JP3029649B2 - ディジタル信号の処理方法 - Google Patents
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Description
［産業上の利用分野］ 本発明は、ディジタル信号の処理方法に関し、特にハ
イビジョンの帯域圧縮伝送方式であるMUSE方式（後述の
文献１参照）の伝送信号（以下MUSE信号と略す）に多重
されている音声／独立データをディジタル記録または伝
送する方法に関するものである。 ［発明の概要］ 本発明は、例えばハイビジョンの帯域圧縮伝送方式で
あるMUSE方式の伝送信号に多重される音声／独立データ
の信号（多重信号と略す）をディジタル的に記録または
伝送するにあたり、多重信号の標本値の分布が固有の偏
りを持つことを利用して、例えば多重信号の標本値４個
単位の標本パターンを複数個用意し、その多重信号の標
本値４個単位に最も近いパターンを抽出し、そのパター
ンの番号を記録または伝送する。再生または受信側では
その標準パターンにより元の多重信号を復元する。ここ
で用いる符号器または複合器は、原理的には例えば各々
ROM（Read Only Memory）１個づつで実現でき、例えばM
USE信号のディジタル的記録または伝送装置の小型化・
低コスト化に役立つ。 なお、以下の説明で引用する文献は、次の通りであ
る。 ＜文献１＞ 二宮，大塚，和泉，合志，岩館：“MUSE方
式の開発",Vol.39,No2,pp.76−111,NHK技術研究，（198
7） ＜文献２＞ Linde,Y.,Buzo.A.,and Gray,R.:“An Algo
rithm for Vector Quantizer Design",IEEE Transactio
n on Communications,Vol.COM−28,pp.84−95,（Januar
y 1980） ＜文献３＞ Max,J.:“Quantizing for Minimum Distor
tion",IRE Transaction on Information Theory,Vol.IT
−6,pp.7−12,（March 1960） ［従来の技術］ 音声／独立データのMUSE信号への多重方式の概略を述
べると、次の通りである。 MUSE信号に多重される際に音声／独立データは、1.35
Mb/sの１ビットストリームであって、これは、連続する
３ビット単位に、１シンボル当り３値を取るシンボル２
個に変換され、さらにクロックfa（12.15MHz）のバース
ト状の３値信号に時間軸圧縮される。一方、MUSE信号は
クロックfm（16.2MHz＝4/3・fa）であるから、このまま
では３値信号をディジタル的に多重することができな
い。そこで３値信号を、faからfmへのディジタル的標本
化周波数変換によって、クロックfmの８ビットストリー
ムに変換して、MUSE信号の垂直ブランキング期間に時間
軸多重する。 さて、MUSE信号を記録または伝送するシステムでは、
再生または受信側で、多重信号を含むMUSE信号全体を元
のままの形で取り出せることが望まれる。このための最
も容易な方法は、上述の多重信号をクロックfmの８ビッ
トストリームのままで記録または伝送することがある
が、このようにすると、記録または伝送路容量を著しく
浪費する。そこで、多重信号を元の1.35Mb/sの１ビット
ストリームもしくはこれに近い形式にまで復元すること
で、記録または伝送路容量の節約を行うのが、一般に行
われる方式である。 ［発明が解決しようとする課題］ ところが、上述の方式では、記録または送信側におい
て、復元のために多重の逆手順すなわち、fmからfaへの
ディジタル的標本化周波数変換，時間軸伸張による３値
連続信号への変換,3値シンボルの検出,3値シンボル２個
単位に３ビットへの変換等を行う必要があるのみなら
ず、再生または受信側においては、上述の多重手順によ
り１ビットストリームから多重信号を再構成する必要が
ある。さらに、fmとfaの間のディジタル的標本化周波数
変換は10数タップ前後のFIR型ディジタルフィルターを
必要とするなど、上述の従来方式では回路規模の増大と
複雑化が避けられない。 以上述べてきたように、従来方式では回路規模の増大
と複雑化という問題は、多重信号から元の形態の情報を
復元して記録または伝送し、再生または受信側で再び多
重信号を再構成するという原理に由来する。 そもそもの目的は、記録または伝送路容量の節約にあ
り、多重信号を含むMUSE信号波形を再生または受信側で
再構成すればよい、との観点から、本発明は、多重信号
から元の形態の情報を復元することなく、例えばクロッ
クfmで８ビット表現された多重信号そのものを、元の形
態の情報量と同程度にまで圧縮するようなディジタル信
号の処理方法を提供することを目的とする。 本発明を実行する回路は、原理的には、記録または送
信側と再生または受信側で各々ROM1個づつで構成でき
る。この結果、本発明を採用することによって、例えば
MUSE信号の記録または伝送システムの著しい小型軽量化
・低コスト化を実現することができる。 ［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するため本発明は１シンボル当りＱ
（Q:自然数）通りのレベルを取る毎秒faボーのシンボル
系列Ａを、標本化周波数変換により一般には実数値を取
る標本値系列Ｍ（毎秒fmサンプル）に変換し、 fa:fm＝Na:Nm （Na,Nmは自然数） とするとき、前記シンボル系列ＡのシンボルNa個に対応
する前記標本値系列Ｍの標本値Nm個を１ブロック単位と
して、予め用意したNm個の値を１組とするＬ（L:自然
数）組の標準パターンの中から、着目する標本値系列Ｍ
の１ブロックに最も近い標準パターンを検出することを
特徴とし、さらに当該標準パターンの番号をディジタル
的に記録または伝送することを特徴とし、さらに前記標
本値系列Ｍの各標本値をＭ（Nm・ｉ＋ｋ）（ｉ＝0,…，
∞,k＝0,…,Nm−１）と表すとき、着目する標本値系列
Ｍの第ｉ番目のブロックのNm個の標本値を、一般には相
