JP3142771B2 - Orthogonal frequency division multiplex signal transmission system - Google Patents
Orthogonal frequency division multiplex signal transmission systemInfo
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Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル・オー
ディオ放送やＴＶ映像の伝送等に用いる直交周波数分割
多重信号伝送方式に係り、特に直交周波数分割多重信号
にスペクトル拡散信号を多重して伝送する伝送方式に関
するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an orthogonal frequency division multiplexing signal transmission system used for digital audio broadcasting and TV video transmission, and more particularly to a transmission method for multiplexing an orthogonal frequency division multiplexing signal with a spread spectrum signal for transmission. It is about the method.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、ディジタル・オーディオ放送やＴ
Ｖ映像の伝送のために、電波障害に強い直交周波数分割
多重方式が検討されている。これは、互いに直交する多
数のキャリアを用いてディジタル信号を伝送する技術で
ある。各キャリアの変調は特に制限されないが、ＰＳＫ
変調あるいはＱＡＭ変調が用いられており、両変調波が
混在する場合も検討の対象となっている。一方、スペク
トル拡散信号を用いた伝送方式は、ワイヤレスＬＡＮ、
ディジタルセルラー等の分野で各種検討がなされてい
る。2. Description of the Related Art In recent years, digital audio broadcasting and T
For transmission of V-video, orthogonal frequency division multiplexing, which is resistant to radio interference, is being studied. This is a technique for transmitting a digital signal using a large number of orthogonal carriers. The modulation of each carrier is not particularly limited.
Modulation or QAM modulation is used, and a case where both modulated waves coexist is also being studied. On the other hand, transmission systems using spread spectrum signals include wireless LAN,
Various studies have been made in the field of digital cellular and the like.
【０００３】図１６は、従来の直交周波数分割多重信号
の送受信機のブロック図であり、図１７はスペクトル拡
散信号の送受信機の代表的なブロック図を示すものであ
る。ここでは、直交周波数分割多重される各キャリアは
ＱＰＳＫ変調されているものとし、スペクトル拡散信号
については、擬似ランダム符号を用いて拡散する場合に
ついて説明する。ただし、以下の説明において、送信機
と受信機の局部発信器の周波数をローカル周波数とし、
直交周波数分割多重信号を構成する複数の変調波をサブ
キャリアと呼ぶことにする。FIG. 16 is a block diagram of a conventional transceiver for orthogonal frequency division multiplexed signals, and FIG. 17 is a typical block diagram of a transceiver for spread spectrum signals. Here, it is assumed that each carrier subjected to orthogonal frequency division multiplexing is subjected to QPSK modulation, and a case will be described in which a spread spectrum signal is spread using a pseudo random code. However, in the following description, the frequency of the local oscillator of the transmitter and the receiver is a local frequency,
A plurality of modulated waves constituting the orthogonal frequency division multiplexed signal will be referred to as subcarriers.
【０００４】図１６において、直交周波数分割多重伝送
方式を用いた送信機側では、まず、伝送される情報デー
タがシリアルパラレル変換部１に入力され、キャリアの
数に応じて２ビットずつ対になって、ＩＦＦＴ（逆高速
フーリエ変換）部２の実部及び虚部に入力される。図１
６においてＲi、Ｉi （i＝０〜ｎ−１）はそれぞれ上記
シリアルパラレル変換部１によりパラレル信号に変換さ
れた信号の実部、虚部のi番目の変調波に対応する入力
部であることを示す。In FIG. 16, on the transmitter side using the orthogonal frequency division multiplexing transmission method, first, information data to be transmitted is input to a serial / parallel conversion unit 1 and is paired by 2 bits according to the number of carriers. Then, it is input to a real part and an imaginary part of an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) unit 2. FIG.
In 6, Ri and Ii (i = 0 to n-1) are input parts corresponding to the i-th modulated wave of the real part and the imaginary part of the signal converted into the parallel signal by the serial / parallel conversion unit 1, respectively. Is shown.
【０００５】これらのパラレル信号はＩＦＦＴ部２内で
逆高速フーリエ変換され且つパラレル／シリアル変換さ
れて実部と虚部からそれぞれシリアルに出力される。即
ち、それぞれｎ個の実部、虚部入力に対してＩＦＦＴ部
２はｎ個の実部、虚部出力を生じるが、時間軸上でＩ軸
とＱ軸の２系統の信号とするべく、パラレル／シリアル
変換して出力するのである。そして、その実部と虚部か
らそれぞれシリアルに出力された信号は、それぞれシン
ボル間干渉を除くためのガードインターバルを付加する
ため、ガードインターバル付加部３、４に入力される。
ガードインターバル付加部３はＩＦＦＴ部２からの実部
データＲｔ0〜Ｒｔ(n-1)の前にガードインターバルＡ
（図１８参照）としてＲｔm〜Ｒｔ(n-1)（データＲｔ0
〜Ｒｔ(n-1)の後ろの部分、約１／４）を挿入して出力
する。従って、ガードインターバル付加部３の出力は、
Ｒｔm〜Ｒｔ(n-1)、Ｒｔ0〜Ｒｔ(n-1)の順となる。同様
に、ガードインターバル付加部４の出力は、Ｉｔm〜Ｉ
ｔ(n-1)、Ｉｔ0〜Ｉｔ(n-1)の順となる。なお、ガード
インターバル付加部３、４における、このような処理は
入力を一旦メモリに書き込み、それを読み出すときに、
ガードインターバルにあたる部分をまず読み出し、続い
て０〜ｎ−１のデータを読み出すことによって行なわれ
る。その後、Ｄ／Ａ変換部５、６でＤ／Ａ変換され、適
当なローパスフィルタ部７、８に入力される。その後、
ミキサ９、１０と局部発振器１１と位相変換器１２で直
交変調されＩＦ帯に周波数変換される。そして、２系統
の信号が加算器１３で加算され、更に、所望のＲＦ帯に
ＩＦ・ＲＦ変換器１４で周波数変換された後、伝送され
る。[0005] These parallel signals are subjected to inverse fast Fourier transform and parallel / serial conversion in the IFFT section 2 and serially output from a real part and an imaginary part. That is, the IFFT unit 2 generates n real part and imaginary part outputs for n real part and imaginary part inputs, respectively. In order to obtain two signals of the I axis and the Q axis on the time axis, It is converted from parallel / serial and output. Then, the signals serially output from the real part and the imaginary part, respectively, are input to guard interval adding sections 3 and 4 in order to add guard intervals for eliminating inter-symbol interference.
Guard interval A before the guard interval adding section 3 real data Rt 0 to RT from IFFT section 2 (n-1)
Rt m to RT as (see FIG. 18) (n-1) (data Rt 0
~ Rt (n-1) , approximately 1/4) is inserted and output. Therefore, the output of the guard interval adding unit 3 is
Rt m ~Rt (n-1) , the order of Rt 0 ~Rt (n-1) . Similarly, the output of guard interval adding section 4 is from It m to I m
t (n-1) , It 0 to It (n-1) . Note that such processing in the guard interval addition units 3 and 4 is performed by temporarily writing an input to a memory and reading the input.
This is performed by first reading out the portion corresponding to the guard interval, and then reading out the data of 0 to n-1. After that, the signals are D / A converted by the D / A converters 5 and 6 and input to appropriate low-pass filters 7 and 8. afterwards,
The signals are orthogonally modulated by the mixers 9 and 10, the local oscillator 11, and the phase converter 12, and frequency-converted to the IF band. Then, the signals of the two systems are added by an adder 13, further subjected to frequency conversion to a desired RF band by an IF / RF converter 14, and then transmitted.
【０００６】一方、受信機側ではＲＦ・ＩＦ変換器１５
でＲＦ帯の信号をＩＦ帯に周波数変換する。ディバイダ
１６で実部及び虚部の２系統に分割されたそれぞれの信
号は、ミキサ１７、１８と電圧制御発振器（ＶＣＯ）１
９と位相変換器２０で直交復調され、ローパスフィルタ
２１、２２を通した後、Ａ／Ｄ変換部２３、２４でＡ／
Ｄ変換が行われる。そして、得られた時系列のデータに
ＦＦＴ（高速フーリエ変換）を施すために必要となるＦ
ＦＴ窓をウィンドウ処理部２５、２６でかける。On the other hand, on the receiver side, the RF / IF converter 15
Converts the signal in the RF band to the IF band. Each signal divided into two systems of a real part and an imaginary part by a divider 16 is supplied to mixers 17 and 18 and a voltage controlled oscillator (VCO) 1
9 and a phase converter 20, and after passing through low-pass filters 21 and 22, A / D converters 23 and 24 perform A / D conversion.
D conversion is performed. Then, the necessary FFT (Fast Fourier Transform) is performed on the obtained time-series data.
The FT window is set by the window processing units 25 and 26.
【０００７】その後、ＦＦＴ部２７の実部と虚部に入力
され、シリアル／パラレル変換された後、高速フーリエ
変換（ＦＦＴ）が行なわれ、各周波数ごとの情報を実
部、虚部からそれぞれ得る。それらの出力を復調するた
めに復調部２８で処理された後、パラレルシリアル変換
部２９に入力され、もとの情報信号を得ている。また、
復調部２８ではデータを復調するのと同時に、そのデー
タをもとに送受信機間での周波数オフセットを推定し、
その誤差分を電圧データとしてＶＣＯ１９にフィードバ
ックし、ＶＣＯの周波数の安定化を図っている。[0007] Then, after being input to the real part and the imaginary part of the FFT unit 27 and subjected to serial / parallel conversion, fast Fourier transform (FFT) is performed to obtain information for each frequency from the real part and the imaginary part, respectively. . After being demodulated by the demodulation unit 28 to demodulate the output, the output is input to the parallel-serial conversion unit 29 to obtain the original information signal. Also,
At the same time as demodulating the data, the demodulator 28 estimates the frequency offset between the transmitter and the receiver based on the data,
The error is fed back to the VCO 19 as voltage data to stabilize the frequency of the VCO.
【０００８】図１８に直交周波数分割多重された信号の
図１６におけるＸ点の時間列の変調波形を示す。直交周
波数分割多重信号の時間列の波形は、多数のキャリアの
重なりとなるため、ガウス分布上の波形となる。この図
において、Ａの時間間隔がシンボル間干渉を避けるため
ガードインターバル付加部３、４で付加されたガードイ
ンターバルに相当し、残りの部分が変調波形に相当す
る。この残りの部分の変調波形を以下において有効シン
ボルと呼ぶことにする。FIG. 18 shows a modulated waveform of a time sequence at a point X in FIG. 16 of an orthogonal frequency division multiplexed signal. The waveform of the time sequence of the orthogonal frequency division multiplex signal is a waveform on a Gaussian distribution because many carriers overlap. In this figure, the time interval of A corresponds to the guard interval added by the guard interval adding units 3 and 4 to avoid inter-symbol interference, and the remaining portion corresponds to the modulation waveform. The remaining part of the modulated waveform is hereinafter referred to as an effective symbol.
【０００９】この例では、ガードインターバルの間隔
は、変調部の１／４にあたり、変調部の後部の１／４と
同じものとしている。本来、このガードインターバルは
情報を含んでいないので、復調側ではこのガードインタ
ーバルを除いて復調を行う。そのためウィンドウ処理部
２５、２６でＦＦＴ窓が施されるのである。In this example, the interval of the guard interval corresponds to 1/4 of the modulating section, and is equal to 1/4 of the rear of the modulating section. Originally, this guard interval does not include information, and thus the demodulation side performs demodulation except for this guard interval. Therefore, the FFT windows are performed by the window processing units 25 and 26.
【００１０】次にガードインターバル付加部３、４及び
ウィンドウ処理部２５、２６について詳しく説明する。
通常ＦＦＴ（逆ＦＦＴも同様）では実部、虚部のＮ個の
入力に対して、実部、虚部Ｎ個の出力を出す。したがっ
て、本ブロック図においても送信側、受信側でＦＦＴが
用いられているので、それぞれＮ個の入力に対し、Ｎ個
の出力が得られるはずであるが、送信側の逆ＦＦＴ部で
は実部、虚部Ｎ個の入力に対し、２出力、受信側のＦＦ
Ｔ部では実部、虚部の２入力に対しそれぞれＮ個の出力
を得ている。Next, the guard interval adding units 3 and 4 and the window processing units 25 and 26 will be described in detail.
