JP3151232B2 - 二線‐四線変換器 - Google Patents
二線‐四線変換器Info
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- JP3151232B2 JP3151232B2 JP08325291A JP8325291A JP3151232B2 JP 3151232 B2 JP3151232 B2 JP 3151232B2 JP 08325291 A JP08325291 A JP 08325291A JP 8325291 A JP8325291 A JP 8325291A JP 3151232 B2 JP3151232 B2 JP 3151232B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
- H04B1/40—Circuits
- H04B1/54—Circuits using the same frequency for two directions of communication
- H04B1/58—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa
- H04B1/586—Hybrid arrangements, i.e. arrangements for transition from single-path two-direction transmission to single-direction transmission on each of two paths or vice versa using an electronic circuit
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、アナログ送信および受
信信号を導く二線式伝送路と、ディジタル送信信号を導
く二線式送信路とディジタル受信信号を導く二線式受信
路とから成る四線式伝送路とを結合するための二線‐四
線変換器に関する。
信信号を導く二線式伝送路と、ディジタル送信信号を導
く二線式送信路とディジタル受信信号を導く二線式受信
路とから成る四線式伝送路とを結合するための二線‐四
線変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】二線‐四線変換器では周知のように相い
異なる伝送路の個々の線路の間のインピーダンス整合の
問題がある。誤整合はたとえば悪いエコー減衰特性また
は反射を惹起し、それに基づいて伝送の質が強く制限さ
れる。特に二線式伝送路から四線式伝送路への移行の際
には二線式伝送路のインピーダンスと二線‐四線変換器
により形成される終端インピーダンスとの間の比較的正
確な整合が必要である。その際に二線‐四線変換器はし
ばしばアナログ信号とディジタル信号との間のインタフ
ェースとしても構成される。
異なる伝送路の個々の線路の間のインピーダンス整合の
問題がある。誤整合はたとえば悪いエコー減衰特性また
は反射を惹起し、それに基づいて伝送の質が強く制限さ
れる。特に二線式伝送路から四線式伝送路への移行の際
には二線式伝送路のインピーダンスと二線‐四線変換器
により形成される終端インピーダンスとの間の比較的正
確な整合が必要である。その際に二線‐四線変換器はし
ばしばアナログ信号とディジタル信号との間のインタフ
ェースとしても構成される。
【０００３】二線式伝送路および二線‐四線変換器のイ
ンピーダンス整合のために最初はアナログ側に、必要な
終端インピーダンスを調整するための受動的構成要素が
使用された。このことは、たいてい比較的大きい寸であ
り、また相い異なる線路インピーダンスへの整合が追加
的な費用と結び付けられていることを意味する。
ンピーダンス整合のために最初はアナログ側に、必要な
終端インピーダンスを調整するための受動的構成要素が
使用された。このことは、たいてい比較的大きい寸であ
り、また相い異なる線路インピーダンスへの整合が追加
的な費用と結び付けられていることを意味する。