異なるスカラー量子化器を用いて、各々、NQ（ｋ）（ｋ
＝0,…,Nm−１）レベルに量子化した後、NQ（０）×NQ
（１）×NQ（２）×…×NQ（Nm−１）通りのアドレスを
有し、前記Ｌ組の標準パターンの番号表を格納したROM
のアドレス入力に入力して該当するテンプレートの番号
を読み出すことを特徴とする。 ［作 用］ 本発明によれば、上記構成によって多重信号の標本値
の分布が固有の偏りを持つことを利用して、例えば多重
信号の標本値４個単位の標本パターンを複数個用意し、
その多重信号の標本値４個単位に最も近いパターンを抽
出し、そのパターンの番号を記録または伝送する。これ
によって、例えば音声／独立データを多重したMUSE信号
を記録または伝送する装置の音声／独立データの符号化
・復号化回路を著しく小型化，低コスト化することがで
きる。 ［実施例］ 以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明す
る。
イビジョンの帯域圧縮伝送方式であるMUSE方式（後述の
文献１参照）の伝送信号（以下MUSE信号と略す）に多重
されている音声／独立データをディジタル記録または伝
送する方法に関するものである。 ［発明の概要］ 本発明は、例えばハイビジョンの帯域圧縮伝送方式で
あるMUSE方式の伝送信号に多重される音声／独立データ
の信号（多重信号と略す）をディジタル的に記録または
伝送するにあたり、多重信号の標本値の分布が固有の偏
りを持つことを利用して、例えば多重信号の標本値４個
単位の標本パターンを複数個用意し、その多重信号の標
本値４個単位に最も近いパターンを抽出し、そのパター
ンの番号を記録または伝送する。再生または受信側では
その標準パターンにより元の多重信号を復元する。ここ
で用いる符号器または複合器は、原理的には例えば各々
ROM（Read Only Memory）１個づつで実現でき、例えばM
USE信号のディジタル的記録または伝送装置の小型化・
低コスト化に役立つ。 なお、以下の説明で引用する文献は、次の通りであ
る。 ＜文献１＞ 二宮，大塚，和泉，合志，岩館：“MUSE方
式の開発",Vol.39,No2,pp.76−111,NHK技術研究，（198
7） ＜文献２＞ Linde,Y.,Buzo.A.,and Gray,R.:“An Algo
rithm for Vector Quantizer Design",IEEE Transactio
n on Communications,Vol.COM−28,pp.84−95,（Januar
y 1980） ＜文献３＞ Max,J.:“Quantizing for Minimum Distor
tion",IRE Transaction on Information Theory,Vol.IT
−6,pp.7−12,（March 1960） ［従来の技術］ 音声／独立データのMUSE信号への多重方式の概略を述
べると、次の通りである。 MUSE信号に多重される際に音声／独立データは、1.35
Mb/sの１ビットストリームであって、これは、連続する
３ビット単位に、１シンボル当り３値を取るシンボル２
個に変換され、さらにクロックfa（12.15MHz）のバース
ト状の３値信号に時間軸圧縮される。一方、MUSE信号は
クロックfm（16.2MHz＝4/3・fa）であるから、このまま
では３値信号をディジタル的に多重することができな
い。そこで３値信号を、faからfmへのディジタル的標本
化周波数変換によって、クロックfmの８ビットストリー
ムに変換して、MUSE信号の垂直ブランキング期間に時間
軸多重する。 さて、MUSE信号を記録または伝送するシステムでは、
再生または受信側で、多重信号を含むMUSE信号全体を元
のままの形で取り出せることが望まれる。このための最
も容易な方法は、上述の多重信号をクロックfmの８ビッ
トストリームのままで記録または伝送することがある
が、このようにすると、記録または伝送路容量を著しく
浪費する。そこで、多重信号を元の1.35Mb/sの１ビット
ストリームもしくはこれに近い形式にまで復元すること
で、記録または伝送路容量の節約を行うのが、一般に行
われる方式である。 ［発明が解決しようとする課題］ ところが、上述の方式では、記録または送信側におい
て、復元のために多重の逆手順すなわち、fmからfaへの
ディジタル的標本化周波数変換，時間軸伸張による３値
連続信号への変換,3値シンボルの検出,3値シンボル２個
単位に３ビットへの変換等を行う必要があるのみなら
ず、再生または受信側においては、上述の多重手順によ
り１ビットストリームから多重信号を再構成する必要が
ある。さらに、fmとfaの間のディジタル的標本化周波数
変換は10数タップ前後のFIR型ディジタルフィルターを
必要とするなど、上述の従来方式では回路規模の増大と
複雑化が避けられない。 以上述べてきたように、従来方式では回路規模の増大
と複雑化という問題は、多重信号から元の形態の情報を
復元して記録または伝送し、再生または受信側で再び多
重信号を再構成するという原理に由来する。 そもそもの目的は、記録または伝送路容量の節約にあ
り、多重信号を含むMUSE信号波形を再生または受信側で
再構成すればよい、との観点から、本発明は、多重信号
から元の形態の情報を復元することなく、例えばクロッ
クfmで８ビット表現された多重信号そのものを、元の形
態の情報量と同程度にまで圧縮するようなディジタル信
号の処理方法を提供することを目的とする。 本発明を実行する回路は、原理的には、記録または送
信側と再生または受信側で各々ROM1個づつで構成でき
る。この結果、本発明を採用することによって、例えば
MUSE信号の記録または伝送システムの著しい小型軽量化
・低コスト化を実現することができる。 ［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するため本発明は１シンボル当りＱ
（Q:自然数）通りのレベルを取る毎秒faボーのシンボル
系列Ａを、標本化周波数変換により一般には実数値を取
る標本値系列Ｍ（毎秒fmサンプル）に変換し、 fa:fm＝Na:Nm （Na,Nmは自然数） とするとき、前記シンボル系列ＡのシンボルNa個に対応