In normal FFT (the same applies to inverse FFT), N real and imaginary parts are output for N real and imaginary parts. Therefore, in this block diagram, since the FFT is used on the transmitting side and the receiving side, N outputs should be obtained for each of the N inputs, but the real part is obtained in the inverse FFT section on the transmitting side. , Imaginary part N inputs, 2 outputs, FF on the receiving side
In the T section, N outputs are obtained for each of the two inputs of the real part and the imaginary part.
【００１１】これは、実際のＦＦＴ演算とは一致しない
が、イメージ上理解しやすいようにブロック図のように
示されている。送信側のガードインターバル付加部３、
４では実部、虚部のＮ個の逆ＦＦＴ出力データ（Ｒｔ
（０）〜Ｒｔ（Ｎ−１）、Ｉｔ（０）〜Ｉｔ（Ｎ−
１））を一旦メモリに蓄積し、上記のようなガードイン
ターバルを付加するためにガードインターバルとしてＲ
ｔ（Ｍ）〜Ｒｔ（Ｎ−１）を先に出力する。Although this does not coincide with the actual FFT operation, it is shown as a block diagram so as to be easily understood on an image. Guard interval adding section 3 on the transmitting side,
4, N inverse FFT output data (Rt
(0) to Rt (N-1), It (0) to It (N-
1)) is temporarily stored in a memory, and R is set as a guard interval in order to add a guard interval as described above.
t (M) to Rt (N-1) are output first.
【００１２】従ってガードインターバル付加部３、４の
出力は、実部ではＲｔ（Ｍ）〜Ｒｔ（Ｎ−１）、Ｒｔ
（０）〜Ｒｔ（Ｎ−１）となり、虚部でも同様にＩｔ
（Ｍ）〜Ｉｔ（Ｎ−１）、Ｉｔ（０）〜Ｉｔ（Ｎ−１）
といった順番で出力されることになる。一方、受信機の
ウィンドウ処理部２５、２６では受信信号のうち復調に
用いる部分（理想的にはガードインターバルＡを除いた
部分）を抜き出し、ＦＦＴ部２７の実部、虚部にＮ個ず
つデータを入れることになる。Therefore, the outputs of the guard interval adding sections 3 and 4 are Rt (M) to Rt (N-1), Rt
(0) to Rt (N−1), and It also applies to the imaginary part.
(M) to It (N-1), It (0) to It (N-1)
Will be output in that order. On the other hand, the window processing units 25 and 26 of the receiver extract a portion used for demodulation (ideally, a portion excluding the guard interval A) from the received signal, and N data are respectively stored in a real part and an imaginary part of the FFT unit 27. Will be inserted.
【００１３】受信側でＦＦＴの窓をかける方法の一例を
示す。受信信号をＲＸ（ｔ）とし、直交周波数分割多重
信号の有効シンボル長（ガードインターバルを除いた時
間）をＴとする。さらにｅ（ｔ）−ＲＸ（ｔ）−ＲＸ
（ｔ＋Ｔ）とする。図５０に直交周波数分割多重信号の
シンボルとｅ（ｔ）との関係を示す。先のブロック図の
説明の際にも示したように、ガードインターバルは有効
シンボルの最後の１／４と同じであるため、理想的には
ガードインターバル区間ではｅ（ｔ）＝０となり、有効
シンボル区間ではｅ（ｔ）≠０となる。受信側では個の
ｅ（ｔ）なる信号を作ることにより、ＦＦＴの窓を受信
信号に対しかけることができる。すなわちブロック図の
ウィンドウ処理部２５、２６ではｅ（ｔ）なる信号を形
成し、ＦＦＴをかけるタイミングを図っていることにな
る。An example of a method of applying an FFT window on the receiving side will be described. Let RX (t) be the received signal, and let T be the effective symbol length (time excluding the guard interval) of the orthogonal frequency division multiplexed signal. Further, e (t) -RX (t) -RX
(T + T). FIG. 50 shows the relationship between the symbol of the orthogonal frequency division multiplexed signal and e (t). As shown in the description of the previous block diagram, since the guard interval is the same as the last quarter of the effective symbol, ideally, e (t) = 0 in the guard interval, and the effective symbol In the section, e (t) ≠ 0. On the receiving side, an FFT window can be applied to the received signal by creating a number of signals e (t). In other words, the window processing units 25 and 26 in the block diagram form a signal e (t), and the FFT is performed.
【００１４】ここで、直交周波数分割多重信号のローカ
ル周波数の同期方法について説明する。一般的に、直交
周波数分割多重信号が伝送されるシステムにおいては、
送受信間でローカルの位相まで同期することは非常に困
難と考えられ、受信側では周波数をできるだけ送信周波
数に近づけるようにし、位相の不確定性については、サ
ブキャリアが位相変調の場合は送信側で差動符号化、受
信側で差動復調して取り除くようになっている。Here, a method of synchronizing the local frequency of the orthogonal frequency division multiplex signal will be described. Generally, in a system in which orthogonal frequency division multiplex signals are transmitted,
It is considered very difficult to synchronize up to the local phase between transmission and reception, so the receiver should try to make the frequency as close as possible to the transmission frequency. Differential encoding and differential demodulation are performed on the receiving side and removed.
【００１５】一例を示すと、まず、送信側で直交周波数
分割多重信号が構成するフレームの先頭に、送受信間で
あらかじめ既知のパイロット信号を挿入し、受信側では
この信号を利用して周波数の大まかな同期を図る。この
同期では送受信間でのローカル周波数のずれが、少なく
とも直交周波数分割多重信号のサブキャリアの周波数間
隔の半分以下に引き込む必要がある。そして、この周波
数引き込み後、受信信号を元に、先に示したブロック図
のようなフィードバックループを構成し、受信機でのＶ
ＣＯ１９の安定化を図るようにしている。As an example, first, a known pilot signal is inserted before and after transmission and reception at the head of a frame formed by an orthogonal frequency division multiplex signal on the transmission side, and the reception side uses this signal to roughly adjust the frequency. Synchronization. In this synchronization, it is necessary that the deviation of the local frequency between transmission and reception is reduced to at least half or less of the frequency interval of the subcarrier of the orthogonal frequency division multiplexed signal. After pulling the frequency, based on the received signal, constitutes Ficoll over-back loop, such as a block diagram shown above, V at the receiver
CO19 is stabilized.
【００１６】一方、図１７に示すスペクトル拡散信号を
用いた伝送方式の送信機側では、情報信号が拡散（Ｐ
Ｎ）符号発生部５０で発生する拡散符号と排他的論理和
回路５１で論理和がとられた後、ミキサ５２とＶＣＯ５
３でＢＰＳＫ変調され、所望のＲＦ帯にＩＦ・ＲＦ変換
部５４で周波数変換されて送信される。On the other hand, on the transmitter side of the transmission system using the spread spectrum signal shown in FIG.
N) After the logical sum of the spread code generated by the code generator 50 and the exclusive OR circuit 51 is obtained, the mixer 52 and the VCO 5
3 is BPSK modulated, frequency-converted to a desired RF band by an IF / RF converter 54, and transmitted.
【００１７】受信側ではＲＦ信号を受信後、ＲＦ・ＩＦ
変換部５５で周波数変換され、ミキサ５６とＶＣＯ５７
でベースバンド帯に周波数変換された後、相関器５８で
相関が取られ、復調部５９に入力されて、復調データを
得ている。また、復調部５９ではデータを復調するのと
同時に、そのデータをもとに送受信機間での周波数オフ
セットを推定し、その誤差分を電圧データとしてＶＣＯ
５７にフィードバックし、ＶＣＯ５７の周波数の安定化
を図っている。On the receiving side, after receiving the RF signal, the RF / IF
The frequency is converted by the conversion unit 55, and the mixer 56 and the VCO 57
After being frequency-converted into a baseband band by the above, a correlation is obtained by a correlator 58 and input to a demodulation unit 59 to obtain demodulated data. Further, at the same time as demodulating the data, the demodulation section 59 estimates the frequency offset between the transmitter and the receiver based on the data, and uses the error as voltage data as VCO
The feedback to the VCO 57 stabilizes the frequency of the VCO 57.
【００１８】[0018]
【発明が解決しようとする課題】従来、直交周波数分割
多重信号とスペクトル拡散信号は個々に独立して使用さ
れていた。しかし、同じ帯域で伝送量をさらに増やすに
は、各サブキャリアの変調方法を変える以外方法はな
く、その場合誤り率特性に大きく影響を及ぼすことにな
る。Conventionally, an orthogonal frequency division multiplex signal and a spread spectrum signal have been used independently of each other. However, there is no other way to further increase the amount of transmission in the same band except by changing the modulation method of each subcarrier, in which case the error rate characteristic is greatly affected.
【００１９】また、従来例で示したように、送受信間で
ローカル周波数の同期をとることは非常に困難であり、
従来例で示した方法では回線のＣ／Ｎ劣化時には周波数
の引き込み状態が非常に劣化し、送受信間でローカル周
波数オフセットが生じることにより、誤り率特性の劣化
を生じさせていた。周波数オフセットの影響が大きい原
因は、直交周波数分割多重信号の各サブキャリアが非常
に低速で変調されているので、サブキャリア間隔が非常
に狭いためである。Further, as shown in the conventional example, it is very difficult to synchronize local frequencies between transmission and reception.
In the method shown in the conventional example, when the C / N of the line is deteriorated, the state of pulling in the frequency is extremely deteriorated, and a local frequency offset occurs between transmission and reception, thereby causing deterioration of the error rate characteristic. The reason why the influence of the frequency offset is large is that the subcarrier interval is very narrow because each subcarrier of the orthogonal frequency division multiplexed signal is modulated at a very low speed.
【００２０】さらに、直交周波数分割多重信号をより正
確に復調するには、ＦＦＴの窓を受信信号に対し精度よ
く施すことである。従来例で示したような方法である
と、Ｃ／Ｎの劣化時や、インパルス性のノイズに非常に
弱いといった問題がある。Further, in order to more accurately demodulate an orthogonal frequency division multiplexed signal, it is necessary to apply an FFT window to a received signal with high accuracy. The method as shown in the conventional example has a problem that the C / N deteriorates and that the method is very susceptible to impulsive noise.
【００２１】本発明は直交周波数分割多重信号の各サブ
キャリアの変調方式を多値化することなく、伝送レート
を上げることを第１の目的とする。It is a first object of the present invention to increase the transmission rate without making the modulation scheme of each subcarrier of an orthogonal frequency division multiplex signal multi-level.
【００２２】本発明の第２の目的は直交周波数分割多重
伝送方式において送受信間でローカル周波数及び位相を
同期させることである。A second object of the present invention is to synchronize a local frequency and a phase between transmission and reception in an orthogonal frequency division multiplex transmission system.
【００２３】本発明の第３の目的は直交周波数分割多重
伝送方式において受信機側で良いＦＦＴ窓をかけること
ができるようにすることである。A third object of the present invention is to enable a receiver to apply a good FFT window in an orthogonal frequency division multiplexing transmission system.
【００２４】本発明の第４の目的は前記第２、第３の目
的の精度を更に上げることである。A fourth object of the present invention is to further improve the accuracy of the second and third objects.
【００２５】[0025]
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め本発明の第１の構成では、直交周波数分割多重信号の
伝送帯域内あるいはその帯域を含めた伝送帯域より広い
帯域でスペクトル拡散信号を上記直交周波数分割多重信
号に重畳して同時に送信するようにしている。In order to achieve the above object, according to a first configuration of the present invention, a spread spectrum signal is transmitted within a transmission band of an orthogonal frequency division multiplexed signal or in a band wider than a transmission band including the band. The signal is superimposed on the orthogonal frequency division multiplexed signal and transmitted simultaneously.
【００２６】従って、ビットレートが向上する。なお、
直交周波数分割多重信号とスペクトル拡散信号は同一の
帯域で送られるが、互いにホワイトノイズとして影響し
合うだけであって、不具合は生じない。Therefore, the bit rate is improved. In addition,
Although the orthogonal frequency division multiplexed signal and the spread spectrum signal are transmitted in the same band, they only affect each other as white noise, and no problem occurs.
【００２７】さらに、両変調信号が同一の帯域で送られ
ている場合は、レイリー環境下で送信されたとしても、
同じ影響を受けるので、両信号間の関係は崩れずに、互
いにホワイトノイズとして影響しあうだけである。Further, when both modulated signals are transmitted in the same band, even if transmitted in a Rayleigh environment,
Because they are affected in the same way, the relationship between the two signals does not break down, but only affects each other as white noise.
【００２８】本発明の第２の構成では、上記第１の構成
において、送信側では直交周波数分割多重信号のローカ
ル周波数とスペクトル拡散信号のローカル周波数を共通
の局部発振器から得るようにし、受信側では直交周波数
分割多重信号とスペクトル拡散信号を別々に復調するよ
うになっており、スペクトル拡散信号を復調する際に再
生されるローカル周波数を用いて、直交周波数分割多重
信号を復調するようにしている。従って、直交周波数分
割多重信号の送信側と受信側のローカル周波数の同期が
スペクトル拡散信号の復調系のローカル周波数制御処理
によって自動的に実現される。According to a second configuration of the present invention, in the first configuration, the local frequency of the orthogonal frequency division multiplexed signal and the local frequency of the spread spectrum signal are obtained from a common local oscillator on the transmitting side, and the local frequency on the receiving side is obtained on the receiving side. The orthogonal frequency division multiplex signal and the spread spectrum signal are separately demodulated, and the orthogonal frequency division multiplex signal is demodulated using a local frequency reproduced when demodulating the spread spectrum signal. Therefore, the synchronization of the local frequencies on the transmitting side and the receiving side of the orthogonal frequency division multiplex signal is automatically realized by the local frequency control processing of the demodulation system of the spread spectrum signal.
【００２９】本発明の第３の構成では、上記第１の構成
において、送信側ではスペクトル拡散信号の周期と直交
周波数分割多重信号の各シンボル周期を一致させ且つ互
いに同期させた状態で送信する手段を有し、受信側では
スペクトル拡散を復調するときに得られる相関ピーク又
は相関ピークに対応する信号を周波数分割多重信号を復
調するときに用いるＦＦＴの窓の基準としている。従っ
て、この構成によると、回線のＣ／Ｎ劣化時でも精度良
く窓の基準信号を得ることができる。According to a third configuration of the present invention, in the above-mentioned first configuration, the transmitting side makes the period of the spread spectrum signal and each symbol period of the orthogonal frequency division multiplexed signal coincide with each other and transmits them in a synchronized state. The reception side uses a correlation peak obtained when demodulating spread spectrum or a signal corresponding to the correlation peak as a reference of an FFT window used when demodulating a frequency division multiplexed signal. Therefore, according to this configuration, a window reference signal can be obtained with high accuracy even when the C / N of the line is deteriorated.
【００３０】本発明の第４の構成では、上記第１の構成
において、送信側ではスペクトル拡散信号の周期を直交
周波数分割多重信号のシンボル周期の整数倍の周期に成
し且つ前記スペクトル拡散信号の周期と前記直交周波数
分割多重信号のシンボル周期の整数倍の周期を互いに同
期させた状態で送信する手段を有し、受信側では直交周
波数分割多重信号のシンボルの整数倍で得られるスペク
トル拡散信号の相関ピーク又は相関ピークに対応する信
号を直交周波数分割多重信号のシンボル周期に補完し
て、直交周波数分割多重信号を復調するときに用いるＦ
ＦＴの窓の基準としている。According to a fourth configuration of the present invention, in the first configuration, on the transmitting side, the period of the spread spectrum signal is an integral multiple of the symbol period of the orthogonal frequency division multiplexed signal, and Means for transmitting the period and a period of an integral multiple of the symbol period of the orthogonal frequency division multiplexed signal in synchronization with each other. On the receiving side, a spectrum spread signal obtained by an integral multiple of the symbol of the orthogonal frequency division multiplexed signal is provided. The correlation peak or a signal corresponding to the correlation peak is complemented by the symbol period of the orthogonal frequency division multiplex signal, and F used for demodulating the orthogonal frequency division multiplex signal is used.
It is used as a standard for FT windows.
【００３１】このように、スペクトル拡散の相関ピーク
を直交周波数分割多重信号のシンボル周波数の整数倍と
することにより相関ピークの周期が大きくなる。相関ピ
ークの周期が大きくなると、拡散の利得が向上し、ロー
カル再生の精度が向上する。また、拡散の利得が向上す
ると、スペクトル拡散信号側が直交周波数分割多重信号
に基づくホワイトノイズの影響を受けにくくなる。一
方、直交周波数分割多重信号のＦＦＴ窓については、受
信側で相関ピークの間を補完するので、正しく安定に窓
をかけることができる。As described above, by setting the correlation peak of the spread spectrum to be an integral multiple of the symbol frequency of the orthogonal frequency division multiplexed signal, the period of the correlation peak is increased. As the period of the correlation peak increases, the gain of spreading improves, and the accuracy of local reproduction improves. Also, when the spreading gain is improved, the spread spectrum signal side is less likely to be affected by white noise based on the orthogonal frequency division multiplexed signal. On the other hand, with respect to the FFT window of the orthogonal frequency division multiplexed signal, since the reception side complements between the correlation peaks, the window can be correctly and stably applied.
【００３２】本発明の第５の構成では、上記第１の構成
において、送信側で直交周波数分割多重信号のローカル
周波数と２つ以上のスペクトル拡散伝送信号のローカル
周波数を共通の局部発振器から得るようにし、受信側で
はスペクトル拡散信号の復調のためのローカル周波数を
再生する際に使用する制御信号の情報を２つ以上のスペ
クトル拡散信号の復調の結果得られる相関から捕捉の段
階によって選択し、直交周波数分割多重信号を復調する
ローカル周波数の制御に用いるようにしている。According to a fifth configuration of the present invention, in the first configuration, the local frequency of the orthogonal frequency division multiplexed signal and the local frequencies of two or more spread spectrum transmission signals are obtained from the common local oscillator on the transmission side. On the receiving side, information of a control signal used in reproducing a local frequency for demodulation of a spread spectrum signal is selected from correlations obtained as a result of demodulation of two or more spread spectrum signals by a capturing step, and orthogonally selected. It is used for controlling a local frequency for demodulating the frequency division multiplexed signal.
【００３３】従って、制御信号として周期の長いデータ
に基づく制御信号と周期の短いデータに基づく制御信号
を設けた場合、例えばローカル周波数制御の捕捉動作の
初期は、周期の短い制御信号を用いて捕捉がすばやく行
なわれ、しかる後は長い周期の制御信号によって捕捉制
御が安定かつ精度よく行なわれる。Therefore, when a control signal based on long-period data and a control signal based on short-period data are provided as control signals, for example, in the initial stage of the capturing operation of local frequency control, the control signal using the short-period control signal is used Is quickly performed, and thereafter, the capture control is stably and accurately performed by the control signal having a long cycle.
【００３４】本発明の第６の構成では、上記第１〜第５
の構成において、スペクトル拡散信号として送受信間で
既知のデータを送信するようにしている。このようにす
ることによって受信側でスペクトル拡散信号の復調の際
に、確実に正しいデータの位相回転を計算でき、キャリ
ア検出性能が上がる。In the sixth configuration of the present invention, the first through fifth
In this configuration, known data is transmitted between the transmission and reception as a spread spectrum signal. By so doing, when demodulating a spread spectrum signal on the receiving side, the correct phase rotation of the data can be reliably calculated, and the carrier detection performance is improved.
【００３５】[0035]
【発明の実施の形態】以下、図面と共に本発明の実施形
態を説明する。最初に、直交周波数分割多重信号単独で
のＣ／Ｎ対ＢＥＲの関係を示すグラフを図１に示す。こ
の図において、点線はアダプティヴホワイトガウシャン
ノイズ下でのＣ／Ｎ対ＢＥＲの関係を示すものであり、
実線はスローレイリー環境下でのものである。しかしな
がら、これらは理論値であるので、送信側と受信側でロ
ーカルの周波数オフセットはないものとしている。実際
の系ではこれによる影響は、直交周波数分割多重信号の
場合、ＢＥＲの悪いところでは大きく影響を及ぼす。図
の一点鎖線はその影響を考慮したＢＥＲ曲線である。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. First, a graph showing the relationship between C / N and BER for an orthogonal frequency division multiplex signal alone is shown in FIG. In this figure, the dotted line shows the relationship between C / N and BER under adaptive white Gaussian noise.
The solid line is under a slow Rayleigh environment. However, since these are theoretical values, it is assumed that there is no local frequency offset between the transmitting side and the receiving side. In an actual system, the influence of this has a great effect in a place where the BER is bad in the case of an orthogonal frequency division multiplexed signal. The chain line in the figure is a BER curve in consideration of the influence.
【００３６】実施形態１ 図２は本発明の第１の実施形態のブロック図であり、従
来例として説明した図１６及び図１７に対応する部分は
同一符号を付し、説明を省略する。図２において７１は
直交周波数分割多重信号のＩＦ帯に直交変調された信号
と、スペクトル拡散信号のＩＦ帯に変換後の信号を加算
する加算器であり、該加算器７１で加算されたスペクト
ル拡散信号を多重する直交周波数分割多重信号は、ＩＦ
・ＲＦ変換器７２によってＲＦ帯に周波数変換された後
伝送される。 Embodiment 1 FIG. 2 is a block diagram of a first embodiment of the present invention. Portions corresponding to FIGS. 16 and 17 described as a conventional example are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. In FIG. 2, reference numeral 71 denotes an adder for adding the signal orthogonally modulated to the IF band of the orthogonal frequency division multiplexed signal and the signal after the conversion to the IF band of the spread spectrum signal. An orthogonal frequency division multiplexed signal for multiplexing signals is IF
-It is transmitted after being frequency-converted to the RF band by the RF converter 72.
【００３７】受信機側では、ＲＦ信号受信後、この受信
された信号は、ＲＦ・ＩＦ変換器９１でＩＦ帯に周波数
変換された後、ディバイダ９２で直交周波数分割多重信
号復調部とスペクトル拡散復調部に分割され、その後図
１６及び図１７に示す従来例と同様にして復調される。
ここで、用いるディバイダ９２は単なるパワーディバイ
ダである。この実施形態によると、従来の直交周波数分
割多重に比べてスペクトル拡散信号を多重するのでビッ
トレートが向上する。また、スペクトル拡散の信号は直
交周波数分割多重信号と完全に独立して送信できるた
め、直交周波数分割多重とはまったく無関係のデータを
伝送でき、また直交周波数分割多重の制御データを送信
して復調に使う等が可能となる。On the receiver side, after receiving the RF signal, the received signal is frequency-converted into an IF band by an RF / IF converter 91, and then divided by a divider 92 into an orthogonal frequency division multiplex signal demodulator and a spread spectrum demodulator. The signal is then demodulated in the same manner as in the conventional example shown in FIGS.
Here, the divider 92 used is simply a power divider. According to this embodiment, the spread spectrum signal is multiplexed as compared with the conventional orthogonal frequency division multiplexing, so that the bit rate is improved. Also, since the spread spectrum signal can be transmitted completely independently of the orthogonal frequency division multiplexing signal, data completely unrelated to the orthogonal frequency division multiplexing can be transmitted, and the control data of the orthogonal frequency division multiplexing is transmitted for demodulation. It can be used.
【００３８】実施形態２ 図３は本発明の第２の実施形態のブロック図であり、図
２に示す本発明の第１の実施形態に対応する部分には同
一符号を付し、説明を省略する。図３において５３は送
信機側でＩＦ帯に周波数変換するための局部発振器であ
り、該局部発振器５３は、図２に示す第１の実施形態の
局部発振器１１を兼ねている。受信機側でもベースバン
ドへ周波数変換されるＶＣＯ５７が図２に示す第１の実
施形態のＶＣＯ１９を兼ねており、その周波数制御には
スペクトル拡散信号の復調データが用いられる。この実
施形態では、直交周波数分割多重信号単独で動作してい
る場合に比べて、低いＣ／Ｎに対しても周波数の引き込
みが可能になる。 Embodiment 2 FIG. 3 is a block diagram of a second embodiment of the present invention. Parts corresponding to those of the first embodiment of the present invention shown in FIG. I do. In FIG. 3, reference numeral 53 denotes a local oscillator for converting the frequency into an IF band on the transmitter side. The local oscillator 53 also serves as the local oscillator 11 of the first embodiment shown in FIG. On the receiver side, the VCO 57 that is frequency-converted to the baseband also functions as the VCO 19 of the first embodiment shown in FIG. 2, and the frequency control uses demodulated data of a spread spectrum signal. In this embodiment, it becomes possible to pull in the frequency even for a low C / N as compared with the case where the orthogonal frequency division multiplexing signal is operated alone.
