JP3056802B2 - インバータ装置 - Google Patents
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- JP3056802B2 JP3056802B2 JP3050016A JP5001691A JP3056802B2 JP 3056802 B2 JP3056802 B2 JP 3056802B2 JP 3050016 A JP3050016 A JP 3050016A JP 5001691 A JP5001691 A JP 5001691A JP 3056802 B2 JP3056802 B2 JP 3056802B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ランプ負荷を高周波電
流で点灯させる高周波点灯装置に関するものである。
流で点灯させる高周波点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来よりランプ負荷を高周波で点灯させ
る装置としてインバータ点灯装置が知られている。図４
にその一例を示し、この回路の動作について簡単に説明
する。起動時の動作についての説明は本発明においては
必要ないため省略し、定常状態についてのみ説明する。
る装置としてインバータ点灯装置が知られている。図４
にその一例を示し、この回路の動作について簡単に説明
する。起動時の動作についての説明は本発明においては
必要ないため省略し、定常状態についてのみ説明する。
【０００３】まずスイッチ素子Ｑ0 がオンの時について
考えると、この時回路内の共振電流は次のように流れ
る。電解コンデンサＣ0 →カップリングコンデンサＣ1
→ランプ負荷１と共振用のコンデンサＣ2 ，予熱用のコ
ンデンサＣ3 との並列回路→共振チョークＬ1 →駆動ト
ランスＣＴの一次巻線ｎ1 →スイッチ素子Ｑ0 →検出用
の抵抗Ｒ4 →電解コンデンサＣ0 ここで駆動トランスＣ
Ｔの二次巻線ｎ2 は、この時誘起電圧がスイッチ素子Ｑ
0 を順バイアスする向きに発生する様に、またスイッチ
素子Ｑ1 に対しては逆バイアスする向きに発生する様に
設計されている。
考えると、この時回路内の共振電流は次のように流れ
る。電解コンデンサＣ0 →カップリングコンデンサＣ1
→ランプ負荷１と共振用のコンデンサＣ2 ，予熱用のコ
ンデンサＣ3 との並列回路→共振チョークＬ1 →駆動ト
ランスＣＴの一次巻線ｎ1 →スイッチ素子Ｑ0 →検出用
の抵抗Ｒ4 →電解コンデンサＣ0 ここで駆動トランスＣ
Ｔの二次巻線ｎ2 は、この時誘起電圧がスイッチ素子Ｑ
0 を順バイアスする向きに発生する様に、またスイッチ
素子Ｑ1 に対しては逆バイアスする向きに発生する様に
設計されている。
【０００４】やがて共振電流が減少に転じると駆動トラ
ンスＣＴの二次巻線ｎ3 にはスイッチ素子Ｑ1 を順バイ
アスする向きで誘起電圧が発生し、二次巻線ｎ2 にはス
イッチ素子Ｑ0 を逆バイアスする向きで電圧が発生する
ため、スイッチ素子Ｑ0 は急激にオフしスイッチ素子Ｑ
1 がオンする。しかし、しばらくは共振チョークＬ
1 が、内部に蓄えられた励磁エネルギーで電流を流そう
とするため、共振チョークＬ1 →ＣＴの一次巻線ｎ1 →
ダイオードＤ0→カップリングコンデンサＣ1 →ランプ
負荷１とコンデンサＣ2 ，Ｃ3 との並列回路→共振チョ
ークＬ 1 というように共振電流が流れ、この電流がなく
なるとカップリングコンデンサＣ 1 の放電によりカップ
リングコンデンサＣ1 →スイッチ素子Ｑ1 →駆動トラン
スＣＴの一次巻線ｎ1 →共振チョークＬ1 →ランプ負荷
１とコンデンサＣ2 、Ｃ3 との並列回路→カップリング
コンデンサＣ1 というように共振電流が流れる。
ンスＣＴの二次巻線ｎ3 にはスイッチ素子Ｑ1 を順バイ
アスする向きで誘起電圧が発生し、二次巻線ｎ2 にはス
イッチ素子Ｑ0 を逆バイアスする向きで電圧が発生する
ため、スイッチ素子Ｑ0 は急激にオフしスイッチ素子Ｑ
1 がオンする。しかし、しばらくは共振チョークＬ
1 が、内部に蓄えられた励磁エネルギーで電流を流そう
とするため、共振チョークＬ1 →ＣＴの一次巻線ｎ1 →