する前記標本値系列Ｍの標本値Nm個を１ブロック単位と
して、予め用意したNm個の値を１組とするＬ（L:自然
数）組の標準パターンの中から、着目する標本値系列Ｍ
の１ブロックに最も近い標準パターンを検出することを
特徴とし、さらに当該標準パターンの番号をディジタル
的に記録または伝送することを特徴とし、さらに前記標
本値系列Ｍの各標本値をＭ（Nm・ｉ＋ｋ）（ｉ＝0,…，
∞,k＝0,…,Nm−１）と表すとき、着目する標本値系列
Ｍの第ｉ番目のブロックのNm個の標本値を、一般には相
異なるスカラー量子化器を用いて、各々、NQ（ｋ）（ｋ
＝0,…,Nm−１）レベルに量子化した後、NQ（０）×NQ
（１）×NQ（２）×…×NQ（Nm−１）通りのアドレスを
有し、前記Ｌ組の標準パターンの番号表を格納したROM
のアドレス入力に入力して該当するテンプレートの番号
を読み出すことを特徴とする。 ［作 用］ 本発明によれば、上記構成によって多重信号の標本値
の分布が固有の偏りを持つことを利用して、例えば多重
信号の標本値４個単位の標本パターンを複数個用意し、
その多重信号の標本値４個単位に最も近いパターンを抽
出し、そのパターンの番号を記録または伝送する。これ
によって、例えば音声／独立データを多重したMUSE信号
を記録または伝送する装置の音声／独立データの符号化
・復号化回路を著しく小型化，低コスト化することがで
きる。 ［実施例］ 以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明す
る。
MUSE信号の符号化装置では、３値シンボル列はfa→fm
の標本化周波数変換によりMUSE信号レートの多重信号に
変換され、MUSE信号の復号化装置では、逆のfm→faの標
本化周波数変換により多重信号は３値シンボル列に復元
される。このとき、 fa:fm＝3:4 であるから、時間軸上、毎秒faボーの３値シンボル３個
に対して、標本化周波数fmの多重信号の標本値４個が対
応していることになる。このことから、この４個の標本
値を単位に圧縮符号化することを考える。 ３値シンボル列を ｛Ａ（３・ｉ＋ｊ）|i＝0,…，∞,j＝0,1,2｝ 対応する多重信号標本値例を ｛Ｍ（４・ｉ＋ｋ）|i＝0,…，∞,k＝0,1,2,3｝ とし、Ａ（３・ｉ＋ｊ）は−1,0,＋１の３値を、Ｍ（４
・ｉ＋ｋ）は実数を取るものとすると、 あるｉ番目の３値シンボル３個の組 AV(i)=(A(3・i),A(3・i+1),A(3・i+2)) は27通りの値を取り得る３次元ベクトル、 対応する多重信号の標本値４個の組 MV(i)=(M(4・1),M(4・i+1),M(4・i+2),M(4・i+3)) は、４次元の実数ベクトルと見なせる（第１図参照）。 このとき、AV（ｉ）は27通りの値を取り得るのに対し
て、MV（ｉ）の値の取り得る組合せはもっと多い。とい
うのは、fa→fmの標本化周波数変換は低域フィルタリン
グであって、このインパルス応答の広がりのために、近
接するベクトルAV（ｉ−１）,AV（ｉ＋１）等に属する
３値シンボルの値にも影響されて、MV（ｉ）の成分が定
まるからである。 そこで、27より多いＬ個の４次元ベクトルの標準パタ
ーン（以下「テンプレート」と略す） TV（ｋ）＝（T0（ｋ）,T1（ｋ）,T2（ｋ）,T3（ｋ）） ｋ＝1,…,27,…,L を用意し、観測されるMV（ｉ）毎に、最適なテンプレー
トTV（ｋ）を捜して、番号ｋを記録または伝送する。再
生または受信側では（同じテンプレートが用意されてい
るものとして）、テンプレートTV（ｋ）を構成する４個
の値 T0（ｋ）,T1（ｋ）,T2（ｋ）,T3（ｋ） によって、元の多重信号の４個の標本値 M(4・i),M(4・i+1),M(4・i+2),M(4・i+3) の代用とすることにする。 例えば、多重信号が８ビットで標本化されているとす
ると３値シンボル１個当り10.7（＝８・4/3）ビットで
あるが、テンプレートの数Ｌ＝64とすれば、テンプレー
トの番号が６ビットで表現できることから、伝送情報は
３値シンボル１個当り２（＝6/3）ビットにまで圧縮さ
れ、元の音声／独立データのレートに近い値となる。 以上が本発明の概要である。
の標本化周波数変換によりMUSE信号レートの多重信号に
変換され、MUSE信号の復号化装置では、逆のfm→faの標
本化周波数変換により多重信号は３値シンボル列に復元
される。このとき、 fa:fm＝3:4 であるから、時間軸上、毎秒faボーの３値シンボル３個
に対して、標本化周波数fmの多重信号の標本値４個が対
応していることになる。このことから、この４個の標本
値を単位に圧縮符号化することを考える。 ３値シンボル列を ｛Ａ（３・ｉ＋ｊ）|i＝0,…，∞,j＝0,1,2｝ 対応する多重信号標本値例を ｛Ｍ（４・ｉ＋ｋ）|i＝0,…，∞,k＝0,1,2,3｝ とし、Ａ（３・ｉ＋ｊ）は−1,0,＋１の３値を、Ｍ（４
・ｉ＋ｋ）は実数を取るものとすると、 あるｉ番目の３値シンボル３個の組 AV(i)=(A(3・i),A(3・i+1),A(3・i+2)) は27通りの値を取り得る３次元ベクトル、 対応する多重信号の標本値４個の組 MV(i)=(M(4・1),M(4・i+1),M(4・i+2),M(4・i+3)) は、４次元の実数ベクトルと見なせる（第１図参照）。 このとき、AV（ｉ）は27通りの値を取り得るのに対し
て、MV（ｉ）の値の取り得る組合せはもっと多い。とい
うのは、fa→fmの標本化周波数変換は低域フィルタリン
グであって、このインパルス応答の広がりのために、近
接するベクトルAV（ｉ−１）,AV（ｉ＋１）等に属する
３値シンボルの値にも影響されて、MV（ｉ）の成分が定
まるからである。 そこで、27より多いＬ個の４次元ベクトルの標準パタ
ーン（以下「テンプレート」と略す） TV（ｋ）＝（T0（ｋ）,T1（ｋ）,T2（ｋ）,T3（ｋ）） ｋ＝1,…,27,…,L を用意し、観測されるMV（ｉ）毎に、最適なテンプレー
トTV（ｋ）を捜して、番号ｋを記録または伝送する。再
生または受信側では（同じテンプレートが用意されてい