【００３９】以下に具体的な数値の例を挙げて説明す
る。直交周波数分割多重信号が受信端で平均Ｃ／Ｎ２０
ｄＢでスローレイリー環境下で送信されている系に、プ
ロセスゲイン３５ｄＢで、直交周波数分割多重信号とス
ペクトル拡散信号の電力比を２５ｄＢとし、拡散後の帯
域が直交周波数分割多重信号と同一になるようなスペク
トル拡散信号を多重することを考える（逆拡散後のスペ
クトル拡散信号のＣ／Ｎは約１０ｄＢである）。直交周
波数分割多重信号とスペクトル拡散信号は同じ周波数帯
域で送信されているため、その２つの信号電力比は最初
に仮定した２５ｄＢを維持する。この場合直交周波数分
割多重信号からスペクトル拡散信号をみた場合、ホワイ
トノイズと同様にとれるので直交周波数分割多重信号の
最終的なＣ／Ｎは約１８．８ｄＢとなる。The following is a description of specific numerical examples. Orthogonal frequency division multiplexed signal is average C / N 20
In a system transmitted in a slow Rayleigh environment at dB, the power ratio between the orthogonal frequency division multiplexed signal and the spread spectrum signal is set to 25 dB with a process gain of 35 dB so that the band after spreading becomes the same as that of the orthogonal frequency division multiplexed signal. Consider multiplexing various spread spectrum signals (the C / N of the spread spectrum signal after despreading is about 10 dB). Since the orthogonal frequency division multiplexed signal and the spread spectrum signal are transmitted in the same frequency band, the signal power ratio between the two maintains the initially assumed 25 dB. In this case, when the spread spectrum signal is viewed from the orthogonal frequency division multiplexed signal, it can be obtained in the same manner as white noise, so that the final C / N of the orthogonal frequency division multiplexed signal is about 18.8 dB.
【００４０】しかしながら、直交周波数分割多重信号と
スペクトル拡散信号は同じ周波数帯域で送信されている
ため、その２つの信号電力比は最初に仮定した２５ｄＢ
を維持するので、回線にその２波だけが存在する場合
は、その誤り率は図４に示すＣ／Ｎ対ＢＥＲの関係を示
すグラフにおける点線で示すような特性になる。実際、
直交周波数分割多重信号はスローレイリーになり、スペ
クトル拡散信号で雑音成分が多くなるに従い誤り率は劣
化すると考えられる。最初に仮定した直交周波数分割多
重信号のＣ／Ｎから比べると、１.２ｄＢ劣化してい
る。However, since the orthogonal frequency division multiplexed signal and the spread spectrum signal are transmitted in the same frequency band, the signal power ratio between the two signals is initially 25 dB.
Therefore, when only the two waves are present in the line, the error rate has a characteristic as shown by a dotted line in the graph showing the relationship between C / N and BER shown in FIG. In fact,
It is considered that the orthogonal frequency division multiplex signal becomes slow Rayleigh, and the error rate deteriorates as the noise component increases in the spread spectrum signal. Compared to the C / N of the orthogonal frequency division multiplex signal assumed at the beginning, it is degraded by 1.2 dB.
【００４１】一方、スペクトル拡散信号の逆拡散後のＣ
／Ｎは伝搬環境によらず約１０ｄＢを保つことができる
（ただし、シャドウウィングで電波が完全にとぎれる場
合は除く。また、系のホワイトノイズによるスペクトル
拡散への影響は直交周波数分割多重からの影響に比べて
無視できるものである）。よって、レイリー環境下で信
号の電力が低下してもスペクトル拡散のデータは復調す
ることができ、キャリア周波数も安定して再生できる。On the other hand, C after despreading of the spread spectrum signal
/ N can be maintained at about 10 dB irrespective of the propagation environment (except when the radio wave is completely interrupted by the shadow wing. In addition, the influence of the system white noise on the spread spectrum is the influence of the orthogonal frequency division multiplexing. Is negligible compared to.) Therefore, even if the power of the signal is reduced in the Rayleigh environment, the spread spectrum data can be demodulated, and the carrier frequency can be stably reproduced.
【００４２】これによって、直交周波数分割多重信号の
復調に使われるローカル周波数も安定し、伝搬路の影響
で受信電力が下がった場合でもローカル周波数のずれに
よる影響は受けないのでビットエラーレートが改善さ
れ、平均Ｃ／Ｎが劣化して誤り率の悪化に及ぼす影響よ
りも改善が得られる。その結果を図４の２点鎖線に示
す。図４の点線、実線、一点鎖線は図１と同じである。As a result, the local frequency used for demodulating the orthogonal frequency division multiplexed signal is also stabilized, and the bit error rate is improved because the local frequency shift is not affected even if the received power is reduced due to the influence of the propagation path. , The average C / N is degraded and the error rate is degraded. The result is shown by the two-dot chain line in FIG. The dotted line, solid line, and dashed line in FIG. 4 are the same as those in FIG.
【００４３】さらに、直交周波数分割多重信号単独で使
用している場合よりも、参照信号等を省略できるのでビ
ットレートは直交周波数分割多重信号分だけでも増加す
る。さらに、直交周波数分割多重信号のＣ／Ｎの劣化量
を低減するには、プロセスゲインを多く取ったスペクト
ル拡散信号を多重すればよい。この実施形態におけるス
ペクトルの一例を図５に示す。Furthermore, since the reference signal and the like can be omitted as compared with the case where the orthogonal frequency division multiplex signal is used alone, the bit rate is increased only for the orthogonal frequency division multiplex signal. Further, in order to reduce the amount of C / N deterioration of the orthogonal frequency division multiplexed signal, a spread spectrum signal having a large process gain may be multiplexed. FIG. 5 shows an example of the spectrum in this embodiment.
【００４４】実施形態３ 図６は本発明の第３の実施形態のブロックであり、図３
に示す本発明の第２の実施形態に対応する部分には同一
符号を付し、説明を省略する。ただし、図６において送
信機側ではスペクトル拡散信号の相関ピークが直交周波
数分割多重信号のシンボル間隔で発生するようにし、即
ち、その相関ピークが受信機側でＦＦＴの窓をかけるタ
イミングででるように拡散する。 Embodiment 3 FIG. 6 is a block diagram of a third embodiment of the present invention.
The same reference numerals are given to the portions corresponding to the second embodiment of the present invention shown in FIG. However, in FIG. 6, on the transmitter side, the correlation peak of the spread spectrum signal is generated at the symbol interval of the orthogonal frequency division multiplexed signal, that is, the correlation peak appears at the timing of applying the FFT window on the receiver side. Spread.
【００４５】図７は本実施形態による直交周波数分割多
重信号と拡散符号周期との関係を示しており、（イ）は
スペクトル拡散信号のデータ列、（ロ）は直交周波数分
割多重信号、（ニ）はスペクトル拡散符号である。
（ロ）において、Ａはシンボル間干渉を避けるためのガ
ードインターバルであり、Ｂは直交周波数分割多重信号
の有効シンボル周期である。以下の説明では、ガードイ
ンターバルの周期Ａと有効シンボル周期Ｂをあわせて直
交周波数分割多重信号のシンボル周期（Ａ＋Ｂ）とす
る。一方、（イ）において、Ｃは拡散符号の１周期を表
わしている。FIG. 7 shows the relationship between the orthogonal frequency division multiplexed signal and the spread code period according to the present embodiment, where (a) is a data sequence of a spread spectrum signal, (b) is an orthogonal frequency division multiplexed signal, and (d) ) Is a spread spectrum code.
In (b), A is a guard interval for avoiding intersymbol interference, and B is an effective symbol period of the orthogonal frequency division multiplexed signal. In the following description, the period A of the guard interval and the effective symbol period B together are defined as the symbol period (A + B) of the orthogonal frequency division multiplexed signal. On the other hand, in (a), C represents one period of the spreading code.
【００４６】本発明の実現のために直交周波数分割多重
信号のシンボル周期（Ａ＋Ｂ）とスペクトル拡散信号の
データの周期Ｃは予め同一となるように選定されてい
る。図６のタイミング制御部１００はガードインターバ
ル付加部４からガードインターバルＡと有効シンボルＢ
の間のタイミング信号を受け、直交周波数分割多重信号
のシンボル周期（Ａ＋Ｂ）で発生し、しかもその立ち上
がりが直交周波数分割多重信号のガードインターバルＡ
と有効シンボルＢの間に同期するクロック信号ＣＫを形
成する（図７（ハ））。In order to realize the present invention, the symbol period (A + B) of the orthogonal frequency division multiplexed signal and the data period C of the spread spectrum signal are previously selected to be the same. The timing control unit 100 shown in FIG.
, And is generated at the symbol period (A + B) of the orthogonal frequency division multiplexed signal, and its rising edge is the guard interval A of the orthogonal frequency division multiplexed signal.
And a clock signal CK synchronized with the effective symbol B (FIG. 7C).
【００４７】このクロック信号の形成方法は様々考えら
れるが、従来例で示したようにガードインターバル付加
部４がメモリによって形成されている場合を例に取る
と、有効シンボルの実部のデータ（虚部でも同様）のＲ
ｔ（０）を読みだす時に信号をハイレベルにし、Ｒｔ
（１）を読みだす時にローレベルにすることにより得る
ことができる（Ｒｔ（ｘ）については従来例と同様の信
号を意味する）。There are various methods for forming the clock signal. In the case where the guard interval adding section 4 is formed by a memory as shown in the conventional example, the data of the real part of the effective symbol (imaginary part) is used. R)
When reading out t (0), the signal is set to a high level, and Rt
It can be obtained by setting the signal to low level when reading (1) (Rt (x) means the same signal as in the conventional example).
【００４８】そしてこのクロック信号ＣＫを用い、Ｄフ
リップフロップ等で、直交周波数分割多重信号とは非同
期できたスペクトル拡散信号のデータＤｓをラッチす
る。勿論、拡散符号も直交周波数分割多重信号からのタ
イミング信号で繰り返すように拡散符号発生器５０を制
御する。図７（ニ）はラッチされたスペクトル拡散信号
を示す。この操作により、直交周波数分割多重信号のシ
ンボル周期（Ａ＋Ｂ）とスペクトル拡散信号のデータ周
期Ｃのタイミングが一致する。これにより、図７に示す
ようなタイミングの信号が形成されるわけである。Using the clock signal CK, the data Ds of the spread spectrum signal that can be asynchronous with the orthogonal frequency division multiplexed signal is latched by a D flip-flop or the like. Of course, the spread code generator 50 is controlled so that the spread code is also repeated with the timing signal from the orthogonal frequency division multiplex signal. FIG. 7D shows the latched spread spectrum signal. By this operation, the symbol period (A + B) of the orthogonal frequency division multiplexed signal coincides with the data period C of the spread spectrum signal. As a result, a signal having a timing as shown in FIG. 7 is formed.
【００４９】最初から、スペクトル拡散信号のデータ周
期と直交周波数分割多重信号のシンボル周期が図７のよ
うなタイミングで形成されている場合は以上のような信
号同期のための回路は省略できる。そして、このように
信号同期が取れた後は、スペクトル拡散信号のデータに
は実施形態１あるいは実施形態２と同様にスペクトル拡
散を施し、直交周波数分割多重信号と多重して送信す
る。If the data period of the spread spectrum signal and the symbol period of the orthogonal frequency division multiplex signal are formed at the timing shown in FIG. 7 from the beginning, the above-described circuit for signal synchronization can be omitted. Then, after the signal synchronization is established in this manner, the spread spectrum signal data is spread in the same manner as in the first or second embodiment, and multiplexed with the orthogonal frequency division multiplexed signal and transmitted.
【００５０】受信側では、スペクトル拡散信号の復調器
５９から図７（ホ）に示す如く相関ピークＰが直交周波
数分割多重信号のシンボル周期ごとに生じる。この相関
ピークＰはウィンドウ処理部２５、２６へ与えられる。
ウィンドウ処理部２５、２６では相関ピークのタイミン
グから直交周波数分割多重信号の１周期分のデータをと
り、ＦＦＴ部２７はその１周期分のデータでＦＦＴをか
ける（図７（ヘ））。図７にはＦＦＴを施すデータが１
系統分しか書かれていないが、当然、同じ作業を直交周
波数分割多重信号復調側の２系統で行われる（実部と虚
部に対応する）。このようにして、本実施形態では、受
信直交周波数分割多重信号に対し正しい窓をかけること
が簡単且つ確実にできる。尚、窓をかけるとは、言い換
えると、スペクトル拡散信号の相関ピークから１周期分
のサンプルをとるということである。On the receiving side, a correlation peak P is generated from the spread spectrum signal demodulator 59 at each symbol period of the orthogonal frequency division multiplexed signal as shown in FIG. The correlation peak P is provided to window processing units 25 and 26.
The window processing units 25 and 26 obtain data for one cycle of the orthogonal frequency division multiplexed signal from the timing of the correlation peak, and the FFT unit 27 performs FFT on the data for one cycle (FIG. 7F). FIG. 7 shows that the data to be subjected to FFT is 1
Although only the system part is written, the same operation is naturally performed by two systems on the orthogonal frequency division multiplexed signal demodulation side (corresponding to a real part and an imaginary part). In this manner, in the present embodiment, it is possible to easily and reliably apply a correct window to the received orthogonal frequency division multiplexed signal. In other words, to apply a window means to take a sample for one cycle from the correlation peak of the spread spectrum signal.
【００５１】以下に具体的な数値の例を挙げて説明す
る。直交周波数分割多重信号の各キャリア間隔を７．８
１２５ＫＨｚ、キャリア数を４４８波とすると、ＩＦ帯
域幅は３．５ＭＨｚとなる。さらに、シンボル間干渉を
なくすためにシンボル長の１／４のガードインターバル
Ａを付加する。この場合、上記の条件（受信機で相関ピ
ークが直交周波数分割多重信号のシンボル周期で検出さ
れる）を満たすスペクトル拡散信号の拡散利得はＩＦ帯
域幅を同一にすると、処理利得が２７．５ｄＢの信号を
多重することになる。このような条件を満足するスペク
トル拡散信号の拡散符号としての周期が５６０チップの
拡散符号が考えられる。The following is a description of specific numerical examples. Each carrier interval of the orthogonal frequency division multiplex signal is set to 7.8.
If the frequency is 125 KHz and the number of carriers is 448, the IF bandwidth is 3.5 MHz. Further, a guard interval A of 1/4 of the symbol length is added to eliminate inter-symbol interference. In this case, if the IF gain and the spread gain of the spread spectrum signal satisfying the above condition (correlation peak is detected at the receiver in the symbol period of the orthogonal frequency division multiplexed signal) are the same, the processing gain is 27.5 dB. The signals will be multiplexed. A spread code having a period of 560 chips as a spread code of a spread spectrum signal satisfying such a condition is conceivable.
【００５２】実施形態２と同等の直交周波数分割多重信
号の電力を仮定し、スペクトル拡散信号の拡散後のＣ／
Ｎが１０ｄＢになるようにすると、直交周波数分割多重
信号の受信後のＣ／Ｎは、約１５．２ｄＢとなり先程の
例より誤り率は悪化する。しかし、この第３実施形態の
場合、送受信間で完全に同期が取られることになるの
で、同期復調が使えることになる。Assuming the power of the orthogonal frequency division multiplexed signal equivalent to that of the second embodiment, the C /
If N is set to 10 dB, the C / N after receiving the orthogonal frequency division multiplexed signal becomes about 15.2 dB, which is worse than the previous example. However, in the case of the third embodiment, since synchronization is completely established between transmission and reception, synchronous demodulation can be used.
【００５３】したがって、同期復調で効果が出るような
回線状態で（例えば衛星との固定通信）効果が期待され
る。また、スローレイリー環境下のような回線状態で
も、安定したキャリア再生が望め、ＦＦＴの窓の基準も
得られるので、その分の改善効果は期待できる。Ｍ系列
の符号にする場合は、周期が５１１チップの拡散符号が
上記の条件を最も良く満たし、この場合、プロセスゲイ
ンが２７.１ｄＢ、ＩＦ帯域幅が３.２ＭＨｚとなる。こ
の場合、スペクトル拡散信号の逆拡散後のＣ／Ｎが９.
６ｄＢを仮定すれば直交周波数分割多重信号は上記の例
と同等の誤り率特性になる。図７にはＦＦＴを施すデー
タが１系統分しか書かれていないが、当然、同じ作業を
直交周波数分割多重信号復調側の２系統で行われる（実
部と虚部に対応する）。またこの例ではＦＦＴ窓の制御
に相関ピークを用いたが、スペクトル拡散信号の受信系
に相関同期回路が用いられている場合にはその出力信号
を利用してもよい。Therefore, an effect is expected in a line state where the effect is obtained by synchronous demodulation (for example, fixed communication with a satellite). Further, even in a line state such as under a slow Rayleigh environment, stable carrier reproduction can be expected, and a reference for the FFT window can be obtained, so that an improvement effect can be expected. In the case of an M-sequence code, a spread code having a period of 511 chips satisfies the above condition best, and in this case, the process gain is 27.1 dB and the IF bandwidth is 3.2 MHz. In this case, the despread C / N of the spread spectrum signal is 9.
Assuming 6 dB, the orthogonal frequency division multiplexed signal has the same error rate characteristics as the above example. Although the data to be subjected to the FFT is shown in FIG. 7 for only one system, the same operation is naturally performed in two systems on the orthogonal frequency division multiplex signal demodulation side (corresponding to a real part and an imaginary part). Further, in this example, the correlation peak is used for controlling the FFT window. However, when a correlation synchronization circuit is used in the reception system of the spread spectrum signal, the output signal may be used.
【００５４】実施形態４ 図８は本発明の第４の実施形態のブロック図であり、図
６に示す本発明の第３の実施形態に対応する部分には同
一符号を付し、説明を省略する。ただし、本実施形態に
おいては、送信機側ではスペクトル拡散信号の相関ピー
クが直交周波数分割多重信号のシンボル間隔の整数倍で
発生するようにし、さらに、その相関ピークは受信機側
でＦＦＴの窓をかけるタイミングででるように拡散す
る。 Fourth Embodiment FIG. 8 is a block diagram of a fourth embodiment of the present invention, in which parts corresponding to those of the third embodiment of the present invention shown in FIG. I do. However, in the present embodiment, the correlation peak of the spread spectrum signal is generated at an integer multiple of the symbol interval of the orthogonal frequency division multiplexed signal on the transmitter side, and the correlation peak is transmitted through the FFT window on the receiver side. It spreads out at the timing of applying.
【００５５】即ち、図９（ニ）に示すようにスペクトル
拡散信号の周期は１つのガードインターバルと有効シン
ボルの間のタイミングで開始するが、その周期の終了は
開始から４個目のガードインターバルと有効シンボルの
間のタイミングとなる。即ち、図８におけるタイミング
制御部１００は図６に示すタイミング制御部のタイミン
グ信号の４倍の周期でタイミング信号を出すことにな
る。直交周波数分割多重信号のシンボル周期の４倍がス
ペクトル拡散信号のデータ周期となり、拡散符号の符号
周期も当然直交周波数分割多重信号の４倍になる。That is, as shown in FIG. 9D, the cycle of the spread spectrum signal starts at a timing between one guard interval and an effective symbol, and the end of the cycle is equal to the fourth guard interval from the start. The timing is between valid symbols. That is, the timing control section 100 in FIG. 8 outputs a timing signal at a cycle four times as long as the timing signal of the timing control section shown in FIG. Four times the symbol period of the orthogonal frequency division multiplex signal is the data period of the spread spectrum signal, and the code period of the spread code is naturally four times that of the orthogonal frequency division multiplex signal.
【００５６】このような信号のタイミングを形成するに
は、まず、スペクトル拡散信号のデータ周期を図９
（イ）に示すように直交周波数分割多重信号のシンボル
周期の４倍に一致するように選定する。そして、図８の
タイミング制御部１００はガードインターバル付加部４
からガードインターバルＡと有効シンボルＢの間のタイ
ミング信号を受け、直交周波数分割多重信号のシンボル
周期の４倍の周期で発生し、しかもその立ち上がりが直
交周波数分割多重信号のガードインターバルＡと有効シ
ンボルＢの間に同期するクロック信号ＣＫを形成する。In order to form the timing of such a signal, first, the data period of the spread spectrum signal is set as shown in FIG.
As shown in (a), selection is made so as to coincide with four times the symbol period of the orthogonal frequency division multiplexed signal. Then, the timing control unit 100 of FIG.
, A timing signal between the guard interval A and the effective symbol B, which is generated at a period four times as long as the symbol period of the orthogonal frequency division multiplexed signal, and whose rising edge occurs at the guard interval A and the effective symbol B of the orthogonal frequency division multiplexed signal. During which the clock signal CK is synchronized.
【００５７】このクロック信号の形成方法は様々考えら
れるが、従来例で示したようにガードインターバル付加
部がメモリによって形成されている場合を例に取ると、
有効シンボルの実部のデータ（虚部でも同様）のＲｔ
（０）を読み出す時の４回に１回信号をハイレベルに
し、Ｒｔ（１）を読み出す時にローレベルにすることに
より得ることができる。このような回路はカウンター等
を用いることにより簡単に実現できる。There are various methods for forming the clock signal. In the case where the guard interval adding section is formed by a memory as shown in the conventional example,
Rt of the data of the real part of the effective symbol (the same applies to the imaginary part)
It can be obtained by setting the signal to the high level once every four times when reading (0) and setting the signal to the low level when reading Rt (1). Such a circuit can be easily realized by using a counter or the like.
【００５８】（Ｒｔ（ｘ）については従来例と同様の信
号を意味する）そしてこのクロック信号ＣＫを用い、Ｄ
フリップフロップ等で、スペクトル拡散信号のデータを
ラッチする。図９（ニ）はラッチされたスペクトル拡散
信号を示している。このようにして、図９（ニ）に示す
ようなタイミングの信号（クロック信号ＣＫ）が形成さ
れるわけである。(Rt (x) means the same signal as in the conventional example).
The data of the spread spectrum signal is latched by a flip-flop or the like. FIG. 9D shows the latched spread spectrum signal. In this way, a timing signal (clock signal CK) as shown in FIG. 9D is formed.
【００５９】最初から、スペクトル拡散信号のデータ周
期Ｃと直交周波数分割多重信号のシンボル周期（Ａ＋
Ｂ）が図９のようなタイミングで形成されている場合は
以上のような信号同期のための回路は省略できる。そし
て、このように信号同期が取れた後は、スペクトル拡散
信号のデータには実施形態１あるいは実施形態２と同様
にスペクトル拡散を施し、直交周波数分割多重信号と多
重して送信する。From the beginning, the data period C of the spread spectrum signal and the symbol period (A +
When B) is formed at the timing as shown in FIG. 9, the circuit for signal synchronization as described above can be omitted. Then, after the signal synchronization is established in this manner, the spread spectrum signal data is spread in the same manner as in the first or second embodiment, and multiplexed with the orthogonal frequency division multiplexed signal and transmitted.
【００６０】一方、受信機側では直交周波数分割多重信
号の４倍の周期でスペクトル拡散信号の相関ピークＰが
図９（ホ）に示す如く発生するが、相関ピークＰとＰの
間をパルスＯで補完すべく相関ピーク補完回路９３が設
けられる。On the other hand, at the receiver side, a correlation peak P of the spread spectrum signal is generated at a period four times that of the orthogonal frequency division multiplexed signal as shown in FIG. A correlation peak complementing circuit 93 is provided for complementation.
