JP3016297B2 - 電界効果トランジスタの測定方法 - Google Patents
電界効果トランジスタの測定方法Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は大振幅動作する半導体デ
バイス、特に高出力ガリウムひ素電界効果トランジスタ
（以下、単にＧａＡｓ ＦＥＴと呼ぶ）における超高周
波帯高出力性能を簡便に精度良く予測し得る測定方法に
関するものである。
バイス、特に高出力ガリウムひ素電界効果トランジスタ
（以下、単にＧａＡｓ ＦＥＴと呼ぶ）における超高周
波帯高出力性能を簡便に精度良く予測し得る測定方法に
関するものである。
【０００２】
【従来の技術】超高周波帯におけるキーデバイスとして
高出力ＧａＡｓ ＦＥＴの重要性が増大している。この
ような要求に応え、速やかに高性能デバイスを開発する
には精度の高い設計・評価手法が必要不可欠である。し
かるに、特に大振幅動作時のＧａＡａ ＭＥＳＦＥＴに
おいては以下に述べる問題がある。例えば、高出力ＦＥ
Ｔの飽和出力電力（Ｐｓａｔ）は、Ｋｎｅｅ Ｖｏｌｔ
ａｇｅ（Ｖｋ）、３端子耐圧（ＢＶ３）、最大チャネル
電流（Ｉｍａｘ）により決まる。即ち、ＰｓａｔはＩｍ
ａｘと（ＢＶ３−Ｖｋ）とに比例する。しかし、ここで
暗黙に仮定されている重要な条件がある。Ｉｍａｘ，Ｖ
ｋ及びＢＶ３等のパラメータは、全て大振幅・高周波動
作時の値であるという点である。
高出力ＧａＡｓ ＦＥＴの重要性が増大している。この
ような要求に応え、速やかに高性能デバイスを開発する
には精度の高い設計・評価手法が必要不可欠である。し
かるに、特に大振幅動作時のＧａＡａ ＭＥＳＦＥＴに
おいては以下に述べる問題がある。例えば、高出力ＦＥ
Ｔの飽和出力電力（Ｐｓａｔ）は、Ｋｎｅｅ Ｖｏｌｔ
ａｇｅ（Ｖｋ）、３端子耐圧（ＢＶ３）、最大チャネル
電流（Ｉｍａｘ）により決まる。即ち、ＰｓａｔはＩｍ
ａｘと（ＢＶ３−Ｖｋ）とに比例する。しかし、ここで
暗黙に仮定されている重要な条件がある。Ｉｍａｘ，Ｖ
ｋ及びＢＶ３等のパラメータは、全て大振幅・高周波動
作時の値であるという点である。
【０００３】一方、ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴにおいて
は、主としてゲート・ドレイン間における、パッシベー
ション膜とＧａＡｓ層との界面に発生する表面状態に起
因して次のような問題点が存在している。 （Ａ） ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴのドレイン電流におい
ては、直流時（ＤＣ時）と高周波時（ＲＦ時）における
電流値が異なる、いわゆる”ドレイン電流の周波数分
散”現象が存在し得る。 （Ｂ） 従って、ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴにおいては、
各パラメータの直流測定値と飽和出力等、高周波性能と
の相関関係を見いだせない場合が多い。設計精度改善の
為には数ＧＨｚ以上における高周波実働状態での電流値
の測定手段が必要である。 （Ｃ） この周波数分散の程度は、Ｇ−Ｄ間距離、リセ
ス構造、パッシベーション、印加電圧等種々の要素に依
存し、しかもこれら要素は複雑に関係し合っている。高
出力素子設計精度の向上には分散現象とデバイス構造及
びパッシベーション膜等との因果関係或いは相関関係の
明確化が必須である。
は、主としてゲート・ドレイン間における、パッシベー
ション膜とＧａＡｓ層との界面に発生する表面状態に起
因して次のような問題点が存在している。 （Ａ） ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴのドレイン電流におい
ては、直流時（ＤＣ時）と高周波時（ＲＦ時）における
電流値が異なる、いわゆる”ドレイン電流の周波数分
散”現象が存在し得る。 （Ｂ） 従って、ＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴにおいては、
各パラメータの直流測定値と飽和出力等、高周波性能と
の相関関係を見いだせない場合が多い。設計精度改善の
為には数ＧＨｚ以上における高周波実働状態での電流値
の測定手段が必要である。 （Ｃ） この周波数分散の程度は、Ｇ−Ｄ間距離、リセ
ス構造、パッシベーション、印加電圧等種々の要素に依
存し、しかもこれら要素は複雑に関係し合っている。高
出力素子設計精度の向上には分散現象とデバイス構造及
びパッシベーション膜等との因果関係或いは相関関係の
明確化が必須である。
【０００４】以上のように、特にＧａＡｓ ＭＥＳＦＥ
Ｔにおいては各パラメータの直流測定値と飽和出力等高
周波性能との相関関係を見いだせない場合が多く、設計
精度改善の為にも数ＧＨｚ以上における高周波実働状態
での電流値を評価し得る何らかの測定手法の開発は必須
であった。
Ｔにおいては各パラメータの直流測定値と飽和出力等高
周波性能との相関関係を見いだせない場合が多く、設計
精度改善の為にも数ＧＨｚ以上における高周波実働状態
での電流値を評価し得る何らかの測定手法の開発は必須
であった。
【０００５】従来この種の電流評価手法として、図７に
示す様なパルス電流測定法が用いられている（Ｍ．Ｐａ