ダイオードＤ0→カップリングコンデンサＣ1 →ランプ
負荷１とコンデンサＣ2 ，Ｃ3 との並列回路→共振チョ
ークＬ 1 というように共振電流が流れ、この電流がなく
なるとカップリングコンデンサＣ 1 の放電によりカップ
リングコンデンサＣ1 →スイッチ素子Ｑ1 →駆動トラン
スＣＴの一次巻線ｎ1 →共振チョークＬ1 →ランプ負荷
１とコンデンサＣ2 、Ｃ3 との並列回路→カップリング
コンデンサＣ1 というように共振電流が流れる。
【０００５】やがてこの共振電流が減少に転じると、駆
動トランスＣＴの二次巻線ｎ2 にはスイッチ素子Ｑ0 を
順バイアスする向きに、二次巻線ｎ3 にはスイッチ素子
Ｑ1 を逆バイアスする向きに誘起電圧が発生するためス
イッチ素子Ｑ1 は急激にオフしスイッチ素子Ｑ0 がオン
する。しかし、しばらくは共振チョークＬ1 の残留エネ
ルギーで共振チョークＬ1 →ランプ負荷１とコンデンサ
Ｃ2 、Ｃ3 との並列回路→カップリングコンデンサＣ1
→電解コンデンサＣ0 →ダイオードＤ1 →駆動トランス
ＣＴの一次巻線ｎ1 →共振チョークＬ1 というように電
流が流れ、この電流がなくなると、スイッチ素子Ｑ0 に
共振電流が流れて、先程説明した動作を繰り返すことに
なる。
動トランスＣＴの二次巻線ｎ2 にはスイッチ素子Ｑ0 を
順バイアスする向きに、二次巻線ｎ3 にはスイッチ素子
Ｑ1 を逆バイアスする向きに誘起電圧が発生するためス
イッチ素子Ｑ1 は急激にオフしスイッチ素子Ｑ0 がオン
する。しかし、しばらくは共振チョークＬ1 の残留エネ
ルギーで共振チョークＬ1 →ランプ負荷１とコンデンサ
Ｃ2 、Ｃ3 との並列回路→カップリングコンデンサＣ1
→電解コンデンサＣ0 →ダイオードＤ1 →駆動トランス
ＣＴの一次巻線ｎ1 →共振チョークＬ1 というように電
流が流れ、この電流がなくなると、スイッチ素子Ｑ0 に
共振電流が流れて、先程説明した動作を繰り返すことに
なる。
【０００６】以上の様にして、発振用のスイッチ素子Ｑ
1 ，Ｑ0が交互にオン、オフを行って発振動作が継続さ
れる。ここでこのインバータ回路の電源は交流電源ＡＣ
を、整流ブリッジＤＢで全波整流し、平滑用の電解コン
デンサＣ0 にて平滑した直流電圧であり、抵抗Ｒ1 ，Ｒ
2 はそれぞれスイッチ素子Ｑ1 ，Ｑ0 の制限用抵抗であ
る。
1 ，Ｑ0が交互にオン、オフを行って発振動作が継続さ
れる。ここでこのインバータ回路の電源は交流電源ＡＣ
を、整流ブリッジＤＢで全波整流し、平滑用の電解コン
デンサＣ0 にて平滑した直流電圧であり、抵抗Ｒ1 ，Ｒ
2 はそれぞれスイッチ素子Ｑ1 ，Ｑ0 の制限用抵抗であ
る。
【０００７】以上がインバータ回路の回路動作である
が、ランプ負荷１は寿命末期時に半波放電などから異常
発振を行う事があり、その場合にこの様な回路では発振
用のスイッチ素子Ｑ0 にピーク値の高い異常電流が流
れ、この電流によってスイッチ素子Ｑ0 が破壊された
り、その他の部品にストレスが印加することがある。こ
の様な現象を防止するための従来から良く知られている
方法としては、例えば図５の様に、異常点灯時のスイッ
チ素子Ｑ0 のコレクタ電流ｉ2'が、正常点灯時のスイッ
チ素子Ｑ0 のコレクタ電流ｉ2 を越えて出力される事を
利用してここに検出回路を設け、入力に検出レベルを越
えるものがあったとき、発振を停止させるというものが
ある。
が、ランプ負荷１は寿命末期時に半波放電などから異常
発振を行う事があり、その場合にこの様な回路では発振
用のスイッチ素子Ｑ0 にピーク値の高い異常電流が流
れ、この電流によってスイッチ素子Ｑ0 が破壊された
り、その他の部品にストレスが印加することがある。こ
の様な現象を防止するための従来から良く知られている
方法としては、例えば図５の様に、異常点灯時のスイッ
チ素子Ｑ0 のコレクタ電流ｉ2'が、正常点灯時のスイッ
チ素子Ｑ0 のコレクタ電流ｉ2 を越えて出力される事を
利用してここに検出回路を設け、入力に検出レベルを越
えるものがあったとき、発振を停止させるというものが
ある。
【０００８】つまり、検出用の抵抗Ｒ4 をスイッチ素子
Ｑ0 のエミッタ・グランド間に接続する事により、この