【００６１】このように、相関ピーク補完回路９３は、
相関ピークＰを検出後、直交周波数分割多重信号復調に
用いられるサンプリング用のクロックを用い、カウンタ
ー等で直交周波数分割多重信号の１シンボル分のデータ
に相当する時間をカウントし、補完信号を得るようにし
ている。As described above, the correlation peak complementing circuit 93
After detecting the correlation peak P, using a sampling clock used for demodulation of the orthogonal frequency division multiplexed signal, a counter or the like is used to count the time corresponding to the data of one symbol of the orthogonal frequency division multiplexed signal to obtain a complementary signal. I have to.
【００６２】本実施形態の場合はスペクトル拡散信号に
よる相関ピーク信号Ｐが直交周波数分割多重信号周期の
４倍で得られるので、相関ピーク補完回路９３では相関
ピーク検出後、３回の直交周波数分割多重信号周期をカ
ウントし補完データを抽出することになる。そして、再
び、相関ピークＰが検出されると、補完回路はリセット
され、同じ、動作を相関ピーク補完回路９３は繰り返す
ことになる。In the case of the present embodiment, the correlation peak signal P based on the spread spectrum signal is obtained in four times the period of the orthogonal frequency division multiplex signal. The signal period is counted and complementary data is extracted. Then, when the correlation peak P is detected again, the complementing circuit is reset, and the correlation peak complementing circuit 93 repeats the same operation.
【００６３】即ち、相関ピーク補完回路９３は直交周波
数分割多重信号のシンボル周期（Ａ＋Ｂ）の整数倍で得
られるスペクトル拡散信号の相関ピークＰを、サンプリ
ング用のクロックをカウントすることでパルスＯを発生
させて補完し、直交周波数分割多重信号のシンボル周期
で信号が得られるようにし、その補完後の信号をウィン
ドウ処理部２５、２６にて利用できるようにしたもので
ある。That is, the correlation peak complementing circuit 93 generates the pulse O by counting the sampling clock for the correlation peak P of the spread spectrum signal obtained at an integer multiple of the symbol period (A + B) of the orthogonal frequency division multiplexed signal. The interpolation is performed so that a signal can be obtained in the symbol period of the orthogonal frequency division multiplexed signal, and the complemented signal can be used in the window processing units 25 and 26.
【００６４】この補完回路９３を加えることにより、実
施形態３と全く同じ周期で直交周波数分割多重信号のガ
ードインターバルと有効シンボルの間で立ち上がる信号
が得られることになるので、後は、実施形態３と同様に
復調することができる。By adding the complementing circuit 93, a signal which rises between the guard interval of the orthogonal frequency division multiplexed signal and the effective symbol can be obtained at exactly the same cycle as in the third embodiment. Can be demodulated in the same manner as
【００６５】具体例として実施形態３と同様のパラメー
タで考える。ただし相関ピークは、直交周波数分割多重
信号のシンボル周期の５倍の間隔で発生させるものとす
る。この場合スペクトル拡散信号のプロセスゲインは約
３４．４ｄＢとなる。このような条件を満たすスペクト
ル拡散信号の拡散符号周期は２８００チップである。ス
ペクトル逆拡散後のＣ／Ｎが１０ｄＢを仮定すると、直
交周波数分割多重信号の受信後のＣ／Ｎは、約１８．５
ｄＢとなり実施形態２で示したものと同様のＣ／Ｎとな
る。As a specific example, consider the same parameters as in the third embodiment. However, it is assumed that the correlation peak is generated at intervals of five times the symbol period of the orthogonal frequency division multiplexed signal. In this case, the process gain of the spread spectrum signal is about 34.4 dB. The spread code period of the spread spectrum signal satisfying such a condition is 2800 chips. Assuming that the C / N after spectrum despreading is 10 dB, the C / N after receiving an orthogonal frequency division multiplexed signal is about 18.5.
dB and a C / N similar to that shown in the second embodiment.
【００６６】よって、この例の場合、実施形態２で示し
た直交周波数分割多重信号の誤り率特性を維持しつつ、
実施形態３の効果を得られることになる。拡散符号をＭ
系列の符号にする場合は、周期が２０４７チップの拡散
符号が上記の条件を最も良く満たし、この場合、プロセ
スゲインが３３．１ｄＢ、ＩＦ帯域幅が２．６ＭＨｚと
なる。この場合、スペクトル拡散信号の逆拡散後のＣ／
Ｎが８．７ｄＢを仮定すれば直交周波数分割多重信号は
上記の例と同等の誤り率特性になる。Therefore, in this example, while maintaining the error rate characteristics of the orthogonal frequency division multiplexed signal shown in the second embodiment,
The effect of the third embodiment can be obtained. Spreading code is M
When a sequence code is used, a spread code having a cycle of 2047 chips satisfies the above condition best, and in this case, the process gain is 33.1 dB and the IF bandwidth is 2.6 MHz. In this case, C /
Assuming that N is 8.7 dB, the orthogonal frequency division multiplexed signal has an error rate characteristic equivalent to that of the above example.
【００６７】実施形態５ 図１０は本発明の第５の実施形態のブロック図であり、
図３に示す本発明の第２の実施形態に対応する部分には
同一符号を付し、説明を省略する。この実施形態では、
多重されるスペクトル拡散波の数は２波を仮定してい
る。よって、拡散符号発生器５０と６０、排他的論理和
回路５１と６１、相関器５８と６８、復調部５９と６９
は同じ働きをしている。ただし、送信機側では、全ての
多重信号がローカルを共有している。 Embodiment 5 FIG. 10 is a block diagram of a fifth embodiment of the present invention.
Portions corresponding to the second embodiment of the present invention shown in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. In this embodiment,
It is assumed that the number of spread spectrum waves to be multiplexed is two. Therefore, spreading code generators 50 and 60, exclusive OR circuits 51 and 61, correlators 58 and 68, and demodulators 59 and 69
Does the same thing. However, on the transmitter side, all multiplexed signals share the local.
【００６８】特に、本実施形態では、送信側で多重する
スペクトル拡散信号の２波の相関ピーク周期が１波は直
交周波数分割多重信号のシンボル周期と同程度のもの
（周期が短い）、もう１波を直交周波数分割多重信号の
シンボル周期の数周期程度のもの（周期が長い）を用い
ることを前提としている。この両者を受信機でのローカ
ル制御における性能を比べると、周期の短いスペクトル
拡散信号を使った場合は周期の長いスペクトル拡散信号
を使った場合に比べ、相関ピークが一定時間当りたくさ
ん出ることから、速く引き込めるという利点がある。し
かし、逆拡散後のＳ／Ｎが悪いため、安定性は悪くな
る。当然、周期の長いスペクトル拡散信号を使った場合
は、安定性はあるものの、引き込みまでの時間は周期に
比例して長くなると考えられる。In particular, in the present embodiment, the two spread spectrum signals of the spread spectrum signal multiplexed on the transmission side have one correlation peak period which is almost the same as the symbol period of the orthogonal frequency division multiplexed signal (the period is short). It is assumed that a wave having a length of about several cycles of the symbol cycle of the orthogonal frequency division multiplex signal is used. Comparing the performance of the two in the local control at the receiver, when using a spread spectrum signal with a short period, compared with using a spread spectrum signal with a long period, a lot of correlation peaks appear per fixed time. The advantage is that it can be pulled in quickly. However, since the S / N after despreading is poor, the stability is poor. Naturally, when a spread spectrum signal having a long cycle is used, although the stability is maintained, the time until pull-in is considered to increase in proportion to the cycle.
【００６９】そこで、本実施形態において、受信機で
は、復調器５９からの短いピークに基づく制御信号と復
調器６９からの周期の長い相関ピークに基づく制御信号
の選択を行いＶＣＯ５７を制御するＶＣＯ制御信号選択
部９５を設け、同期の段階で初期捕足には相関周期の短
い信号を制御信号に使うことにより大まかではあるが、
迅速に捕足を行い、一旦、捕足した後は相関周期の長い
制御信号を使うことによって安定した精度の良い周波数
の捕捉を行なうことができる。Therefore, in the present embodiment, the receiver selects the control signal based on the short peak from the demodulator 59 and the control signal based on the long-period correlation peak from the demodulator 69, and controls the VCO 57 by controlling the VCO 57. Although a signal selection unit 95 is provided and a signal having a short correlation cycle is used as a control signal for initial capture at the synchronization stage, roughly,
The capture is performed quickly, and once the capture is performed, a stable and accurate frequency can be captured by using a control signal having a long correlation cycle.
【００７０】切り換えるタイミングについては、用いる
ＶＣＯの精度や回線の状態に依存して決まると考えられ
るが、その方法の一例を上げると、初期捕足の段階で用
いる周期の短いスペクトル拡散信号の相関ピークの個数
をカウントし、一定数に達した後、周期の長いスペクト
ル拡散信号を制御に用いるという方法が挙げられる。以
上により更に安定したＶＣＯ制御が行なわれる。It is considered that the timing of switching is determined depending on the accuracy of the VCO used and the state of the line. An example of the method is as follows. Is counted, and after reaching a certain number, a spread spectrum signal having a long cycle is used for control. As described above, more stable VCO control is performed.
【００７１】実施形態６ 図１２は本発明の第６の実施形態のブロック図であり、
図１０に示す第５の実施形態に対応する部分には同一符
号を付し、説明を省略する。この場合も多重されるスペ
クトル拡散信号は２波を仮定している。送信側では、さ
らに相関ピークが直交周波数分割多重信号のシンボル周
期の整数倍ででるようにスペクトル拡散信号を多重して
いる。この方法については実施形態３あるいは実施形態
４と同様にして行なわれる。 Embodiment 6 FIG. 12 is a block diagram of a sixth embodiment of the present invention.
Parts corresponding to the fifth embodiment shown in FIG. 10 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. Also in this case, two multiplexed spread spectrum signals are assumed. On the transmitting side, the spread spectrum signal is further multiplexed so that the correlation peak is an integer multiple of the symbol period of the orthogonal frequency division multiplexed signal. This method is performed in the same manner as in the third or fourth embodiment.
【００７２】従って、第１タイミング制御部１００は図
６のタイミング制御部と同一の動作を行い、スペクトル
拡散信号の周期を直交周波数分割多重信号のシンボル周
期と同じになり、第２タイミング制御部１０１は図８の
タイミング制御部と同じような動作を行い、スペクトル
拡散信号の周期を直交周波数分割多重信号のシンボル周
期の５倍としている。Accordingly, the first timing control section 100 performs the same operation as that of the timing control section of FIG. 6, the period of the spread spectrum signal becomes the same as the symbol period of the orthogonal frequency division multiplexed signal, and the second timing control section 101 Performs the same operation as the timing control unit of FIG. 8, and sets the period of the spread spectrum signal to five times the symbol period of the orthogonal frequency division multiplexed signal.
【００７３】これはシンボル周期の１倍と５倍のスペク
トル拡散信号が多重されていることを意味する。受信側
において制御信号選択部９５では、実施形態５（図１
０）と同様な動作を行なう。相関ピーク周期選択回路９
６では、復調器５９から得られる５倍の周期の相関ピー
ク（図１３（ハ）参照）をウインドウ処理部２５、２６
に与え、基本的な窓の制御信号として使用し、復調器６
９から得られる１倍の周期の相関ピーク（図１３（ロ）
参照）をその補完信号として使用する。この操作により
正確な窓の同期が送受信間で行える。This means that spread spectrum signals of 1 and 5 times the symbol period are multiplexed. In the control signal selection unit 95 on the receiving side, the fifth embodiment (FIG. 1)
The same operation as in (0) is performed. Correlation peak cycle selection circuit 9
In 6, the window processing units 25 and 26 convert the correlation peak having a five-fold period obtained from the demodulator 59 (see FIG. 13C).
, And used as a basic window control signal.
The correlation peak of 1 time period obtained from FIG. 9 (FIG. 13 (b)
) Is used as its complement. By this operation, accurate window synchronization can be performed between transmission and reception.
【００７４】このような回路の実現方法は様々考えられ
るが、シンボル周期の長い、即ち本実施形態においては
５倍のスペクトル拡散信号の相関ピークが検出されたと
きは、優先的にその信号をウインドウ処理部２５、２６
で使えるように短い周期のスペクトル拡散信号からの制
御信号をオフする仕組みにすれば、この回路は簡単に実
現される。即ち、このように２種類のスペクトル拡散信
号の相関ピークを適応的に用いることにより実施形態３
と同様のタイミング信号を得ることができ、直交周波数
分割多重信号が復調できることになる。Various methods for implementing such a circuit are conceivable. However, when a correlation peak of a spread spectrum signal having a long symbol period, ie, five times in this embodiment, is detected, the signal is preferentially windowed. Processing unit 25, 26
This circuit can be easily realized by using a mechanism for turning off the control signal from the short-period spread spectrum signal so that it can be used in. That is, by adaptively using the correlation peaks of the two types of spread spectrum signals in the third embodiment,
Thus, the same timing signal can be obtained, and the orthogonal frequency division multiplexed signal can be demodulated.
【００７５】実施形態７ 図１４は本発明の第７の実施形態のブロック図であり、
図６に示す第３の実施形態に対応する部分には同一符号
を付し、説明を省略する。この実施形態では、送信機側
において、直交周波数分割多重信号とスペクトル拡散信
号に対して、ＶＣＯ５３により同一のローカル周波数が
使用され、受信機側ではスペクトル拡散信号の復調出力
を用いてＶＣＯ５７のローカル周波数が再生され、相関
ピークを用いてウィンドウ処理部２５、２６によるＦＦ
Ｔ窓が制御される。 Embodiment 7 FIG. 14 is a block diagram of a seventh embodiment of the present invention.
Portions corresponding to the third embodiment shown in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. In this embodiment, the same local frequency is used by the VCO 53 for the orthogonal frequency division multiplexed signal and the spread spectrum signal on the transmitter side, and the local frequency of the VCO 57 is used on the receiver side by using the demodulated output of the spread spectrum signal. Is reproduced, and the FFs by the window processing units 25 and 26 are used by using the correlation peaks.
The T window is controlled.
【００７６】ただし、直交周波数分割多重信号の各キャ
リアは振幅変調（例えばＱＡＭ）されるように、この例
ではＳ／Ｐ変換をＳ／Ｐ変換部７６でＱＡＭ変調に合う
ように変換し、受信機でその逆のＰ／Ｓ変換をＰ／Ｓ変
換部９７で行う。また、直交周波数分割多重信号の基準
振幅生成部９８では、スペクトル拡散信号の復調器５９
からの相関ピークの大きさに基づき変調のため基準振幅
を生成し、ＦＥＴ部２７からの復調部２８で比較するこ
とにより、直交周波数分割多重信号の復調データを得
る。その結果、振幅変調のデータを再生するようになっ
ている。However, each carrier of the orthogonal frequency division multiplexed signal is amplitude-modulated (for example, QAM). In this example, the S / P conversion is converted by the S / P conversion unit 76 so as to match the QAM modulation, and reception is performed. The reverse P / S conversion is performed by the P / S converter 97 in the device. In the orthogonal frequency division multiplexed signal reference amplitude generator 98, a spread spectrum signal demodulator 59 is provided.
A demodulation data of the orthogonal frequency division multiplexed signal is obtained by generating a reference amplitude for modulation on the basis of the magnitude of the correlation peak from the demodulator and comparing it with the demodulation unit 28 from the FET unit 27. As a result, the data of the amplitude modulation is reproduced.
【００７７】一般に伝搬環境によって電力が変動する場
合がある。従って、直交周波数分割多重信号に振幅変調
が使われている場合、受信環境のよいところでは変調し
た振幅が、そのまま復調されるが、電力が全体的に下が
っているときは、振幅が小さくなってしまう。従って、
振幅変調している場合は何らかの基準が必要となる。そ
の１つの方法として各キャリアに基準データを参照シン
ボル（パイロット信号）として間欠的に挿入して送るこ
とが考えられる。Generally, the power may fluctuate depending on the propagation environment. Therefore, when amplitude modulation is used for the orthogonal frequency division multiplexed signal, the modulated amplitude is demodulated as it is in a good reception environment, but when the power is reduced as a whole, the amplitude decreases. I will. Therefore,
When amplitude modulation is performed, some reference is required. One method is to intermittently insert reference data into each carrier as a reference symbol (pilot signal) and send it.
【００７８】しかしながら、これでは直交周波数分割多
重信号のビットレートが挿入基準データの分だけ下が
る。そこで本実施形態ではスペクトル拡散信号の逆拡散
後の電力に相当する値を、直交周波数分割多重信号の各
サブキャリアを復調する時の振幅の基準としている。例
えば、何のノイズもない静的な状態で伝送している時の
直交周波数分割多重信号の基準電力をａ、さらにその場
合のスペクトル拡散信号の逆拡散後の電力をＡとした場
合、レイリー環境等の動的な状態でスペクトル拡散信号
の電力ＡがＡ／２変化した場合は、直交周波数分割多重
信号を復調する際の基準電力ａ／２に変化させ、直交周
波数分割多重信号を復調することにより従来必要であっ
たパイロット信号をなくすことができる。However, in this case, the bit rate of the orthogonal frequency division multiplex signal is reduced by the amount of the insertion reference data. Therefore, in the present embodiment, a value corresponding to the power of the spread spectrum signal after despreading is used as a reference for the amplitude when demodulating each subcarrier of the orthogonal frequency division multiplexed signal. For example, if the reference power of the orthogonal frequency division multiplexed signal when transmitted in a static state without any noise is a, and the power after despreading of the spread spectrum signal in that case is A, the Rayleigh environment If the power A of the spread spectrum signal changes by A / 2 in a dynamic state, for example, the power is changed to the reference power a / 2 for demodulating the orthogonal frequency division multiplexed signal, and the orthogonal frequency division multiplexed signal is demodulated. Accordingly, the pilot signal which has been required conventionally can be eliminated.
【００７９】これは、スペクトル拡散信号の相関ピーク
と直交周波数分割多重信号の振幅変調の関係をあらかじ
め認識しておけば相関ピークの大きさを基準に振幅変調
成分を復調することができるを意味し、これにより、無
駄なパイロット信号を複雑に直交周波数分割多重信号に
挿入する必要がなくなり、受信機の簡素化が図れ、ビッ
トレートの向上につながる。This means that if the relationship between the correlation peak of the spread spectrum signal and the amplitude modulation of the orthogonal frequency division multiplexed signal is recognized in advance, the amplitude modulation component can be demodulated based on the magnitude of the correlation peak. Thus, it is not necessary to insert a useless pilot signal into an orthogonal frequency division multiplexed signal in a complicated manner, so that the receiver can be simplified and the bit rate can be improved.
【００８０】尚、実施形態２〜７ではスペクトル拡散信
号を、直交周波数分割多重信号の補助手段として使用す
る場合、特に無変調として情報を乗せないで使えば、キ
ャリア再生、ＦＦＴの窓の同期等をより正確に行うこと
ができる。In the second to seventh embodiments, when a spread spectrum signal is used as an auxiliary means of an orthogonal frequency division multiplexed signal, particularly when used without any information without modulation, carrier reproduction, FFT window synchronization, etc. Can be performed more accurately.
【００８１】図１５は変調方式がＢＰＳＫ変調の場合
の、復調後の信号点配置を示しており、同図（ａ）は周
波数誤差無しの状態、（ｂ）は誤差△ωＴがある状態を
示している。この場合、理論上±９０゜の範囲の誤差を
引き込むことができる。それに対し、（ａ’）（ｂ’）
は同じデータを送り続ける場合を示しており、この場合
には誤差△ωＴを（ａ’）の状態にするのに理論上±１
８０°の引き込み範囲が実現される。FIG. 15 shows the signal point arrangement after demodulation when the modulation method is BPSK modulation. FIG. 15A shows a state without a frequency error, and FIG. 15B shows a state with an error ΔωT. ing. In this case, an error in the range of ± 90 ° can be theoretically introduced. In contrast, (a ') (b')
Indicates the case where the same data is continuously transmitted. In this case, in order to bring the error ΔωT into the state of (a ′), theoretically ± 1.
An 80 ° retraction range is realized.
【００８２】上記各実施形態１〜７を示す図２、図３、
図６、図８、図１０、図１２、図１４において、スペク
トル拡散の受信側のブロックはいずれも簡略化して描い
ているが、以下のように構成してもよい。まず、図２に
示すスペクトル拡散信号の受信側は図１９に示すような
ブロック構成となる。図１９において、ミキサ５６Ａ、
５６Ｂで受信信号を直交復調する。それらの復調出力
を、それぞれ相関器５８Ａ、５８Ｂにかけ、相関ピーク
を検出する。FIG. 2, FIG. 3, and FIG.
In FIG. 6, FIG. 8, FIG. 10, FIG. 12, and FIG. 14, the blocks on the receiving side of spread spectrum are all simplified, but may be configured as follows. First, the receiving side of the spread spectrum signal shown in FIG. 2 has a block configuration as shown in FIG. In FIG. 19, a mixer 56A,
At 56B, the received signal is orthogonally demodulated. The demodulated outputs are applied to correlators 58A and 58B, respectively, to detect correlation peaks.
【００８３】そして、その相関ピークを用いて相関タイ
ミング検出回路８１から相関タイミング信号を出力さ
せ、その相関タイミング信号を用いてラッチ回路８０
Ａ、８０Ｂで相関ピークをラッチする。それによって位
相回転（位相回転は送受信間の周波数オフセットに起因
して発生する）を検出する。位相回転を時間平均するた
めにループフィルタ８３を介した後、ＶＣＯ５７にフィ
ードバック制御をかけて送信側との周波数同期をとる。The correlation timing signal is output from the correlation timing detection circuit 81 using the correlation peak, and the latch circuit 80 is output using the correlation timing signal.
A, latch the correlation peak at 80B. Thereby, phase rotation (phase rotation occurs due to a frequency offset between transmission and reception) is detected. After passing through the loop filter 83 for time-averaging the phase rotation, the VCO 57 is feedback-controlled to synchronize the frequency with the transmitting side.
【００８４】図２０は図３や図６、図８、図１４等に適
用される。実質的には図１９と同一である。次に、図２
１は図１０に適用される。図２１は図２０と同一の構成
が２組設けられていて、そのループフィルタ８３と９０
の出力の一方を制御信号選択回路９５で選択してＶＣＯ
５７へ与える点が実質的に相違しているだけである。ま
た、図２２は図２１に比し、ループフィルタ８３と９０
の出力を相関ピーク周期選択回路へ供給している点が相
違しているだけである。FIG. 20 is applied to FIG. 3, FIG. 6, FIG. 8, FIG. It is substantially the same as FIG. Next, FIG.
1 applies to FIG. FIG. 21 shows two sets of the same configuration as in FIG.
Is selected by the control signal selection circuit 95 and the VCO
The only difference is that it is applied to 57. FIG. 22 is different from FIG.
Is only supplied to the correlation peak period selection circuit.
【００８５】[0085]
【発明の効果】請求項１の発明によれば、直交周波数分
割多重信号にスペクトル拡散信号を多重することにより
周波数帯域を増やすことなくビットレートを向上でき
る。また、この多重するスペクトル拡散信号を請求項２
以下の如く利用することによって直交周波数分割多重信
号のためのローカルの周波数制御やＦＦＴ窓の制御に用
いることができる。According to the first aspect of the present invention, the bit rate can be improved without increasing the frequency band by multiplexing the spread spectrum signal with the orthogonal frequency division multiplexed signal. In addition, the multiplexed spread spectrum signal is defined in claim 2
It can be used for local frequency control and FFT window control for orthogonal frequency division multiplexed signals by utilizing as follows.
【００８６】また、送信機側で局部発振器を共有し、受
信機側ではスペクトル拡散復調時に用いるローカル周波
数を直交周波数分割多重信号の復調に用いることによ
り、初期捕捉が高速になり、しかもレイリー環境下の如
く回線状態の劣化時にもスペクトル拡散のデータは復調
することができるので、周波数同期が取れる。その結果
として、送受信間での周波数オフセットが低減され、ビ
ットエラーレートが改善される。また、直交周波数分割
多重信号単独の場合に比べ、周波数同期を図るための参
照信号を挿入する必要がなくなり、全体的にビットレー
トが改善される。Further, the local oscillator is shared on the transmitter side, and the local frequency used for the spread spectrum demodulation is used for the demodulation of the orthogonal frequency division multiplexed signal on the receiver side. As described above, the spread spectrum data can be demodulated even when the line condition is deteriorated, so that frequency synchronization can be achieved. As a result, the frequency offset between transmission and reception is reduced, and the bit error rate is improved. Further, compared with the case of using the orthogonal frequency division multiplexing signal alone, there is no need to insert a reference signal for achieving frequency synchronization, and the overall bit rate is improved.