ｇｇｉ ｅｔ．ａｌ．：”Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ＧａＡ
ｓＭＥＳＦＥＴ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ Ｕｓｉｎｇ Ｐｕ
ｌｓｅｄ Ｇａｔｅ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ”，Ｉ
ＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ＭＴＴ，Ｖｏｌ．３６，Ｎｏ．１
２，１９８８，ｐｐ．１５９３−１５９７参照）。つま
りＳパラメータ測定のような小信号正弦波に対する応答
の評価・解析ではなく、ＦＥＴに大振幅パルスを入力し
ドレイン電流の過渡応答を測定するものである。従って
大振幅動作時の電流測定は可能であるが、応答速度が遅
く問題である。
示す様なパルス電流測定法が用いられている（Ｍ．Ｐａ
ｇｇｉ ｅｔ．ａｌ．：”Ｎｏｎｌｉｎｅａｒ ＧａＡ
ｓＭＥＳＦＥＴ Ｍｏｄｅｌｉｎｇ Ｕｓｉｎｇ Ｐｕ
ｌｓｅｄ Ｇａｔｅ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ”，Ｉ
ＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ＭＴＴ，Ｖｏｌ．３６，Ｎｏ．１
２，１９８８，ｐｐ．１５９３−１５９７参照）。つま
りＳパラメータ測定のような小信号正弦波に対する応答
の評価・解析ではなく、ＦＥＴに大振幅パルスを入力し
ドレイン電流の過渡応答を測定するものである。従って
大振幅動作時の電流測定は可能であるが、応答速度が遅
く問題である。
【０００６】例えば図７に示した従来例では、過渡電流
のセンサーとして電流プローブを使用している。電流プ
ローブの応答速度は数十〜百ｎｓｅｃ程度である。一
方、ＧａＡｓ ＦＥＴの実働周波数は数ＧＨｚ以上に達
する。従来の測定技術によっては実働時の高周波・大振
幅電流の評価は不可能であり、系の応答速度に格段の改
善が必要であった。
のセンサーとして電流プローブを使用している。電流プ
ローブの応答速度は数十〜百ｎｓｅｃ程度である。一
方、ＧａＡｓ ＦＥＴの実働周波数は数ＧＨｚ以上に達
する。従来の測定技術によっては実働時の高周波・大振
幅電流の評価は不可能であり、系の応答速度に格段の改
善が必要であった。
【０００７】また、上記の説明ではＦＥＴの表面準位に
起因した周波数分散現象を主たる問題点として説明した
が、高出力ＦＥＴにおいては例えば高電界状態おけるア
バランシェ効果により発生する正孔の影響等、より速い
応答速度を示す種々の現象が発生し得る。大信号動作す
る高出力素子においては、これら諸現象がその高周波性
能に直接影響するので、高出力ＧａＡｓ ＦＥＴの高周
波・高出力性能をより正確かつ簡便に評価し設計精度を
改善するためには、より速い大振幅パルス電流測定方法
が必要不可欠である。
起因した周波数分散現象を主たる問題点として説明した
が、高出力ＦＥＴにおいては例えば高電界状態おけるア
バランシェ効果により発生する正孔の影響等、より速い
応答速度を示す種々の現象が発生し得る。大信号動作す
る高出力素子においては、これら諸現象がその高周波性
能に直接影響するので、高出力ＧａＡｓ ＦＥＴの高周
波・高出力性能をより正確かつ簡便に評価し設計精度を
改善するためには、より速い大振幅パルス電流測定方法
が必要不可欠である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、大振
幅動作する半導体デバイス、特に高出力ＧａＡｓ ＦＥ
Ｔにおける超高周波帯，大振幅性能を実働周波数帯まで
簡便に精度良く評価し得る測定方法を実現することにあ
る。
幅動作する半導体デバイス、特に高出力ＧａＡｓ ＦＥ
Ｔにおける超高周波帯，大振幅性能を実働周波数帯まで
簡便に精度良く評価し得る測定方法を実現することにあ
る。
【０００９】
【課題を解決するための手段】第１の発明の電界効果ト
ランジスタの測定方法は、入力端子と被測定ＦＥＴのゲ
ートとに接続された特性インピーダンスＲinの第一の伝
送線路と、被測定ＦＥＴのゲートに接続され他端を終端
された特性インピーダンスＲinの第二の伝送線路とから
成る入力回路と、被測定ＦＥＴのドレイン端子に接続さ
れた特性インピーダンスＺL の第三の伝送線路と、この
第三の伝送線路他端と電源端子とに接続された終端抵抗
ＲL と、上記第三の伝送線路他端に接続された分圧抵抗
ＲO と、分圧抵抗ＲO の他端に接続された特性インピー
ダンスＲZ の第四の伝送線路と、この第四の伝送線路の
他端と接地端子とに接続された負荷抵抗ＲZ とから成る
出力回路とから構成される測定系を使用し、上記測定系
における特性インピーダンスＲinとＲZ とを５０オーム
に設定し、前記特性インピーダンスＺL とＲL とを等し
く設定し、更に前記分圧抵抗ＲO を（ＲO ＋ＲZ ）≧５
ＲL という関係を満たすよう設定し、かつ入力端子に高
周波信号を印加した状態で負荷抵抗ＲZ の両端に発生す
る高周波電圧振幅△ＶZ の観測値から、 Ｉｄ＝ＶＤＤ／ＲL −△ＶZ ・（ＲL ＋ＲO ＋ＲZ ）／（ＲL ・ＲZ ） という関係式を用いて高周波ドレイン電流Ｉｄを求める
事を特徴とする。