るものとして）、テンプレートTV（ｋ）を構成する４個
の値 T0（ｋ）,T1（ｋ）,T2（ｋ）,T3（ｋ） によって、元の多重信号の４個の標本値 M(4・i),M(4・i+1),M(4・i+2),M(4・i+3) の代用とすることにする。 例えば、多重信号が８ビットで標本化されているとす
ると３値シンボル１個当り10.7（＝８・4/3）ビットで
あるが、テンプレートの数Ｌ＝64とすれば、テンプレー
トの番号が６ビットで表現できることから、伝送情報は
３値シンボル１個当り２（＝6/3）ビットにまで圧縮さ
れ、元の音声／独立データのレートに近い値となる。 以上が本発明の概要である。
この手法は、画像や音声信号の圧縮符号化に用いられ
るベクトル量子化（以下「VQ」と略、文献２参照）の１
種であり、VQでは、上述のテンプレートの集合と、情報
源の個々のベクトルを最適なテンプレートに対応づける
規則とを併せたものを「コードブック」と呼んでいる。
VQで重要なのはコードブックの構成であり、コードブッ
クはVQの対象となる情報源の確率分布をできるだけ正し
く反映するものでなければならない。画像や音声信号の
VQでは、それら情報源の確率分布そのものが不明である
ばかりか、確率分布そのものが変動していると考えられ
るので、最適なコードブックを構成する確定的な方法は
未だ知られていない。 ところが、ここでVQの対象としている情報源、４次元
ベクトルMVの集合｛MV｝の確率分布は非常に狭い領域に
集中している。これは元の情報源｛Ａ（３・ｉ＋ｊ）｝
（各シンボルが３通りの値を独立に1/3確率で取る）に
上述のfa→fmの標本化周波数変換を施して得られたから
である。たとえば、３値シンボルＡ（３・ｉ）と標本値
Ｍ（４・ｉ）は、時間軸上同一の位置に存在するので、
標本化周波数変換の性質から、Ｍ（４・ｉ）はＡ（３・
ｉ）に対して非常に近い値を取る。言い替えると、ベク
トルMV（ｉ）の第１成分Ｍ（４・ｉ）の確率密度関数は
−1,0,＋１に鋭いピークを持つ形をしている（正確にＭ
（４・ｉ）＝Ａ（３・ｉ）とはならないのは、MUSE方式
では、fa→fm→faの２段の標本化周波数変換を通して初
めて、周波数特性が（fa/2）の点でロールオフ特性とな
り標本値保存の性質を持つからであって、fa→fmだけで
は、完全なロールオフ特性にならないからである。とは
いえ、この差異は実用上問題とはならないことが確かめ
られている。第２図にfa→fm→faの２段の標本化周波数
変換全体のロールオフ特性を示す）。 このように、情報源｛MV｝の分布は、４次元空間上で
密集した点の塊（以下「クラスター」と略す）27個で形
成されている（それに対して、情報源｛AV｝の分布は３
次元空間の中の27個の点だけであることに注意された
い。第３図に模式的な図を示す）。 さて、MUSE信号を８ビットに量子化した標本値列とす
る。そこで、256通りの離散値の４次元ベクトルの全体
を、 Ω＝｛（v0,v1,v2,v3,）|v0,v1,v2,v3＝0,…255｝ とすれば、Ωの全ベクトルの個数は、 256↑４＝429467296 （「Ａ↑Ｘ」は「ＡのＸ乗」を意味する。以下同様）で
あるが、この中に含まれる集合｛MV｝のベクトルの個数
を計算してみると、はるかに少ないことがわかる。実
際、 fa→fm標本化周波数変換のFIRフィルターのタップ数
を（２・Ｎ＋１）（ただし、faとfmの最小公倍数48.6MH
z（＝４・fa＝３・fm）を標本化周波数とする）とすれ
ば、あるMV（ｉ）を構成する４個の標本値を得るときに
関係する３値シンボルは、 Ａ（３・ｉ−［N/4］），…,A（３・ｉ）,A（３・ｉ
＋１）,A（３・ｉ＋２），…,A（３・ｉ＋２＋［（Ｎ＋
１）/4］） （ただし、［Ｘ］は［Ｘを越えない最大の自然数」を意
味する。以下同様） の（［N/4］＋３＋［（Ｎ＋１）/4）個であり、各シン
ボルが３通りの値を取り得るので、この時の｛MV｝のベ
クトルの総数は、 Num（MV,N）＝３↑（［N/4］＋３＋［（Ｎ＋２）/4］） となり、Ωの元の総数に比べて著しく少ない（例えば、
FIRフィルターのタップ数が21（Ｎ＝10）であるとして
も、Num（MV,10）＝2187しかない）。 さらにFIRフィルターのタップ係数値は周辺に行くに
従い急速に減衰するので、８ビットの量子化により、区
別できるベクトルMVの数はさらに少なくなる。 すなわち、コードブックＣの学習では、一般のVQのよ
うに情報源からトレーニングベクトルを抽出する必要が
ない。つまり、学習に情報源｛MV｝の全ベクトルを用い
ることができる。さらに、前述のようにベクトルの分布
が少数のクラスターに集中していることから、高い近似
精度を持つコードブックを有限の時間内に求めることが
可能となる。 さて、このようにして構成したコードブックＣは、理
想的な多重信号｛MV｝を対象としているので、放送衛星
などのアナログ伝送路を通りノイズや波形歪を含んでい
る現実のMUSE信号に適用するには、VQの対象となる情報
源を、前述のΩに拡張する必要がある。 このとき、テンプレートの集合｛TV（ｋ）|k＝1,…,
L｝はそのままとし、情報源の個々のベクトルを最適な
テンプレートに対応づける規則を拡張する。 この拡張は容易であり、例えば、Ωの個々のベクトル
を、４次元ベクトル空間上のユークリッド距離が最も近
いベクトルMVのテンプレートに対応付けるといった方法
（Nearest Neighbor法）を使えばよい。 以上まとめると、コードブックＣの具体的な作成方法
は次の通りである。 １）コードブックＣの大きさＬを定めた後、 ２）長さ（［N/4］＋３＋［（Ｎ＋１）/4］）の３値シ
ンボル系列をNum（MV,N）通り発生させ、 ３）各々の系列に対して、 タップ数（２・Ｎ＋１）のfa→fm標本化周波数変換FI
Rフィルターを施し、得られた中心の４個の標本値を８
ビットに量子化することにより情報源｛MV｝を作成す
る。 ４）情報源｛MV｝をトレーニングベクトルの集合そのも
のとして、 VQの学習アルゴリズム（例えば文献２の方法など）を
用いて、｛MV｝に対するコードブックＣを作成する。 ５）Nearest Neighbor法を用いて、コードブックＣを25
6レベルの離散値の４次元ベクトルの全体Ω上に拡張す
る。
るベクトル量子化（以下「VQ」と略、文献２参照）の１
種であり、VQでは、上述のテンプレートの集合と、情報
源の個々のベクトルを最適なテンプレートに対応づける
規則とを併せたものを「コードブック」と呼んでいる。
VQで重要なのはコードブックの構成であり、コードブッ
クはVQの対象となる情報源の確率分布をできるだけ正し
く反映するものでなければならない。画像や音声信号の
VQでは、それら情報源の確率分布そのものが不明である
ばかりか、確率分布そのものが変動していると考えられ
るので、最適なコードブックを構成する確定的な方法は
未だ知られていない。 ところが、ここでVQの対象としている情報源、４次元
ベクトルMVの集合｛MV｝の確率分布は非常に狭い領域に
集中している。これは元の情報源｛Ａ（３・ｉ＋ｊ）｝
（各シンボルが３通りの値を独立に1/3確率で取る）に
上述のfa→fmの標本化周波数変換を施して得られたから
である。たとえば、３値シンボルＡ（３・ｉ）と標本値
Ｍ（４・ｉ）は、時間軸上同一の位置に存在するので、
標本化周波数変換の性質から、Ｍ（４・ｉ）はＡ（３・
ｉ）に対して非常に近い値を取る。言い替えると、ベク
トルMV（ｉ）の第１成分Ｍ（４・ｉ）の確率密度関数は
−1,0,＋１に鋭いピークを持つ形をしている（正確にＭ
（４・ｉ）＝Ａ（３・ｉ）とはならないのは、MUSE方式
では、fa→fm→faの２段の標本化周波数変換を通して初
めて、周波数特性が（fa/2）の点でロールオフ特性とな
り標本値保存の性質を持つからであって、fa→fmだけで
は、完全なロールオフ特性にならないからである。とは
いえ、この差異は実用上問題とはならないことが確かめ
られている。第２図にfa→fm→faの２段の標本化周波数
変換全体のロールオフ特性を示す）。 このように、情報源｛MV｝の分布は、４次元空間上で
密集した点の塊（以下「クラスター」と略す）27個で形
成されている（それに対して、情報源｛AV｝の分布は３
次元空間の中の27個の点だけであることに注意された
い。第３図に模式的な図を示す）。 さて、MUSE信号を８ビットに量子化した標本値列とす
る。そこで、256通りの離散値の４次元ベクトルの全体
を、 Ω＝｛（v0,v1,v2,v3,）|v0,v1,v2,v3＝0,…255｝ とすれば、Ωの全ベクトルの個数は、 256↑４＝429467296 （「Ａ↑Ｘ」は「ＡのＸ乗」を意味する。以下同様）で
あるが、この中に含まれる集合｛MV｝のベクトルの個数
を計算してみると、はるかに少ないことがわかる。実
際、 fa→fm標本化周波数変換のFIRフィルターのタップ数
を（２・Ｎ＋１）（ただし、faとfmの最小公倍数48.6MH
z（＝４・fa＝３・fm）を標本化周波数とする）とすれ
ば、あるMV（ｉ）を構成する４個の標本値を得るときに
関係する３値シンボルは、 Ａ（３・ｉ−［N/4］），…,A（３・ｉ）,A（３・ｉ
＋１）,A（３・ｉ＋２），…,A（３・ｉ＋２＋［（Ｎ＋
１）/4］） （ただし、［Ｘ］は［Ｘを越えない最大の自然数」を意
味する。以下同様） の（［N/4］＋３＋［（Ｎ＋１）/4）個であり、各シン
ボルが３通りの値を取り得るので、この時の｛MV｝のベ
クトルの総数は、 Num（MV,N）＝３↑（［N/4］＋３＋［（Ｎ＋２）/4］） となり、Ωの元の総数に比べて著しく少ない（例えば、
FIRフィルターのタップ数が21（Ｎ＝10）であるとして
も、Num（MV,10）＝2187しかない）。 さらにFIRフィルターのタップ係数値は周辺に行くに
従い急速に減衰するので、８ビットの量子化により、区
別できるベクトルMVの数はさらに少なくなる。 すなわち、コードブックＣの学習では、一般のVQのよ
うに情報源からトレーニングベクトルを抽出する必要が
ない。つまり、学習に情報源｛MV｝の全ベクトルを用い
ることができる。さらに、前述のようにベクトルの分布
が少数のクラスターに集中していることから、高い近似
精度を持つコードブックを有限の時間内に求めることが
可能となる。 さて、このようにして構成したコードブックＣは、理
想的な多重信号｛MV｝を対象としているので、放送衛星
などのアナログ伝送路を通りノイズや波形歪を含んでい
る現実のMUSE信号に適用するには、VQの対象となる情報
源を、前述のΩに拡張する必要がある。 このとき、テンプレートの集合｛TV（ｋ）|k＝1,…,
L｝はそのままとし、情報源の個々のベクトルを最適な
テンプレートに対応づける規則を拡張する。 この拡張は容易であり、例えば、Ωの個々のベクトル
を、４次元ベクトル空間上のユークリッド距離が最も近
いベクトルMVのテンプレートに対応付けるといった方法
（Nearest Neighbor法）を使えばよい。 以上まとめると、コードブックＣの具体的な作成方法
は次の通りである。 １）コードブックＣの大きさＬを定めた後、 ２）長さ（［N/4］＋３＋［（Ｎ＋１）/4］）の３値シ
ンボル系列をNum（MV,N）通り発生させ、 ３）各々の系列に対して、 タップ数（２・Ｎ＋１）のfa→fm標本化周波数変換FI
Rフィルターを施し、得られた中心の４個の標本値を８
ビットに量子化することにより情報源｛MV｝を作成す
る。 ４）情報源｛MV｝をトレーニングベクトルの集合そのも
のとして、 VQの学習アルゴリズム（例えば文献２の方法など）を
用いて、｛MV｝に対するコードブックＣを作成する。 ５）Nearest Neighbor法を用いて、コードブックＣを25
6レベルの離散値の４次元ベクトルの全体Ω上に拡張す
る。
以上述べたことから原理的には、符号化器はΩの各ベ
クトルに対して最適なテンプレートの番号を対応させる
表（コードブック）を書き込んだ大容量のROMで構成で
き、一方復号器はテンプレートの各成分の値を書き込ん
だ小容量の高速ROMで構成することができる。 ところが、Ωの要素の総数は、256↑４＝２↑32であ
るから、このままでは符号化器のROMは32ビットアドレ
スとなり、現実的ではない。 そこで、多重信号の標本値の量子化をより少ないビッ
ト数で行うこととする。 第１の例は、MVのベクトルの各標本値の量子化を均等
に４ビットとする場合である。このときVQの対象となる
情報源は Ω４＝｛（v0,v1,v2,v3）|v0,v1,v2,v3＝0,…,15｝ であり、Ω４の全要素数は、２↑16となり、一方上述と
同じくテンプレートの個数をＬ＝64とすれば、コードブ
ックを書き込んだ８ビット／ワードの512Kビットの低速
ROM（アドレス16ビット）１個で符号化器が構成でき、
テンプレートの各成分の値を書き込んだ８ビット／ワー
ドの2Kビットの小容量高速ROM（アドレス８ビット）１
個で復号器が構成できる（第４図、第６図参照）。 第４図の符号化器の動作は次の通りである。 多重信号の第ｉ番目のブロックMV（ｉ）の４個の標本
値（８ビット） M(i・4),M(i・4+1),M(i・4+2),M(i・4+3) の各上位４ビットは、標本値の到着順に４個のラッチ
（＃0,＃1,＃2,＃３）２〜５でラッチ信号＃0,＃1,＃2,
＃３によって順次ラッチされ、次にラッチ６によって毎
秒fm/4のレートの16ビット並列信号に低速化される。こ
の16ビット並列信号は上述の低速ROM1のアドレスに入力
される。この低速ROM1には前述のコードブックが書き込
まれており、入力のMV（ｉ）に対して最適なテンプレー
トの番号を出力する。 第６図の復号化器の動作は次の通りである。 毎秒fm/4のレートで到着するテンプレートの番号（６
ビット）を示す信号は、上述のアドレス８ビットの高速
ROM（テンプレートの各成分の値が書き込まれている）
７の上位６ビットに入力される。一方、ROM7の下位アド
レス２ビットは、クロックfmで動作する２ビットカウン
ター８によって駆動される。この結果、ROM7からテンプ
レート番号ｋについて４個の標本値（T0（ｋ）,T1
（ｋ）,T2（ｋ）,T3（ｋ））が各標本値当り毎秒fmのレ
ートで出力され、これを再生または受信多重信号とす
る。 第２の例は、ベクトルMVの成分毎に量子化のビット数
を変える場合である。 ベクトルMVの第１成分は、元の３値信号のシンボルの
値に非常に近い値を取るので、最もビット数を減らすこ
とができる。一方MVの第３成分は、時間軸上、３値ベク
トルの第２・第３成分のちょうど中間に位置するため、
取り得る値の分散が大きくビット数を最も多く必要とす
る。 例えば、第１成分を２ビット、第２・第４成分を４ビ
ット、第３成分を６ビットに 各々量子化すると、VQの
対象となる情報源 Ω2426＝｛（v0,v1,v2,v3）|v0＝0,1,2,3, v1,v3＝0,…,15,v2＝0,…63｝ の全要素数は第１例と同じく２↑16で、ハードウェア構
成は第１の例と同様である。 以上の２例では、ベクトルMVの各成分のスカラー量子
化が直線量子化であることを暗黙のこととしていたが、
非直線量子化器を用いる場合を、第３例として次に述べ
る。 上述のようにベクトルMVの各成分の値は異なる確率密
度関数に従っている。そのため、各成分のスカラー量子
化の平均歪を最小化するには、各々の確率密度関数から
導かれる（成分毎に異なる）非直線量子化器を設計する
必要がある。 この時必要となる４個の確率密度関数を求める最も容
易な方法は、前述のコードブックＣ作成手段の途中で得
られるデータを利用することである。 すなわち、作成手順のステップ３）の過程で得られた
Num（MV,N）個の４次元ベクトルMVの各成分毎のヒスト
グラムを正規化したものを、求める４個の確率密度関数
とするのである。つぎに、これらの確率密度関数から非
直線量子化器（４個）を設計するのであるが、これには
様々な方法があり、例えば文献３の手法を用いればよ
い。 なお、各成分毎の非直線量子化のビット配分は、各成
分毎の平均歪が等しくなるように定める必要がある。 第５図に示すように、この例では、符号化器のコード
ブック用ROM1の前に４個の互いに異なるスカラー量子化
器SQ−ROM＃０〜SQ−ROM＃３を置く必要があるが、これ
らは極めて小容量（８ビットアドレス）の高速ROM1個づ
つでよい。 この第３例は、各成分毎に一般には相異なるスカラー
量子化器を用意するものであり、上述の第１例，第２例
を包含したより一般的な構成である（第５図参照）。 なお、復号化器のバードウェア構成は、第２例，第３
例とも第１例と同様である。 また、上記の３つの例で述べた高速ROMとはアクセス
タイム1/fm（≒60ns）以下、低速ROMとはアクセスタイ
ム4/fm（≒240ns）以下を意味し、それぞれ所要の容量
に照らして、ありふれた安価なものである。
クトルに対して最適なテンプレートの番号を対応させる
表（コードブック）を書き込んだ大容量のROMで構成で
き、一方復号器はテンプレートの各成分の値を書き込ん
だ小容量の高速ROMで構成することができる。 ところが、Ωの要素の総数は、256↑４＝２↑32であ
るから、このままでは符号化器のROMは32ビットアドレ
スとなり、現実的ではない。 そこで、多重信号の標本値の量子化をより少ないビッ
ト数で行うこととする。 第１の例は、MVのベクトルの各標本値の量子化を均等
に４ビットとする場合である。このときVQの対象となる
情報源は Ω４＝｛（v0,v1,v2,v3）|v0,v1,v2,v3＝0,…,15｝ であり、Ω４の全要素数は、２↑16となり、一方上述と
同じくテンプレートの個数をＬ＝64とすれば、コードブ
ックを書き込んだ８ビット／ワードの512Kビットの低速
ROM（アドレス16ビット）１個で符号化器が構成でき、
テンプレートの各成分の値を書き込んだ８ビット／ワー
ドの2Kビットの小容量高速ROM（アドレス８ビット）１
個で復号器が構成できる（第４図、第６図参照）。 第４図の符号化器の動作は次の通りである。 多重信号の第ｉ番目のブロックMV（ｉ）の４個の標本
値（８ビット） M(i・4),M(i・4+1),M(i・4+2),M(i・4+3) の各上位４ビットは、標本値の到着順に４個のラッチ
（＃0,＃1,＃2,＃３）２〜５でラッチ信号＃0,＃1,＃2,
＃３によって順次ラッチされ、次にラッチ６によって毎
秒fm/4のレートの16ビット並列信号に低速化される。こ