【０００４】ドイツ特許第 3141502号明細書からたとえ
ば、整合がディジタル側で相応のディジタルフィルタに
より行われる二線‐四線変換器は公知である。この公知
の二線‐四線変換器では、二線式伝送路上で受信された
信号がアナログ‐ディジタル変換器に供給され、そのデ
ィジタル出力信号が二線式受信路に伝達される。アナロ
グ‐ディジタル変換器の出力信号はディジタル加算回路
のなかで二線式送信路上に与えられている信号と加算さ
れ、またディジタルフィルタに供給される。ディジタル
フィルタのフィルタ係数は所望の出力インピーダンスの
直接的調整のために変更可能である。ディジタルフィル
タのディジタル出力信号はディジタル‐アナログ変換器
によりアナログ信号に変換され、このアナログ信号は電
圧‐電流変換器に供給される。電圧‐電流変換器の出力
端は二線式伝送路と接続されている。
ば、整合がディジタル側で相応のディジタルフィルタに
より行われる二線‐四線変換器は公知である。この公知
の二線‐四線変換器では、二線式伝送路上で受信された
信号がアナログ‐ディジタル変換器に供給され、そのデ
ィジタル出力信号が二線式受信路に伝達される。アナロ
グ‐ディジタル変換器の出力信号はディジタル加算回路
のなかで二線式送信路上に与えられている信号と加算さ
れ、またディジタルフィルタに供給される。ディジタル
フィルタのフィルタ係数は所望の出力インピーダンスの
直接的調整のために変更可能である。ディジタルフィル
タのディジタル出力信号はディジタル‐アナログ変換器
によりアナログ信号に変換され、このアナログ信号は電
圧‐電流変換器に供給される。電圧‐電流変換器の出力
端は二線式伝送路と接続されている。
【０００５】公知の二線‐四線変換器では電圧‐電流変
換器の実現に問題がある。わずかな費用ですむ実施例は
しばしば安定性の問題を伴い、他方においてより安定な
実施例は若干の追加費用を必要とする。
換器の実現に問題がある。わずかな費用ですむ実施例は
しばしば安定性の問題を伴い、他方においてより安定な
実施例は若干の追加費用を必要とする。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、これ
らの問題を有していない二線‐四線変換器を提供するこ
とである。
らの問題を有していない二線‐四線変換器を提供するこ
とである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】この課題は請求項１によ
る二線‐四線変換器により解決される。本発明思想の実
施例は請求項２以下にあげられている。
る二線‐四線変換器により解決される。本発明思想の実
施例は請求項２以下にあげられている。
【０００８】
【実施例】以下、図面に示されている実施例により本発
明を一層詳細に説明する。図面中で同一の要素には同一
の参照符号が付されている。図１によれば、本発明によ
る二線‐四線変換器は、低域通過および帯域通過特性を
有する前置フィルタ４と後段に接続されているコーダ５
とから成るアナログ‐ディジタル変換器を有する。前置
フィルタ４の入力端は変成器１４を介して対称の二線式
伝送路１と結合されている。コーダ５の出力端には、オ
ーバーサンプリングで動作するコーダ５のサンプリング
レートを所与の係数ｎだけ低下させるサンプリングレー
ト低下装置６が接続されている。その際にサンプリング
レート低下装置６はたとえば、各第ｎの値のみを通過接
続する後続のスイッチング装置を有する低域通過フィル
タから成っている。サンプリングレート低下装置６の出
力端には二線式受信路３が接続されている。
明を一層詳細に説明する。図面中で同一の要素には同一
の参照符号が付されている。図１によれば、本発明によ
る二線‐四線変換器は、低域通過および帯域通過特性を
有する前置フィルタ４と後段に接続されているコーダ５
とから成るアナログ‐ディジタル変換器を有する。前置
フィルタ４の入力端は変成器１４を介して対称の二線式
伝送路１と結合されている。コーダ５の出力端には、オ
ーバーサンプリングで動作するコーダ５のサンプリング
レートを所与の係数ｎだけ低下させるサンプリングレー
ト低下装置６が接続されている。その際にサンプリング
レート低下装置６はたとえば、各第ｎの値のみを通過接
続する後続のスイッチング装置を有する低域通過フィル
タから成っている。サンプリングレート低下装置６の出
力端には二線式受信路３が接続されている。
【０００９】さらに本発明による二線‐四線変換器は加
算器７を含んでおり、その一方の入力端は二線式受信路
３と、また他方の入力端は二線式送信路２と接続されて
いる。加算器７の後にディジタルフィルタ８が接続され
ており、そのフィルタ係数、従ってまたその伝達関数は
二線式伝送路１に対する予め定められた終端インピ−ダ
ンスを発生するため調整可能である。ディジタルフィル
タ８の伝達特性は、部分伝達関数Ｈおよび部分伝達関数
Ｇから合成されるその伝達関数ＨＧにより表され得る。
ディジタルフィルタ８の出力端は減算器９の一方の入力
端に導かれており、その他方の入力端は二線式受信路３
と接続されている。その際に、二線式受信路３上に生ず
る信号からディジタルフィルタ８の出力信号が減算され
る。
算器７を含んでおり、その一方の入力端は二線式受信路
３と、また他方の入力端は二線式送信路２と接続されて
いる。加算器７の後にディジタルフィルタ８が接続され
ており、そのフィルタ係数、従ってまたその伝達関数は
二線式伝送路１に対する予め定められた終端インピ−ダ
ンスを発生するため調整可能である。ディジタルフィル
タ８の伝達特性は、部分伝達関数Ｈおよび部分伝達関数
Ｇから合成されるその伝達関数ＨＧにより表され得る。
ディジタルフィルタ８の出力端は減算器９の一方の入力
端に導かれており、その他方の入力端は二線式受信路３
と接続されている。その際に、二線式受信路３上に生ず
る信号からディジタルフィルタ８の出力信号が減算され
る。
【００１０】減算器９の後に、サンプリングレートを所
与の係数だけ、この場合には再び係数ｎだけ上昇させる
サンプリングレート上昇装置１０が接続されている。サ
ンプリングレート上昇装置１０は、１つのサンプル値を
ｎ回次々と出力する反復装置と後続の低域通過フィルタ
とから成っている。
与の係数だけ、この場合には再び係数ｎだけ上昇させる
サンプリングレート上昇装置１０が接続されている。サ
ンプリングレート上昇装置１０は、１つのサンプル値を
ｎ回次々と出力する反復装置と後続の低域通過フィルタ
とから成っている。
【００１１】サンプリングレート上昇装置１０の後に、
オーバーサンプリングで動作するデコーダ１１と低域通
過または帯域通過特性を有する後置フィルタ１２とから
成るディジタル‐アナログ変換器が接続されている。後
置フィルタ１２の出力端は前置フィルタ４の出力端と抵
抗１３を介して接続されている。
オーバーサンプリングで動作するデコーダ１１と低域通
過または帯域通過特性を有する後置フィルタ１２とから
成るディジタル‐アナログ変換器が接続されている。後
置フィルタ１２の出力端は前置フィルタ４の出力端と抵
抗１３を介して接続されている。
【００１２】本発明による二線‐四線変換器の機能の仕
方を説明するため、以下では２つの基本的な作動形式、
すなわち二線式伝送路上に生ずる信号が二線式受信路３
へ導かれる受信作動と、二線式送信路２上に生ずる信号
が二線式伝送路１へ導かれる送信作動とが区別される。
以後の考察に対して変成器１４、前置および後置フィル
タ４、１２、コーダ５、デコーダ１１、サンプリングレ
ート上昇装置１０およびサンプリングレート低下装置６
は周波数に関係しないものとして、また全体として１の
増幅係数を有するものとして仮定される。
方を説明するため、以下では２つの基本的な作動形式、
すなわち二線式伝送路上に生ずる信号が二線式受信路３
へ導かれる受信作動と、二線式送信路２上に生ずる信号
が二線式伝送路１へ導かれる送信作動とが区別される。
以後の考察に対して変成器１４、前置および後置フィル
タ４、１２、コーダ５、デコーダ１１、サンプリングレ
ート上昇装置１０およびサンプリングレート低下装置６
は周波数に関係しないものとして、また全体として１の
増幅係数を有するものとして仮定される。
【００１３】そのことから受信作動では図２による等価
回路が生ずる。ここでは理想的と仮定される信号源１６
が信号を送り出し、この信号は二線式伝送路１を介して
二線‐四線変換器へ導かれる。二線式伝送路１の伝達特
性ならびに非理想的な電圧源の内部抵抗およびたとえば
変成器１４のような結合要素の伝達特性は複素インピ−
ダンス値Ｚを有するインピ−ダンスにより記述され得
る。二線‐四線変換器ではいま、信号源１６から送り出
された信号が一方ではディジタルフィルタ８に供給さ
れ、また他方では減算器９に導かれ、減算器９がこの信
号からディジタルフィルタ８の出力信号を差し引く。減
算器９の出力信号はいま抵抗１３を介して二線式伝送路
に帰還供給される。最適な整合の際には、すなわち最大
の電力取り出しの際には、信号源１６の電圧ｕは二線‐
四線変換器への受け渡し点における電圧ｖの２倍の大き
さである。電圧ｕ、インピ−ダンス１５の複素値Ｚ、抵
抗１３の値Ｒ、ディジタルフィルタ８の複素伝達関数Ｇ
Ｈおよび電圧ｖに関係して、部分伝達関数Ｇが１に等し
いという仮定のもとに、関係式 ｕ／ｖ＝（Ｒ＋ＧＨＺ）／Ｒ＝（Ｒ＋ＨＺ）／Ｒ が成り立つ。比ｕ／ｖは Ｈ＝Ｒ／Ｚ であれば、正確に２に等しい。
回路が生ずる。ここでは理想的と仮定される信号源１６
が信号を送り出し、この信号は二線式伝送路１を介して
二線‐四線変換器へ導かれる。二線式伝送路１の伝達特
性ならびに非理想的な電圧源の内部抵抗およびたとえば
変成器１４のような結合要素の伝達特性は複素インピ−
ダンス値Ｚを有するインピ−ダンスにより記述され得
る。二線‐四線変換器ではいま、信号源１６から送り出
された信号が一方ではディジタルフィルタ８に供給さ
れ、また他方では減算器９に導かれ、減算器９がこの信
号からディジタルフィルタ８の出力信号を差し引く。減
算器９の出力信号はいま抵抗１３を介して二線式伝送路
に帰還供給される。最適な整合の際には、すなわち最大
の電力取り出しの際には、信号源１６の電圧ｕは二線‐
四線変換器への受け渡し点における電圧ｖの２倍の大き
さである。電圧ｕ、インピ−ダンス１５の複素値Ｚ、抵
抗１３の値Ｒ、ディジタルフィルタ８の複素伝達関数Ｇ
Ｈおよび電圧ｖに関係して、部分伝達関数Ｇが１に等し
いという仮定のもとに、関係式 ｕ／ｖ＝（Ｒ＋ＧＨＺ）／Ｒ＝（Ｒ＋ＨＺ）／Ｒ が成り立つ。比ｕ／ｖは Ｈ＝Ｒ／Ｚ であれば、正確に２に等しい。
【００１４】送信作動に対しては図３による等価回路が
生ずる。二線式送信路２上に生ずる電圧ｗを有する信号
は加算器７の一方の入力端に導かれ、その出力端にはデ
ィジタルフィルタ８が接続されている。ディジタルフィ
ルタ８の出力端はやはり減算器９の一方の入力端と接続
されている。減算器９の出力信号は先ず抵抗１３を介し
て、また次いで一方ではインピ−ダンス１５により記述
される二線式伝送路１に、また他方では加算器７および
減算器９のそれぞれ他方の入力端に導かれる。最適な整
合の際には二線式伝送路１および二線‐四線変換器の受
け渡し点における電圧ｖに対して ｗ／ｖ＝−２ が成り立つ。比ｗ／ｖは ｗ／ｖ＝−（Ｒ＋ＧＨＺ）／（ＧＨＺ）＝−（Ｒ＋ＨＺ）／（ＨＺ） として計算される。ここでも再びＨ＝Ｒ／Ｚであれば、
ｖは−ｗ／２に等しい。このことからいまディジタルフ
ィルタ８の伝達関数Ｈは、抵抗１３の値を乗算された二
線式伝送路１の伝達関数の逆数値に等しい。
生ずる。二線式送信路２上に生ずる電圧ｗを有する信号
は加算器７の一方の入力端に導かれ、その出力端にはデ
ィジタルフィルタ８が接続されている。ディジタルフィ
ルタ８の出力端はやはり減算器９の一方の入力端と接続
されている。減算器９の出力信号は先ず抵抗１３を介し
て、また次いで一方ではインピ−ダンス１５により記述
される二線式伝送路１に、また他方では加算器７および
減算器９のそれぞれ他方の入力端に導かれる。最適な整
合の際には二線式伝送路１および二線‐四線変換器の受
け渡し点における電圧ｖに対して ｗ／ｖ＝−２ が成り立つ。比ｗ／ｖは ｗ／ｖ＝−（Ｒ＋ＧＨＺ）／（ＧＨＺ）＝−（Ｒ＋ＨＺ）／（ＨＺ） として計算される。ここでも再びＨ＝Ｒ／Ｚであれば、
ｖは−ｗ／２に等しい。このことからいまディジタルフ
ィルタ８の伝達関数Ｈは、抵抗１３の値を乗算された二
線式伝送路１の伝達関数の逆数値に等しい。
【００１５】これに関連して指摘すべきこととして、デ
ィジタルフィルタ８としては特にウェーブディジタルフ
ィルタが適している。なぜならば、ウェーブディジタル
フィルタはすべての状況のもとにディジタル側の安定性
を保証するからである。また、適応性のフィルタ（adap
tive filter）が使用されることも好ましい。なぜなら
ば、適応性のフィルタは最大可能な整合を相い異なるイ
ンピ−ダンスにおいても迅速に可能にするからである。
さらに、オーバーサンプリング動作をするコーダおよび
デコーダが、一方ではアナログ側のフィルタ費用をわず
かに保つため、他方では二線‐四線変換器の精度を高め
るために使用される。
ィジタルフィルタ８としては特にウェーブディジタルフ
ィルタが適している。なぜならば、ウェーブディジタル
フィルタはすべての状況のもとにディジタル側の安定性
を保証するからである。また、適応性のフィルタ（adap
tive filter）が使用されることも好ましい。なぜなら
ば、適応性のフィルタは最大可能な整合を相い異なるイ
ンピ−ダンスにおいても迅速に可能にするからである。
さらに、オーバーサンプリング動作をするコーダおよび
デコーダが、一方ではアナログ側のフィルタ費用をわず
かに保つため、他方では二線‐四線変換器の精度を高め
るために使用される。
【００１６】電話技術ではいま多くの場合に料金カウン
トパルスが電話加入者まで伝達される。その場合、相応
の装置を用いて表示器からそれぞれ発生した料金が求め
られ得る。これらのカウントパルスを加入者へ伝送する
ためには特に３００ないし３４００Ｈｚの音声帯域の下
側または上側に位置する周波数の交流パルスが使用され
る。最もしばしば使用される周波数は１６ｋＨｚ、１２
ｋＨｚおよび５０Ｈｚである。
トパルスが電話加入者まで伝達される。その場合、相応
の装置を用いて表示器からそれぞれ発生した料金が求め
られ得る。これらのカウントパルスを加入者へ伝送する
ためには特に３００ないし３４００Ｈｚの音声帯域の下
側または上側に位置する周波数の交流パルスが使用され
る。最もしばしば使用される周波数は１６ｋＨｚ、１２
ｋＨｚおよび５０Ｈｚである。
【００１７】音声帯域の上側に位置する周波数のカウン
トパルスでは問題が生ずる。カウントパルスは局設備か
ら加入者へ無装荷ケーブルを経て伝送されなければなら
ず、従ってまた可聴範囲を越えた周波数が強く減衰され
るので、加入者に存在する料金表示器を作動可能にする
ためには、信号源における電圧が非常に高くなければな
らない。電圧が接続線路の最大許容長さにおいても料金
表示器が申し分なく動作し得るように選定されなければ
ならないので、付属の交換局のすぐ付近に位置する電話
加入者では非常に高い電圧が与えられる。このことは、
カウントパルス（周波数１２または１６ｋＨｚ）が二線
‐四線変換器のアナログ‐ディジタル変換器の入力段、
たとえば前置フィルタを過制御し、またその際に、カウ
ントパルスがデータ伝送中に伝送されるならば、データ
伝送をかなり乱すことに通ずる。従って、通常はデータ
伝送装置のなかに、音声帯域内の信号には影響を与え
ず、また料金パルスを減衰させるたとえば低域通過フィ
ルタの形態の阻止装置が組み込まれている。しかし追加
的なアナログフィルタはかなりの追加費用をなす。
トパルスでは問題が生ずる。カウントパルスは局設備か
ら加入者へ無装荷ケーブルを経て伝送されなければなら
ず、従ってまた可聴範囲を越えた周波数が強く減衰され
るので、加入者に存在する料金表示器を作動可能にする
ためには、信号源における電圧が非常に高くなければな
らない。電圧が接続線路の最大許容長さにおいても料金
表示器が申し分なく動作し得るように選定されなければ
ならないので、付属の交換局のすぐ付近に位置する電話
加入者では非常に高い電圧が与えられる。このことは、
カウントパルス（周波数１２または１６ｋＨｚ）が二線
‐四線変換器のアナログ‐ディジタル変換器の入力段、
たとえば前置フィルタを過制御し、またその際に、カウ
ントパルスがデータ伝送中に伝送されるならば、データ
伝送をかなり乱すことに通ずる。従って、通常はデータ
伝送装置のなかに、音声帯域内の信号には影響を与え
ず、また料金パルスを減衰させるたとえば低域通過フィ
ルタの形態の阻止装置が組み込まれている。しかし追加
的なアナログフィルタはかなりの追加費用をなす。
【００１８】料金カウントパルスの送り出しの場合に対
しては原理的に図２による等価回路が成り立つ。しかし
ながらディジタルフィルタ８はいま、部分伝達関数Ｈが
Ｒ／Ｚに等しく、また部分伝達関数Ｇが音声帯域内での
み１に等しい伝達関数ＨＧを有する。その場合 ｕ／ｖ＝Ｇ＋１ が成り立つ。いま部分伝達関数Ｇが、所与の周波数、す
なわち料金パルスの周波数において１よりも大きい値を
有し、また音声帯域内の周波数においてはほぼ１に等し
い値を有し、すなわち所与の周波数において通過特性を
示すように選定されると、料金カウントパルスの電圧は
１／Ｇ＋１に減ぜられる。相応のデョメンジョニングの
際にアナログ‐ディジタル変換器または前置フィルタ４
の過制御は回避される。
しては原理的に図２による等価回路が成り立つ。しかし
ながらディジタルフィルタ８はいま、部分伝達関数Ｈが
Ｒ／Ｚに等しく、また部分伝達関数Ｇが音声帯域内での
み１に等しい伝達関数ＨＧを有する。その場合 ｕ／ｖ＝Ｇ＋１ が成り立つ。いま部分伝達関数Ｇが、所与の周波数、す
なわち料金パルスの周波数において１よりも大きい値を
有し、また音声帯域内の周波数においてはほぼ１に等し
い値を有し、すなわち所与の周波数において通過特性を
示すように選定されると、料金カウントパルスの電圧は
１／Ｇ＋１に減ぜられる。相応のデョメンジョニングの
際にアナログ‐ディジタル変換器または前置フィルタ４
の過制御は回避される。
【００１９】二線‐四線変換器の伝播時間により特定の
調節時間が必要とされると、この時間中に料金カウント
パルスがそれでもなおアナログ‐ディジタル変換器また
は前置フィルタ４を過制御し得る。抵抗１３の値はい
ま、インピ−ダンス１５の値よりも特定の係数だけ小さ
い値に選定される。ディジタル‐アナログ変換器または
後置フィルタ１２の内部抵抗はこの場合にほぼ短絡とみ
なすべきである。等価回路は、図４のように、料金カウ
ントパルスに対する信号源１７に、インピ−ダンス１５
および抵抗１３から成る分圧器が接続されている回路と
なる。その場合、電圧ｖに対して ｖ＝Ｒ／（Ｒ＋Ｚ）ｕ が成り立つ。従って、抵抗１３の値とインピ−ダンス１
５の値との比は、電圧ｖがアナログ‐ディジタル変換器
または前置フィルタ４を過制御しないように選定され
る。
調節時間が必要とされると、この時間中に料金カウント
パルスがそれでもなおアナログ‐ディジタル変換器また
は前置フィルタ４を過制御し得る。抵抗１３の値はい
ま、インピ−ダンス１５の値よりも特定の係数だけ小さ
い値に選定される。ディジタル‐アナログ変換器または
後置フィルタ１２の内部抵抗はこの場合にほぼ短絡とみ
なすべきである。等価回路は、図４のように、料金カウ
ントパルスに対する信号源１７に、インピ−ダンス１５
および抵抗１３から成る分圧器が接続されている回路と
なる。その場合、電圧ｖに対して ｖ＝Ｒ／（Ｒ＋Ｚ）ｕ が成り立つ。従って、抵抗１３の値とインピ−ダンス１
５の値との比は、電圧ｖがアナログ‐ディジタル変換器
または前置フィルタ４を過制御しないように選定され
る。
【図１】本発明による二線‐四線変換器の実施例。
【図２】受信作動の際の本発明による二線‐四線変換器
の等価回路。
の等価回路。
【図３】送信作動の際の本発明による二線‐四線変換器
の等価回路。
の等価回路。
【図４】料金カウントパルスの伝送の際の本発明による
二線‐四線変換器の等価回路。
二線‐四線変換器の等価回路。
１ 二線式伝送路 ２ 二線式送信路 ３ 二線式受信路 ４、５ アナログ‐ディジタル変換器 ６ サンプリングレート低下装置 ７ 加算器 ８ ディジタルフィルタ ９ 減算器 １０ サンプリングレート上昇装置 １１、１２ ディジタル‐アナログ変換器 １３ 抵抗 １４ 変成器 １５ インピ−ダンス
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−120579（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−65629（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−180126（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−218929（ＪＰ，Ａ) 特開 昭62−254527（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 3/00 - 3/44
Claims (7)
- 【請求項１】 アナログ送信および受信信号を導く二線
式伝送路（１）と、ディジタル送信信号を導く二線式送
信路（２）とディジタル受信信号を導く二線式受信路
（３）とから成る四線式伝送路とを結合するための二線
‐四線変換器において、 アナログ‐ディジタル変換器（４、５）を有し、その入
力端が二線式伝送路（１）と、またその出力端が二線式
受信路（３）と結合されており、 加算器（７）を有し、その一方の入力端が二線式受信路
（３）と、またその他方の入力端が二線式送信路（２）
と接続されており、 二線式伝送路（１）に対する予め定められた終端インピ
ーダンスを発生するための調整可能な伝達関数（ＧＨ）
を有するディジタルフィルタ（８）を有し、その入力端
が加算器（７）の出力端と接続されており、 減算器（９）を有し、その一方の入力端がディジタルフ
ィルタ（８）の出力端と接続されており、またその他方
の入力端がアナログ‐ディジタル変換器（４、５）の出
力端と結合されており、 減算器（９）の出力端と結合されているディジタル‐ア
ナログ変換器（１１、１２）を有し、またディジタル‐
アナログ変換器（１１、１２）の出力端とアナログ‐デ
ィジタル変換器（４、５）の入力端との間に接続されて
いる抵抗（１３）を有し、 ディジタルフィルタ（８）の伝達関数（ＧＨ）が、抵抗
（１３）の値を乗算された二線式伝送路（１）の伝達関
数の逆数値に等しい部分伝達関数（Ｈ）を含み、 ディジタルフィルタ（８）の伝達関数（ＧＨ）が、所与
の周波数において通過特性を示す部分伝達関数（Ｇ）を
含んでいることを特徴とする二線‐四線変換器 。 - 【請求項２】 所与の周波数において、二線式伝送路
（１）により形成されるインピーダンス（１５）が抵抗
（１３）よりも特定の係数だけ大きい値を有することを
特徴とする請求項１記載の二線‐四線変換器。 - 【請求項３】 アナログ‐ディジタル変換器（４、５）
の入力端およびディ ジタル‐アナログ変換器（１１、１
２）の出力端が変成器（１４）により二線式伝送路と結
合されていることを特徴とする請求項１または２記載の
二線‐四線変換器。 - 【請求項４】 アナログ‐ディジタル変換器（４、５）
が高められたサンプリングレートを有し、またアナログ
‐ディジタル変換器（４、５）の後にサンプリングレー
ト低下装置（６）が接続されていることを特徴とする請
求項１ないし３の１つに記載の二線‐四線変換器。 - 【請求項５】 ディジタル‐アナログ変換器（１１、１
２）が高められたサンプリングレートを有し、またアナ
ログ‐ディジタル変換器（４、５）の前にサンプリング
レート上昇装置（１０）が接続されていることを特徴と
する請求項１ないし４の１つに記載の二線‐四線変換
器。 - 【請求項６】 ディジタルフィルタ（８）としてウェー
ブディジタルフィルタが設けられていることを特徴とす
る請求項１ないし５の１つに記載の二線‐四線変換器。 - 【請求項７】 ディジタルフィルタ（８）として適応性
のディジタルフィルタが設けられていることを特徴とす
る請求項１ないし６の１つに記載の二線‐四線変換器。
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