ランジスタの測定方法は、入力端子と被測定ＦＥＴのゲ
ートとに接続された特性インピーダンスＲinの第一の伝
送線路と、被測定ＦＥＴのゲートに接続され他端を終端
された特性インピーダンスＲinの第二の伝送線路とから
成る入力回路と、被測定ＦＥＴのドレイン端子に接続さ
れた特性インピーダンスＺL の第三の伝送線路と、この
第三の伝送線路他端と電源端子とに接続された終端抵抗
ＲL と、上記第三の伝送線路他端に接続された分圧抵抗
ＲO と、分圧抵抗ＲO の他端に接続された特性インピー
ダンスＲZ の第四の伝送線路と、この第四の伝送線路の
他端と接地端子とに接続された負荷抵抗ＲZ とから成る
出力回路とから構成される測定系を使用し、上記測定系
における特性インピーダンスＲinとＲZ とを５０オーム
に設定し、前記特性インピーダンスＺL とＲL とを等し
く設定し、更に前記分圧抵抗ＲO を（ＲO ＋ＲZ ）≧５
ＲL という関係を満たすよう設定し、かつ入力端子に高
周波信号を印加した状態で負荷抵抗ＲZ の両端に発生す
る高周波電圧振幅△ＶZ の観測値から、 Ｉｄ＝ＶＤＤ／ＲL −△ＶZ ・（ＲL ＋ＲO ＋ＲZ ）／（ＲL ・ＲZ ） という関係式を用いて高周波ドレイン電流Ｉｄを求める
事を特徴とする。
【００１０】第２の発明の電界効果トランジスタの測定
方法は、ウエハ上の被測定ＦＥＴゲート電極に接触する
測定用接触点近傍で互いに接続された特性インピーダン
スＲinの伝送線路対を含む入力用高周波プローブと、こ
の高周波プローブ上の伝送線路対の一方と入力端子とに
接続された特性インピーダンスＲinの第一の伝送線路
と、上記高周波プローブ上の伝送線路対の他方に接続さ
れ他端を終端された特性インピーダンスＲinの第二の伝
送線路とから成る入力回路と、ウエハ上の被測定ＦＥＴ
ドレイン電極に接触する測定用接触点に接続された特性
インピーダンスＺL の伝送線路を含む出力用高周波プロ
ーブと、この高周波プローブ上の伝送線路に接続された
特性インピーダンスＺL の第三の伝送線路と、この第三
の伝送線路他端と電源端子とに接続された終端抵抗ＲL
と、上記第三の伝送線路他端に接続された分圧抵抗ＲO
と、この分圧抵抗ＲO の他端に接続された特性インピー
ダンスＲZ の第四の伝送線路と、この第四の伝送線路の
他端と接地端子とに接続された負荷抵抗ＲZ とから成る
出力回路とから構成される測定系を使用し、上記測定系
における特性インピーダンスＲinとＲZ とを５０オーム
に設定し、前記特性インピーダンスＺL とＲL とを等し
く設定し、更に前記分圧抵抗値ＲOを（ＲO ＋ＲZ ）≧
５ＲL という関係を満たすよう設定し、かつ入力端子に
高周波信号を印加した状態で負荷抵抗ＲZ 両端に発生す
る高周波電圧振幅△ＶZ の観測値から、 Ｉｄ＝ＶＤＤ／ＲL −△ＶZ ・（ＲL ＋ＲO ＋ＲZ ）／（ＲL ・ＲZ ） という関係式を用い、ウエハ状態において高周波ドレイ
ン電流Ｉｄを求める事とを特徴とする。
方法は、ウエハ上の被測定ＦＥＴゲート電極に接触する
測定用接触点近傍で互いに接続された特性インピーダン
スＲinの伝送線路対を含む入力用高周波プローブと、こ
の高周波プローブ上の伝送線路対の一方と入力端子とに
接続された特性インピーダンスＲinの第一の伝送線路
と、上記高周波プローブ上の伝送線路対の他方に接続さ
れ他端を終端された特性インピーダンスＲinの第二の伝
送線路とから成る入力回路と、ウエハ上の被測定ＦＥＴ
ドレイン電極に接触する測定用接触点に接続された特性
インピーダンスＺL の伝送線路を含む出力用高周波プロ
ーブと、この高周波プローブ上の伝送線路に接続された
特性インピーダンスＺL の第三の伝送線路と、この第三
の伝送線路他端と電源端子とに接続された終端抵抗ＲL
と、上記第三の伝送線路他端に接続された分圧抵抗ＲO
と、この分圧抵抗ＲO の他端に接続された特性インピー
ダンスＲZ の第四の伝送線路と、この第四の伝送線路の
他端と接地端子とに接続された負荷抵抗ＲZ とから成る
出力回路とから構成される測定系を使用し、上記測定系
における特性インピーダンスＲinとＲZ とを５０オーム
に設定し、前記特性インピーダンスＺL とＲL とを等し
く設定し、更に前記分圧抵抗値ＲOを（ＲO ＋ＲZ ）≧
５ＲL という関係を満たすよう設定し、かつ入力端子に
高周波信号を印加した状態で負荷抵抗ＲZ 両端に発生す
る高周波電圧振幅△ＶZ の観測値から、 Ｉｄ＝ＶＤＤ／ＲL −△ＶZ ・（ＲL ＋ＲO ＋ＲZ ）／（ＲL ・ＲZ ） という関係式を用い、ウエハ状態において高周波ドレイ
ン電流Ｉｄを求める事とを特徴とする。
【００１１】第３の発明の電界効果トランジスタの測定
方法は、上記の測定方法において、伝送線路の特性イン
ピーダンスと各抵抗値とは ＲL ＝ＺL ・（ＲO ＋ＲZ ）／（（ＲO ＋ＲZ ）−ＺL ） という関係を満足するよう設定する事を特徴とする。
方法は、上記の測定方法において、伝送線路の特性イン
ピーダンスと各抵抗値とは ＲL ＝ＺL ・（ＲO ＋ＲZ ）／（（ＲO ＋ＲZ ）−ＺL ） という関係を満足するよう設定する事を特徴とする。
【００１２】
【作用】本発明の作用につき図面を用いて説明する。
【００１３】図１は本発明の方法に用いる測定回路の等
価回路図である。まず入力側について説明する。被測定