の16ビット並列信号は上述の低速ROM1のアドレスに入力
される。この低速ROM1には前述のコードブックが書き込
まれており、入力のMV（ｉ）に対して最適なテンプレー
トの番号を出力する。 第６図の復号化器の動作は次の通りである。 毎秒fm/4のレートで到着するテンプレートの番号（６
ビット）を示す信号は、上述のアドレス８ビットの高速
ROM（テンプレートの各成分の値が書き込まれている）
７の上位６ビットに入力される。一方、ROM7の下位アド
レス２ビットは、クロックfmで動作する２ビットカウン
ター８によって駆動される。この結果、ROM7からテンプ
レート番号ｋについて４個の標本値（T0（ｋ）,T1
（ｋ）,T2（ｋ）,T3（ｋ））が各標本値当り毎秒fmのレ
ートで出力され、これを再生または受信多重信号とす
る。 第２の例は、ベクトルMVの成分毎に量子化のビット数
を変える場合である。 ベクトルMVの第１成分は、元の３値信号のシンボルの
値に非常に近い値を取るので、最もビット数を減らすこ
とができる。一方MVの第３成分は、時間軸上、３値ベク
トルの第２・第３成分のちょうど中間に位置するため、
取り得る値の分散が大きくビット数を最も多く必要とす
る。 例えば、第１成分を２ビット、第２・第４成分を４ビ
ット、第３成分を６ビットに 各々量子化すると、VQの
対象となる情報源 Ω2426＝｛（v0,v1,v2,v3）|v0＝0,1,2,3, v1,v3＝0,…,15,v2＝0,…63｝ の全要素数は第１例と同じく２↑16で、ハードウェア構
成は第１の例と同様である。 以上の２例では、ベクトルMVの各成分のスカラー量子
化が直線量子化であることを暗黙のこととしていたが、
非直線量子化器を用いる場合を、第３例として次に述べ
る。 上述のようにベクトルMVの各成分の値は異なる確率密
度関数に従っている。そのため、各成分のスカラー量子
化の平均歪を最小化するには、各々の確率密度関数から
導かれる（成分毎に異なる）非直線量子化器を設計する
必要がある。 この時必要となる４個の確率密度関数を求める最も容
易な方法は、前述のコードブックＣ作成手段の途中で得
られるデータを利用することである。 すなわち、作成手順のステップ３）の過程で得られた
Num（MV,N）個の４次元ベクトルMVの各成分毎のヒスト
グラムを正規化したものを、求める４個の確率密度関数
とするのである。つぎに、これらの確率密度関数から非
直線量子化器（４個）を設計するのであるが、これには
様々な方法があり、例えば文献３の手法を用いればよ
い。 なお、各成分毎の非直線量子化のビット配分は、各成
分毎の平均歪が等しくなるように定める必要がある。 第５図に示すように、この例では、符号化器のコード
ブック用ROM1の前に４個の互いに異なるスカラー量子化
器SQ−ROM＃０〜SQ−ROM＃３を置く必要があるが、これ
らは極めて小容量（８ビットアドレス）の高速ROM1個づ
つでよい。 この第３例は、各成分毎に一般には相異なるスカラー
量子化器を用意するものであり、上述の第１例，第２例
を包含したより一般的な構成である（第５図参照）。 なお、復号化器のバードウェア構成は、第２例，第３
例とも第１例と同様である。 また、上記の３つの例で述べた高速ROMとはアクセス
タイム1/fm（≒60ns）以下、低速ROMとはアクセスタイ
ム4/fm（≒240ns）以下を意味し、それぞれ所要の容量
に照らして、ありふれた安価なものである。
上述の４次元ベクトルMVの符号化器は、同時に、対応
する３次元ベクトルAVに含まれている３値シンボル３個
の値を検出する３値シンボル検出も、併せて行ったこと
になる。 というのは、情報源｛MV｝の分布の27個のクラスター
は、各々、情報源｛AV｝の分布の27個の点に対応してお
り、あるMVについて符号化器の抽出したテンプレートが
どのクラスターに属しているかは、コードブックＣの生
成時に既に分かっているからである。 さらに、本発明を３値シンボル３個単位のシンボル検
出器にしか用いないのであれば、テンプレートの個数Ｌ
＝27とするコードブックＣの符号化器を構成することに
他ならない。 このことから、本発明を、従来方式の記録・伝送にお
ける３値シンボル検出器の構成にも利用できることがわ
かる。 さらに、本発明は、MUSEの多重信号に限定されるもの
ではなく、一般にＱ通りのレベルを取る多値信号のシン
ボル検出器の構成にも利用できることがわかる。 すなわち、一般に、 fa:fm＝Na:Nm （Na,Nmは自然数） とするとき、テンプレートの個数Ｌ＝QNaとするコード
ブックＣを構成することで、毎数faボーのＱ値多値信号
のNa個のシンボルを一括して検出することができる。 なお、S/Nの悪いMUSE入力信号に対しては、従来方式
では多重信号の記録または伝送処理の際に情報の復号誤
りが発生し、誤ったデータを記録または伝送することが
あるが、本発明では多重信号波形そのものを符号化して
いるため、決定的な誤りデータが本発明で発生すること
はない。また、かような入力信号に対してはテンプレー
トで置き換えることによる波形の整形（非線形処理によ
るS/N向上）も効果もある。 ［発明の効果］ 以上説明したように本発明により、例えば音声／独立
データを多重したMUSE信号を記録または伝送する装置の
音声／独立データの符号化・復号化回路を著しく小型
化，低コスト化することができる。
する３次元ベクトルAVに含まれている３値シンボル３個
の値を検出する３値シンボル検出も、併せて行ったこと
になる。 というのは、情報源｛MV｝の分布の27個のクラスター
は、各々、情報源｛AV｝の分布の27個の点に対応してお
り、あるMVについて符号化器の抽出したテンプレートが
どのクラスターに属しているかは、コードブックＣの生
成時に既に分かっているからである。 さらに、本発明を３値シンボル３個単位のシンボル検
出器にしか用いないのであれば、テンプレートの個数Ｌ
＝27とするコードブックＣの符号化器を構成することに
他ならない。 このことから、本発明を、従来方式の記録・伝送にお
ける３値シンボル検出器の構成にも利用できることがわ
かる。 さらに、本発明は、MUSEの多重信号に限定されるもの
