさなくな
る。そこで、ＳＡＷ素子１の周波数帯域Ｂ（Ｇ−Ｉ
Ｌ PS）を狭くして、一意的発振の条件（α）を満たすよ
うにするならば、（７）式の関係よりＮMXを大きくと
り、かつ（６）式の関係より周波数可変量ｄＦが得られ
るように移相器３の位相可変量ｄφPSを大きくする必要
がある。
【００１５】移相器３において、その回路構成は、
（ａ） ２ポート型移相器 （ｂ） ３ポート型移相器 （ｃ） その他複合型移相器 に分類でき、２ポート型移相器は、 （ａ） ＲＣ回路による方法 （ｂ） ＬＣ回路による方法 （ｃ） 分布定数回路による方法 に分類できる。
（ａ） ２ポート型移相器 （ｂ） ３ポート型移相器 （ｃ） その他複合型移相器 に分類でき、２ポート型移相器は、 （ａ） ＲＣ回路による方法 （ｂ） ＬＣ回路による方法 （ｃ） 分布定数回路による方法 に分類できる。
【００１６】ＲＣ回路による移相器３は、インダクタを
持たないため振動による影響を受けず、比較的簡単な回
路により構成できるが、挿入損失が大きい傾向にあり、
図６（ａ）のような構成では、π／２の移相差を得るた
め、１０ｄＢ〜２０ｄＢの損失が存在する。また、進相
回路と遅延回路を組み合わせた回路の一種ターマン回路
（図６（ｂ））においても、１０ｄＢ程度の損失が存在
する。
持たないため振動による影響を受けず、比較的簡単な回
路により構成できるが、挿入損失が大きい傾向にあり、
図６（ａ）のような構成では、π／２の移相差を得るた
め、１０ｄＢ〜２０ｄＢの損失が存在する。また、進相
回路と遅延回路を組み合わせた回路の一種ターマン回路
（図６（ｂ））においても、１０ｄＢ程度の損失が存在
する。
【００１７】ＬＣ回路による移相器は、図６のＲＣ回路
による移相器と比較して、回路は複雑になり、インダク
タンスを必要とするため振動に弱くなるが、比較的低損
失で大きな位相可変量が得られる。図７はＬＣ回路によ
る移相器の一例で、π以上の移相差を得るのに５ｄＢ以
下の損失にて移相器が実現できる。図７においてＶＣは
可変容量を示す。
による移相器と比較して、回路は複雑になり、インダク
タンスを必要とするため振動に弱くなるが、比較的低損
失で大きな位相可変量が得られる。図７はＬＣ回路によ
る移相器の一例で、π以上の移相差を得るのに５ｄＢ以
下の損失にて移相器が実現できる。図７においてＶＣは
可変容量を示す。
【００１８】分布定数回路による移相器は、一例として
図８のような回路がある。図８に示す移相器は、図７に
示したＬＣ回路による場合の利点に加えて、ＬＣ回路の
インダクタンス分をストリップライン等の分布定数回路
により実現するため、振動に強く素子間のばらつきが小
さい。しかし、素子形状が大きくなる欠点がある。
図８のような回路がある。図８に示す移相器は、図７に
示したＬＣ回路による場合の利点に加えて、ＬＣ回路の
インダクタンス分をストリップライン等の分布定数回路
により実現するため、振動に強く素子間のばらつきが小
さい。しかし、素子形状が大きくなる欠点がある。
【００１９】３ポート型移相器は、図９（ａ）に示す如
く、入力として周波数が等しく位相の異なる２信号を増
幅器ＡM1およびＡM2にそれぞれ入力し、各々の振幅を相
補的にコントロールすることにより、入力２信号のベク
トルにより挟まれる位相の信号を出力できる（図９
（ｂ））。また、符号も含めて振幅をコントロールでき
るならば、２πの位相差を得ることができる（図９
（ｃ））。これらの回路は図１０に示すようにトランジ
スタＴＲ１〜ＴＲ６からなる二重平衡差動増幅器により
構成でき、ＩＣ化が容易なことから小型に実現でき、挿
入損失も小さい。また遅延帰還型ループの増幅器２と一
体にＩＣ化することが可能で、移相器として小型かつ軽
量に実現でき、インダクタンスを含まないため、振動に
も強く移相器として多くの長所をもっている。また、入
力として必要な移相の異なる２入力は、ＳＡＷ素子３１
において、出力側電極を入出力側電極中心間距離Ｌを中
心周波数波長λ0 以下の差で入力側電極の両側に配置す
ることにより容易に実現できる（図１１）。
く、入力として周波数が等しく位相の異なる２信号を増
幅器ＡM1およびＡM2にそれぞれ入力し、各々の振幅を相
補的にコントロールすることにより、入力２信号のベク
トルにより挟まれる位相の信号を出力できる（図９
（ｂ））。また、符号も含めて振幅をコントロールでき
るならば、２πの位相差を得ることができる（図９
（ｃ））。これらの回路は図１０に示すようにトランジ
スタＴＲ１〜ＴＲ６からなる二重平衡差動増幅器により
構成でき、ＩＣ化が容易なことから小型に実現でき、挿
入損失も小さい。また遅延帰還型ループの増幅器２と一
体にＩＣ化することが可能で、移相器として小型かつ軽
量に実現でき、インダクタンスを含まないため、振動に
も強く移相器として多くの長所をもっている。また、入
力として必要な移相の異なる２入力は、ＳＡＷ素子３１
において、出力側電極を入出力側電極中心間距離Ｌを中
心周波数波長λ0 以下の差で入力側電極の両側に配置す
ることにより容易に実現できる（図１１）。
【００２０】しかし、この３ポート型移相器も、より高
い発振純度（Ｃ／Ｎ）を得るため、ＳＡＷ素子３１の挿
入損失を小さくすることにより新たな問題を生じる。以
下その問題点について説明する。
い発振純度（Ｃ／Ｎ）を得るため、ＳＡＷ素子３１の挿
入損失を小さくすることにより新たな問題を生じる。以
下その問題点について説明する。
【００２１】図１１に示すＳＡＷ素子３１においては、
ＳＡＷ素子３１の挿入損失を下げるため入出力の電気的
なマッチングをとった場合、入力側電極にて電気信号は
双方向に伝搬する弾性表面波（ＳＡＷ）に変換され、出
力側電極方向に伝搬したＳＡＷは出力側電極により電気
信号に変換されるが、同時に再励起効果により、ＳＡＷ
として双方向に放射される。再励起効果は双方向に放射
特性をもつ電極に対して片側からのみＳＡＷが入射した
場合に引き起こる。この再励起によるＳＡＷは入力側電
極に戻り出力側電極と同様の減少を生み、再び出力側電
極に到達する（トリプルトランシットエコー波（ＴＴＥ
波））。この際、周波数により主信号とＴＴＥ波のビー
トが生じ、ＳＡＷ素子３１の通過特性の振幅および位相
にリップルを生じる。この振幅リップルはＳＡＷ素子３
１の挿入損失が１０ｄＢのとき約１ｄＢより損失を小さ
くすることにより大きなリップルを生じる。このような
周波数より振幅リップルを持つ信号をベクトル合成した
場合、例えば等しい振幅で合成した場合、図１２で示す
ように合成位相の傾きにリップルが生じ、リップルレベ