ＦＥＴ Ｑ１のゲートは特性インピーダンスがＲinであ
る伝送線路３と４とに接続される。ゲートへの入力パル
ス信号は、入力端子１と伝送線路３とを経てＦＥＴのゲ
ートに印加される。伝送線路４の他端は終端抵抗Ｒinで
終端され、従ってＦＥＴのゲート端子においては無反射
終端Ｒinとして作用する。このとき伝送線路４の線路長
は長くても良い、従って被測定素子の極く近傍で終端す
る必要はなく、評価系の構成上極めて有利となる。通
常、ＧａＡｓ ＦＥＴの入力インピーダンスは高いため
ＦＥＴ入力インピーダンスと無反射終端Ｒinとの並列合
成インピーダンスは、ほぼＲinに等しい値となる。従っ
て、伝送線路３を進行してくる入力パルス波は、反射に
よる波形劣化を生ずる事も無く、高い周波数領域まで使
用可能となる。この入力回路によれば立ち上り・立ち下
り時間１００ｐｓｅｃ以下の超高速パルスまで処理可能
である。
価回路図である。まず入力側について説明する。被測定
ＦＥＴ Ｑ１のゲートは特性インピーダンスがＲinであ
る伝送線路３と４とに接続される。ゲートへの入力パル
ス信号は、入力端子１と伝送線路３とを経てＦＥＴのゲ
ートに印加される。伝送線路４の他端は終端抵抗Ｒinで
終端され、従ってＦＥＴのゲート端子においては無反射
終端Ｒinとして作用する。このとき伝送線路４の線路長
は長くても良い、従って被測定素子の極く近傍で終端す
る必要はなく、評価系の構成上極めて有利となる。通
常、ＧａＡｓ ＦＥＴの入力インピーダンスは高いため
ＦＥＴ入力インピーダンスと無反射終端Ｒinとの並列合
成インピーダンスは、ほぼＲinに等しい値となる。従っ
て、伝送線路３を進行してくる入力パルス波は、反射に
よる波形劣化を生ずる事も無く、高い周波数領域まで使
用可能となる。この入力回路によれば立ち上り・立ち下
り時間１００ｐｓｅｃ以下の超高速パルスまで処理可能
である。
【００１４】次に、出力側について説明する。ＦＥＴ
Ｑ１のドレイン端子は特性インピーダンスＺL の伝送線
路５を経て終端抵抗ＲL と分圧抵抗ＲO とに接続されて
いる。この分圧抵抗ＲO の他端は、特性インピーダンス
ＲZ の伝送線路６を介して他端が接地された負荷抵抗Ｒ
Z に接続されている。また、終端抵抗ＲL の他端は電源
端子２に接続されている。このとき分圧抵抗ＲO と負荷
抵抗ＲZ との直列インピーダンス（ＲO ＋ＲZ ）は、終
端抵抗ＲL より十分大きく設定されるため、終端抵抗Ｒ
L とインピーダンス（ＲO ＋ＲZ ）との並列合成インピ
ーダンスはほぼＲL に等しい値となる。伝送線路５の特
性インピーダンスＺL と終端抵抗値ＲLとはほぼ等しく
設定されている。従って、ＦＥＴ Ｑ１のドレイン端子
に発生する高速のパルス電流波は反射による波形劣化を
生ずる事無く負荷抵抗まで伝送される。この測定系は周
波数特性を持つリアクタンス成分を含まず伝送線路にほ
ぼ整合した純抵抗系で構成されている。従って直流成分
を含む超広帯域性を有し高い時間分解能を実現できる。
加えて、系が純抵抗で構成されているため負荷抵抗ＲZ
の高速パルス電圧波形と電流波形とは単純な比例関係と
なる。従ってＲZ での電圧波形を観測する事によりパル
ス電流波形を観測可能である。電圧観測においてはサン
プリングオシロスコープをはじめ超高速の計測機器が使
用可能である。
Ｑ１のドレイン端子は特性インピーダンスＺL の伝送線
路５を経て終端抵抗ＲL と分圧抵抗ＲO とに接続されて
いる。この分圧抵抗ＲO の他端は、特性インピーダンス
ＲZ の伝送線路６を介して他端が接地された負荷抵抗Ｒ
Z に接続されている。また、終端抵抗ＲL の他端は電源
端子２に接続されている。このとき分圧抵抗ＲO と負荷
抵抗ＲZ との直列インピーダンス（ＲO ＋ＲZ ）は、終
端抵抗ＲL より十分大きく設定されるため、終端抵抗Ｒ
L とインピーダンス（ＲO ＋ＲZ ）との並列合成インピ
ーダンスはほぼＲL に等しい値となる。伝送線路５の特
性インピーダンスＺL と終端抵抗値ＲLとはほぼ等しく
設定されている。従って、ＦＥＴ Ｑ１のドレイン端子
に発生する高速のパルス電流波は反射による波形劣化を
生ずる事無く負荷抵抗まで伝送される。この測定系は周
波数特性を持つリアクタンス成分を含まず伝送線路にほ
ぼ整合した純抵抗系で構成されている。従って直流成分
を含む超広帯域性を有し高い時間分解能を実現できる。
加えて、系が純抵抗で構成されているため負荷抵抗ＲZ
の高速パルス電圧波形と電流波形とは単純な比例関係と
なる。従ってＲZ での電圧波形を観測する事によりパル
ス電流波形を観測可能である。電圧観測においてはサン
プリングオシロスコープをはじめ超高速の計測機器が使
用可能である。
【００１５】以上により、本発明のパルス電流測定系に
よれば、立ち上り・立ち下り時間１００ｐｓｅｃ〜２０
０ｐｓｅｃ以下という従来技術の１００倍以上の高速測
定が可能である。本測定方法の系により、高出力ＧａＡ
ｓ ＦＥＴの実働速度における高周波電流特性の評価、
ひいては超高周波・高出力性能を簡易にかつ精度良く予
測する事が可能となる。
よれば、立ち上り・立ち下り時間１００ｐｓｅｃ〜２０
０ｐｓｅｃ以下という従来技術の１００倍以上の高速測
定が可能である。本測定方法の系により、高出力ＧａＡ
ｓ ＦＥＴの実働速度における高周波電流特性の評価、
ひいては超高周波・高出力性能を簡易にかつ精度良く予