ではなく、一般にＱ通りのレベルを取る多値信号のシン
ボル検出器の構成にも利用できることがわかる。 すなわち、一般に、 fa:fm＝Na:Nm （Na,Nmは自然数） とするとき、テンプレートの個数Ｌ＝QNaとするコード
ブックＣを構成することで、毎数faボーのＱ値多値信号
のNa個のシンボルを一括して検出することができる。 なお、S/Nの悪いMUSE入力信号に対しては、従来方式
では多重信号の記録または伝送処理の際に情報の復号誤
りが発生し、誤ったデータを記録または伝送することが
あるが、本発明では多重信号波形そのものを符号化して
いるため、決定的な誤りデータが本発明で発生すること
はない。また、かような入力信号に対してはテンプレー
トで置き換えることによる波形の整形（非線形処理によ
るS/N向上）も効果もある。 ［発明の効果］ 以上説明したように本発明により、例えば音声／独立
データを多重したMUSE信号を記録または伝送する装置の
音声／独立データの符号化・復号化回路を著しく小型
化，低コスト化することができる。
第１図は３値シンボル列Ａ（３・ｉ＋ｊ）（Ｊ＝0,1,
2）と、それを標本化周波数変換した多重信号の標本値
列Ｍ（４・ｉ＋ｋ）（ｋ＝0,1,2,3）との、時間軸上の
対応を示す図、 第２図はfa→fm→faの２段の標本化周波数変換全体のロ
ールオフ特性を示す図、 第３図は情報源｛AV｝の分布と情報源｛MV｝の分布の違
いを示す模式的な図、 第４図は本発明の第１の実施例の符号化器の構成を示す
図、 第５図は本発明の第３の実施例のベクトルMVの各成分毎
に相異なるスカラー量子化器を用いた符号化器の構成を
示す図、 第６図は本発明にかかる復号器の構成例を示す図であ
る。 １……コードブック用ROM、 ２〜５……ラッチ＃０〜＃３、 ６……ラッチ、 ７……テンプレートROM、 ８……２ビットカウンター、 SQ−ROM＃０〜＃３……スカラー量子化器。
2）と、それを標本化周波数変換した多重信号の標本値
列Ｍ（４・ｉ＋ｋ）（ｋ＝0,1,2,3）との、時間軸上の
対応を示す図、 第２図はfa→fm→faの２段の標本化周波数変換全体のロ
ールオフ特性を示す図、 第３図は情報源｛AV｝の分布と情報源｛MV｝の分布の違
いを示す模式的な図、 第４図は本発明の第１の実施例の符号化器の構成を示す
図、 第５図は本発明の第３の実施例のベクトルMVの各成分毎
に相異なるスカラー量子化器を用いた符号化器の構成を
示す図、 第６図は本発明にかかる復号器の構成例を示す図であ
る。 １……コードブック用ROM、 ２〜５……ラッチ＃０〜＃３、 ６……ラッチ、 ７……テンプレートROM、 ８……２ビットカウンター、 SQ−ROM＃０〜＃３……スカラー量子化器。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03M 7/30
Claims (3)
- 【請求項１】１シンボル当りＱ（Q:自然数）通りのレベ
ルを取る毎秒faボーのシンボル系列Ａを、標本化周波数
変換により一般には実数値を取る標本値系列Ｍ（毎秒fm
サンプル）に変換し、 fa:fm＝Na:Nm （Na,Nmは自然数） とするとき、前記シンボル系列ＡのシンボルNa個に対応
する前記標本値系列Ｍの標本値Nm個を１ブロック単位と
して、予め用意したNm個の値を１組とするＬ（L:自然
数）組の標準パターンの中から、着目する標本値系列Ｍ
の１ブロックに最も近い標準パターンを検出することを
特徴とするディジタル信号の処理方法。 - 【請求項２】前記検出された標準パターンの番号をディ
ジタル的に記録または伝送することを特徴とする請求項
１に記載のディジタル信号の処理方法。 - 【請求項３】前記標本値系列Ｍの各標本値をＭ（Nm・ｉ
＋ｋ）（ｉ＝0,…，∞,k＝0,…,Nm−１）と表すとき、
着目する標本値系列Ｍの第ｉ番目のブロックのNm個の標
本値を、一般には相異なるスカラー量子化器を用いて、
各々、NQ（ｋ）（ｋ＝0,…,Nm−１）レベルに量子化し
た後、当該量子化によって得られた値を、NQ（０）×NQ
（１）×NQ（２）×…×NQ（Nm−１）通りのアドレスを
有し、前記Ｌ組の標準パターンの番号表を格納したROM
のアドレス入力に入力して該当するテンプレートの番号
を読み出すことを特徴とする請求項１に記載のディジタ
ル信号の処理方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21714590A JP3029649B2 (ja) | 1990-08-20 | 1990-08-20 | ディジタル信号の処理方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP21714590A JP3029649B2 (ja) | 1990-08-20 | 1990-08-20 | ディジタル信号の処理方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04100323A JPH04100323A (ja) | 1992-04-02 |
| JP3029649B2 true JP3029649B2 (ja) | 2000-04-04 |
Family
ID=16699563
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP21714590A Expired - Fee Related JP3029649B2 (ja) | 1990-08-20 | 1990-08-20 | ディジタル信号の処理方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3029649B2 (ja) |
-
1990
- 1990-08-20 JP JP21714590A patent/JP3029649B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04100323A (ja) | 1992-04-02 |
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