ルによっては周波数の位相傾斜がほぼ零となる場合があ
る。この現象は、位相傾斜の小さい周波数で（４）式の
入出力側電極中心間距離Ｌが極めて近い場合と同様とな
り、（８）式、（９）式の関係より、Ｍ（＝Ｌ／λ0）
が小さいことと等価で、この周波数における信号純度
（Ｃ／Ｎ）の著しい劣化を生む。従って、Ｃ／Ｎを上げ
るためにＳＡＷ素子３１の挿入損失を下げることは周波
数によりＣ／Ｎを劣化させる原因となる欠点がある。
ＳＡＷ素子３１の挿入損失を下げるため入出力の電気的
なマッチングをとった場合、入力側電極にて電気信号は
双方向に伝搬する弾性表面波（ＳＡＷ）に変換され、出
力側電極方向に伝搬したＳＡＷは出力側電極により電気
信号に変換されるが、同時に再励起効果により、ＳＡＷ
として双方向に放射される。再励起効果は双方向に放射
特性をもつ電極に対して片側からのみＳＡＷが入射した
場合に引き起こる。この再励起によるＳＡＷは入力側電
極に戻り出力側電極と同様の減少を生み、再び出力側電
極に到達する（トリプルトランシットエコー波（ＴＴＥ
波））。この際、周波数により主信号とＴＴＥ波のビー
トが生じ、ＳＡＷ素子３１の通過特性の振幅および位相
にリップルを生じる。この振幅リップルはＳＡＷ素子３
１の挿入損失が１０ｄＢのとき約１ｄＢより損失を小さ
くすることにより大きなリップルを生じる。このような
周波数より振幅リップルを持つ信号をベクトル合成した
場合、例えば等しい振幅で合成した場合、図１２で示す
ように合成位相の傾きにリップルが生じ、リップルレベ
ルによっては周波数の位相傾斜がほぼ零となる場合があ
る。この現象は、位相傾斜の小さい周波数で（４）式の
入出力側電極中心間距離Ｌが極めて近い場合と同様とな
り、（８）式、（９）式の関係より、Ｍ（＝Ｌ／λ0）
が小さいことと等価で、この周波数における信号純度
（Ｃ／Ｎ）の著しい劣化を生む。従って、Ｃ／Ｎを上げ
るためにＳＡＷ素子３１の挿入損失を下げることは周波
数によりＣ／Ｎを劣化させる原因となる欠点がある。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】以上説明したように、
２ポート型移相器は構成は簡単であるが、大型となり、
ＩＣ化が難しいという欠点を持っていた。また、３ポー
ト型移相器は外付け部品なしのＩＣ化が可能で小型化で
きるが、ＳＡＷ素子の挿入損失を小さくした場合、周波
数による通過特性のリップルが、ベクトル合成した際の
位相リップルとなり、周波数によるＣ／Ｎの著しい劣化
を生むという問題点があった。
２ポート型移相器は構成は簡単であるが、大型となり、
ＩＣ化が難しいという欠点を持っていた。また、３ポー
ト型移相器は外付け部品なしのＩＣ化が可能で小型化で
きるが、ＳＡＷ素子の挿入損失を小さくした場合、周波
数による通過特性のリップルが、ベクトル合成した際の
位相リップルとなり、周波数によるＣ／Ｎの著しい劣化
を生むという問題点があった。
【００２３】本発明は、外付け部品がなく、振動に強
く、ベクトル合成型の３ポート移相器を用いた遅延帰還
型の弾性表面波電圧制御型発振器（ＳＡＷ−ＶＣＯ）に
おいて、ＳＡＷ素子の挿入損失が小さく、通過特性に振
幅および位相に周波数リップルが小さく、同時に位相の
異なる出力を２信号とることのできるＳＡＷ素子を提供
することにより、外付け部品がなく、振動に強く、信号
純度（Ｃ／Ｎ）が高く、発振周波数によりＣ／Ｎの劣化
がない遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器を提供する
ことにある。
く、ベクトル合成型の３ポート移相器を用いた遅延帰還
型の弾性表面波電圧制御型発振器（ＳＡＷ−ＶＣＯ）に
おいて、ＳＡＷ素子の挿入損失が小さく、通過特性に振
幅および位相に周波数リップルが小さく、同時に位相の
異なる出力を２信号とることのできるＳＡＷ素子を提供
することにより、外付け部品がなく、振動に強く、信号
純度（Ｃ／Ｎ）が高く、発振周波数によりＣ／Ｎの劣化
がない遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器を提供する
ことにある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】本発明の遅延帰還型弾性
表面波電圧制御発振器は、帰還増幅器のループ内に弾性
表面波素子を設け、フィルタおよび遅延線として働か
せ、ループ内の位相を制御することによって発振周波数
を可変する遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器におい
て、入力側電極と少なくとも２種の出力信号を取り出す
ために入力側電極の弾性表面波伝搬方向両側に配設され
た出力側電極を少なくとも２つ備えた弾性表面波素子
と、弾性表面波素子より出力される少なくとも２種の出
力信号を入力としかつ出力を帰還増幅器に入力する少な
くとも３ポート型のベクトル合成による移相器とを有
し、弾性表面波素子の入力側電極は外部回路とインピダ
ンス整合がとられ、弾性表面波素子の出力側電極は各々
入力側電極から弾性表面波伝搬方向両側に一対をなし、
入力側電極が弾性表面波伝搬方向の中心線に対し線対称
の場合は入力側電極の中心線に対して線対称の位置に一
対をなし、入力側電極が点対称の場合はこの点対称点に
対して点対称となる位置に一対をなして配設され、各々
対称性を持つ出力側電極の入力側電極に対する片側は少
なくとも２組の電極指対の組よりなりかつ弾性表面波長
の整数倍弾性表面波伝搬方向に離れて配置され、少なく
とも２組の電極指対は出力信号を取り出せるように出力
側信号線に電気的に接続され、入力側電極と各出力側電
極の対応する電極指対相互間の位置関係は弾性表面波１
波長を２πとしたとき移相器に必要な位相差を得るだけ
の距離差ずらして配置した構造とし、帰還増幅器の出力
を弾性表面波素子に帰還するようにしたことを特徴とす
る。
表面波電圧制御発振器は、帰還増幅器のループ内に弾性
表面波素子を設け、フィルタおよび遅延線として働か
せ、ループ内の位相を制御することによって発振周波数
を可変する遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器におい
て、入力側電極と少なくとも２種の出力信号を取り出す
ために入力側電極の弾性表面波伝搬方向両側に配設され
た出力側電極を少なくとも２つ備えた弾性表面波素子
と、弾性表面波素子より出力される少なくとも２種の出
力信号を入力としかつ出力を帰還増幅器に入力する少な
くとも３ポート型のベクトル合成による移相器とを有
し、弾性表面波素子の入力側電極は外部回路とインピダ
ンス整合がとられ、弾性表面波素子の出力側電極は各々
入力側電極から弾性表面波伝搬方向両側に一対をなし、
入力側電極が弾性表面波伝搬方向の中心線に対し線対称
の場合は入力側電極の中心線に対して線対称の位置に一
対をなし、入力側電極が点対称の場合はこの点対称点に
対して点対称となる位置に一対をなして配設され、各々
対称性を持つ出力側電極の入力側電極に対する片側は少
なくとも２組の電極指対の組よりなりかつ弾性表面波長
の整数倍弾性表面波伝搬方向に離れて配置され、少なく
とも２組の電極指対は出力信号を取り出せるように出力
側信号線に電気的に接続され、入力側電極と各出力側電
極の対応する電極指対相互間の位置関係は弾性表面波１
波長を２πとしたとき移相器に必要な位相差を得るだけ
の距離差ずらして配置した構造とし、帰還増幅器の出力
を弾性表面波素子に帰還するようにしたことを特徴とす
る。
【００２５】また、帰還増幅器の出力を入力とし出力を
遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器の出力とするバッ
ファ増幅器を備えてもよい。さらに、移相器、帰還増幅
器の内の少なくとも一つを集積回路によって構成しても
よく、またさらに、移相器、帰還増幅器、バッファ増幅
器の内の少なくとも一つを集積回路によって構成しても
よい。
遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器の出力とするバッ
ファ増幅器を備えてもよい。さらに、移相器、帰還増幅
器の内の少なくとも一つを集積回路によって構成しても
よく、またさらに、移相器、帰還増幅器、バッファ増幅
器の内の少なくとも一つを集積回路によって構成しても
よい。
【００２６】
【作用】本発明の遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器
によれば、弾性表面波素子に入力された電気信号は入力
側電極にて弾性表面波に変換され、入力側電極の両側に
放射される。弾性表面波素子の入力インピダンスと弾性
表面波素子からループ側を見たインピダンスとは整合し
ているため入力電気信号は、完全に弾性表面波に変換さ
れる。放射された弾性表面波は出力側電極に到達して、
電気信号に変換される。出力側電極は線対称もしくは点
対称に設けられているため変換された電気信号はそれぞ
れの出力側電極で加算される。しかるにこの加算は、出
力側電極は少なくとも２組の電極指対の組よりなりかつ
弾性表面波長の整数倍弾性表面波伝搬方向に離れて配置
されているため同相加算である。さらに、入力側電極と
各出力側電極の対応する電極指対相互間の位置関係は弾
性表面波１波長を２πとしたときに移相器に必要な位相
差を得るだけの距離差を持たせて配置してあるために、
各出力側電極から出力される電気信号に変換された出力
信号は、互いに位相φだけ異なった信号である。位相φ
だけ異なったこの出力信号が移相器に入力されて、移相
器に入力された制御電圧に基づいて相補的な振幅制御が
なされてベクトル合成され、合成されて位相変化した信
号が帰還増幅器に印加されて、発振周波数が制御電圧に
よって制御され、帰還増幅器の出力が弾性表面波素子に
帰還され発振が持続されることになる。
によれば、弾性表面波素子に入力された電気信号は入力
側電極にて弾性表面波に変換され、入力側電極の両側に
放射される。弾性表面波素子の入力インピダンスと弾性
表面波素子からループ側を見たインピダンスとは整合し
ているため入力電気信号は、完全に弾性表面波に変換さ
れる。放射された弾性表面波は出力側電極に到達して、
電気信号に変換される。出力側電極は線対称もしくは点
対称に設けられているため変換された電気信号はそれぞ
れの出力側電極で加算される。しかるにこの加算は、出
力側電極は少なくとも２組の電極指対の組よりなりかつ
弾性表面波長の整数倍弾性表面波伝搬方向に離れて配置
されているため同相加算である。さらに、入力側電極と
各出力側電極の対応する電極指対相互間の位置関係は弾
性表面波１波長を２πとしたときに移相器に必要な位相
差を得るだけの距離差を持たせて配置してあるために、
各出力側電極から出力される電気信号に変換された出力
信号は、互いに位相φだけ異なった信号である。位相φ
だけ異なったこの出力信号が移相器に入力されて、移相
器に入力された制御電圧に基づいて相補的な振幅制御が
なされてベクトル合成され、合成されて位相変化した信
号が帰還増幅器に印加されて、発振周波数が制御電圧に
よって制御され、帰還増幅器の出力が弾性表面波素子に
帰還され発振が持続されることになる。
【００２７】
【実施例】以下、本発明を実施例により説明する。
【００２８】図１は本発明の一実施例のブロック図で、
参照符号１０１はＳＡＷ素子、１０２は３ポート型移相
器、１０３はループ増幅器、１０４はバッファ増幅器で
あり、３ポート型移相器１０２、ループ増幅器１０３と
バッファ増幅器１０４は同一集積回路（ＩＣ）内に配置
される。
参照符号１０１はＳＡＷ素子、１０２は３ポート型移相
器、１０３はループ増幅器、１０４はバッファ増幅器で
あり、３ポート型移相器１０２、ループ増幅器１０３と
バッファ増幅器１０４は同一集積回路（ＩＣ）内に配置
される。
【００２９】本発明の遅延帰還型弾性表面波電圧制御発
振器の動作原理は、従来例と同一の発振条件にて発振
し、３ポート型移相器１０２にてＳＡＷ素子１０１より
得られる周波数が同一で位相の異なる２信号を相補的に
ベクトル合成することにより、必要な位相変化量を得、
ループ増幅器１０３で発振条件を満たし、発振の持続す
るだけ増幅し、ＳＡＷ素子１０１に帰還をかけている。
またループ増幅器１０３の出力の一部はバッファ増幅器
１０４にて増幅され、また発振器の出力終端条件の変化
によるループへの影響がアイソレートされ出力される。
振器の動作原理は、従来例と同一の発振条件にて発振
し、３ポート型移相器１０２にてＳＡＷ素子１０１より
得られる周波数が同一で位相の異なる２信号を相補的に
ベクトル合成することにより、必要な位相変化量を得、
ループ増幅器１０３で発振条件を満たし、発振の持続す
るだけ増幅し、ＳＡＷ素子１０１に帰還をかけている。
またループ増幅器１０３の出力の一部はバッファ増幅器
１０４にて増幅され、また発振器の出力終端条件の変化
によるループへの影響がアイソレートされ出力される。
【００３０】ここで、本発明の特徴であるＳＡＷ素子１
０１の構造を、図２により説明する。図２において、参
照符号２０１は圧電基板、２０２は入力側電極、２０３
は第１の出力側電極、２０４は第２の出力側電極、２０
５はアブソーバ、２０６は入力側信号線、２０７は第１
の出力側信号線、２０８は第２の出力側信号線である。
０１の構造を、図２により説明する。図２において、参
照符号２０１は圧電基板、２０２は入力側電極、２０３
は第１の出力側電極、２０４は第２の出力側電極、２０
５はアブソーバ、２０６は入力側信号線、２０７は第１
の出力側信号線、２０８は第２の出力側信号線である。
【００３１】ＳＡＷ素子１０１は、外部回路とインピダ
ンス整合がとられた入力側電極２０２とそれぞれ少なく
とも１つの出力信号を取り出す一対の出力側電極２０３
および２０４とを備えている。
ンス整合がとられた入力側電極２０２とそれぞれ少なく
とも１つの出力信号を取り出す一対の出力側電極２０３
および２０４とを備えている。
【００３２】ＳＡＷ素子１０１の出力側電極２０３、２
０４のそれぞれは、入力側電極２０２の弾性表面波伝搬
方向両側に一対をなし、入力側電極２０２が弾性表面波
伝搬方向の中心線に対し線対称の場合は入力側電極２０
２の中心線に対して線対称の位置に一対をなす出力側電
極２０３ａ、２０３ｂと、出力側電極２０４ａ、２０４
ｂとが配設され、入力側電極２０２が点対称の場合はこ
の点対称点に対して点対称となる位置に一対をなす出力
側電極２０３ａ、２０３ｂと、出力側電極２０４ａ、２
０４ｂとが配設される。各出力側電極、例えば出力側電
極２０３ａを例に示せば、出力側電極２０３ａは３組の
電極指対の組Ａ1 、Ａ2 、Ａ3 よりなり、かつそれぞれ
弾性表面波長の整数倍ＮA ／λ0 だけ弾性表面波伝搬方
向に離れて配置され、一対をなす出力側電極２０３ａ、
２０３ｂの片側の出力側電極２０３ａには少なくとも１
つの出力信号を取り出せるように出力側信号線２０７に
電気的に接続された電極指対Ａ1 を有し、入力側電極２
０２と各出力側電極の対応する電極指対相互間例えば出
力側電極２０３ａの電極指対Ａ1 と出力側電極２０４ａ
の電極指対Ｂ2 の位置関係は弾性表面波１波長を２πと
したときに移相器に必要な位相差を得るだけの距離差を
持たせて配置した構造としてある。
０４のそれぞれは、入力側電極２０２の弾性表面波伝搬
方向両側に一対をなし、入力側電極２０２が弾性表面波
伝搬方向の中心線に対し線対称の場合は入力側電極２０
２の中心線に対して線対称の位置に一対をなす出力側電
極２０３ａ、２０３ｂと、出力側電極２０４ａ、２０４
ｂとが配設され、入力側電極２０２が点対称の場合はこ
の点対称点に対して点対称となる位置に一対をなす出力
側電極２０３ａ、２０３ｂと、出力側電極２０４ａ、２
０４ｂとが配設される。各出力側電極、例えば出力側電
極２０３ａを例に示せば、出力側電極２０３ａは３組の
電極指対の組Ａ1 、Ａ2 、Ａ3 よりなり、かつそれぞれ
弾性表面波長の整数倍ＮA ／λ0 だけ弾性表面波伝搬方
向に離れて配置され、一対をなす出力側電極２０３ａ、
２０３ｂの片側の出力側電極２０３ａには少なくとも１
つの出力信号を取り出せるように出力側信号線２０７に
電気的に接続された電極指対Ａ1 を有し、入力側電極２
０２と各出力側電極の対応する電極指対相互間例えば出
力側電極２０３ａの電極指対Ａ1 と出力側電極２０４ａ
の電極指対Ｂ2 の位置関係は弾性表面波１波長を２πと
したときに移相器に必要な位相差を得るだけの距離差を
持たせて配置した構造としてある。
【００３３】具体的には、第１の出力側電極２０３と第
２の出力側電極２０４の組は、入力側電極２０２に対し
て、入力側電極２０２により励振された弾性表面波（Ｓ
ＡＷ）が同相となり出力側電極２０３、２０４に到達さ
れるように入力側電極２０２の両側に配置される。より
詳しく述べるならば、入力側電極２０２がＳＡＷ伝搬方
向中心線に対し線対称の場合（電極がＮ＋１／２対の場
合）は、同中心線に対し線対称となるように、入力側電
極２０２がその中央に対して点対称の場合（電極がＮ対
の場合）は、同中心点に対して点対称となるように配置
される。図２の例においては、入力側電極２０２が５．
５対あり、ＳＡＷ伝搬方向中心線に対し線対称であるた
め、出力側電極２０３、２０４は同中心線に対して線対
称に配置されている。
２の出力側電極２０４の組は、入力側電極２０２に対し
て、入力側電極２０２により励振された弾性表面波（Ｓ
ＡＷ）が同相となり出力側電極２０３、２０４に到達さ
れるように入力側電極２０２の両側に配置される。より
詳しく述べるならば、入力側電極２０２がＳＡＷ伝搬方
向中心線に対し線対称の場合（電極がＮ＋１／２対の場
合）は、同中心線に対し線対称となるように、入力側電
極２０２がその中央に対して点対称の場合（電極がＮ対
の場合）は、同中心点に対して点対称となるように配置
される。図２の例においては、入力側電極２０２が５．
５対あり、ＳＡＷ伝搬方向中心線に対し線対称であるた
め、出力側電極２０３、２０４は同中心線に対して線対
称に配置されている。
【００３４】入力側電極２０２の両側に配置された出力
側電極２０３、２０４はその片側ずつを第１の出力側電
極２０３において出力側電極２０３ａ、２０３ｂとし、
同様に第２の出力側電極２０４において出力側電極２０
４ａ、２０４ｂとするならば、出力側電極２０３ａと２
０４ａは組み合わされ、出力側電極２０３ｂと２０４ｂ
は組み合わされ配置される。
側電極２０３、２０４はその片側ずつを第１の出力側電
極２０３において出力側電極２０３ａ、２０３ｂとし、
同様に第２の出力側電極２０４において出力側電極２０
４ａ、２０４ｂとするならば、出力側電極２０３ａと２
０４ａは組み合わされ、出力側電極２０３ｂと２０４ｂ
は組み合わされ配置される。
【００３５】さらに詳しく構造を説明するならば、出力
側電極２０３ａは電極指Ｎa 対（図２の例ではＮa ＝
２）を１組とし図２の例ではＡ1 、Ａ2 、Ａ3 の３組よ
り構成され、Ａ1 、Ａ2 、Ａ3 の３組は各々ＳＡＷ伝搬
方向に対して中心周波数波長で整数波長離れた位置に配
置される。出力側電極２０４ａも出力電圧２０３ａ同
様、電極指Ｎa 対を１組としＢ1 、Ｂ2 、Ｂ3 組より構
成され、Ｂ1 、Ｂ2 、Ｂ3 組は各々ＳＡＷ伝搬方向に対
して中心周波数波長で整数波長離れた位置に配置され
る。
側電極２０３ａは電極指Ｎa 対（図２の例ではＮa ＝
２）を１組とし図２の例ではＡ1 、Ａ2 、Ａ3 の３組よ
り構成され、Ａ1 、Ａ2 、Ａ3 の３組は各々ＳＡＷ伝搬
方向に対して中心周波数波長で整数波長離れた位置に配
置される。出力側電極２０４ａも出力電圧２０３ａ同
様、電極指Ｎa 対を１組としＢ1 、Ｂ2 、Ｂ3 組より構
成され、Ｂ1 、Ｂ2 、Ｂ3 組は各々ＳＡＷ伝搬方向に対
して中心周波数波長で整数波長離れた位置に配置され
る。
【００３６】ここで、入力側電極２０２からの距離は出
力側電極２０３ａと出力側電極２０４ａの対応する電極
指対の組Ａ1 とＢ1 との間、電極指対の組Ａ2 とＢ2 と
の間、電極指対の組Ａ3 とＢ3 との間には、中心周波数
１波長を位相差２πとしたときに、３ポート型移相器に
必要な位相差を得るだけ距離差を与えて配置される。
力側電極２０３ａと出力側電極２０４ａの対応する電極
指対の組Ａ1 とＢ1 との間、電極指対の組Ａ2 とＢ2 と
の間、電極指対の組Ａ3 とＢ3 との間には、中心周波数
１波長を位相差２πとしたときに、３ポート型移相器に
必要な位相差を得るだけ距離差を与えて配置される。
【００３７】この位置関係を式にて示すならば、出力側
電極２０３ａの各々の電極指対の位置Ｌ1aは、 Ｌ1a＝ＬPR＋（ｎ−１）・ＮA ・λ0＋（ｍ−１）・λ
0 …（１０） と与えられる。ここで、 ＬPR：入出力側電極間伝搬距離 ＮA ：構造的に決まる正の整数 λ0 ：中心周波数波長 ｎ＝１、２、…、Ａ1 ｍ＝１、２、…、Ｎ0 である。同様に出力側電極２０４ａの各々の電極指対の
位置Ｌ2aは、 Ｌ2a＝ＬPR＋φ／２π・λ0 ＋（ｎ−１）・ＮA ・λ0
＋（ｍ−１）・λ0 …（１１） と与えられる。ここで、 ｎ＝１、２、…、Ａ1 ｍ＝１、２、…、Ｎ0 φ：３ポート型移相器に必要な２出力間の位相差であ
る。
電極２０３ａの各々の電極指対の位置Ｌ1aは、 Ｌ1a＝ＬPR＋（ｎ−１）・ＮA ・λ0＋（ｍ−１）・λ
0 …（１０） と与えられる。ここで、 ＬPR：入出力側電極間伝搬距離 ＮA ：構造的に決まる正の整数 λ0 ：中心周波数波長 ｎ＝１、２、…、Ａ1 ｍ＝１、２、…、Ｎ0 である。同様に出力側電極２０４ａの各々の電極指対の
位置Ｌ2aは、 Ｌ2a＝ＬPR＋φ／２π・λ0 ＋（ｎ−１）・ＮA ・λ0
＋（ｍ−１）・λ0 …（１１） と与えられる。ここで、 ｎ＝１、２、…、Ａ1 ｍ＝１、２、…、Ｎ0 φ：３ポート型移相器に必要な２出力間の位相差であ
る。
【００３８】出力側電極２０３ｂ、出力側電極２０４ｂ
についても電極指対の位置は出力側電極２０３ａ、出力
側電極２０４ａと同一とする。
についても電極指対の位置は出力側電極２０３ａ、出力
側電極２０４ａと同一とする。
【００３９】このようなＳＡＷ素子１０１の構造とする
こととともに本発明の構成上の特徴は、遅延帰還ループ
内のＳＡＷ素子１０２の入力ポートからみたループ側の
インピダンスを入力側電極２０２の入力インピダンスと
虚数部を含め整合させることである。
こととともに本発明の構成上の特徴は、遅延帰還ループ
内のＳＡＷ素子１０２の入力ポートからみたループ側の
インピダンスを入力側電極２０２の入力インピダンスと
虚数部を含め整合させることである。
【００４０】ここで、ＳＡＷ素子１０１の入出力側電極
の組をなす電極指対を形成する各電極と対抗する電極と
の交差幅を適当に選べばＳＡＷ素子の周波数帯域内で入
力インピダンスの虚数部をほぼ零とし実数インピダンス
とすることができる。またとくにＳＡＷ素子１０１の圧
電基板２０１の材料の種類および結晶方位を適当に選べ
ば、実数部も５０Ω等ループ内の特性インピダンスとほ
ぼ等しく選ぶことができる。このようなＳＡＷ素子１０
１の入力インピダンスとしておくことにより後述するよ
うに遅延帰還型発振器のループ回路の設計が容易となり
ＳＡＷ素子１０１の変更のみで各種ＳＡＷ−ＶＣＯが実
現でき効果的である。
の組をなす電極指対を形成する各電極と対抗する電極と
の交差幅を適当に選べばＳＡＷ素子の周波数帯域内で入
力インピダンスの虚数部をほぼ零とし実数インピダンス
とすることができる。またとくにＳＡＷ素子１０１の圧
電基板２０１の材料の種類および結晶方位を適当に選べ
ば、実数部も５０Ω等ループ内の特性インピダンスとほ
ぼ等しく選ぶことができる。このようなＳＡＷ素子１０
１の入力インピダンスとしておくことにより後述するよ
うに遅延帰還型発振器のループ回路の設計が容易となり
ＳＡＷ素子１０１の変更のみで各種ＳＡＷ−ＶＣＯが実
現でき効果的である。
【００４１】次に本実施例の遅延帰還型弾性表面波電圧
制御発振器におけるＳＡＷ素子の動作および発振回路の
動作について説明する。
制御発振器におけるＳＡＷ素子の動作および発振回路の
動作について説明する。
【００４２】ここでは特に高周波電気信号としてＳＡＷ
素子の中心周波数についてまず着目し、次に周波数帯域
内の信号に対する動作について説明する。ＳＡＷ素子１
０１に入力された高周波数電気信号は入力側電極２０２
にて弾性表面波（ＳＡＷ）に変換されて入力側電極２０
２の両側に放射される。ここで、ＳＡＷ素子の入力イン
ピダンスとＳＡＷ素子からループ回路側をみたインピダ
ンスの整合がとれているため入力された電気信号は完全
にＳＡＷに変換される。ＳＡＷに変換された高周波信号
は入力側電極２０２の両側に配置された出力側電極２０
３ａ、２０３ｂと出力側電極２０４ａ、２０４ｂに到達
し電気信号に変換される。ここで、出力側電極２０３ａ
と２０３ｂは入力側電極２０２に対して同相にＳＡＷが
入力されるように、入力側電極２０２に対して線対称も
しくは点対称に配置されるため変換された電気信号は加
算される。出力側電極２０４ａ、２０４ｂについても同
様である。より詳しく述べるならば（１０）式より出力
側電極２０３ａはＮa 対を１組とする電極指対の組
Ａ1 、Ａ2 、Ａ3 より構成されているが、電極指対の組
Ａ1 、Ａ2 、Ａ3 は互いに中心周波数波長λ0 の整数倍
（Ｎa 倍）離れて配置されているため入力側電極２０２
より放射されたＳＡＷは同相に入力され加算されて電気
信号となり、反対側の出力側電極２０３ｂと電気的に加
算されて出力される。出力側電極２０４ａ、２０４ｂも
同様に作用する。出力側電極２０３と出力側電極２０４
の間には（１０）式および（１１）式の中心周波数波長
λ0 で１波長以下となる距離差をもつ関係があるため、
電気信号に変換された出力信号は互いにφだけ位相が異
なる。このようにφだけ位相の異なる出力信号は３ポー
ト型移相器１０２に入力され、相補的な振幅制御でベク
トル合成され位相変化した信号はループ増幅器１０３に
より再びＳＡＷ素子１０１に帰還され発振が持続する。
素子の中心周波数についてまず着目し、次に周波数帯域
内の信号に対する動作について説明する。ＳＡＷ素子１
０１に入力された高周波数電気信号は入力側電極２０２
にて弾性表面波（ＳＡＷ）に変換されて入力側電極２０
２の両側に放射される。ここで、ＳＡＷ素子の入力イン
ピダンスとＳＡＷ素子からループ回路側をみたインピダ
ンスの整合がとれているため入力された電気信号は完全
にＳＡＷに変換される。ＳＡＷに変換された高周波信号
は入力側電極２０２の両側に配置された出力側電極２０
３ａ、２０３ｂと出力側電極２０４ａ、２０４ｂに到達
し電気信号に変換される。ここで、出力側電極２０３ａ
と２０３ｂは入力側電極２０２に対して同相にＳＡＷが
入力されるように、入力側電極２０２に対して線対称も
しくは点対称に配置されるため変換された電気信号は加
算される。出力側電極２０４ａ、２０４ｂについても同
様である。より詳しく述べるならば（１０）式より出力
側電極２０３ａはＮa 対を１組とする電極指対の組
Ａ1 、Ａ2 、Ａ3 より構成されているが、電極指対の組
Ａ1 、Ａ2 、Ａ3 は互いに中心周波数波長λ0 の整数倍
（Ｎa 倍）離れて配置されているため入力側電極２０２
より放射されたＳＡＷは同相に入力され加算されて電気
信号となり、反対側の出力側電極２０３ｂと電気的に加
算されて出力される。出力側電極２０４ａ、２０４ｂも
同様に作用する。出力側電極２０３と出力側電極２０４
の間には（１０）式および（１１）式の中心周波数波長
λ0 で１波長以下となる距離差をもつ関係があるため、
電気信号に変換された出力信号は互いにφだけ位相が異
なる。このようにφだけ位相の異なる出力信号は３ポー
ト型移相器１０２に入力され、相補的な振幅制御でベク
トル合成され位相変化した信号はループ増幅器１０３に
より再びＳＡＷ素子１０１に帰還され発振が持続する。
【００４３】次に本実施例におけるＳＡＷ素子１０１の
中心周波数以外も含めた通過特性について説明する。
中心周波数以外も含めた通過特性について説明する。
【００４４】２つの出力側電極を（１０）式、（１１）
式のように決めたとき、この通過特性は各々、入力側電
極２０２に最も近い電極指対と最も遠い電極指対の間に
すべて電極がある場合と同様の周波数帯域を持つ。（１
０）式、（１１）式より２出力の周波数帯域は等しい。
また、距離がφ／２π・λ0 だけ周波数に対する位相傾
斜は異なるが、この距離差は入出力側電極間距離と比較
して充分小さくすることができるため位相傾斜の差は小
さい。また、本発明に係るＳＡＷ素子の周波数帯域外に
は、中心周波数波長λ0 に対してＮA 倍離れてＡ1 、Ａ
2 、Ａ3 組配置されているため、中心周波数より、両側
にδＦ＝１／（ＮA ・λ0／Ｖ） …
（１２）だけ離れた周波数にスプリアス応答を生じる。
ここで、ＶはＳＡＷの伝搬速度である。しかし、このス
プリアス応答の周波数に対して、入力側電極２０２がス
プリアス応答を持たないため、入出力間の通過特性とし
て弱いスプリアス応答に緩和され、スプリアス応答の周
波数において遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器の発
振条件（１）式をみたさず、動作に支障を与えない。
式のように決めたとき、この通過特性は各々、入力側電
極２０２に最も近い電極指対と最も遠い電極指対の間に
すべて電極がある場合と同様の周波数帯域を持つ。（１
０）式、（１１）式より２出力の周波数帯域は等しい。
また、距離がφ／２π・λ0 だけ周波数に対する位相傾
斜は異なるが、この距離差は入出力側電極間距離と比較
して充分小さくすることができるため位相傾斜の差は小
さい。また、本発明に係るＳＡＷ素子の周波数帯域外に
は、中心周波数波長λ0 に対してＮA 倍離れてＡ1 、Ａ
2 、Ａ3 組配置されているため、中心周波数より、両側
にδＦ＝１／（ＮA ・λ0／Ｖ） …
（１２）だけ離れた周波数にスプリアス応答を生じる。
ここで、ＶはＳＡＷの伝搬速度である。しかし、このス
プリアス応答の周波数に対して、入力側電極２０２がス
プリアス応答を持たないため、入出力間の通過特性とし
て弱いスプリアス応答に緩和され、スプリアス応答の周
波数において遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器の発
振条件（１）式をみたさず、動作に支障を与えない。
【００４５】このように本実施例に係わるＳＡＷ素子は
位相の異なる２信号を出力するが、ＳＡＷ−ＶＣＯとし
ての性能を決定する発振純度（Ｃ／Ｎ）特性向上につい
て大きな効果を持つ。この本実施例に係る特徴を以下に
説明する。
位相の異なる２信号を出力するが、ＳＡＷ−ＶＣＯとし
ての性能を決定する発振純度（Ｃ／Ｎ）特性向上につい
て大きな効果を持つ。この本実施例に係る特徴を以下に
説明する。
【００４６】前記した従来例の場合、Ｃ／Ｎを向上させ
るためＳＡＷ素子の挿入損失を低下させたときＴＴＥに
よる振幅リップルが３ポート型移相器においてベクトル
合成した際に通過位相にリップルを生じ、周波数により
著しいＣ／Ｎ低下を生む問題があった。本実施例に係わ
るＳＡＷ素子の場合、入力側電極２０２は外部ループ回
路と整合を取って構成されており、入力側電極２０２の
両側に出力側電極２０３、２０４を配置している。そこ
で、ＳＡＷ素子１０１の挿入損失を低下するため、出力
側電極も外部回路と整合を取るようにした場合、入力側
電極２０２より放射された弾性表面波（ＳＡＷ）は両側
の出力側電極で電気信号と変換されるが、再励起効果に
より、出力側電極２０３、２０４よりＳＡＷが再放射さ
れる。この再放射されたＳＡＷは一方ではアブソーバ２
０５により吸収され、他方は入力側電極２０２に到達す
る。この入力側電極２０２に到達したＳＡＷは入力側電
極に対して両側より同相にて入力され、且つ外部回路と
整合がとれているため、この出力側電極２０３、２０４
の再励起によるＳＡＷは完全に電気信号に変換され、Ｓ
ＡＷへの再励起を引き起こさない。従って、出力側電極
２０３、２０４の再励起ＳＡＷは再び出力側電極２０
３、２０４に到達することはなくＴＴＥによる通過特性
にリップルを生じない。このため、従来例で問題となっ
ていたＳＡＷ素子の挿入損失を低下させた際の周波数に
より著しいＣ／Ｎ劣化が引き起こされることはない。
るためＳＡＷ素子の挿入損失を低下させたときＴＴＥに
よる振幅リップルが３ポート型移相器においてベクトル
合成した際に通過位相にリップルを生じ、周波数により
著しいＣ／Ｎ低下を生む問題があった。本実施例に係わ
るＳＡＷ素子の場合、入力側電極２０２は外部ループ回
路と整合を取って構成されており、入力側電極２０２の
両側に出力側電極２０３、２０４を配置している。そこ
で、ＳＡＷ素子１０１の挿入損失を低下するため、出力
側電極も外部回路と整合を取るようにした場合、入力側
電極２０２より放射された弾性表面波（ＳＡＷ）は両側
の出力側電極で電気信号と変換されるが、再励起効果に
より、出力側電極２０３、２０４よりＳＡＷが再放射さ
れる。この再放射されたＳＡＷは一方ではアブソーバ２
０５により吸収され、他方は入力側電極２０２に到達す
る。この入力側電極２０２に到達したＳＡＷは入力側電
極に対して両側より同相にて入力され、且つ外部回路と
整合がとれているため、この出力側電極２０３、２０４
の再励起によるＳＡＷは完全に電気信号に変換され、Ｓ
ＡＷへの再励起を引き起こさない。従って、出力側電極
２０３、２０４の再励起ＳＡＷは再び出力側電極２０
３、２０４に到達することはなくＴＴＥによる通過特性
にリップルを生じない。このため、従来例で問題となっ
ていたＳＡＷ素子の挿入損失を低下させた際の周波数に
より著しいＣ／Ｎ劣化が引き起こされることはない。
【００４７】図３に従来のＳＡＷ素子３１による２出力
の通過特性の実測値を示す。図３に示す実測値は図１２
に示した実測値と対応しており、図１２に示す通過特性
は図３に示す中心周波数ｆ0 の近傍Ｗを拡大して示した
ものである。本実施例のＳＡＷ素子１０１による２出力
の通過時の実測値は図４に示す如くである。図４に示す
通過特性と図３に示す通過特性とを比較すれば明らかな
如く、本実施例におけるＳＡＷ素子１０１の通過特性は
挿入損失が小さく挿入損失のリップルが殆どなく、合成
位相の傾きのリップルも殆どなく、本実施例におけるＳ
ＡＷ素子１０１の特性が好ましいことがわかる。
の通過特性の実測値を示す。図３に示す実測値は図１２
に示した実測値と対応しており、図１２に示す通過特性
は図３に示す中心周波数ｆ0 の近傍Ｗを拡大して示した
ものである。本実施例のＳＡＷ素子１０１による２出力
の通過時の実測値は図４に示す如くである。図４に示す
通過特性と図３に示す通過特性とを比較すれば明らかな
如く、本実施例におけるＳＡＷ素子１０１の通過特性は
挿入損失が小さく挿入損失のリップルが殆どなく、合成
位相の傾きのリップルも殆どなく、本実施例におけるＳ
ＡＷ素子１０１の特性が好ましいことがわかる。
【００４８】以上説明したように、本実施例の構成によ
る遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器は、位相傾斜が
ほぼ等しく互いに位相差をもつ２つの出力が、１つの入
力側電極に対して同時に得られ、二つの出力側電極を入
力側電極の両側に配置し入力側電極を外部回路と整合を
とることによりＴＴＥによるリップルを防止し、このリ
ップルに起因する３ポート型移相器でのベクトル合成の
際に引き起こる位相リップルを低減することにより、Ｓ
ＡＷ素子の挿入損失を充分低減でき、遅延帰還型弾性表
面波電圧制御発振器の発振純度（Ｃ／Ｎ）の改善が得ら
れるとともに、周波数による部分的なＣ／Ｎ特性劣化を
防止することができる。
る遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器は、位相傾斜が
ほぼ等しく互いに位相差をもつ２つの出力が、１つの入
力側電極に対して同時に得られ、二つの出力側電極を入
力側電極の両側に配置し入力側電極を外部回路と整合を
とることによりＴＴＥによるリップルを防止し、このリ
ップルに起因する３ポート型移相器でのベクトル合成の
際に引き起こる位相リップルを低減することにより、Ｓ
ＡＷ素子の挿入損失を充分低減でき、遅延帰還型弾性表
面波電圧制御発振器の発振純度（Ｃ／Ｎ）の改善が得ら
れるとともに、周波数による部分的なＣ／Ｎ特性劣化を
防止することができる。
【００４９】また、上記本実施例においては２つの出力
を得る例を示したが、信号線による引出し方法の工夫に
より、３つ以上の出力を同時に取り出すこともできる。
（１０）式、（１１）式においてＡ1 、Ａ2 、Ａ3 組の
電極指対間の距離は中心周波数波長換算にてＮA を一定
としたが、弾性表面波長の整数倍であるならば一定間隔
である必要は特になく、上記実施例と同様の効果が得ら
れる。
を得る例を示したが、信号線による引出し方法の工夫に
より、３つ以上の出力を同時に取り出すこともできる。
（１０）式、（１１）式においてＡ1 、Ａ2 、Ａ3 組の
電極指対間の距離は中心周波数波長換算にてＮA を一定
としたが、弾性表面波長の整数倍であるならば一定間隔
である必要は特になく、上記実施例と同様の効果が得ら
れる。
【００５０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に関するＳ
ＡＷ素子を用い、入力インピダンスの整合を行うことに
より３ポート型移相器のベクトル合成の際位相リップル
のない２つの異なる位相の信号を同時に得られ、遅延帰
還型弾性表面波電圧制御発振器として、ＳＡＷ素子と３
ポート型移相器、ループ増幅器およびバッファ増幅器よ
なる簡単な構成により、特に後記３者を集積回路化する
ことにより外付け部品がなく、振動に強く、信号純度
（Ｃ／Ｎ）が高く、発振周波数によりＣ／Ｎの劣化のな
い遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器が得られる。
ＡＷ素子を用い、入力インピダンスの整合を行うことに
より３ポート型移相器のベクトル合成の際位相リップル
のない２つの異なる位相の信号を同時に得られ、遅延帰
還型弾性表面波電圧制御発振器として、ＳＡＷ素子と３
ポート型移相器、ループ増幅器およびバッファ増幅器よ
なる簡単な構成により、特に後記３者を集積回路化する
ことにより外付け部品がなく、振動に強く、信号純度
（Ｃ／Ｎ）が高く、発振周波数によりＣ／Ｎの劣化のな
い遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器が得られる。
【図１】本発明の一実施例の遅延帰還型弾性表面波電圧
制御発振器のブロック図である。
制御発振器のブロック図である。
【図２】本発明の一実施例におけるＳＡＷ素子の構造を
示す構造図である。
示す構造図である。
【図３】従来の２出力ＳＡＷ素子の通過特性の実測値で
ある。
ある。
【図４】本発明の一実施例におけるＳＡＷ素子の通過特
性の実測値である。
性の実測値である。
【図５】従来の遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図６】ＲＣ回路による移相器の回路図である。
【図７】ＬＣ回路による移相器の回路図である。
【図８】分布定数回路による移相器の回路図である。
【図９】ベクトル合成による移相器の概念図である。
【図１０】二重平衡差増幅器の回路図である。
【図１１】従来の２出力ＳＡＷ素子の構造図である。
【図１２】図１１に示すＳＡＷ素子の通過特性を示す略
図である。
図である。
１０１…ＳＡＷ素子 １０２…３ポート型移相器 １０３…ループ増幅器 １０４…バッファ増幅器 ２０１…圧電基板 ２０２…入力側電極 ２０３…第１の出力側電極 ２０４…第２の出力側電極
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03B 5/30 H03H 3/00 H03H 9/00 ＪＩＣＳＴファイル（ＪＯＩＳ)
Claims (4)
- 【請求項１】帰還増幅器のループ内に弾性表面波素子を
設け、フィルタおよび遅延線として働かせ、ループ内の
位相を制御することによって発振周波数を可変する遅延
帰還型弾性表面波電圧制御発振器において、入力側電極
と少なくとも２種の出力信号を取り出すために入力側電
極の弾性表面波伝搬方向両側に配設された出力側電極を
少なくとも２つ備えた弾性表面波素子と、弾性表面波素
子より出力される少なくとも２種の出力信号を入力とし
かつ出力を帰還増幅器に入力する少なくとも３ポート型
のベクトル合成による移相器とを有し、弾性表面波素子
の入力側電極は外部回路とインピダンス整合がとられ、
弾性表面波素子の出力側電極は各々入力側電極から弾性
表面波伝搬方向両側に一対をなし、入力側電極が弾性表
面波伝搬方向の中心線に対し線対称の場合は入力側電極
の中心線に対して線対称の位置に一対をなし、入力側電
極が点対称の場合はこの点対称点に対して点対称となる
位置に一対をなして配設され、各々対称性を持つ出力側
電極の入力側電極に対する片側は少なくとも２組の電極
指対の組よりなりかつ弾性表面波長の整数倍弾性表面波
伝搬方向に離れて配置され、少なくとも２組の電極指対
は出力信号を取り出せるように出力側信号線に電気的に
接続され、入力側電極と各出力側電極の対応する電極指
対相互間の位置関係は弾性表面波１波長を２πとしたと
き移相器に必要な位相差を得るだけの距離差ずらして配
置した構造とし、帰還増幅器の出力を弾性表面波素子に
帰還するようにしたことを特徴とする遅延帰還型弾性表
面波電圧制御発振器。 - 【請求項２】帰還増幅器の出力を入力とし出力を遅延帰
還型弾性表面波電圧制御発振器の出力とするバッファ増
幅器を備えたことを特徴とする請求項１記載の遅延帰還
型弾性表面波電圧制御発振器。 - 【請求項３】移相器、帰還増幅器の内の少なくとも一つ
を集積回路によって構成したことを特徴とする請求項１
記載の遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器。 - 【請求項４】移相器、帰還増幅器、バッファ増幅器の内
の少なくとも一つを集積回路によって構成したことを特
徴とする請求項１記載の遅延帰還型弾性表面波電圧制御
発振器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15204691A JP3151237B2 (ja) | 1991-06-24 | 1991-06-24 | 遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP15204691A JP3151237B2 (ja) | 1991-06-24 | 1991-06-24 | 遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04373301A JPH04373301A (ja) | 1992-12-25 |
| JP3151237B2 true JP3151237B2 (ja) | 2001-04-03 |
Family
ID=15531873
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP15204691A Expired - Fee Related JP3151237B2 (ja) | 1991-06-24 | 1991-06-24 | 遅延帰還型弾性表面波電圧制御発振器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3151237B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR102354105B1 (ko) * | 2020-01-22 | 2022-01-25 | 이태준 | 스마트 수면 무드등 시스템 및 그의 제어 방법 |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06350338A (ja) * | 1993-06-02 | 1994-12-22 | Nec Corp | 弾性表面波発振器 |
| JP2004363922A (ja) * | 2003-06-04 | 2004-12-24 | Seiko Epson Corp | 電圧制御型発振器 |
| JP5136594B2 (ja) * | 2010-05-21 | 2013-02-06 | 株式会社デンソー | 弾性表面波発振器 |
| JP6798778B2 (ja) * | 2015-10-26 | 2020-12-09 | セイコーエプソン株式会社 | 発振モジュール、電子機器及び移動体 |
| JP7064524B2 (ja) * | 2020-03-19 | 2022-05-10 | セイコーエプソン株式会社 | 発振モジュール、電子機器及び移動体 |
-
1991
- 1991-06-24 JP JP15204691A patent/JP3151237B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR102354105B1 (ko) * | 2020-01-22 | 2022-01-25 | 이태준 | 스마트 수면 무드등 시스템 및 그의 제어 방법 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04373301A (ja) | 1992-12-25 |
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