測する事が可能となる。
【００１６】本発明によるパルス電流の測定方法を図１
と図２とを用いて説明する。なお、図２は、パルスドレ
イン電流特性を示す図である。各抵抗，電源，電圧の値
を以下のように設定する。
と図２とを用いて説明する。なお、図２は、パルスドレ
イン電流特性を示す図である。各抵抗，電源，電圧の値
を以下のように設定する。
【００１７】ＲO ： 分圧抵抗 ＲL ： 終端抵抗 ＲZ ： 負荷抵抗（実施例では観測用オシロスコープの
入力インピーダンス（５０ｏｈｍ）） ＶＤＤ：電源電圧 ＶＤＳ：ＦＥＴのドレイン・ソース間電圧 図１においてＦＥＴのドレインに流入するパルス電流の
尖頭値をＩｄとする。既に説明した通りこの測定系は周
波数特性を持つリアクタンス成分を含まず伝送線路にほ
ぼ整合した純抵抗系で構成されている。従って、ＦＥＴ
のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ（ドレイン・ソース間
パルス電圧尖頭値）は単純に次のように表せる。
入力インピーダンス（５０ｏｈｍ）） ＶＤＤ：電源電圧 ＶＤＳ：ＦＥＴのドレイン・ソース間電圧 図１においてＦＥＴのドレインに流入するパルス電流の
尖頭値をＩｄとする。既に説明した通りこの測定系は周
波数特性を持つリアクタンス成分を含まず伝送線路にほ
ぼ整合した純抵抗系で構成されている。従って、ＦＥＴ
のドレイン・ソース間電圧ＶＤＳ（ドレイン・ソース間
パルス電圧尖頭値）は単純に次のように表せる。
【００１８】 ＶＤＳ ＝（（ＲO ＋ＲZ ）／（ＲL ＋ＲO ＋ＲZ ））・（ＶＤＤ−ＲL ・Ｉｄ） （１） ここで、ロウレベルがＦＥＴのピンチオフ電圧以下であ
り（従ってＦＥＴはカットオフ状態）、ハイレベルがピ
ンチオフ電圧以上（従ってＦＥＴはオン状態）のパルス
信号をＦＥＴのゲートに入力すると、ＦＥＴのドレイン
にはパルス電流が流れる。この時負荷抵抗（ＲZ ）に発
生するパルス電圧の振幅を△ＶZ とすると、パルス電流
Ｉｄ（ピーク電流値）は、系がほぼ純抵抗系で構成され
ているので次のようにして求められる。
り（従ってＦＥＴはカットオフ状態）、ハイレベルがピ
ンチオフ電圧以上（従ってＦＥＴはオン状態）のパルス
信号をＦＥＴのゲートに入力すると、ＦＥＴのドレイン
にはパルス電流が流れる。この時負荷抵抗（ＲZ ）に発
生するパルス電圧の振幅を△ＶZ とすると、パルス電流
Ｉｄ（ピーク電流値）は、系がほぼ純抵抗系で構成され
ているので次のようにして求められる。
【００１９】 Ｉｄ ＝ＶＤＤ／ＲL −△ＶZ ・（ＲL ＋ＲO ＋ＲZ ）／（ＲL ・ＲZ ） （２） 以上から、電源電圧ＶＤＤとゲート入力パルスのピーク
値（ＶＧＳ）とをパラメータとして、△ＺZ を測定し式
（２）を用いてパルスドレイン電流Ｉｄを求める事がで
きる。パラメータＶＤＤとＶＧＳの種々の値に対しＩｄ
を測定しグラフ化すると、図２に示すようにＦＥＴのパ
ルス電流・電圧特性が得られる。先に説明した様に、図
２の電流・電圧特性は超高周波・大信号状態の実働電流
にはほぼ等しい。従ってこの電圧電流特性からＦＥＴの
高周波性能を精度良く見積もる事ができる。
値（ＶＧＳ）とをパラメータとして、△ＺZ を測定し式
（２）を用いてパルスドレイン電流Ｉｄを求める事がで
きる。パラメータＶＤＤとＶＧＳの種々の値に対しＩｄ
を測定しグラフ化すると、図２に示すようにＦＥＴのパ
ルス電流・電圧特性が得られる。先に説明した様に、図
２の電流・電圧特性は超高周波・大信号状態の実働電流
にはほぼ等しい。従ってこの電圧電流特性からＦＥＴの
高周波性能を精度良く見積もる事ができる。
【００２０】
（第１実施例）図１は、本発明の測定方法に使用される
測定回路の等価回路図である。伝送線路３，４，５及び
６の特性インピーダンスは５０オームとしており、また
Ｒin，ＲL ，ＲZ の各抵抗値も５０オームとしている。
更に、終端抵抗Ｒinと負荷抵抗ＲZ とは共に電圧波形観
測用オシロスコープ３２と３３との入力インピーダンス
で兼用している。従って、各端子において終端抵抗とし
ての機能の他に波形観測機能を併せて可能としている。
出力側終端抵抗ＲL （＝５０オーム）は、バイパス用コ
ンデンサ７を経て電源ＶＤＤに接続されている。また分
圧抵抗ＲO は４５０オームとしている。この場合、終端
抵抗ＲL とインピーダンス（ＲO ＋ＲZ ）との並列合成
インピーダンスは４５・５オームでありほぼＲL に等し
く実用上問題は生じない。なお、図中、３１はパルス発
生器である。本測定系と式（１）および式（２）とを用
いる方法によれば数百ｐｓｅｃ以下の立上りのパルス電
流測定が可能である。
測定回路の等価回路図である。伝送線路３，４，５及び
６の特性インピーダンスは５０オームとしており、また
Ｒin，ＲL ，ＲZ の各抵抗値も５０オームとしている。
更に、終端抵抗Ｒinと負荷抵抗ＲZ とは共に電圧波形観
測用オシロスコープ３２と３３との入力インピーダンス
で兼用している。従って、各端子において終端抵抗とし
ての機能の他に波形観測機能を併せて可能としている。
出力側終端抵抗ＲL （＝５０オーム）は、バイパス用コ
ンデンサ７を経て電源ＶＤＤに接続されている。また分
圧抵抗ＲO は４５０オームとしている。この場合、終端
抵抗ＲL とインピーダンス（ＲO ＋ＲZ ）との並列合成