【００８７】請求項２の発明によると、受信側でスペク
トル拡散信号の復調器から得られる相関ピーク又は相関
同期回路の出力を用いて直交周波数分割多重信号をＦＦ
Ｔする際の窓を正しくかけることができる。According to the second aspect of the present invention, the orthogonal frequency division multiplexed signal is converted to an FF signal by using the correlation peak obtained from the demodulator of the spread spectrum signal or the output of the correlation synchronization circuit on the receiving side.
The window at the time of T can be correctly applied.
【００８８】請求項３の発明によると、例えば初期捕捉
の段階では周期の短い拡散信号による相関ピークを用い
ることによって捕捉を迅速に行ない、その捕捉後は周期
の長い拡散信号を用いることによって拡散の精度を高く
し、且つ相関ピークの位置精度を向上させることができ
る。これに伴って受信側のＦＦＴの窓も早くかかり、そ
の後は精度よく安定に窓をかけることができる。According to the third aspect of the present invention, for example, in the initial acquisition stage, acquisition is quickly performed by using a correlation peak of a short-period spread signal, and after acquisition, the spread is performed by using a long-period spread signal. It is possible to increase the accuracy and improve the position accuracy of the correlation peak. Along with this, the FFT window on the receiving side is quickly taken, and thereafter, the window can be stably applied with high accuracy.
【００８９】[0089]
【図１】直交周波数分割多重信号のホワイトノイズ下、
スローレイリー環境下での、Ｃ／Ｎ対ＢＥＲ特性並びに
送受信間でのローカル誤差を考慮した特性図である。FIG. 1 shows white noise of an orthogonal frequency division multiplexed signal.
FIG. 4 is a characteristic diagram in which a C / N versus BER characteristic and a local error between transmission and reception are considered in a slow Rayleigh environment.
【図２】本発明の第１の実施形態のブロック図である。FIG. 2 is a block diagram of a first embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第２の実施形態のブロック図である。FIG. 3 is a block diagram of a second embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第２の実施形態におけるＢＥＲ特性図
である。FIG. 4 is a BER characteristic diagram according to a second embodiment of the present invention.
【図５】本発明の第２の実施形態の動作説明図である。FIG. 5 is an operation explanatory diagram of the second embodiment of the present invention.
【図６】本発明の第３の実施形態のブロック図である。FIG. 6 is a block diagram of a third embodiment of the present invention.
【図７】本発明の第３の実施形態の動作説明図である。FIG. 7 is an operation explanatory diagram of the third embodiment of the present invention.
【図８】本発明の第４の実施形態のブロック図である。FIG. 8 is a block diagram of a fourth embodiment of the present invention.
【図９】本発明の第４の実施形態の動作説明図である。FIG. 9 is an operation explanatory diagram of the fourth embodiment of the present invention.
【図１０】本発明の第５の実施形態のブロック図であ
る。FIG. 10 is a block diagram of a fifth embodiment of the present invention.
【図１１】本発明の第５の実施形態の動作説明図であ
る。FIG. 11 is an operation explanatory diagram of the fifth embodiment of the present invention.
【図１２】本発明の第６の実施形態のブロック図であ
る。FIG. 12 is a block diagram of a sixth embodiment of the present invention.
【図１３】本発明の第６の実施形態の動作説明図であ
る。FIG. 13 is an operation explanatory diagram of the sixth embodiment of the present invention.
【図１４】本発明の第７の実施形態のブロック図であ
る。FIG. 14 is a block diagram of a seventh embodiment of the present invention.
【図１５】本発明の第８の実施形態の説明図であるFIG. 15 is an explanatory diagram of an eighth embodiment of the present invention.
【図１６】従来の送受信機のブロック図である。FIG. 16 is a block diagram of a conventional transceiver.
【図１７】従来の他の送受信機のブロック図である。FIG. 17 is a block diagram of another conventional transceiver.
【図１８】直交周波数分割多重信号の時間軸データを示
す図である。FIG. 18 is a diagram showing time axis data of an orthogonal frequency division multiplexed signal.
【図１９】本発明の実施形態において用いられるスペク
トル拡散信号の受信側回路構成を示す図である。FIG. 19 is a diagram showing a circuit configuration on the receiving side of a spread spectrum signal used in the embodiment of the present invention.
【図２０】本発明の実施形態において用いられるスペク
トル拡散信号の受信側回路構成の他の例を示す図であ
る。FIG. 20 is a diagram illustrating another example of a circuit configuration on the receiving side of the spread spectrum signal used in the embodiment of the present invention.
【図２１】本発明の実施形態において用いられるスペク
トル拡散信号の受信側回路構成の他の例を示す図であ
る。FIG. 21 is a diagram illustrating another example of a circuit configuration on the receiving side of the spread spectrum signal used in the embodiment of the present invention.
【図２２】本発明の実施形態において用いられるスペク
トル拡散信号の受信側回路構成の他の例を示す図であ
る。FIG. 22 is a diagram illustrating another example of a circuit configuration on the receiving side of the spread spectrum signal used in the embodiment of the present invention.
１ シリアルパラレル変換部 ２ 逆フーリエ変換部 ３、４ ガードインターバル付加部 ５、６ ディジタルアナログ変換部 ７、８ ローパスフィルタ部 ９、１０ ミキサ部 １１ 局部発振器 １２ 位相シフト部 １３ 加算部 １６ ディバイダ １７、１８ ミキサ部 １９ ＶＣＯ（電圧制御発振器） ２０ 位相シフト部 ２１、２２ ローパスフィルタ部 ２３、２４ アナログディジタル変換部 ２５、２６ ウィンドウ付加部 ２７ フーリエ変換部 ２８ 復調部 ２９ パラレルシリアル変換部 ５０ ＰＮ符号（拡散符号）発生部 ５１ 排他的論理和演算部 ５２ ミキサ部 ５３ 局部発振器 ５６ ミキサ部 ５７ ＶＣＯ ５８ 相関器 ５９ 復調器 ６０ ＰＮ符号（拡散符号）発生部 ６１ 排他的論理和演算部 ６２ ミキサ部 ６６ ミキサ部 ６８ 相関器 ６９ 復調器 ７１ ＩＦ・ＲＦ変換部 ７２、７３ 加算部 ９１ ＲＦ・ＩＦ変換部 ９２ ディバイダ ９４ ３分岐ディバイダ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Serial-parallel conversion part 2 Inverse Fourier transformation part 3, 4 Guard interval addition part 5, 6 Digital-analog conversion part 7, 8 Low-pass filter part 9, 10 Mixer part 11 Local oscillator 12 Phase shift part 13 Addition part 16 Divider 17, 18 Mixer unit 19 VCO (Voltage Controlled Oscillator) 20 Phase shift unit 21, 22 Low-pass filter unit 23, 24 Analog-to-digital conversion unit 25, 26 Window addition unit 27 Fourier conversion unit 28 Demodulation unit 29 Parallel-serial conversion unit 50 PN code (spreading code) ) Generation unit 51 Exclusive OR operation unit 52 Mixer unit 53 Local oscillator 56 Mixer unit 57 VCO 58 Correlator 59 Demodulator 60 PN code (spread code) generation unit 61 Exclusive OR operation unit 62 Mixer unit 66 Mixer unit 68 Correlator 69 demodulator 71 I F / RF converter 72, 73 Adder 91 RF / IF converter 92 Divider 94 3-branch divider
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平７−245574（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−335924（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04J 11/00 H04J 13/00 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (56) References JP-A-7-245574 (JP, A) JP-A 8-335924 (JP, A) (58) Fields investigated (Int. Cl. 7 , DB name) H04J 11/00 H04J 13/00
Claims (3)
いはその帯域を含めた伝送帯域より広い帯域でスペクト
ル拡散させたディジタル信号を上記直交周波数分割多重
信号に重畳して同時に送信するようにした直交周波数分
割多重信号伝送方式において、 送信側では直交周波数分割多重信号のローカル周波数と
スペクトル拡散信号のローカル周波数を共通の局部発振
器から得るようにし、受信側では直交周波数分割多重信
号とスペクトル拡散信号を別々に復調するようになって
おり、スペクトル拡散信号を復調する際に再生されるロ
ーカル周波数を用いて、直交周波数分割多重信号を復調
するようにした ことを特徴とする直交周波数分割多重信
号伝送方式。1. A perpendicular to a digital signal obtained by spread spectrum with bands wider than the transmission band, including transmission band or bands that orthogonal frequency division multiplexing signals to be transmitted simultaneously superimposed on the orthogonal frequency division multiplex signal Frequency
In the division multiplex signal transmission method, the local frequency of the orthogonal frequency division multiplex signal is
Local oscillation of common local frequency of spread spectrum signal
From the receiver, and the receiving side performs orthogonal frequency division multiplexing.
Signal and spread spectrum signal are demodulated separately
That is reproduced when demodulating the spread spectrum signal.
Demodulate orthogonal frequency division multiplexed signal using local frequency
An orthogonal frequency division multiplexing signal transmission system, characterized in that:
いはその帯域を含めた伝送帯域より広い帯域でスペクト
ル拡散させたディジタル信号を上記直交周波数分割多重
信号に重畳して同時に送信するようにした直交周波数分
割多重信号伝送方式において、 送信側ではスペクトル拡散信号の周期と直交周波数分割
多重信号の各シンボル周期を一致させ且つ互いに同期さ
せた状態で送信する手段を有し、受信側ではスペクトル
拡散信号を復調するときに得られる相関ピーク又は相関
ピークに対応する信号を周波数分割多重信号を復調する
ときに用いるＦＦＴの窓の基準とすることを特徴とする
直 交周波数分割多重信号伝送方式。2. Within the transmission band of an orthogonal frequency division multiplex signal.
Or in a band wider than the transmission band including that band
Orthogonal frequency division multiplexing
Quadrature frequency component superimposed on the signal and transmitted at the same time
In the split multiplex signal transmission system, the period of the spread spectrum signal and orthogonal frequency division
Match the symbol periods of the multiplex signal and synchronize them with each other.
Means to transmit in a state where the
Correlation peak or correlation obtained when demodulating a spread signal
Demodulate frequency-division multiplexed signal corresponding to peak
Characterized as the reference for the FFT window used at the time
Cartesian frequency division multiplex signal transmission system.
いはその帯域を含めた伝送帯域より広い帯域でスペクト
ル拡散させたディジタル信号を上記直交周波数分割多重
信号に重畳して同時に送信するようにした直交周波数分
割多重信号伝送方式において、 送信側ではスペクトル拡散信号の周期を直交周波数分割
多重信号のシンボル周期の整数倍の周期に成し且つ前記
スペクトル拡散信号の周期と前記直交周波数分割多重信
号のシンボル周期の整数倍の周期を互いに同期させた状
態で送信する手段を有し、受信側では直交周波数分割多
重信号のシンボルの整数倍で得られるスペクトル拡散信
号の相関ピーク又は相関ピークに対応する信号を直交周
波数分割 多重信号のシンボル周期に補完して、直交周波
数分割多重信号を復調するときに用いるＦＦＴの窓の基
準とすることを特徴とする 直交周波数分割多重信号伝送
方式。3. Within the transmission band of an orthogonal frequency division multiplexed signal.
Or in a band wider than the transmission band including that band
Orthogonal frequency division multiplexing
Quadrature frequency component superimposed on the signal and transmitted at the same time
In the division multiplexing signal transmission system, the transmitting side orthogonally divides the period of the spread spectrum signal
A period of an integral multiple of the symbol period of the multiplexed signal, and
Period of spread spectrum signal and said orthogonal frequency division multiplex signal
Synchronous periods of integer multiples of the symbol period
Transmission means, and the receiving side has orthogonal frequency division multiplexing.
Spread spectrum signal obtained by integral multiple of symbol of heavy signal
Signal correlation peak or the signal corresponding to the correlation peak
Complementary to the symbol period of the wave number division multiplex signal,
FFT window base used when demodulating a number division multiplexed signal
An orthogonal frequency division multiplexing signal transmission system , characterized in that:
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