両端電圧を図４の検出停止保持回路２で検出し、検出レ
ベルを越える電圧が加わった場合、停止用スイッチ素子
Ｑ2 をオンさせることにより、インバータ回路を発振停
止に至らしめるという方法である。その他の方法として
ランプ電流をカレントトランスで検出する方法がある
が、これはカレントトランスが必要となり、コアの磁性
体のばらつきによる影響が大で、回路的にも複雑化する
欠点がある。また共振チョークの誘起電圧を検出する方
法があるが、この電圧はランプ電圧に大きく影響され、
例えば調光点灯や周囲温度の変動に対して大きく検出電
圧が変動するために確実なる検出を行うための回路設計
が非常に難しいという欠点を有している。以上の理由に
より、図４の抵抗Ｒ4 の挿入による検出が、確実かつ簡
単な方法として有効である。
Ｑ0 のエミッタ・グランド間に接続する事により、この
両端電圧を図４の検出停止保持回路２で検出し、検出レ
ベルを越える電圧が加わった場合、停止用スイッチ素子
Ｑ2 をオンさせることにより、インバータ回路を発振停
止に至らしめるという方法である。その他の方法として
ランプ電流をカレントトランスで検出する方法がある
が、これはカレントトランスが必要となり、コアの磁性
体のばらつきによる影響が大で、回路的にも複雑化する
欠点がある。また共振チョークの誘起電圧を検出する方
法があるが、この電圧はランプ電圧に大きく影響され、
例えば調光点灯や周囲温度の変動に対して大きく検出電
圧が変動するために確実なる検出を行うための回路設計
が非常に難しいという欠点を有している。以上の理由に
より、図４の抵抗Ｒ4 の挿入による検出が、確実かつ簡
単な方法として有効である。
【０００９】近年、コンデンサインプット型の電源回路
を持つインバータ点灯回路の入力電圧の高調波歪みに対
する対策として、スイッチ素子を用いたチョッパ回路を
電源回路に付加し入力電流波形を交流入力電圧に比例し
た正弦波状に改良する回路方式が発表され、更にそのチ
ョッパ回路のスイッチ素子と、インバータ回路のスイッ
チ素子とを共用した回路方式も既に当社より提案されて
いる。
を持つインバータ点灯回路の入力電圧の高調波歪みに対
する対策として、スイッチ素子を用いたチョッパ回路を
電源回路に付加し入力電流波形を交流入力電圧に比例し
た正弦波状に改良する回路方式が発表され、更にそのチ
ョッパ回路のスイッチ素子と、インバータ回路のスイッ
チ素子とを共用した回路方式も既に当社より提案されて
いる。
【００１０】この方式の基本回路構成図が図７である。
簡単に回路動作を説明すると、交流電源ＡＣを整流ブリ
ッジＤＢで整流した直流電圧の高圧側にチョッパ用のチ
ョークＬ0 を接続し、その他端はダイオードＤ0 とイン
バータ回路のスイッチ素子でもある発振用のスイッチ素
子Ｑ0 に接続され、ダイオードＤ0 はさらに電解コンデ
ンサＣ0 に接続されている。まずスイッチ素子Ｑ0 がオ
ンしたとき、交流電源ＡＣからチョークＬ0 を介してス
イッチ素子Ｑ0 に電流が流れ、チョークＬ0 に励磁エネ
ルギーが蓄積される。
簡単に回路動作を説明すると、交流電源ＡＣを整流ブリ
ッジＤＢで整流した直流電圧の高圧側にチョッパ用のチ
ョークＬ0 を接続し、その他端はダイオードＤ0 とイン
バータ回路のスイッチ素子でもある発振用のスイッチ素
子Ｑ0 に接続され、ダイオードＤ0 はさらに電解コンデ
ンサＣ0 に接続されている。まずスイッチ素子Ｑ0 がオ
ンしたとき、交流電源ＡＣからチョークＬ0 を介してス
イッチ素子Ｑ0 に電流が流れ、チョークＬ0 に励磁エネ
ルギーが蓄積される。
【００１１】その後スイッチ素子Ｑ0 がオフすると、チ
ョークＬ0 に蓄積された励磁エネルギーによりダイオー
ドＤ0 を介して電解コンデンサＣ0 を充電する充電電流
が流れる。この時電解コンデンサＣ0 の充電電圧は、交
流電源ＡＣを全波整流した電圧にチョークＬ0 の励磁電
圧を加えた昇圧された電圧となり、この電圧がインバー
タ回路の電源として供給されるものである。ここで上記
インバータ回路として、図４で説明した回路を組み合わ
せたのが図８の具体回路構成となる。
ョークＬ0 に蓄積された励磁エネルギーによりダイオー