インピーダンスは４５・５オームでありほぼＲL に等し
く実用上問題は生じない。なお、図中、３１はパルス発
生器である。本測定系と式（１）および式（２）とを用
いる方法によれば数百ｐｓｅｃ以下の立上りのパルス電
流測定が可能である。
【００２１】（第２実施例）図４は本発明の第２の実施
例に使用される系のブロック図である。伝送線路３，
４，５及び６の特性インピーダンス及びＲin，ＲL ，Ｒ
Z の各抵抗値も第１実施例と同様に５０オームとしてい
る。終端抵抗Ｒinと負荷抵抗ＲZ とを電圧波形観測用オ
シロスコープ３２と３３との入力インピーダンスで兼用
し波形観測をも可能としている点、及び分圧抵抗ＲO は
４５０オームとしている点も第１の実施例と同様であ
る。この場合においても終端抵抗ＲL とインピーダンス
（ＲO ＋ＲZ ）との並列合成インピーダンスは４５．５
オームでありほぼＲL に等しく実用上問題は生じない。
本実施例においては伝送線路３と４とは互いに等しい特
性インピーダンスを有する伝送線路４３と４４とを含む
高周波プローブ入力端子に接続される。入力側プローブ
４１の先端はウエハ状態の被測定ＦＥＴチップのゲート
電極に圧着される。同様に、伝送線路５は等しい特性イ
ンピーダンスを有する伝送線路４５を含む高周波プロー
ブの出力端子に接続されている。出力側プローブ４２の
先端はウエハ状態にある被測定ＦＥＴチップ４３のドレ
イン電極に圧着される。
例に使用される系のブロック図である。伝送線路３，
４，５及び６の特性インピーダンス及びＲin，ＲL ，Ｒ
Z の各抵抗値も第１実施例と同様に５０オームとしてい
る。終端抵抗Ｒinと負荷抵抗ＲZ とを電圧波形観測用オ
シロスコープ３２と３３との入力インピーダンスで兼用
し波形観測をも可能としている点、及び分圧抵抗ＲO は
４５０オームとしている点も第１の実施例と同様であ
る。この場合においても終端抵抗ＲL とインピーダンス
（ＲO ＋ＲZ ）との並列合成インピーダンスは４５．５
オームでありほぼＲL に等しく実用上問題は生じない。
本実施例においては伝送線路３と４とは互いに等しい特
性インピーダンスを有する伝送線路４３と４４とを含む
高周波プローブ入力端子に接続される。入力側プローブ
４１の先端はウエハ状態の被測定ＦＥＴチップのゲート
電極に圧着される。同様に、伝送線路５は等しい特性イ
ンピーダンスを有する伝送線路４５を含む高周波プロー
ブの出力端子に接続されている。出力側プローブ４２の
先端はウエハ状態にある被測定ＦＥＴチップ４３のドレ
イン電極に圧着される。
【００２２】高周波ウエハロープを含む本測定系と式
（１）および式（２）とを用いると数百ｐｓｅｃ以下の
立上りのパルス電流測定をウエハ状態で実行可能であ
る。ペレッタイズ後の組立作業を必要としない点は評価
効率の格段の向上につながる事は明白である。
（１）および式（２）とを用いると数百ｐｓｅｃ以下の
立上りのパルス電流測定をウエハ状態で実行可能であ
る。ペレッタイズ後の組立作業を必要としない点は評価
効率の格段の向上につながる事は明白である。
【００２３】図５は、第２実施例の測定方法によるオン
ウエハでのパルス電流の測定結果である。たがいに断面
構造の異なる３種類のＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ（構造
１，構造２，構造３と略称する）に対し、飽和ドレイン
電流の入力パルス幅依存性を測定し比較してプロットし
た結果である。明らかに構造１の優位性を確認できる。
ウエハでのパルス電流の測定結果である。たがいに断面
構造の異なる３種類のＧａＡｓ ＭＥＳＦＥＴ（構造
１，構造２，構造３と略称する）に対し、飽和ドレイン
電流の入力パルス幅依存性を測定し比較してプロットし
た結果である。明らかに構造１の優位性を確認できる。
【００２４】以上のように、本実施例によれば、煩雑な
組立作業を必要とせず、ウエハ状態でデバイス構造と大
信号・高周波性能との相関を簡便に測定可能である。
組立作業を必要とせず、ウエハ状態でデバイス構造と大
信号・高周波性能との相関を簡便に測定可能である。
【００２５】（第３実施例）図６は本発明の第３の実施
例に使用される回路の等価回路図である。伝送線路特性
インピーダンスと各抵抗値は以下の関係により設定され
ている。 ＲL ＝ＺL （ＲO ＋ＲZ ）／（（ＲO ＋ＲZ ）−ＺL ） （３） 伝送線路３，４，５及び６の特性インピーダンスは第１
実施例と同様５０オームとしており、またＲin，ＲZ の
各抵抗値も５０オームとしている。更に、終端抵抗Ｒin
と負荷抵抗ＲZ とは共に電圧波形観測用オシロスコープ
３２と３３との入力インピーダンスで兼用している。従
って、各端子において終端抵抗としての機能の他に波形
観測機能を併せて可能としている。分圧抵抗ＲO も同様
に４５０オームとしている。この場合、終端抵抗ＲL は
式（３）に従って５５．５オームに設定されている。従
って、終端抵抗ＲL とインピーダンス（ＲO ＋ＲZ ）と
の並列合成インピーダンスは５０．０オームであり正確
にラインの特性インピーダンスＺL に等しくより高速度
までの測定が可能である。本測定系と式（１）および式
（２）とを用いる方法によれば百ｐｓｅｃ以下の立上り
のパルス電流測定が可能である。
例に使用される回路の等価回路図である。伝送線路特性
インピーダンスと各抵抗値は以下の関係により設定され
ている。 ＲL ＝ＺL （ＲO ＋ＲZ ）／（（ＲO ＋ＲZ ）−ＺL ） （３） 伝送線路３，４，５及び６の特性インピーダンスは第１
実施例と同様５０オームとしており、またＲin，ＲZ の
各抵抗値も５０オームとしている。更に、終端抵抗Ｒin
と負荷抵抗ＲZ とは共に電圧波形観測用オシロスコープ
３２と３３との入力インピーダンスで兼用している。従
って、各端子において終端抵抗としての機能の他に波形
観測機能を併せて可能としている。分圧抵抗ＲO も同様
に４５０オームとしている。この場合、終端抵抗ＲL は
式（３）に従って５５．５オームに設定されている。従
って、終端抵抗ＲL とインピーダンス（ＲO ＋ＲZ ）と
の並列合成インピーダンスは５０．０オームであり正確
にラインの特性インピーダンスＺL に等しくより高速度
までの測定が可能である。本測定系と式（１）および式
（２）とを用いる方法によれば百ｐｓｅｃ以下の立上り
のパルス電流測定が可能である。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は特に高出
力ＧａＡｓ ＦＥＴの高周波電流特性の測定において、
伝送線路とそれにほぼ整合した純抵抗系のみから構成さ
れ従って直流成分を含む超広帯域性と高い時間分解能を
有する測定系と、さらに系が純抵抗で構成されるもう一
つの利点でもある高速パルス電圧波形と電流波形との単
純な比例関係を用いる事とにより、超高速のパルス電流
波形を観測可能としている。本発明の測定方法により以
下に示す効果を生ずる。 （１） パルス電流測定において、立ち上り・立ち下り
時間１００ｐｓｅｃ〜２００ｐｓｅｃ以下という従来技
術の１００倍以上の高速測定が可能となる。 （２） 高出力ＧａＡｓ ＦＥＴの実働速度における高
周波電流特性の評価、ひいては超高周波・高出力性能を
簡易に高精度で予測可能となり、開発効率が大幅に向上
する。 （３） 高周波プローブの併用により、数百ｐｓｅｃ以
下の立上りのパルス電流測定がウエハ状態で実行可能と
なる。ペレッタイズ後の組立作業を必要とせず、評価効
率の一層の向上をもたらす。
力ＧａＡｓ ＦＥＴの高周波電流特性の測定において、
伝送線路とそれにほぼ整合した純抵抗系のみから構成さ
れ従って直流成分を含む超広帯域性と高い時間分解能を
有する測定系と、さらに系が純抵抗で構成されるもう一
つの利点でもある高速パルス電圧波形と電流波形との単
純な比例関係を用いる事とにより、超高速のパルス電流
波形を観測可能としている。本発明の測定方法により以
下に示す効果を生ずる。 （１） パルス電流測定において、立ち上り・立ち下り
時間１００ｐｓｅｃ〜２００ｐｓｅｃ以下という従来技
術の１００倍以上の高速測定が可能となる。 （２） 高出力ＧａＡｓ ＦＥＴの実働速度における高
周波電流特性の評価、ひいては超高周波・高出力性能を
簡易に高精度で予測可能となり、開発効率が大幅に向上
する。 （３） 高周波プローブの併用により、数百ｐｓｅｃ以
下の立上りのパルス電流測定がウエハ状態で実行可能と
なる。ペレッタイズ後の組立作業を必要とせず、評価効
率の一層の向上をもたらす。
【図１】本発明の測定系の等価回路図である。
【図２】本発明の方法によるパルスドレイン電流特性例
である。
である。
【図３】第１の実施例に用いる測定回路の等価回路図で
ある。
ある。
【図４】第２の実施例に用いる測定回路の等価回路図で
ある。
ある。
【図５】第２の実施例による、パルス電流のオンウエハ
状態での測定例である。
状態での測定例である。
【図６】第３の実施例に用いる測定回路の等価回路図で
ある。
ある。
【図７】従来の測定方法に使用される測定回路の等価ブ
ロック図である。
ロック図である。
１ 入力端子 ２ 電源端子 ３ 伝送線路 ４ 伝送線路 ５ 伝送線路 ６ 伝送線路 ７ コンデンサ ３１ パルス発生器 ３２ オシロスコープ ３３ オシロスコープ ４１ 伝送線路 ４２ 伝送線路
Claims (3)
- 【請求項１】入力端子と被測定ＦＥＴのゲートとに接続
された特性インピーダンスＲinの第一の伝送線路と、被
測定ＦＥＴのゲートに接続され他端を終端された特性イ
ンピーダンスＲinの第二の伝送線路とから成る入力回路
と、 被測定ＦＥＴのドレイン端子に接続された特性インピー
ダンスＺL の第三の伝送線路と、この第三の伝送線路他
端と電源端子とに接続された終端抵抗ＲL と、上記第三
の伝送線路他端に接続された分圧抵抗ＲO と、分圧抵抗
ＲO の他端に接続された特性インピーダンスＲZ の第四
の伝送線路と、この第四の伝送線路の他端と接地端子と
に接続された負荷抵抗ＲZ とから成る出力回路とから構
成される測定系を使用し、 上記測定系における特性インピーダンスＲinとＲZ とを
５０オームに設定し、前記特性インピーダンスＺL とＲ
L とを等しく設定し、更に前記分圧抵抗ＲO を（ＲO ＋
ＲZ ）≧５ＲL という関係を満たすよう設定し、かつ入
力端子に高周波信号を印加した状態で負荷抵抗ＲZ の両
端に発生する高周波電圧振幅△ＶZ の観測値から、 Ｉｄ＝ＶＤＤ／ＲL −△ＶZ ・（ＲL ＋ＲO ＋ＲZ ）／（ＲL ・ＲZ ） という関係式を用いて高周波ドレイン電流Ｉｄを求める
事を特徴とする電界効果トランジスタの測定方法。 - 【請求項２】ウエハ上の被測定ＦＥＴゲート電極に接触