ドＤ0 を介して電解コンデンサＣ0 を充電する充電電流
が流れる。この時電解コンデンサＣ0 の充電電圧は、交
流電源ＡＣを全波整流した電圧にチョークＬ0 の励磁電
圧を加えた昇圧された電圧となり、この電圧がインバー
タ回路の電源として供給されるものである。ここで上記
インバータ回路として、図４で説明した回路を組み合わ
せたのが図８の具体回路構成となる。
【００１２】この回路はインバータ回路の発振用のスイ
ッチ素子Ｑ0 を、チョッパ回路のスイッチ素子として共
用したもので、回路動作は先に説明したので省略する
が、スイッチ素子Ｑ0 にはインバータ回路の共振電流ｉ
2 とチョッパ回路のチョッパ電流ｉ1 が流れる。この動
作を示したのが図９である。スイッチ素子Ｑ0 がオンし
た時にインバータ側から共振電流ｉ2 ，チョッパ側から
チョッパ電流ｉ1 が同時に流れ込み、スイッチ素子Ｑ0
に流れる電流はその２つの合成電流（ｉ1 ＋ｉ2 ）とな
るため、その波形は図１０のようになる。
ッチ素子Ｑ0 を、チョッパ回路のスイッチ素子として共
用したもので、回路動作は先に説明したので省略する
が、スイッチ素子Ｑ0 にはインバータ回路の共振電流ｉ
2 とチョッパ回路のチョッパ電流ｉ1 が流れる。この動
作を示したのが図９である。スイッチ素子Ｑ0 がオンし
た時にインバータ側から共振電流ｉ2 ，チョッパ側から
チョッパ電流ｉ1 が同時に流れ込み、スイッチ素子Ｑ0
に流れる電流はその２つの合成電流（ｉ1 ＋ｉ2 ）とな
るため、その波形は図１０のようになる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】ここで先にも説明した
が、ランプ負荷１の寿命末期等における半波放電等によ
るインバータ回路の異常発振等を検出する方法として
は、共通のスイッチ素子Ｑ 0 のエミッタに抵抗Ｒ4を接
続し、スイッチ素子Ｑ0 の異常電流を電圧値として検出
して発振停止等の制御を行うというものがある。しか
し、この方式ではインバータ回路の異常時の電流増加分
をΔｉ2 としたとき、図４の回路においては図５に示す
ように正常点灯時の共振電流ｉ2 に対する電流増加分Δ
ｉ2 の割合は大きく、検出回路での判別は容易に可能で
あるが、図８の回路においてはチョッパ電流ｉ1 と共振
電流ｉ2 とが同時に流れるため、図６のように共振電流
ｉ2 が異常発振により異常電流ｉ2'（＝ｉ2 ＋Δｉ2 ）
となった場合でも、検出される電流（ｉ1 ＋ｉ2') 中で
のΔｉ2 の割合は小さくなるため、異常電流として検出
するには検出回路中の判別回路の設計が非常に困難とな
り、狭い範囲で設計しようとすると正常点灯時にちょっ
とした変動で誤動作して、発振停止するという問題が生
じた。
が、ランプ負荷１の寿命末期等における半波放電等によ
るインバータ回路の異常発振等を検出する方法として
は、共通のスイッチ素子Ｑ 0 のエミッタに抵抗Ｒ4を接
続し、スイッチ素子Ｑ0 の異常電流を電圧値として検出
して発振停止等の制御を行うというものがある。しか
し、この方式ではインバータ回路の異常時の電流増加分
をΔｉ2 としたとき、図４の回路においては図５に示す
ように正常点灯時の共振電流ｉ2 に対する電流増加分Δ
ｉ2 の割合は大きく、検出回路での判別は容易に可能で
あるが、図８の回路においてはチョッパ電流ｉ1 と共振
電流ｉ2 とが同時に流れるため、図６のように共振電流
ｉ2 が異常発振により異常電流ｉ2'（＝ｉ2 ＋Δｉ2 ）
となった場合でも、検出される電流（ｉ1 ＋ｉ2') 中で
のΔｉ2 の割合は小さくなるため、異常電流として検出
するには検出回路中の判別回路の設計が非常に困難とな
り、狭い範囲で設計しようとすると正常点灯時にちょっ
とした変動で誤動作して、発振停止するという問題が生
じた。
【００１４】本発明は上記問題点の解決を目的とするも
のであり、インバータ回路のスイッチ素子とチョッパ回
路のスイッチ素子とを共用した回路において、共用され
ているスイッチ素子に接続した検出回路が確実に異常を
検出できるようにしたインバータ装置を提供しようとす
るものである。
のであり、インバータ回路のスイッチ素子とチョッパ回
路のスイッチ素子とを共用した回路において、共用され
ているスイッチ素子に接続した検出回路が確実に異常を
検出できるようにしたインバータ装置を提供しようとす
るものである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明では上記目的を達
成するために、スイッチ素子に流れるインバータ電流と
チョッパ回路に流れるチョッパ電流とを検出して、イン
バータ電流又はチョッパ電流が異常に増加した場合に異
常出力を検出停止保持回路に出力する補正回路を設けた
ものである。
成するために、スイッチ素子に流れるインバータ電流と
チョッパ回路に流れるチョッパ電流とを検出して、イン
バータ電流又はチョッパ電流が異常に増加した場合に異
常出力を検出停止保持回路に出力する補正回路を設けた
ものである。
【００１６】
【作用】上記構成によれば、スイッチ素子に流れるイン
バータ電流とチョッパ回路に流れるチョッパ電流とを検
出して、インバータ電流又はチョッパ電流が異常に増加
した場合に異常出力を検出停止保持回路に出力する補正
回路を設けたことによって、検出停止保持回路による異
常電流の検出が確実となり、その検出を目的とする回路
の設計も容易に出来るようになる。
バータ電流とチョッパ回路に流れるチョッパ電流とを検
出して、インバータ電流又はチョッパ電流が異常に増加
した場合に異常出力を検出停止保持回路に出力する補正
回路を設けたことによって、検出停止保持回路による異
常電流の検出が確実となり、その検出を目的とする回路
の設計も容易に出来るようになる。
【００１７】
【実施例】（実施例１）図１に示した回路について説明
する。基本的な構成は図８と同様であるから相違する部
分についてのみ説明する。従来例と異なるのは検出停止
保持回路２に点線で囲まれた補正回路３が追加されたこ
とである。
する。基本的な構成は図８と同様であるから相違する部
分についてのみ説明する。従来例と異なるのは検出停止
保持回路２に点線で囲まれた補正回路３が追加されたこ
とである。
【００１８】検出用の抵抗Ｒ4 により、スイッチ素子Ｑ
0 に流れる電流を電圧として求め、コンデンサＣ5 で平
滑し、抵抗Ｒ6 を介して演算増幅器ＯＰ１の非反転入力
端子に接続する。またチョッパ電流ｉ1 を計るため、チ
ョークＬ0 に二次巻線ｎ2を設け、その誘起電圧をダイ
オードＤ2 と抵抗Ｒ7 とを介してコンデンサＣ4 で平滑
し、抵抗Ｒ5 を介して演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子
に接続される。
0 に流れる電流を電圧として求め、コンデンサＣ5 で平
滑し、抵抗Ｒ6 を介して演算増幅器ＯＰ１の非反転入力
端子に接続する。またチョッパ電流ｉ1 を計るため、チ
ョークＬ0 に二次巻線ｎ2を設け、その誘起電圧をダイ
オードＤ2 と抵抗Ｒ7 とを介してコンデンサＣ4 で平滑
し、抵抗Ｒ5 を介して演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子
に接続される。
【００１９】ここで抵抗Ｒ5 、Ｒ6 、Ｒ7 と演算増幅器
ＯＰ１とで構成した差動増幅回路は演算増幅器ＯＰ１の
２つの入力端子の電圧に差が生じた時、その電圧を増幅
して出力するものである。つまりこの回路では非反転入
力端子にはチョッパ電流とインバータ電流の合成電圧が
印加され、反転入力端子にはチョッパ回路のチョークＬ
0 の電圧が印加されている事になる。正常点灯時は差が
ないように設計してあるので演算増幅器ＯＰ１の出力電
圧も０であるが、インバータ回路の異常のとき非反転入
力端子の電圧だけが上昇し反転入力端子との差が生じ
る。その差は演算増幅器ＯＰ１によって増幅され、検出
停止保持回路２によって確実に検出され、発振停止に至
る。またチョッパ回路の電源が異常に増加した場合にも
差動増幅器の入力電圧に差が生じ、その結果チョッパ電
流の異常に対しても検出ができる。 （実施例２）つぎに図２の回路について説明する。この
回路の図１の回路との相違点は、図１ではチョッパ用の
チョークＬ0 の誘起電圧を検出していたのに対し、図２
では純粋なチョッパ電流成分を検出している所であり、
スイッチ素子Ｑ0 に流れ込むチョッパ電流はカレントト
ランスＣＴ’にて検出されている。
ＯＰ１とで構成した差動増幅回路は演算増幅器ＯＰ１の
２つの入力端子の電圧に差が生じた時、その電圧を増幅
して出力するものである。つまりこの回路では非反転入
力端子にはチョッパ電流とインバータ電流の合成電圧が
印加され、反転入力端子にはチョッパ回路のチョークＬ
0 の電圧が印加されている事になる。正常点灯時は差が
ないように設計してあるので演算増幅器ＯＰ１の出力電
圧も０であるが、インバータ回路の異常のとき非反転入
力端子の電圧だけが上昇し反転入力端子との差が生じ
る。その差は演算増幅器ＯＰ１によって増幅され、検出
停止保持回路２によって確実に検出され、発振停止に至
る。またチョッパ回路の電源が異常に増加した場合にも
差動増幅器の入力電圧に差が生じ、その結果チョッパ電
流の異常に対しても検出ができる。 （実施例２）つぎに図２の回路について説明する。この
回路の図１の回路との相違点は、図１ではチョッパ用の
チョークＬ0 の誘起電圧を検出していたのに対し、図２
では純粋なチョッパ電流成分を検出している所であり、
スイッチ素子Ｑ0 に流れ込むチョッパ電流はカレントト
ランスＣＴ’にて検出されている。
【００２０】回路動作は図１と同じであるので省略す
る。また、チョッパ回路のチョークＬ 0 は本発明の説明
では整流ブリッジの出力側にて説明しているが、交流側
でも差支えない。 （実施例３）図３にインバータ回路が一石式の場合の実
施例を示す。図１の上側のスイッチ素子Ｑ1 に代わって
共振チョークＬ2 とカップリングコンデンサＣ1 との並
列共振回路を接続したもので、共振チョークＬ1 は限流
用であり、コンデンサＣ3 は予熱用コンデンサである。
この回路も本発明の特徴であるが、回路動作は図１と同
様であるので説明は省略する。
る。また、チョッパ回路のチョークＬ 0 は本発明の説明
では整流ブリッジの出力側にて説明しているが、交流側
でも差支えない。 （実施例３）図３にインバータ回路が一石式の場合の実
施例を示す。図１の上側のスイッチ素子Ｑ1 に代わって
共振チョークＬ2 とカップリングコンデンサＣ1 との並
列共振回路を接続したもので、共振チョークＬ1 は限流
用であり、コンデンサＣ3 は予熱用コンデンサである。
この回路も本発明の特徴であるが、回路動作は図１と同
様であるので説明は省略する。
【００２１】なお、本発明では２石式ハーフブリッジ回
路、１石式回路についてのみ説明を行ったが、チョッパ
回路のスイッチ素子とインバータ回路のスイッチ素子を
共用した回路方式であればどれも同じである。またスイ
ッチ素子Ｑ0の検出手段として抵抗Ｒ4 を用い、その両
端電圧を検出しているがスイッチ素子Ｑ0 に流れる電流
を検出する回路であれば、これに限らない。
路、１石式回路についてのみ説明を行ったが、チョッパ
回路のスイッチ素子とインバータ回路のスイッチ素子を
共用した回路方式であればどれも同じである。またスイ
ッチ素子Ｑ0の検出手段として抵抗Ｒ4 を用い、その両
端電圧を検出しているがスイッチ素子Ｑ0 に流れる電流
を検出する回路であれば、これに限らない。
【００２２】また補正回路３におけるチョッパ電流の検
出方法も、チョークＬ0 の二次巻線ｎ2 による方式、カ
レントトランスＣＴ’による方式に限らずチョッパ電流
を検出する方式であればよい。
出方法も、チョークＬ0 の二次巻線ｎ2 による方式、カ
レントトランスＣＴ’による方式に限らずチョッパ電流
を検出する方式であればよい。
【００２３】
【発明の効果】本発明は上述のように、スイッチ素子に
流れるインバータ電流とチョッパ回路に流れるチョッパ
電流とを検出して、インバータ電流又はチョッパ電流が
異常に増加した場合に異常出力を検出停止保持回路に出
力する補正回路を設けたため、検出停止保持回路による
異常電流の検出が確実となり、その検出を目的とする回
路の設計も容易に出来るようになる、という効果があ
る。
流れるインバータ電流とチョッパ回路に流れるチョッパ
電流とを検出して、インバータ電流又はチョッパ電流が
異常に増加した場合に異常出力を検出停止保持回路に出
力する補正回路を設けたため、検出停止保持回路による
異常電流の検出が確実となり、その検出を目的とする回
路の設計も容易に出来るようになる、という効果があ
る。
【図１】本発明の実施例１を示す具体回路図である。
【図２】本発明の実施例２を示す具体回路図である。
【図３】本回路の実施例３を表す具体回路図である。
【図４】従来例を表す具体回路図である。
【図５】従来例の回路における電流波形図である。
【図６】従来例の回路における電流波形図である。
【図７】従来例の基本回路構成図である。
【図８】従来例の具体回路図である。
【図９】従来例の動作説明図である。
【図１０】従来例の電流波形図である。
１ ランプ負荷 ２ 検出停止保持回路 ３ 補正回路 Ｑ0 共用された発振用のスイッチ素子 Ｑ1 発振用のスイッチ素子 Ｑ2 停止用スイッチ素子 Ｌ0 チョッパ用のチョーク Ｌ1 共振チョーク Ｃ2 共振用のコンデンサ ＤＢ 整流ブリッジ ＡＣ 交流電源
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02M 7/48 H05B 41/24 H02H 7/122 H02M 1/00
Claims (1)
- 【請求項１】 整流回路とチョッパ回路とを介して交流
電圧を直流電圧に変換し、該電圧を電源としてスイッチ
素子のオン、オフにより高周波の発振にてランプ負荷を
点灯させるインバータ回路を設け、このインバータ回路
のスイッチ素子とチョッパ回路のスイッチ素子とを共有
し、このスイッチ素子に流れる異常電流を検出してイン
バータ回路の動作を停止させる検出停止保持回路を備え
たインバータ装置において、スイッチ素子に流れるイン
バータ電流とチョッパ回路に流れるチョッパ電流とを検
出して、インバータ電流又はチョッパ電流が異常に増加
した場合に異常出力を検出停止保持回路に出力する補正
回路を設けたことを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3050016A JP3056802B2 (ja) | 1991-03-15 | 1991-03-15 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3050016A JP3056802B2 (ja) | 1991-03-15 | 1991-03-15 | インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04285474A JPH04285474A (ja) | 1992-10-09 |
| JP3056802B2 true JP3056802B2 (ja) | 2000-06-26 |
Family
ID=12847205
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3050016A Expired - Fee Related JP3056802B2 (ja) | 1991-03-15 | 1991-03-15 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3056802B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6100642A (en) * | 1995-12-19 | 2000-08-08 | Kabushiki Kaisha Koseijapan | Discharge lamp operating electronic device for improving the reliability, efficiency, and life of a hot-cathode discharge lamp |
-
1991
- 1991-03-15 JP JP3050016A patent/JP3056802B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04285474A (ja) | 1992-10-09 |
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