する測定用接触点近傍で互いに接続された特性インピー
ダンスＲinの伝送線路対を含む入力用高周波プローブ
と、この高周波プローブ上の伝送線路対の一方と入力端
子とに接続された特性インピーダンスＲinの第一の伝送
線路と、上記高周波プローブ上の伝送線路対の他方に接
続され他端を終端された特性インピーダンスＲinの第二
の伝送線路とから成る入力回路と、 ウエハ上の被測定ＦＥＴドレイン電極に接触する測定用
接触点に接続された特性インピーダンスＺL の伝送線路
を含む出力用高周波プローブと、この高周波プローブ上
の伝送線路に接続された特性インピーダンスＺL の第三
の伝送線路と、この第三の伝送線路他端と電源端子とに
接続された終端抵抗ＲL と、上記第三の伝送線路他端に
接続された分圧抵抗ＲO と、この分圧抵抗ＲO の他端に
接続された特性インピーダンスＲZ の第四の伝送線路
と、この第四の伝送線路の他端と接地端子とに接続され
た負荷抵抗ＲZ とから成る出力回路とから構成される測
定系を使用し、 上記測定系における特性インピーダンスＲinとＲZ とを
５０オームに設定し、前記特性インピーダンスＺL とＲ
L とを等しく設定し、更に前記分圧抵抗値ＲOを（ＲO
＋ＲZ ）≧５ＲL という関係を満たすよう設定し、かつ
入力端子に高周波信号を印加した状態で負荷抵抗ＲZ 両
端に発生する高周波電圧振幅△ＶZ の観測値から、 Ｉｄ＝ＶＤＤ／ＲL −△ＶZ ・（ＲL ＋ＲO ＋ＲZ ）／（ＲL ・ＲZ ） という関係式を用い、ウエハ状態において高周波ドレイ
ン電流Ｉｄを求める事とを特徴とする電解効果トランジ
スタの測定方法。 - 【請求項３】請求項１または２記載の測定方法におい
て、伝送線路の特性インピーダンスと各抵抗値とは ＲL ＝ＺL ・（ＲO ＋ＲZ ）／（（ＲO ＋ＲZ ）−ＺL ） という関係を満足するよう設定する事を特徴とする電界
効果トランジスタの測定方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4021493A JP3016297B2 (ja) | 1992-02-07 | 1992-02-07 | 電界効果トランジスタの測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4021493A JP3016297B2 (ja) | 1992-02-07 | 1992-02-07 | 電界効果トランジスタの測定方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05215808A JPH05215808A (ja) | 1993-08-27 |
| JP3016297B2 true JP3016297B2 (ja) | 2000-03-06 |
Family
ID=12056501
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4021493A Expired - Fee Related JP3016297B2 (ja) | 1992-02-07 | 1992-02-07 | 電界効果トランジスタの測定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3016297B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102608508A (zh) * | 2011-12-20 | 2012-07-25 | 西交利物浦大学 | 脉冲实时场效应管阈值电压参数自动测量装置及其方法 |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006184047A (ja) * | 2004-12-27 | 2006-07-13 | Agilent Technol Inc | Ｆｅｔの特性測定方法 |
| JP2007042888A (ja) * | 2005-08-03 | 2007-02-15 | Murata Mfg Co Ltd | 高周波モジュールの親基板，その周波数調整方法及びその製造方法 |
| JP6056411B2 (ja) | 2012-11-22 | 2017-01-11 | 富士通株式会社 | 電圧検出回路及びトランジスタの特性測定方法 |
-
1992
- 1992-02-07 JP JP4021493A patent/JP3016297B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102608508A (zh) * | 2011-12-20 | 2012-07-25 | 西交利物浦大学 | 脉冲实时场效应管阈值电压参数自动测量装置及其方法 |
| CN102608508B (zh) * | 2011-12-20 | 2014-11-12 | 西交利物浦大学 | 脉冲实时场效应管阈值电压参数自动测量装置及其方法 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05215808A (ja) | 1993-08-27 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |