JP3007096B2 - Musical sound wave generator - Google Patents
Musical sound wave generatorInfo
- Publication number
- JP3007096B2 JP3007096B2 JP1123375A JP12337589A JP3007096B2 JP 3007096 B2 JP3007096 B2 JP 3007096B2 JP 1123375 A JP1123375 A JP 1123375A JP 12337589 A JP12337589 A JP 12337589A JP 3007096 B2 JP3007096 B2 JP 3007096B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- waveform
- output
- signal
- modulation signal
- data
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Electrophonic Musical Instruments (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、楽音波形発生装置に係り、更に詳しくは変
調を行って様々な倍音特性を有する楽音波形を発生する
楽音波形発生装置に関する。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a musical tone waveform generator, and more particularly, to a musical tone waveform generator that performs modulation to generate musical tone waveforms having various overtone characteristics.
デジタル信号処理技術の進歩により、当該デジタル処
理を用いた電子楽器の第1の従来例として、単純な特性
の楽音波形を発生するのみならず、自然楽器の楽音・人
間又は自然界の音声等(以下、まとめて自然音と呼ぶ)
を直接サンプリングして記憶し、任意の音高で再生が可
能なPCM方式の電子楽器が実現されている。With the advancement of digital signal processing technology, as a first conventional example of an electronic musical instrument using the digital processing, not only a musical sound waveform having a simple characteristic but also a musical sound of a natural musical instrument, a sound of a human or a natural world (hereinafter referred to as a sound). , Collectively called natural sounds)
A PCM-type electronic musical instrument that can directly sample and memorize the sound and reproduce it at an arbitrary pitch has been realized.
一方、様々な種類の複雑な特性の楽音波形をデジタル
的に発生可能な電子楽器の第2の従来例として、特公昭
54−33525号公報又は特開昭50−126406号公報等に記載
のFM方式に基づく電子楽器がある。この方式は基本的に
は、 e=A・sin{ωct+I(t)sin ωmt} ・・・(A) なる演算式により得られる波形出力eを楽音波形とする
ものであり、搬送波周波数ωcとそれを変調するための
変調波周波数ωmを適当な比で選択し、時間的に変化し
得る変調指数I(t)を設定し、また、同様に時間的に
変化し得る振幅係数Aを設定することにより、複雑な倍
音特性を有し、かつ時間的にその倍音特性が変化し得る
非常に個性的な合成音等を得ることができる。On the other hand, as a second conventional example of an electronic musical instrument capable of digitally generating various types of musical sound waveforms having complicated characteristics, Japanese Patent Publication No.
There is an electronic musical instrument based on the FM system described in JP-A-54-33525 or JP-A-50-126406. This method is basically is intended to be e = A · sin {ω c t + I (t) sin ω m t} ··· (A) composed musical sound waveform of the waveform output e obtained by the calculation formula, the carrier The frequency ω c and the modulation wave frequency ω m for modulating the frequency ω c are selected at an appropriate ratio, a modulation index I (t) that can change over time is set, and an amplitude that can also change over time is similarly set. By setting the coefficient A, it is possible to obtain a very unique synthesized sound or the like which has complicated overtone characteristics and whose temporal overtone characteristics can change over time.
また、FM方式を改良した第3の従来例として、特公昭
61−12279号公報に記載の電子楽器がある。この方式
は、前記(A)式のsin演算の代わりに三角波演算を用
い、 e=A・T{α+I(t)T(θ)} ・・・(B) なる演算式により得られる波形出力eを楽音波形とする
ものである。ここで、T(θ)は、搬送波位相角θによ
って生成される三角波関数である。そして、搬送波位相
角αと変調波位相角θを適当な進行速度比で進め、ま
た、前記第1の従来例と同様に変調指数I(t)と振幅
係数Aを設定することにより、楽音波形を合成できる。As a third conventional example that improved the FM system,
There is an electronic musical instrument described in JP-A-61-12279. This method uses a triangular wave operation instead of the sine operation of the above equation (A), and obtains a waveform output e obtained by the following equation: e = A · T {α + I (t) T (θ)} (B) Is a musical sound waveform. Here, T (θ) is a triangular wave function generated by the carrier phase angle θ. Then, the carrier wave phase angle α and the modulation wave phase angle θ are advanced at an appropriate traveling speed ratio, and the modulation index I (t) and the amplitude coefficient A are set in the same manner as in the first conventional example, so that the tone waveform can be obtained. Can be synthesized.
上記のような従来技術を背景として、近年では電子楽
器に対して、電子楽器特有の非常に個性的な楽音から自
然音までダイナミックに発音させることのできる性能が
求められている。With the background of the related art as described above, in recent years, there has been a demand for an electronic musical instrument to have a performance capable of dynamically generating from a very individual musical tone unique to an electronic musical instrument to a natural sound.
しかし、第1の従来例であるPCM方式の電子楽器は、
自然音そのものを発音させることは非常に得意である
が、その自然音を加工して個性的な音色を出そうとした
場合の処理が不得意である。However, the first conventional example of a PCM electronic musical instrument is:
Although he is very good at producing natural sounds themselves, he is not good at processing when processing natural sounds to produce individualized timbres.
すなわち、例えば原音から正弦波等に連続的に変化さ
せたいような場合、デジタルフィルタ又はアナログフィ
ルタ等で原音の倍音成分を削る等して正弦波を得るよう
にしているが、デジタルフィルタではその回路規模が比
較的大きくなってしまい、また、エンベロープ等の時間
関数でその特性を変化させようとした場合、自然音のデ
ータに更に加えてフィルタの特性に対応したフィルタ係
数を記憶する必要がある。一方、アナログフィルタで
は、所望の特性が得にくく、また、複数の楽音を並列し
て発音させるための時分割動作を行わせることができな
いという問題点を有している。That is, for example, when it is desired to continuously change from the original sound to a sine wave or the like, a sine wave is obtained by removing a harmonic component of the original sound with a digital filter or an analog filter or the like. Becomes relatively large, and if it is attempted to change the characteristic by a time function such as an envelope, it is necessary to store a filter coefficient corresponding to the characteristic of the filter in addition to natural sound data. On the other hand, the analog filter has a problem that it is difficult to obtain desired characteristics and that it is not possible to perform a time-division operation for generating a plurality of musical sounds in parallel.
更に、上記とは逆に、原音から更に複雑な倍音構成の
楽音に連続的に変化させたいような場合、上記フィルタ
で原音の倍音構成を削る等の方式では、新たな倍音成分
を生成することは不可能であるという問題点を有してい
る。Further, in contrast to the above, when it is desired to continuously change from the original sound to a musical tone having a more complex overtone structure, a method of removing the overtone structure of the original sound with the above-described filter may not generate a new harmonic component. There is a problem that it is impossible.
また、一般にアコースティックピアノ等では、例えば
低音域の鍵を押鍵した場合と高音域での押鍵した場合、
また、弱く押鍵した場合と強く押鍵した場合等で、かな
り音色が異なる。このような音色の違いをPCM方式で実
現しようとした場合、各音色毎のデータをいちいち記憶
しなければならず、非常にコストが高くなってしまうと
いう問題点を有している。そして、上述のように楽音特
性の加工が困難であるため、例えば高音域と低音域の間
で連続的に特性が変化するような楽音の生成は更に困難
であるという問題点を有している。In general, in an acoustic piano or the like, for example, when a key in a low frequency range is pressed and when a key in a high frequency range is pressed,
Also, the tone differs considerably depending on whether the key is pressed weakly or strongly. If such a difference in tone colors is to be realized by the PCM method, data for each tone color must be stored one by one, resulting in a problem that the cost becomes extremely high. Since the processing of the musical tone characteristics is difficult as described above, there is a problem that it is more difficult to generate a musical tone whose characteristics continuously change between a high frequency range and a low frequency range. .
一方、例えば、ピアノ等の実際の楽器の楽音には、ピ
ッチ周波数に基づく基本波成分の他に、その整数倍の複
数の周波数の倍音成分が含まれ、かなり高次の倍音成分
まで存在する。更には、非整数倍の倍音成分が含まれる
こともある。また、楽器の種類によって、各高次倍音の
含まれる割合等も異なり、楽器によって様々な倍音特性
が存在する。このように各楽器固有の倍音成分の存在に
よって豊かな音質の楽音が生成されている。しかし、前
記第2又は第3の従来方式であるFM方式に基づく電子楽
器は、発音される楽音の倍音構成を操作するのは非常に
得意であるが、出力として上記のような各楽器特有の所
望の楽音を得たい場合、とのパラメータを最適に設定す
るのが困難である。On the other hand, for example, musical tones of an actual musical instrument such as a piano include harmonic components of a plurality of frequencies that are integral multiples thereof in addition to a fundamental component based on the pitch frequency, and there are considerably higher harmonic components. Furthermore, non-integer multiple harmonic components may be included. Also, depending on the type of the musical instrument, the proportion of each higher harmonic is different, etc., and various musical instruments have various overtone characteristics. As described above, a musical tone with rich sound quality is generated due to the presence of harmonic components unique to each musical instrument. However, the electronic musical instrument based on the FM method, which is the second or third conventional method, is very good at manipulating the overtone composition of the musical tone to be produced, but as an output, it is unique to each instrument as described above. In order to obtain a desired musical tone, it is difficult to optimally set the parameters.
すなわち、前記第2の従来例では、正弦波による変調
を基本としているため、前記(A)式で生成される楽音
は、その周波数成分が低次の(周波数の低い)倍音成分
に集中し、変調指数I(t)を大きな値にし変調を深く
かけても高次の(周波数の高い)倍音成分がうまく現れ
ない。従って、上記第2の従来例では、実際の楽音のよ
うな豊かな音質の楽音を生成することができず、生成可
能な楽音の音質が制限されてしまうという問題点を有し
ている。That is, in the second conventional example, since the modulation based on a sine wave is the basis, the tone generated by the equation (A) concentrates its frequency components on lower-order (lower-frequency) harmonic components. Even if the modulation index I (t) is set to a large value and the modulation is deepened, a high-order (high-frequency) harmonic component does not appear well. Therefore, the second conventional example has a problem in that it is not possible to generate a musical tone having rich sound quality such as an actual musical tone, and the tone quality of the musical tone that can be generated is limited.
これに対して、前記(B)式に基づく第3の従来例で
は、元々多くの倍音を含む三角波による変調を基本とし
ているため、周波数成分として一応高次の倍音成分まで
明確に存在する楽音を容易に生成することが可能である
が、出力として所望の楽音を得たい場合、それに対応し
て前記(B)式における搬送波位相角αと変調波位相角
θの進行速度比、変調指数I(t)及び振幅係数A等を
最適に決定するのは困難である。これに加え第3の従来
例は、三角波で三角波を駆動する方式のため、例えば楽
音が発音開始してから徐々に減衰してゆく過程で、高次
の倍音成分から順にその振幅が減少してゆき、最終的に
ピッチ周波数に対応する単一正弦波成分のみになるよう
な過程を実現することができないという問題点を有して
いる。On the other hand, in the third conventional example based on the formula (B), since the modulation is basically based on a triangular wave including many harmonics, a musical tone that clearly exists as a frequency component up to a higher harmonic component is considered. Although it can be easily generated, if it is desired to obtain a desired musical sound as an output, the traveling speed ratio of the carrier wave phase angle α and the modulation wave phase angle θ in the equation (B) and the modulation index I ( It is difficult to determine t) and the amplitude coefficient A optimally. In addition to this, in the third conventional example, since the triangular wave is driven by a triangular wave, for example, in the process of gradually attenuating the tone after the tone starts, its amplitude decreases in order from the higher harmonic components. Eventually, there is a problem that a process in which only a single sine wave component corresponding to the pitch frequency is finally impossible cannot be realized.
更に、得ようとする楽音波形が発音開始後、時間の経
過と共に変化するような波形の場合、第2、第3の従来
例ともに、時間経過に従って所望の波形を得るよう各パ
ラメータを設定するのは更に困難である。Further, in the case where the musical tone waveform to be obtained has a waveform that changes with the lapse of time after the start of sound generation, in each of the second and third conventional examples, each parameter is set so as to obtain a desired waveform with the lapse of time. Is even more difficult.
本発明の課題は、小さな回路規模で連続的に特性が変
化する複数の自然音を忠実に発音させることが可能で、
かつ、その倍音成分を容易かつ連続的に制御でき、単一
正弦波等の楽音も容易に合成できるようにすることにあ
る。An object of the present invention is to be able to faithfully produce a plurality of natural sounds whose characteristics continuously change with a small circuit scale,
Another object of the present invention is to make it possible to easily and continuously control the overtone component and easily synthesize a tone such as a single sine wave.
本発明の第1の態様として以下のような構成を有す
る。The first embodiment of the present invention has the following configuration.
まず、楽器の演奏によって発生する楽音信号の原波形
における複数の波形区間のそれぞれに対応する各波形区
間ごとに搬送信号を発生する搬送信号発生手段を有す
る。同手段は、例えば位相角が1周期の間で時間経過に
対し順次線形に増加する動作を繰り返す搬送波位相角信
号を入力とし、それを一定の関数に従って変換して搬送
信号として出力する手段であり、搬送波位相角信号をア
ドレス入力とするROM等によって構成される。なお、出
力される搬送信号の特性については後述する。First, there is provided a carrier signal generating means for generating a carrier signal for each waveform section corresponding to each of a plurality of waveform sections in an original waveform of a tone signal generated by playing a musical instrument. The means is, for example, a means for inputting a carrier phase angle signal that repeats an operation in which the phase angle sequentially increases linearly with time during one cycle, converts the signal into a constant function, and outputs the signal as a carrier signal. , And a ROM or the like that inputs a carrier phase angle signal as an address. The characteristics of the output carrier signal will be described later.
次に、複数の各波形区間ごとに変調信号を発生する変
調信号発生手段を有する。同手段は、例えば前記搬送波
位相角信号を入力とし、それを一定の関数に従って変換
して変調信号として出力する手段であり、搬送波位相角
信号を下位アドレス入力とするROM等によって構成さ
れ、また、上記関数を複数記憶し、所定の選択信号を上
位アドレス入力とすることにより、複数の変調信号を選
択的に出力する。この場合、例えば鍵盤楽器に適用する
とすれば、押鍵した鍵の鍵域情報又は押鍵の速さ情報等
の演奏情報に対応する変調信号を前記複数の中から選択
的に発生する。なお、出力される各変調信号の特性につ
いては後述する。Next, there is provided a modulation signal generating means for generating a modulation signal for each of a plurality of waveform sections. The means is, for example, a means for receiving the carrier wave phase angle signal as input, converting the carrier wave phase angle signal according to a certain function, and outputting the modulated signal as a modulation signal. By storing a plurality of the above functions and using a predetermined selection signal as an upper address input, a plurality of modulation signals are selectively output. In this case, if the present invention is applied to a keyboard instrument, for example, a modulation signal corresponding to performance information such as key range information of a depressed key or key depressing speed information is selectively generated from the plurality. The characteristics of each output modulated signal will be described later.
また、上記搬送信号と前記変調信号とを混合する場合
の前記変調信号の前記搬送信号に対する混合率を0から
任意の混合率までの間で制御し、前記搬送信号と前記各
変調信号とが当該混合率で混合された混合信号を出力す
る混合制御手段を有する。同手段は、例えば変調信号発
生手段から出力される変調信号に対して、例えば値が0
から1の間で変化し得る変調指数を乗算する乗算器と、
該乗算器の出力信号と搬送信号発生手段から発生される
搬送信号を加算し、混合信号として出力する加算器であ
る。なお、上記混合率は、楽音波形の発音開始以後時間
的に変化し得る。すなわち例えば上記乗算器で乗算され
る変調指数は、楽音波形の発音開始以後経過する各時間
毎に乗算器で乗算されるように制御できる。Further, when the carrier signal and the modulation signal are mixed, the mixing ratio of the modulation signal to the carrier signal is controlled from 0 to an arbitrary mixing ratio, and the carrier signal and each of the modulation signals are There is a mixing control means for outputting a mixed signal mixed at a mixing ratio. The means, for example, has a value of 0 for a modulation signal output from the modulation signal generation means.
A multiplier that multiplies a modulation index that can vary from to 1;
This is an adder that adds the output signal of the multiplier and the carrier signal generated by the carrier signal generating means and outputs the result as a mixed signal. The mixing ratio can change with time after the start of the tone generation. That is, for example, the modulation index multiplied by the multiplier can be controlled so as to be multiplied by the multiplier at each time that elapses after the start of the tone generation.
次に、各波形区間に対応する原波形の振幅を除算した
場合に当該波形区間の振幅を正規化する正規化係数を記
憶する正規化係数記憶手段を有する。同手段は、ROMに
記憶されているsin波の振幅の絶対値の最大値が1に正
規化されているため、波形区間ごとに最終的な原波形OR
G(t)の振幅に戻すための係数を記憶しているROM等で
ある。Next, there is provided a normalization coefficient storage means for storing a normalization coefficient for normalizing the amplitude of the waveform section when the amplitude of the original waveform corresponding to each waveform section is divided. Since the maximum value of the absolute value of the amplitude of the sine wave stored in the ROM is normalized to 1, the same means is used for the final original waveform OR for each waveform section.
It is a ROM or the like that stores a coefficient for returning to the amplitude of G (t).
更に、入力と出力が所定の関数関係を有し混合制御手
段から出力される混合信号を入力として変調された楽音
波形を正規化された振幅で出力する波形出力手段を有す
る。同手段は、例えば混合信号を上記所定の関数関係に
従って変換して楽音波形として出力するデコーダであ
る。又は、混合信号をアドレス入力とするROM等であ
る。Further, there is provided a waveform output means for outputting a modulated tone waveform having a normalized amplitude with a mixed signal output from the mixing control means having a predetermined functional relationship between the input and the output. The means is, for example, a decoder that converts the mixed signal according to the above-described predetermined functional relationship and outputs the converted signal as a musical tone waveform. Alternatively, it is a ROM or the like using a mixed signal as an address input.
次に、この波形出力手段から各波形区間ごとに出力さ
れる楽音信号の振幅に正規化係数記憶手段に記憶された
正規化係数を乗算する振幅乗算手段を有する。同手段
は、例えばROM等から読み出された正規化係数を波形出
力手段から出力された正規化された振幅の楽音波形に乗
算する乗算器である。Next, there is provided amplitude multiplying means for multiplying the amplitude of the tone signal output from the waveform output means for each waveform section by the normalization coefficient stored in the normalization coefficient storage means. The multiplier is a multiplier for multiplying the musical tone waveform having the normalized amplitude output from the waveform output unit by a normalization coefficient read from a ROM or the like.
上記構成と共に、前記所定の関数関係と前記搬送信号
は、混合制御手段で変調信号の混合率が0になるように
制御された場合に、波形出力手段から発生される楽音波
形が正弦波又は余弦波となるような関係を有する。Along with the above configuration, the predetermined functional relationship and the carrier signal are such that, when the mixing control unit controls the mixing ratio of the modulation signal to be zero, the tone waveform generated from the waveform output unit is a sine wave or cosine. It has a relationship that becomes a wave.
また、搬送信号発生手段及び変調信号発生手段は、変
調信号の混合制御手段での混合率が所定の混合率例えば
1になるように制御された場合に、波形出力手段から該
変調信号に対応する所望の各楽音波形が出力されるよう
な搬送信号及び変調信号を発生する。The carrier signal generation means and the modulation signal generation means correspond to the modulation signal from the waveform output means when the mixing ratio of the modulation signal in the mixing control means is controlled to a predetermined mixing ratio, for example, 1. A carrier signal and a modulation signal are generated so that each desired musical tone waveform is output.
次に、本発明の第2の態様として以下のような構成を
有する。Next, a second embodiment of the present invention has the following configuration.
まず、第1の態様と同様の搬送信号発生手段を有す
る。First, a carrier signal generating means similar to that of the first embodiment is provided.
次に、複数の変調信号を発生する変調信号発生手段を
有する。同手段は、例えば複数の変調信号を並列して発
生する手段である。Next, there is provided a modulation signal generating means for generating a plurality of modulation signals. The means is, for example, means for generating a plurality of modulation signals in parallel.
続いて、この変調信号発生手段から発生される各変調
信号に対し総和が1であるクロスフェード係数を発生す
る係数発生手段を有する。同手段は、例えばアドレスデ
ータの入力に対応して1組のクロスフェード係数を対応
するクロスフェードデータROM等で構成される。Subsequently, there is provided a coefficient generating means for generating a cross-fade coefficient whose sum is 1 for each modulated signal generated from the modulated signal generating means. The means includes, for example, a cross-fade data ROM corresponding to a set of cross-fade coefficients corresponding to the input of address data.
次に、クロスフェード係数を対応する各変調信号に乗
算して加算した合成変調信号を出力する合成変調信号出
力手段を有する。同手段は、例えばクロスフェード係数
を対応する各変調信号に乗算する複数の乗算器と、各乗
算器の各出力を加算する加算器で構成される。なお、各
変調信号を合成する場合の割合を決めるクロスフェード
係数は例えば前述した鍵域情報又は押鍵の速さ情報等の
演奏情報に対応して制御される。Next, there is provided a combined modulated signal output means for outputting a combined modulated signal obtained by multiplying each of the corresponding modulated signals by a cross-fade coefficient and adding them. The means includes, for example, a plurality of multipliers for multiplying each corresponding modulation signal by a cross-fade coefficient, and an adder for adding each output of each multiplier. It should be noted that the crossfade coefficient that determines the ratio when the respective modulation signals are combined is controlled in accordance with, for example, performance information such as the above-described key range information or key pressing speed information.
更に、該合成変調信号を搬送信号に混合して混合信号
を出力する第1の態様と同様の混合制御手段を有する。Further, it has the same mixing control means as in the first mode for mixing the composite modulated signal with the carrier signal and outputting a mixed signal.
また、波形出力手段は第1の態様と同様である。 The waveform output means is the same as in the first embodiment.
そして、前記所定の関数関係と前記搬送信号は、第1
の態様と同様の関係を有する。And the predetermined functional relationship and the carrier signal are the first
Has a relationship similar to that of the embodiment.
一方、搬送信号発生手段及び変調信号発生手段は、合
成変調信号生成手段で変調信号の各々がそのまま合成変
調信号として出力され、混合制御手段で該合成変調信号
の混合率が所定の混合率例えば各々1になるように制御
された場合に、波形出力手段から各変調信号に対応する
各々所望の楽音波形が出力されるような搬送信号及び各
変調信号を発生する。On the other hand, the carrier signal generation means and the modulation signal generation means output each of the modulation signals as the synthesis modulation signal as it is by the synthesis modulation signal generation means, and the mixing control means adjusts the mixing rate of the synthesis modulation signal to a predetermined mixing rate, for example, When the control is made to be 1, the carrier signal and each modulation signal are generated so that the desired tone waveform corresponding to each modulation signal is output from the waveform output means.
本発明の第1の態様の作用は以下の通りである。 The operation of the first aspect of the present invention is as follows.
波形出力手段から出力される楽音波形は、基本的には
搬送信号発生手段から出力される搬送信号を所定の関数
関係に従って変換した特性を有し、更に、混合制御手段
において上記搬送信号に選択的に出力された変調信号が
混合されることにより、該変調信号で変調された特性が
付加される。The tone waveform output from the waveform output means basically has a characteristic obtained by converting a carrier signal output from the carrier signal generation means in accordance with a predetermined functional relationship. Are mixed with each other to add a characteristic modulated by the modulation signal.
この場合、波形出力手段における前記所定の関数関係
と搬送信号発生手段からの搬送手段との関係を、混合制
御手段で各変調信号の混合率が0になるよう制御された
場合に、波形出力手段から発生される楽音波形が正弦波
又は余弦波となるような関係に設定する。これにより、
混合制御手段で予め変調信号の混合率を0に設定してお
けば、正弦波又は余弦波のみからなる楽音波形を発生さ
せることが可能になる。In this case, when the relationship between the predetermined functional relationship in the waveform output means and the carrier means from the carrier signal generation means is controlled by the mixing control means so that the mixing ratio of each modulated signal becomes zero, the waveform output means Are set so that the musical tone waveform generated from becomes a sine wave or a cosine wave. This allows
If the mixing ratio of the modulation signal is set to 0 in advance by the mixing control means, it is possible to generate a musical tone waveform consisting of only a sine wave or a cosine wave.
そして波形出力手段から出力された楽音波形は、正規
化係数記憶手段に記憶されている正規化係数が乗算され
ることによって、楽音波形の振幅を所望の波形の振幅に
一致させることが可能となる。Then, the tone waveform output from the waveform output means is multiplied by the normalization coefficient stored in the normalization coefficient storage means, so that the amplitude of the tone waveform can be matched with the amplitude of the desired waveform. .
更に、搬送信号発生手段及び変調信号発生手段は、選
択的に発生される変調信号の混合制御手段での混合率が
例えば各々1になるように制御された場合に、波形出力
手段から該各変調信号に対応する各々所望の各楽音波形
が得られるような搬送信号及び変調信号を発生する。こ
れにより、混合制御手段で予め各変調信号の混合率を例
えば各々1に設定しておけば、発音開始以後、時間経過
と共に特性が連続的に変化するような自然楽器の楽音等
の所望の楽音波形を得ることが可能である。そして、例
えば演奏情報に従って異なる変調信号が出力されるよう
に制御し、各変調信号に対応して例えば鍵域毎又は押鍵
速度毎の自然楽器の各楽音波形が得られるように設定し
ておけば、演奏情報に応じて様々な特性の楽音を出力さ
せることができる。Further, the carrier signal generation means and the modulation signal generation means, when the mixing ratio of the selectively generated modulation signals in the mixing control means is controlled to, for example, 1, each of the modulation signals from the waveform output means. A carrier signal and a modulation signal are generated such that each desired musical tone waveform corresponding to the signal is obtained. Thus, if the mixing ratio of each modulation signal is previously set to, for example, 1 by the mixing control means, a desired tone such as a tone of a natural musical instrument whose characteristic continuously changes with time after the start of sound generation. It is possible to obtain a waveform. For example, control is performed so that different modulation signals are output in accordance with the performance information, and setting is made so that each musical tone waveform of the natural musical instrument for each key range or key pressing speed can be obtained corresponding to each modulation signal. For example, it is possible to output musical sounds having various characteristics according to the performance information.
また、演奏中において、楽音の発音開始直後は例えば
混合率を1に設定し、それ以後の時間経過と共に混合率
を0に近づけることで、所望の楽音波形の状態から単一
正弦波成分又は単一余弦波成分のみを含む状態になるよ
うに、徐々に楽音波形の周波数特性を制御することがで
きる。又は、混合率を連続的に例えば1以上になるよう
に変化させることにより、所望の楽音波形の状態から更
に複雑な倍音構成を有する個性的な楽音が発音されるよ
うに制御することができる。Also, during the performance, immediately after the start of tone generation, for example, the mixing ratio is set to 1 and the mixing ratio approaches 0 with the lapse of time thereafter, so that a single sine wave component or a single The frequency characteristic of the musical sound waveform can be gradually controlled so that only the cosine wave component is included. Alternatively, by changing the mixing ratio continuously to, for example, 1 or more, it is possible to control so that a unique musical tone having a more complex overtone configuration is generated from a desired musical sound waveform state.
本発明の第2の態様の作用は以下の通りである。 The operation of the second aspect of the present invention is as follows.
第2の態様では、変調信号発生手段から発生される複
数の各変調信号に対応して、例えば鍵域毎又は押鍵速度
毎の自然楽器の各楽音波形が得られるように設定してお
く。In the second mode, the tone waveforms of the natural musical instrument are set so as to be obtained, for example, for each key range or for each key-pressing speed, corresponding to each of the plurality of modulation signals generated by the modulation signal generating means.
そして、合成変調信号出力手段は、例えば演奏情報に
応じて上記変調信号の混合割合を制御しながら合成変調
信号を出力する。そして、このようにして出力された合
成変調信号を用いて、第1の態様の場合と同様、混合制
御手段及び波形出力手段を介して楽音波形を出力する。Then, the combined modulation signal output means outputs the combined modulation signal while controlling the mixing ratio of the modulation signal according to, for example, performance information. Then, using the composite modulated signal output in this manner, a musical tone waveform is output via the mixing control means and the waveform output means as in the case of the first embodiment.
従って、変調信号発生手段が、例えば高音域及び低音
域の自然楽器の各楽音波形に対応する2つの変調信号を
出力するようにし、演奏情報として例えば高音域側の鍵
が押鍵されたという情報が得られたら高音域の変調信号
の割合を多くし、低音域側の鍵が押鍵されたという情報
が得られたら低音域の変調信号の割合を多くし、中音域
の鍵が押鍵されたという情報が得られたら高音域と低音
域の変調信号を各々半分ずつ割合にする。これにより、
鍵域によって特性が連続的に変化するような自然楽器の
特性に非常に近い楽音波形を得ることができる。その
他、押鍵速度等によっても制御することができる。Therefore, the modulation signal generating means outputs, for example, two modulation signals corresponding to the respective musical tone waveforms of the natural musical instrument in the high frequency range and the low frequency range, and as the performance information, for example, information indicating that the key in the high frequency range has been pressed. Is obtained, increase the proportion of the modulated signal in the high range, and if information is obtained that the key in the low range is pressed, increase the proportion of the modulated signal in the low range, and the key in the middle range is pressed. Is obtained, the modulation signals of the high frequency range and the low frequency range are each reduced by half. This allows
It is possible to obtain a musical sound waveform that is very close to the characteristics of a natural musical instrument whose characteristics change continuously depending on the key range. In addition, it can be controlled by a key pressing speed or the like.
もちろん、これと共に混合制御信号での合成変調信号
の混合割合を第1の態様の場合と同様に変化させれば、
多彩な特性の楽音波形を得られる。Of course, if the mixing ratio of the combined modulation signal in the mixing control signal is changed in the same manner as in the first embodiment,
You can obtain musical sound waveforms with various characteristics.
以下、図面を参照しながら本発明の実施例を説明す
る。Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
楽音波形発生装置の1実施例の第1の原理説明 第1図は、本発明による楽音波形発生装置の1実施例
の第1の原理構成図である。Description of First Principle of One Embodiment of Musical Waveform Generator FIG. 1 is a first principle configuration diagram of one embodiment of a musical soundwave generator according to the present invention.
まず、波形データROM 1からは、その下位アドレス入
力に入力する時間的に増加するアドレスデータAdd
(t)に従って、周期データF(t)、位相差データM
(t)及び各波形区間毎(後述する)に一定な値の正規
化係数K(区間)が互いに同期して読み出される。この
場合、波形データROM 1には上記データの組が複数組記
憶されており、上位アドレス入力に入力する波形選択用
アドレスデータWNによって、複数のデータ組のうちから
1組が選択される。位相差データM(t)〔rad〕は、
乗算器4で変調指数Iと乗算された後に、加算器3で周
期データF(t)〔rad〕と加算され、sin波(正弦波)
を変調するための位相角データF(t)・I・M(t)
が得られる。同データは、sin波データを記憶しているR
OMメモリである。sin ROM 2からsin波を変調して読み出
すためのアドレス信号として、同ROMに入力する。sin R
OM 2から読み出された変調出力D(t)は、乗算器5に
おいて前記波形データROM 1から各波形区間毎に読み出
される正規化係数K(区間)と乗算された後、波形出力
OUT(t)として出力される。ここで、sin ROM 2に記憶
れているsin波の振幅の絶対値の最大値は1になるよう
に正規化されている。First, from the waveform data ROM 1, the address data Add which is input to the lower address input and increases with time is added.
According to (t), the period data F (t) and the phase difference data M
(T) and a normalization coefficient K (section) having a constant value for each waveform section (described later) are read out in synchronization with each other. In this case, the waveform data ROM 1 is set in the data is plural sets stored by the waveform selecting address data W N to be input to the upper address input, one set is selected from among a plurality of data sets. The phase difference data M (t) [rad] is
After being multiplied by the modulation index I in the multiplier 4, the periodic data F (t) [rad] is added in the adder 3, and a sine wave (sine wave) is obtained.
Angle data F (t) .I.M (t) for modulating
Is obtained. The same data is stored in R
OM memory. It is input to the sin ROM 2 as an address signal for modulating and reading the sin wave from the sin ROM 2. sin R
The modulation output D (t) read from the OM 2 is multiplied by a normalization coefficient K (section) read from the waveform data ROM 1 for each waveform section in the multiplier 5, and then the waveform output D (t) is output.
Output as OUT (t). Here, the maximum value of the absolute value of the amplitude of the sine wave stored in the sine ROM 2 is normalized to be 1.
上記原理構成に基づく第1図の楽音波形発生装置の動
作につき、以下に説明する。The operation of the musical tone waveform generator shown in FIG. 1 based on the above-described principle will be described below.
まず、自然楽器等の楽音波形の原波形ORG(t)を、
第2図(a)のように例えば基本波の各周期区間(ピッ
チ周期)毎に波形区間A〜Dに分割する。First, the original waveform ORG (t) of the musical sound waveform of a natural musical instrument, etc.
As shown in FIG. 2 (a), for example, it is divided into waveform sections A to D for each cycle section (pitch cycle) of the fundamental wave.
そして、各波形区間内で、0〔rad〕以上2π〔rad〕
未満の間で第2図(b)のように時間tの経過と共に順
次線形に増加する位相角データを、第1図の波形データ
ROM 1から読み出される周期データF(t)〔rad〕とす
る。今、第1図の変調指数Iを0とし、上記周期データ
F(t)そのものにより、sin ROM 2に記憶されているs
in波を、その位相角を線形に指定して読み出して出力si
n(F(t))を得た場合、第2図(c)のように各波
形区間A〜D毎に0〜2π〔rad〕の位相角に対応する
1周期ずつのsin波が無変調で読み出される。なお、各
波形区間A〜Dは、正確にピッチ周期に対応する必要は
なく、特に打楽器音のように周期性の弱い楽音では、例
えば適当なゼロクロス点(振幅が0の時点)からゼロク
ロス点までを1波形区間としてよい。Then, within each waveform section, 0 [rad] or more and 2π [rad]
As shown in FIG. 2 (b), the phase angle data which sequentially increases linearly with the lapse of time t as shown in FIG.
It is assumed that periodic data F (t) [rad] read from the ROM 1 is used. Now, assume that the modulation index I in FIG. 1 is 0, and the s stored in the sin ROM 2 is based on the periodic data F (t) itself.
Read out the in-wave with its phase angle specified linearly and output
When n (F (t)) is obtained, as shown in FIG. 2 (c), a sine wave of one cycle corresponding to a phase angle of 0 to 2π [rad] in each waveform section A to D is not modulated. Is read. Each of the waveform sections A to D does not need to accurately correspond to the pitch period. In particular, in the case of a musical sound having a weak periodicity such as a percussion instrument sound, for example, from an appropriate zero-cross point (when the amplitude is 0) to a zero-cross point May be defined as one waveform section.
次に、第1図の波形データROM 1から読み出される位
相差データM(t)は、乗算器4で乗算される変調指数
Iの値を1として加算器3から出力される第3図(b)
に示される位相角データF(t)+M(t)を用いて、
sin ROM 2に記憶されている1周期分のsin波を変調して
読み出した場合に、第3図(a)に示すように波形出力
OUT(t)として振幅の絶対値の最大値が1に正規化さ
れた1波形区間分の原波形ORG(t)が読み出されるよ
うなデータであり、第3図(c)に示される。Next, the phase difference data M (t) read from the waveform data ROM 1 in FIG. 1 is output from the adder 3 with the value of the modulation index I multiplied by the multiplier 4 being 1 as shown in FIG. )
Using the phase angle data F (t) + M (t) shown in
When a sin wave of one cycle stored in the sin ROM 2 is read after being modulated, a waveform is output as shown in FIG.
OUT (t) is the data from which the original waveform ORG (t) for one waveform section in which the maximum value of the absolute value of the amplitude is normalized to 1 is read, and is shown in FIG. 3 (c).
また、第1図の波形データROM 1から読み出される各
波形区間毎の正規化係数K(区間)は、前記したように
第1図のsin ROM 2に記憶されているsin波の振幅の絶対
値の最大値が1に正規化されているため、波形区間毎に
最終的な原波形ORG(t)の振幅に戻すための係数であ
る。Further, the normalization coefficient K (section) for each waveform section read from the waveform data ROM 1 in FIG. 1 is the absolute value of the amplitude of the sine wave stored in the sin ROM 2 in FIG. Is normalized to 1 and is a coefficient for returning to the final amplitude of the original waveform ORG (t) for each waveform section.
以下の関係より、 OUT(t)=K(区間)・sin(F(t)+I・M
(t)) ・・(1) ORG(t)=K(区間)・sin(F(t)+M(t)) ・・(2) の関係があることがわかる。これらの関係からわかるよ
うに、各波形区間毎に、変調指数Iの値を1としたとき
に波形出力OUT(t)として所望の原波形ORG(t)を得
たい場合には、その波形区間の原波形ORG(t)に対応
する周期データF(t)、位相差データM(t)及び正
規化係数K(区間)を求める必要がある。その求め方を
第2図の原波形ORG(t)の波形区間Aの場合を例にと
って説明する。From the following relationship, OUT (t) = K (section) · sin (F (t) + IM ·
(1) ORG (t) = K (section) sin (F (t) + M (t)) (2) As can be understood from these relationships, when it is desired to obtain a desired original waveform ORG (t) as the waveform output OUT (t) when the value of the modulation index I is set to 1 in each waveform section, , It is necessary to obtain the period data F (t), the phase difference data M (t), and the normalization coefficient K (section) corresponding to the original waveform ORG (t). The method for obtaining this will be described with reference to the waveform section A of the original waveform ORG (t) in FIG. 2 as an example.
まず、周期データF(t)の導出法については、第2
図(b)で既に説明した。First, the method of deriving the periodic data F (t) is described in the second section.
This has already been described with reference to FIG.
次に、第2図(a)の波形区間Aで、原波形ORG
(t)の振幅の絶対値の最大値を正規化係数K(区間
A)とする。そして、同区間の原波形ORG(t)の各振
幅値を上記正規化係数K(区間)で除算することによ
り、第3図(a)のように振幅が±1以内になるように
正規化する。なお、第3図(a)では、正負の絶対値の
最大値が共に1となっているが、どちらか一方のみ最大
値が1となり他方は1以下となってもかまわない。Next, in the waveform section A of FIG.
The maximum value of the absolute value of the amplitude of (t) is defined as a normalization coefficient K (section A). Then, by dividing each amplitude value of the original waveform ORG (t) in the same section by the above-mentioned normalization coefficient K (section), normalization is performed so that the amplitude is within ± 1 as shown in FIG. I do. In FIG. 3 (a), the maximum value of both the positive and negative absolute values is 1, but the maximum value of either one may be 1 and the other may be 1 or less.
次に、このようにして得られる正規化された原波形OR
G(t)を用いて、以下の〜の処理によって位相差
データM(t)を求める(なお、第4図を参照)。Next, the normalized original waveform OR obtained in this way is
Using G (t), phase difference data M (t) is obtained by the following processes (see FIG. 4).
まず、正規化された原波形ORG(t)の波形区間A内
の任意の時間tXにつき、その時間tXに対応する正規化さ
れた原波形ORG(t)を振幅AXを求める(第4図
(a))。First, per arbitrary time t X in the waveform section A of the normalized original waveform ORG (t), the normalized original waveform ORG (t) corresponding to the time t X determine the amplitude A X (the 4 (a)).
振幅の絶対値の最大値が1であるsin波上で、上記
で求まった振幅AXと等しい位置の位相角pXを求める(第
4図(b))この場合、原波形ORG(t)内の時間tXの
位置と、sin波内の位相角pXの位置は、概略同じ関係に
なるように求める。すなわち、例えば時間tXが波形区間
Aの先頭から1/4程度以内の位置にあれば、位相角も先
頭から1/4程度以内の0〜π/2付近で決定するようにす
る。On the sine wave whose maximum value of the absolute value of the amplitude is 1, the phase angle p X at the position equal to the amplitude A X obtained above is obtained (FIG. 4 (b)). In this case, the original waveform ORG (t) position of the time t and the position of X, the phase angle p X in the sin wave of the inner is determined to be the approximately the same relationship. That is, for example time t X is if positioned within about 1/4 from the beginning of the waveform segment A, the phase angle also possible to determine at 0~π / 2 around within about 1/4 from the top.
上記で求まる位相角pXと、予め求めてある波形区間
Aの周期データF(t)を用いて、 pX−F(tX) として時間tXに対応する位相差データM(tX)を求める
(第4図(c))。And phase angle p X which is obtained in the above, by using the period data F (t) of waveform segment A that is obtained in advance, p X -F (t X) corresponding to the time t X as the phase difference data M (t X) (FIG. 4 (c)).
時間tXを波形区間A内の全域で変化させて上記〜
の処理を繰り返し、波形区間Aの各時間tに対応する位
相差データM(t)を求める。The time t X is changed over the entire area within the waveform section A to
Is repeated to obtain phase difference data M (t) corresponding to each time t of the waveform section A.
以上〜の処理を第2図(a)の原波形ORG(t)
の各波形区間A〜D毎に繰り返し、各波形区間毎に求ま
る周期データF(t)、位相差データM(t)及び正規
化係数K(区間)を第1図の波形データROM 1に格納す
る。The above processing is performed by the original waveform ORG (t) shown in FIG.
Is repeated for each of the waveform sections A to D, and the cycle data F (t), the phase difference data M (t), and the normalization coefficient K (section) obtained for each waveform section are stored in the waveform data ROM 1 of FIG. I do.
上記各データと共に、第1図の乗算器4で乗算される
変調指数Iの値を1として、前記変調動作を行うことに
より、第1図の波形出力OUT(t)として第2図(a)
の原波形ORG(t)を得ることができる。By setting the value of the modulation index I multiplied by the multiplier 4 in FIG. 1 together with each of the above data to 1, and performing the above-mentioned modulation operation, the waveform output OUT (t) in FIG.
Of the original waveform ORG (t) can be obtained.
次に、第1図において、乗算器4で乗算される変調指
数Iの値を変化させることにより、様々に変調された波
形出力OUT(t)を得ることができる。Next, in FIG. 1, by varying the value of the modulation index I multiplied by the multiplier 4, variously modulated waveform outputs OUT (t) can be obtained.
まず、変調指数I=0とすれば、第2図(c)に既に
示したように各波形区間内で無変調のsin波を得ること
ができる。First, assuming that the modulation index I = 0, an unmodulated sine wave can be obtained in each waveform section as already shown in FIG. 2 (c).
また、変調指数Iの値を1.0、1.5、2.0と変化させる
ことにより、第1図のsin ROM 2からの変調出力(D)
(t)として、第5図(a)、(b)、(c)のように
順次深く変調された波形を得ることができる。Also, by changing the value of the modulation index I to 1.0, 1.5, and 2.0, the modulation output (D) from the sin ROM 2 in FIG.
As (t), it is possible to obtain sequentially deeply modulated waveforms as shown in FIGS. 5 (a), (b) and (c).
以上のようにして、変調指数Iの値を変化させること
により、原波形を中心としてsin波から深く変調された
波形まで様々な変調波形を得られる。As described above, by changing the value of the modulation index I, various modulation waveforms can be obtained from a sine wave to a deeply modulated waveform with the original waveform as the center.
また、変調指数Iを発音開始から消音までの間で連続
的に変化させることにより、例えば変調が深くかかった
状態から、楽音の減衰と共にsin波に変化するような波
形出力OUT(t)を得ることも可能となる。Further, by continuously changing the modulation index I from the start of sound generation to the silence, a waveform output OUT (t) is obtained that changes from a state where modulation is deeply applied to a sine wave with attenuation of a musical sound. It is also possible.
次に、第1図の原理構成の場合、前述したように波形
データROM 1には、周期データF(t)、位相差データ
M(t)及び各波形区間毎の正規化係数K(区間)の組
が複数組記憶されており、上位アドレス入力ビットに入
力する波形選択用アドレスデータWNによって、複数組の
うちから1組を選択できる。従って、各選択された組毎
に異なる種類の波形出力OUT(t)を出力できることに
なる。Next, in the case of the principle configuration of FIG. 1, as described above, the waveform data ROM 1 stores the cycle data F (t), the phase difference data M (t), and the normalization coefficient K (section) for each waveform section. pairs are plural sets stored by the waveform selecting address data W N to be input to the upper address input bits, you select a set from a plurality of sets. Therefore, a different type of waveform output OUT (t) can be output for each selected set.
そして、第1図の楽音波形発生装置の原理を例えば鍵
盤楽器に適用した場合、波形選択用アドレスデータWNを
押鍵のタッチの速さ(強さ)で切り換えるようにすれ
ば、押鍵速さに応じた波形出力OUT(t)を出力でき
る。又は、波形選択用アドレスデータWNをキーコードの
値で切り換えるようにすれば、押鍵時の鍵域により異な
った波形出力OUT(t)を出力できる。一般に、アコー
スティックピアノ等では、押鍵の強さによって発音され
るピアノ音が異なり、また、低音鍵と高温鍵でもかなり
異なったピアノ音となる。従って、第1図の楽音波形発
生装置を電子ピアノ等に適用し、予め押鍵速さ又は鍵域
毎にサンプリングした原波形(アコースティックピアノ
のピアノ音)の各々に対応する周期データF(t)、位
相差データM(t)及び各波形区間毎の正規化係数K
(区間)の組を前述の方法で求め、波形データROM 1に
複数組記憶させておけば、非常にリアルな楽音出力を得
ることが可能となる。Then, when applying the principles of the tone waveform generation apparatus of FIG. 1, for example, in the keyboard instrument, if a waveform selection address data W N to switch at a speed of key depression touch (strength), the key pressing speed A waveform output OUT (t) corresponding to the level can be output. Or, if the waveform selection address data W N to switch the value of the key code can output OUT (t) different waveforms output by key range of key pressing. In general, in an acoustic piano or the like, the piano sound to be emitted differs depending on the strength of the key pressed, and the piano sound is considerably different even with a low key and a high key. Accordingly, the musical tone waveform generator shown in FIG. 1 is applied to an electronic piano or the like, and the periodic data F (t) corresponding to each of the original waveforms (piano sound of an acoustic piano) sampled in advance for each key pressing speed or key range. , Phase difference data M (t) and normalization coefficient K for each waveform section
If a set of (sections) is obtained by the above-described method and a plurality of sets are stored in the waveform data ROM 1, it is possible to obtain a very realistic tone output.
これと共に、前述のように変調指数Iの値を変化させ
れば、各鍵域毎等の原波形を中心として、sin波から深
く変調された波形まで様々な変調波形を得られ、多彩な
効果が得られる。At the same time, if the value of the modulation index I is changed as described above, various modulation waveforms can be obtained from a sine wave to a deeply modulated waveform centering on an original waveform for each key range. Is obtained.
楽音波形発生装置の1実施例の第2の原理説明 第6図は、本発明による楽音波形発生装置の1実施例
の第2の原理構成図である。なお、第1図の第1の原理
構成図と同じ番号・記号を付したものは、同じ機能を有
する。Description of Second Principle of One Embodiment of Musical Waveform Generator FIG. 6 is a second principle configuration diagram of one embodiment of a musical soundwave generator according to the present invention. The components having the same reference numerals and symbols as those of the first principle configuration diagram in FIG. 1 have the same functions.
波形データROM 6からは、そのアドレス入力に入力す
る時間的に増加するアドレスデータAdd(t)に従っ
て、周期データF(t)、第1の位相差データM
1(t)、第2の位相差データM2(t)及び各波形区間
毎(後述する)に一定な値の正規化係数K(区間)が互
いに同期して読み出される。From the waveform data ROM 6, the period data F (t) and the first phase difference data M are inputted in accordance with the address data Add (t) which is input to the address input and increases with time.
1 (t), the second phase difference data M 2 (t), and a constant value of a normalization coefficient K (section) for each waveform section (described later) are read out in synchronization with each other.
一方、クロスフェードデータROM7からは、各発音毎に
定まるアドレスデータCFの入力に対応して1組のクロス
フェード係数DD1及びDD2が乗算器8及び9に出力され
る。なお、DD1+DD2=1とする。On the other hand, a set of cross-fade coefficients DD 1 and DD 2 are output from the cross-fade data ROM 7 to the multipliers 8 and 9 in response to the input of the address data CF determined for each tone generation. Note that DD 1 + DD 2 = 1.
第1の位相差データM1(t)及び第2の位相差データ
M2(t)は、各々乗算器8及び9で上記クロスフェード
係数DD1及びDD1と乗算された後、加算器10で加算され、
位相差データMC(t)が生成される。First phase difference data M 1 (t) and second phase difference data
M 2 (t) is multiplied by the cross-fade coefficients DD 1 and DD 1 by the multipliers 8 and 9 respectively, and then added by the adder 10.
Phase difference data M C (t) is generated.
以下、第1図の場合と同様、位相差データMC(t)
〔rad〕は、乗算器4で変調指数Iと乗算された後に、
加算器3で周期データF(t)〔rad〕と加算され、sin
波(正弦波)を変調するための位相角データF(t)+
I・MC(t)が得られる。同データは、sin波データを
記憶しているROMメモリであるsin ROM 2からsin波を変
調して読み出すためのアドレス信号として、同ROMに入
力する。sin ROM 2から読み出された変調出力D(t)
は、乗算器5において前記波形データROM 6から各波形
区間毎に読み出される正規化係数K(区間)と乗算され
た後、波形出力OUT(t)として出力される。ここで、s
in ROM 2に記憶れているsin波の振幅の絶対値の最大値
は1になるように正規化されている。Hereinafter, similarly to the case of FIG. 1, the phase difference data M C (t)
[Rad] is multiplied by the modulation index I in the multiplier 4,
The adder 3 adds the data to the periodic data F (t) [rad], and outputs
Angle data F (t) + for modulating a wave (sine wave)
I · M C (t) is obtained. The data is input to the ROM as an address signal for modulating and reading a sine wave from a sin ROM 2 which is a ROM memory storing the sine wave data. Modulation output D (t) read from sin ROM 2
Is multiplied by a normalization coefficient K (section) read from the waveform data ROM 6 for each waveform section in the multiplier 5, and then output as a waveform output OUT (t). Where s
The maximum value of the absolute value of the amplitude of the sine wave stored in in ROM 2 is normalized to be 1.
上記原理構成に基づく第6図の楽音波形発生装置の動
作につき、以下に説明する。The operation of the musical tone waveform generator of FIG. 6 based on the above-described principle configuration will be described below.
まず、周期データF(t)、第1の位相差データM
1(t)及び正規化係数K(区間)を、クロスフェード
係数DD2=0(DD1=1)、変調指数I=0と設定した場
合に、波形出力OUT(t)として第1の原波形ORG
1(t)が得られるよう設定する。この設定のし方は、
前述の第1の原理構成において、第2図〜第4図等を用
いて行った方式と全く同様である。First, the period data F (t) and the first phase difference data M
1 (t) and the normalization coefficient K (section) are set as the cross-fade coefficient DD 2 = 0 (DD 1 = 1) and the modulation index I = 0, and the first source is output as the waveform output OUT (t). Waveform ORG
1 Set so that (t) is obtained. How to set this
In the above-described first principle configuration, it is completely the same as the method performed using FIGS. 2 to 4 and the like.
次に、第2の位相差データM2(t)を、クロスフェー
ド係数DD1=0(DD2=1)、変調指数I=0と設定した
場合に、波形出力OUT(t)として第2の原波形ORG
2(t)が得られるよう設定する。ここで、第2の原波
形ORG2(t)の最大値が第1の原波形ORG1(t)の最大
値と等しくなるように予め調整しておけば正規化係数K
(区間)を共通にできる。また、第2図で前述したよう
に、周期データF(t)の各波形区間は正確にピッチ周
期に対応する必要はないため、第2の原波形ORG2(t)
の平均的なピッチ周期を第1の原波形ORG1(t)のそれ
に概略等しくなるよう予め時間軸を補間して正規化して
おけば、第1の原波形ORG1(t)を求めるために設定し
た周期データF(t)をそのまま用いて、第2の位相差
データM2(t)を決定できる。Next, when the second phase difference data M 2 (t) is set as the cross-fade coefficient DD 1 = 0 (DD 2 = 1) and the modulation index I = 0, the second phase difference data M 2 (t) is set as the waveform output OUT (t). Original waveform ORG
2 Set so that (t) is obtained. Here, if the maximum value of the second original waveform ORG 2 (t) is previously adjusted to be equal to the maximum value of the first original waveform ORG 1 (t), the normalization coefficient K
(Section) can be common. Further, as described above with reference to FIG. 2, since each waveform section of the cycle data F (t) does not need to accurately correspond to the pitch cycle, the second original waveform ORG 2 (t)
Average if the pitch period is normalized by interpolating the previously time axis so that outline equal to that of the first original waveform ORG 1 (t), to determine the first original waveform ORG 1 (t) of Using the set period data F (t) as it is, the second phase difference data M 2 (t) can be determined.
今、クロスフェード係数DD2=0(DD1=1)、変調指
数I=1と設定した場合において、加算器3から例えば
第7図(a)に示すような位相角データF(t)+M
1(t)がsin ROM 2に供給され、これにより、sin ROM
2を介して第1の原波形ORG1(t)として第8図のよう
な鋸歯状波が得られるとする。なお、振幅は簡単のため
±1以内とする。一方、クロスフェード係数DD1=0(D
D2=1)、変調指数I=1と設定した場合に、加算器3
から例えば第7図(b)に示すような位相角データF
(t)+M2(t)がsin ROM 2に供給され、これによ
り、sin ROM 2を介して第2の原波形ORG2(t)として
第8図のような矩形波が得られるとする。そして、クロ
スフェードデータROM7に入力するアドレスデータCFの値
を変化させ、同ROMから係数DD1+DD2=1を満たすクロ
スフェード係数DD1及びDD2の組が出力されることによ
り、乗算器8と9及び加算器10によって、第1の位相差
データM1(t)と第2の位相差データM2(t)が適当な
割合で混合され、例えば第7図(b)又は(c)のよう
な位相差データMC(t)が得られる。これによって、波
形出力OUT(t)として、第8図のように矩形波と鋸歯
状波の中間的な特性の波形ORGC(t)を得ることができ
る。Now, when the cross-fade coefficient DD 2 = 0 (DD 1 = 1) and the modulation index I = 1 are set, the adder 3 outputs the phase angle data F (t) + M as shown in FIG.
1 (t) is supplied to the sin ROM 2, thereby
It is assumed that a sawtooth wave as shown in FIG. 8 is obtained as the first original waveform ORG 1 (t) via the line 2. Note that the amplitude is within ± 1 for simplicity. On the other hand, the crossfade coefficient DD 1 = 0 (D
D 2 = 1) and the modulation index I = 1, the adder 3
From the phase angle data F as shown in FIG.
It is assumed that (t) + M 2 (t) is supplied to the sin ROM 2, whereby a rectangular wave as shown in FIG. 8 is obtained as the second original waveform ORG 2 (t) via the sin ROM 2. Then, the value of the address data CF input to the cross-fade data ROM 7 is changed, and a set of cross-fade coefficients DD 1 and DD 2 satisfying the coefficient DD 1 + DD 2 = 1 is output from the ROM, whereby the multiplier 8 , 9 and the adder 10, the first phase difference data M 1 (t) and the second phase difference data M 2 (t) are mixed at an appropriate ratio, for example, as shown in FIG. 7 (b) or (c). The following phase difference data M C (t) is obtained. As a result, a waveform ORG C (t) having an intermediate characteristic between the rectangular wave and the sawtooth wave can be obtained as the waveform output OUT (t) as shown in FIG.
そこで、上記の事実を利用して、まずクロスフェード
データROM7に、アドレスデータCFの各値毎に各々第9図
に示されるような値のクロスフェード係数DD1及びDD2を
記憶させておく。なお、同図では3組のみ示してある。
また、各組は、DD1+DD2=1を満たすように設定されて
いるとする。第9図の関係より、アドレスデータCFを変
化させたときに、位相差データMC(t)に第1の位相差
データM1(t)及び第2の位相差データM2(t)がどの
程度の割合で含まれるかを概念的に示したのが第10図で
ある。これより、アドレスデータCFの変化に応じて、第
6図の波形出力OUT(t)の特性は、第1の原波形ORG1
(t)の特性から第2の原波形ORG2(t)の特性へ連続
的に変化させ得ることが予想される。Therefore, utilizing the above fact, first, the cross-fade coefficients DD 1 and DD 2 having the values shown in FIG. 9 are stored in the cross-fade data ROM 7 for each value of the address data CF. Note that only three sets are shown in FIG.
It is also assumed that each set is set to satisfy DD 1 + DD 2 = 1. According to the relationship of FIG. 9, when the address data CF is changed, the first phase difference data M 1 (t) and the second phase difference data M 2 (t) are included in the phase difference data M C (t). FIG. 10 conceptually shows the ratio of the components included. This, in response to a change in the address data CF, characteristics of the six views waveform output OUT (t), the first original waveform ORG 1
It is expected that the characteristic of (t) can be continuously changed to the characteristic of the second original waveform ORG 2 (t).
従って、第6図の楽音波形発生装置の原理を例えば鍵
盤楽器に適用した場合、波形データROM 6に、遅い押鍵
時の第1の原波形ORG1(t)に対応する第1の位相差デ
ータM1(t)と、速い押鍵時の第2の原波形ORG2(t)
に対応する第2の位相差データM2(t)を記憶させてお
き、アドレスデータCFの値を押鍵のタッチの速さ(強
さ)で切り換えるようにすれば、押鍵速さに応じて特性
が連続的に変化する波形出力OUT(t)を出力できる。
又は、波形データROM 6に、低音域の第1の原波形ORG1
(t)に対応する第1の位相差データM1(t)の、高音
域の第2の原波形ORG2(t)に対応する第2の位相差デ
ータM2(t)を記憶させておき、アドレスデータCFの値
をキーコードの値で切り換えるようにすれば、押鍵時の
鍵域に応じて特性が連続的に変化する波形出力OUT
(t)を出力できる。Therefore, when the principle of the musical tone waveform generator shown in FIG. 6 is applied to, for example, a keyboard instrument, the first phase difference corresponding to the first original waveform ORG 1 (t) at the time of slow key depression is stored in the waveform data ROM 6. Data M 1 (t) and second original waveform ORG 2 (t) when key is pressed quickly
If the second phase difference data M 2 (t) corresponding to the key-pressing speed is changed and the value of the address data CF is switched by the touching speed (strength) of the key-pressing, Thus, a waveform output OUT (t) whose characteristics continuously change can be output.
Alternatively, the first original waveform ORG 1 in the bass range is stored in the waveform data ROM 6.
The second phase difference data M 2 (t) corresponding to the second original waveform ORG 2 (t) in the high frequency range of the first phase difference data M 1 (t) corresponding to (t) is stored. If the value of the address data CF is switched by the value of the key code, the waveform output OUT whose characteristics continuously change according to the key range when the key is pressed
(T) can be output.
以下のように、第2の原理構成によれば、2種類程度
の原波形に対応するデータの組を記憶させておくだけ
で、その間で特性が連続的に変化する多彩な波形出力OU
T(t)を得ることができる。また、前述の第1図の場
合と同様、変調指数Iの値を変化させれば、各鍵域毎等
の原波形を中心として、sin波から深く変調された波形
まで様々な変調波形を得られ、多彩な効果が得られる。As described below, according to the second principle configuration, only the data sets corresponding to about two types of original waveforms are stored, and a variety of waveform output OUs whose characteristics continuously change between them are provided.
T (t) can be obtained. As in the case of FIG. 1 described above, if the value of the modulation index I is changed, various modulation waveforms from a sine wave to a deeply modulated waveform can be obtained around the original waveform for each key range. Various effects can be obtained.
なお、2種類以上のデータの組を記憶させ、それら複
数のデータの組から位相差データMC(t)を生成するよ
うに構成することも当然可能である。すなわち、例えば
鍵盤楽器の場合、低音域・中音域・高音域の各々の原波
形に対応するデータの組を記憶する如くである。It is naturally possible to store two or more types of data sets and generate the phase difference data M C (t) from the plurality of data sets. That is, for example, in the case of a keyboard instrument, a set of data corresponding to each of the original waveforms in the low, middle, and high ranges is stored.
楽音波形発生装置の1実施例の具体的構成の説明 次に、第11図は、上記第6図の第2の原理構成に基づ
く楽音波形発生装置の1実施例の具体的構成図である。
同図で、第6図の原理構成と同じ番号・記号を付したも
のは同じ機能を有する。なお、第6図の波形データROM
6は、第11図においてはFM ROM61とK ROM62の2つのROM
から構成される。Description of Specific Configuration of One Embodiment of Musical Waveform Generator Next, FIG. 11 is a specific configuration diagram of one embodiment of a musical soundwave generator based on the second principle configuration of FIG.
In the same figure, those having the same reference numerals and symbols as those in the principle configuration of FIG. 6 have the same functions. The waveform data ROM shown in FIG.
6 is the two ROMs of FM ROM 6 1 and K ROM 6 2 in FIG.
Consists of
第11図で、FM ROM61から周期データF(t)、第1の
位相差データM1(t)及び第2の位相差データM2(t)
を読み出すために同ROMに入力するアドレスデータADD#
1は、加算器12、セレクタ13及びラッチ14からなる累算
部において、先頭アドレスaを初期値として、ラッチ11
にラッチされた音高データdのアドレス間隔で、ラッチ
14に入力するクロックCLK#1の立ち上がりに同期して
順次累算される。この場合、先頭アドレスaは特には図
示しない制御部から出力され、スタートパルスSTRTがハ
イレベルの間にセレクタ13で選択されて累算値の初期値
としてラッチ14に与えられる。スタートパルスSTRTがロ
ーレベルなら加算器12の出力を選択して累積動作を実行
する。また、音高データdは特には図示しない制御部か
ら出力され、スタートパルスSTRTの立ち上がりに同期し
てラッチ11にラッチされる。In Figure 11, the period data from the FM ROM6 1 F (t), the first phase difference data M 1 (t) and the second phase difference data M 2 (t)
Address data ADD # to be input to the ROM to read
1 is an accumulator that includes an adder 12, a selector 13, and a latch 14, and sets a start address a as an initial value,
At the address interval of the pitch data d latched at
The signals are sequentially accumulated in synchronization with the rising edge of the clock CLK # 1 input to the clock signal # 14. In this case, the head address a is output from a control unit (not shown), and is selected by the selector 13 while the start pulse STRT is at the high level, and is supplied to the latch 14 as an initial value of the accumulated value. If the start pulse STRT is at a low level, the output of the adder 12 is selected and the accumulation operation is performed. The pitch data d is output from a control unit (not shown), and is latched by the latch 11 in synchronization with the rise of the start pulse STRT.
FM ROM61から出力される第1の位相差データM1(t)
及び第2の位相差データM2(t)は、各々乗算器8及び
9において、ラッチ26にラッチされたアドレスデータCF
に従ってクロスフェードデータROM(CF ROM、以下同
じ)7から出力される各クロスフェード係数DD1及びDD2
と乗算された後、これらの各結果が加算器10で相互に加
算され位相差データMC(t)が生成される。位相差デー
タMC(t)は、乗算器4においてラッチ21にラッチされ
た変調指数Iと乗算され、加算器3においてFM ROM61か
ら出力された周期データF(t)と加算される。これに
より得られた位相角データF(t)+I・MC(t)は、
sin ROM 2の読み出しアドレスとして同ROMに入力する。
なお、アドレスデータCF及び変調指数Iは、共に特には
図示しない制御部から出力され、各々スタートパルスST
RTの立ち上がりに同期してラッチ26及び21にラッチされ
る。The first phase difference data M 1 output from the FM ROM 6 1 (t)
And the second phase difference data M 2 (t) are supplied to the address data CF latched by the latch 26 in the multipliers 8 and 9, respectively.
The cross-fade coefficients DD 1 and DD 2 output from the cross-fade data ROM (CF ROM, the same applies hereinafter) 7 in accordance with
After multiplication, the respective results are added to each other by the adder 10 to generate phase difference data M C (t). Phase difference data M C (t) is the multiplier 4 is multiplied by the modulation index I latched in the latch 21, and is added to the FM ROM 6 output from 1 periodic data F (t) at summer 3. The phase angle data F (t) + I · M C (t) thus obtained is
Input to the ROM as sin ROM 2 read address.
The address data CF and the modulation index I are both output from a control unit (not shown),
It is latched by latches 26 and 21 in synchronization with the rise of RT.
これにより、sin ROM 2から乗算器5に変調出力D
(t)が出力される。As a result, the modulation output D from the sin ROM 2 to the multiplier 5 is obtained.
(T) is output.
一方、FM ROM61から出力される区間識別データIBは、
クロックCLK#1をインバータ16で反転して得たクロッ
クの立ち上がりに同期して動作するDフリップフロップ
(F/F、以下同じ)15に入力すると共に、排他論理和回
路(EOR、以下同じ)17の第1の入力に入力する。ま
た、EOR17の第2の入力には上記F/F15の正論理出力Qが
入力する。上記回路構成により、FM ROM61から順次出力
される区間識別データIBの値に変化があった場合に、EO
R17の出力が論理「1」となる。On the other hand, the section identification data IB output from FM ROM 6 1 is
The clock CLK # 1 is input to a D flip-flop (F / F, the same applies hereinafter) 15 which operates in synchronization with the rise of the clock obtained by inverting the clock CLK # 1 by the inverter 16, and an exclusive OR circuit (EOR, the same applies hereinafter) 17 To the first input of. The positive logic output Q of the F / F 15 is input to a second input of the EOR 17. The above circuit configuration, when there is a change in the value of the section identification data IB sequentially output from FM ROM 6 1, EO
The output of R17 becomes logic "1".
K ROM62へのアドレス入力となるアドレスデータADD#
2は、加算器18、セレクタ19及びラッチ20からなる累算
部において、先頭アドレスbを初期値として上記EOR17
の出力が論理「1」となる毎に1アドレスずつ順次累積
される。なお、先頭アドレスbは特に図示しない制御部
から出力され、スタートパルスSTRTがハイレベルの間に
セレクタ19で選択されて累算値の初期値としてラッチ20
に与えられる。スタートパルスSTRTがローレベルなら加
算器18の出力を選択して累算動作を実行する。The address input to the K ROM6 2 address data ADD #
2 is an accumulator composed of an adder 18, a selector 19 and a latch 20, with the start address b as an initial value and the EOR 17
Are sequentially accumulated one address at a time whenever the output of the data becomes logic "1". The start address b is output from a control unit (not shown). The start address STRT is selected by the selector 19 while the start pulse STRT is at the high level.
Given to. If the start pulse STRT is at a low level, the output of the adder 18 is selected and the accumulation operation is performed.
これにより、K ROM62にアドレスデータADD#2が与え
られ、K ROM62から乗算器5には正規化係数K(区間)
が出力される。Thus, K ROM 6 2 to given address data ADD # 2, K ROM 6 to 2 from the multiplier 5 the normalization factor K (section)
Is output.
乗算器5では、sin ROM 2から出力された変調出力D
(t)に上記正規化係数K(区間)が乗算され、この乗
算結果は、更に乗算器23においてエンベロープジェネレ
ータ22から発生されるエンベロープ値と乗算される。In the multiplier 5, the modulation output D output from the sin ROM 2
(T) is multiplied by the normalization coefficient K (section), and the multiplication result is further multiplied by an envelope value generated by the envelope generator 22 in the multiplier 23.
そしてこの乗算結果が、クロックCLK#1をインバー
タ25で反転したクロックの立ち上がりに同期してラッチ
24にラッチされ、波形出力OUT(t)として出力され
る。The result of the multiplication is latched in synchronization with the rising edge of the clock obtained by inverting the clock CLK # 1 by the inverter 25.
Latched at 24 and output as waveform output OUT (t).
以上の構成において、クロツクCLK#1、CLK#2及び
スタートパルスSTRTは、特には図示しない制御部から出
力される。In the above configuration, the clocks CLK # 1 and CLK # 2 and the start pulse STRT are output from a control unit (not shown).
次に、第11図のFM ROM61に記憶されるデータの構成を
第12図に示す。Next, the configuration of data stored in FM ROM 6 1 of FIG. 11 in FIG. 12.
同図において、発音開始から消音までの1組の波形デ
ータは、先頭アドレスaから順に記憶されており、1ア
ドレスには周期データF(t)、第1の位相差データM1
(t)と第2の位相差データM2(t)及び1ビットの区
間識別データIBが組で記憶される。この場合、アドレス
が進むにつれて、各波形区間A、B、C、D、・・・
(第2図参照)の各サンプリング点のデータが記憶され
ている。また、波形区間がA、B、C、D、・・・と変
化するに従って、区間識別データIBのアドレスの値が、
区間Aでは「0」、区間Bでは「1」、区間Cでは
「0」、区間Dでは「1」、・・・というように区間単
位で交互に変化する。この区間識別データIBは、後述す
るように区間の境界を識別してK ROM62において指定さ
れるアドレスを更新するためのデータである。In the figure, one set of waveform data from the start of sound generation to the mute is stored in order from the head address a, and one address has periodic data F (t) and first phase difference data M 1.
(T), second phase difference data M 2 (t), and 1-bit section identification data IB are stored as a set. In this case, as the address advances, each of the waveform sections A, B, C, D,.
The data of each sampling point (see FIG. 2) is stored. As the waveform section changes to A, B, C, D,..., The address value of the section identification data IB becomes
In the section A, "0", in the section B, "1", in the section C, "0", in the section D, "1",... The section identifying data IB is data for updating the address specified in the K ROM 6 2 identifies the boundaries of the sections as described later.
次に、第6図のK ROM62に記憶されるデータの構成を
第13図に示す。Next, the configuration of data stored in K ROM 6 2 of FIG. 6 in FIG. 13.
同図において、発音開始から消音までの各波形区間
A、B、C、D、・・・に対応して、先頭アドレスbか
ら順に正規化係数K(区間)が1つずつ記憶されてい
る。In the figure, normalization coefficients K (sections) are stored one by one in order from the head address b, corresponding to each waveform section A, B, C, D,...
上記第12図及び第13図において、前述の第9図又は第
10図等で説明したように、第1の位相差データM1(t)
として低音域の原波形が生成されるようなデータを記憶
させ、第2の位相差データM2(t)として高音域の原波
形が生成されるようなデータを記憶させる。In FIG. 12 and FIG. 13, FIG. 9 or FIG.
As described in FIG. 10 and the like, the first phase difference data M 1 (t)
As the second phase difference data M 2 (t) is stored as the second phase difference data M 2 (t).
以上の構成の実施例の動作を、第14図の動作タイミン
グチャートに従って説明する。以下、特に言及しない限
り第11図を参照するものとする。The operation of the embodiment having the above configuration will be described with reference to the operation timing chart of FIG. Hereinafter, FIG. 11 will be referred to unless otherwise specified.
発音開始時には、特には図示しない制御部(以下、単
な制御部と呼ぶ)から出力されるスタートパルスSTRT
が、第14図のt1のタイミングで論理「1」(以下、単に
「1」と呼ぶ。論理「0」についても同様。)に立ち上
がり、その直後にクロックCLK#1が「1」になるt2の
タイミングから発音動作を開始する。この場合、クロッ
クCLK#1の周期が楽音発生のサンプリング周期に対応
し、また、制御部から発生するクロックCLK#2は、ク
ロックCLK#1と同一周期を有し、同クロックから1/4周
期分遅れたクロックである。以下の動作は、上記2つの
クロックCLK#1及びCLK#2に従って制御される。ま
た、スタートパルスSTRTは、発音開始時においてクロッ
クCLK#1が「0」に立ち下がってから次に「0」に立
ち下がるまでの1周期分の間「1」を維持し、その後は
次の発音開始まで「0」を維持する。At the start of sound generation, a start pulse STRT output from a control unit (not shown) (hereinafter simply referred to as a single control unit).
Rises to logic "1" (hereinafter simply referred to as "1"; the same applies to logic "0") at the timing t1 in FIG. 14, and immediately after that, the clock CLK # 1 becomes "1" at t2. The sound generation operation is started from the timing of. In this case, the cycle of the clock CLK # 1 corresponds to the sampling cycle of musical tone generation, and the clock CLK # 2 generated by the control unit has the same cycle as the clock CLK # 1, and is 1/4 cycle from the same clock. The clock is delayed by a minute. The following operation is controlled according to the two clocks CLK # 1 and CLK # 2. In addition, the start pulse STRT maintains “1” for one cycle from the time when the clock CLK # 1 falls to “0” at the start of sound generation to the next time it falls to “0”. Maintain "0" until pronunciation starts.
まず、制御部からのスタートパルスSTRTが、第14図
(a)のように論理「1」に立ち上がるタイミングt
で、制御部からの音高データdが同図(c)のようにラ
ッチ11にラッチされる。First, the timing t at which the start pulse STRT from the control unit rises to logic "1" as shown in FIG.
Then, the pitch data d from the control unit is latched by the latch 11 as shown in FIG.
続いて、スタートパルスSTRTが「1」のタイミングt1
〜t4の間は、セレクタ13が制御部からの先頭アドレスa
を選択し、この先頭アドレスaはクロックCLK#1が
「1」に立ち上がるタイミングt2でラッチ14にラッチさ
れ、第14図(d)のようにアドレスデータADD#1の初
期値が定まる。Subsequently, the timing t1 when the start pulse STRT is "1"
During the period from t4 to t4, the selector 13 receives the start address a from the control unit.
The start address a is latched by the latch 14 at the timing t2 when the clock CLK # 1 rises to "1", and the initial value of the address data ADD # 1 is determined as shown in FIG. 14 (d).
これによりt2からわずかな遅延時間の後、FM ROM61の
先頭アドレスaの周期データF(t)、第1の位相差デ
ータM1(t)、第2の位相差データM2(t)及び区間識
別データIB(第12図参照)が第14図(e)、(k)及び
(l)のように読み出される。以後、ラッチ14の出力の
アドレスデータADD#1は加算器12にフィードバックさ
れ、ラッチ11にセットされている音高データdが順次累
算されてゆく。この場合、上記累算値は、クロックCLK
#1が「1」に立ち上がる第14図(d)の各タイミング
t5、t8、t11、t14、t17等において、セレクタ13を介し
て順次ラッチ14にラッチされて、新たなアドレスデータ
ADD#1として指定され、FM ROM61上の対応するアドレ
スの周期データF(t)、位相差データM(t)及び区
間識別データIB(第12図参照)が第14図(e)、(k)
及び(l)のように読み出される。なお、スタートパル
スSTRTは、t4において「0」に立ち下がるため、セレク
タ13はt4以降は加算器12の出力を選択する。Thus after a small delay time t2, the period data F of the start address a of FM ROM6 1 (t), the first phase difference data M 1 (t), the second phase difference data M 2 (t) and The section identification data IB (see FIG. 12) is read out as shown in FIGS. 14 (e), (k) and (l). Thereafter, the address data ADD # 1 output from the latch 14 is fed back to the adder 12, and the pitch data d set in the latch 11 is sequentially accumulated. In this case, the accumulated value is the clock CLK
Each timing of FIG. 14 (d) when # 1 rises to "1"
At t5, t8, t11, t14, t17, etc., the new address data is sequentially latched by the latch 14 via the selector 13.
Is designated as ADD # 1, cycle data F of the corresponding address on the FM ROM6 1 (t), the phase difference data M (t) and section identification data IB (see FIG. 12) is FIG. 14 (e), ( k)
And (1). Since the start pulse STRT falls to "0" at t4, the selector 13 selects the output of the adder 12 after t4.
この場合、楽音の発音開始の指示は、特には図示しな
い例えば鍵盤部の何れかの鍵を演奏者が押鍵することに
より行われ、そのとき押鍵された鍵が高音側の鍵であれ
ば、制御部からラッチ11には大きな値の音高データdが
ラッチされる。これにより、FM ROM61上で読み飛ばされ
るアドレス幅が大きくなり、高いピッチ周期の波形出力
OUT(t)が得られる。逆に、例えば最低音鍵が押鍵さ
れた場合は音高データdとして値1がラッチされ、これ
によりFM ROM61上では1アドレスずつ各データが読み出
され、最低ピッチ周期の波形出力OUT(t)が得られ
る。In this case, the instruction to start sounding the musical tone is given by a player pressing any key of, for example, a keyboard unit (not shown), and if the key pressed at that time is a key on the high note side. The control section latches the large pitch data d into the latch 11. Thus, the address width skipped on FM ROM 6 1 increases, the higher the pitch period waveform output
OUT (t) is obtained. Conversely, for example, the value 1 as the tone pitch data d if lowest note key is depressed is latched, so that each data one address is read out on the FM ROM 6 1, the minimum pitch period waveform output OUT ( t) is obtained.
以上のようにしてFM ROM61から読み出される各データ
のうち、第1の位相差データM1(t)及び第2の位相差
データM2(t)は各々乗算器8及び9に入力する。今、
スタートパルスSTRTが「1」に立ち上がるt1において、
制御部からラッチ26にアドレスデータCFがセットされて
いる。これにより、CF ROM7からは、t1以後、第14図
(m)に示すようにアドレスデータCFに対応するアドレ
スからクロスフェード係数DD1及びDD2の組が出力され
る。従って、第1の位相差データM1(t)及び第2の位
相差データM2(t)は、各々乗算器8及び9でクロスフ
ェード係数DD1及びDD2と乗算され、その結果が加算器10
で加算されることにより、位相差データMC(t)が得ら
れる。このデータの生成タイミングは、第14図には特に
示さないが、同図(1)の第1の位相差データM1(t)
等のタイミングからわずかに遅れたタイミングである。Of the data read from the FM ROM 6 1 As described above, the first phase difference data M 1 (t) and the second phase difference data M 2 (t) are input respectively to the multipliers 8 and 9. now,
At t1 when the start pulse STRT rises to "1",
Address data CF is set in the latch 26 from the control unit. Thus, from the CF ROM 7, t1 after the set of cross-fade coefficients DD 1 and DD 2 is output from the address corresponding to the address data CF as shown in FIG. 14 (m). Therefore, the first phase difference data M 1 (t) and the second phase difference data M 2 (t) are multiplied by the cross-fade coefficients DD 1 and DD 2 by the multipliers 8 and 9, respectively, and the results are added. Container 10
, Phase difference data M C (t) is obtained. Although the generation timing of this data is not particularly shown in FIG. 14, the first phase difference data M 1 (t) in FIG.
This is a timing slightly delayed from the timing of the above.
この場合、楽音の発音開始の指示は、前述のように例
えば鍵盤部での押鍵動作により行われるが、このとき、
押鍵された鍵が低温側の鍵であれば、制御部からラッチ
26には小さな値のアドレスデータCFがラッチされ、逆に
高温側の鍵であれば、小さな値のアドレスデータCFがラ
ッチされる。従って、そのアドレスデータCFに応じてCF
ROM7から出力されるクロスフェード係数DD1及びDD2の
組み合わせが、第9図又は第10図で前述したように変化
するため、鍵域に応じて特性がきめ細かく対応する波形
出力OUT(t)を得ることができる。もちろん、前述の
如く押鍵時のタッチの速さ(強さ)でアドレスデータCF
の値を切り換えるようにしてもよい。In this case, the instruction to start generating a musical tone is given by, for example, a key pressing operation on the keyboard as described above.
If the pressed key is a low-temperature key, the control unit latches it.
Small address data CF is latched at 26, and conversely, if the key is on the high temperature side, small value address data CF is latched. Therefore, according to the address data CF, CF
Since the combination of the cross-fade coefficients DD 1 and DD 2 output from the ROM 7 changes as described above with reference to FIG. 9 or FIG. 10, the waveform output OUT (t) whose characteristics correspond finely according to the key range is obtained. Obtainable. Of course, as described above, the address data CF is determined by the touch speed (strength) when the key is pressed.
May be switched.
続いて、位相差データMC(t)は乗算器4に入力す
る。今、スタートパルスSTRTが「1」に立ち上がるt1に
おいて、制御部からラッチ21に変調指数Iがセットされ
ている。従って、乗算器4では、位相差データMC(t)
に上記変調指数Iが乗算される。この出力は加算器3に
入力し、FM ROM61から出力された周期データF(t)と
加算され、位相角データF(t)+I・MC(t)が得ら
れる。Subsequently, the phase difference data M C (t) is input to the multiplier 4. At t1 when the start pulse STRT rises to "1", the modulation index I is set in the latch 21 by the control unit. Therefore, in the multiplier 4, the phase difference data M C (t)
Is multiplied by the modulation index I. This output is inputted to the adder 3, is added to the period data F output from FM ROM6 1 (t), the phase angle data F (t) + I · M C (t) is obtained.
上記位相角データF(t)+I・MC(t)により、si
n ROM 2がアクセスされ、前記周期データF(t)及び
位相差データMC(t)の出力(第14図(k)、(l)の
各タイミングt2、t5、t8、t11、t14、t17等の直後)か
らわずかな遅延の後、sin ROM 2から第14図(n)のよ
うにして変調出力D(t)が出力される。From the phase angle data F (t) + I · M C (t), si
n ROM 2 is accessed, and the output of the period data F (t) and the phase difference data M C (t) (the respective timings t2, t5, t8, t11, t14, t17 of FIGS. 14 (k) and (l)) After a slight delay from immediately after (e.g., immediately after), the modulation output D (t) is output from the sin ROM 2 as shown in FIG. 14 (n).
一方、スタートパルスSTRTが「1」のタイミングt1〜
t4の間で、セレクタ19が制御部からの先頭アドレスbを
選択し、この先頭アドレスbはクロックCLK#2が
「1」に立ち上がるタイミングt3でラッチ20にラッチさ
れ、第14図(i)のようにアドレスデータADD#2の初
期値が定まる。On the other hand, the timing t1 when the start pulse STRT is “1”
During t4, the selector 19 selects the head address b from the control unit, and this head address b is latched by the latch 20 at the timing t3 when the clock CLK # 2 rises to "1". Thus, the initial value of the address data ADD # 2 is determined.
これにより、t3からわずかな遅延時間の後、K ROM62
の先頭アドレスbの正規化係数K(区間A)が第14図
(j)のように読み出される。以後、ラッチ20の出力の
アドレスデータADD#2は加算器18にフィードバックさ
れ、EOR17の論理出力値「0」又は「1」が順次累積さ
れてゆく。この場合上記累算値は、クロックCLK#2が
「1」に立ち上がる第14図(i)の各タイミングt6、t
9、t10、t12、t15、t18等において、セレクタ19を介し
て順次ラッチ20にラッチされ、新たなアドレスデータAD
D#2として指定され、K ROM62上の対応するアドレスの
正規化係数K(区間)が第14図(j)のように読み出さ
れる。なお、スタートパルスSTRTは、t4において「0」
に立ち下がるため、セレクタ19はt4以降は加算器18の出
力を選択する。This results in a small delay time from t3, K ROM6 2
Is read out as shown in FIG. 14 (j). Thereafter, the address data ADD # 2 output from the latch 20 is fed back to the adder 18, and the logical output value "0" or "1" of the EOR 17 is sequentially accumulated. In this case, the accumulated values are the timings t6 and t6 in FIG. 14 (i) when the clock CLK # 2 rises to "1".
At 9, t10, t12, t15, t18, etc., the data is sequentially latched by the latch 20 via the selector 19 and the new address data AD
D # is specified as 2, K ROM 6 2 on the corresponding normalized coefficient address K (interval) is read as in FIG. 14 (j). Note that the start pulse STRT becomes “0” at t4.
, The selector 19 selects the output of the adder 18 after t4.
上記動作と並行して、クロックCLK#1が「1」に立
ち上がる第14図(b)の各タイミングt2、t5、t8、t1
1、t14、t17等からわずかな遅延の後に、第14図(e)
のようにFM ROM61から区間識別データIBが順次出力され
る。このデータは、クロックCLK#1が「0」に立ち下
がる第14図(b)の各タイミングt4、t7、t10、t13、t1
6、t19等において、F/F15にセットされてその正論理出
力Qが第14図(f)のように順次定まる。そして、この
正論理出力Qと前記FM ROM61から区間識別データIBとの
排他論理和がEOR17で演算される。In parallel with the above operation, each of the timings t2, t5, t8, and t1 in FIG. 14 (b) when the clock CLK # 1 rises to "1".
After a slight delay from 1, t14, t17, etc., FIG.
Section identification data IB from FM ROM 6 1 are sequentially outputted as. This data corresponds to each of the timings t4, t7, t10, t13, and t1 in FIG. 14B when the clock CLK # 1 falls to "0".
At t6, t19, etc., the F / F15 is set and its positive logic output Q is sequentially determined as shown in FIG. 14 (f). Then, the exclusive logical sum of the section identification data IB and the positive logic output Q from the FM ROM 6 1 is calculated by EOR17.
ここで、FM ROM61から出力される区間識別データIB
は、第12図に示したように各波形区間単位で「0」又は
「1」が交互に記憶されているので、波形区間がAから
B、BからC、CからD等に変化する毎に「0」から
「1」、「1」から「0」、「0」から「1」というよ
うに変化する。従って、上記波形区間が変化する時点の
みEOR17の出力は「1」となり、他のタイミングでは
「0」となる。第14図の例では波形区間AからBに変化
するt14の直後からt16のクロックCLK#1が「1」の間
のみ、EOR17の出力が「1」となる。これにより、上記
タイミング内のみで、加算器18でラッチ20からのアドレ
スデータADD#2の値bに1が累算され、この累算値b
+1はクロックCLK#2が「1」に立ち上がる第14図
(b)のタイミングt15において、ラッチ20に新たなア
ドレスデータADD#2としてラッチされる。従って、ク
ロックCLK#2が「1」に立ち上がるタイミングt15以降
では、この新たなアドレスデータADD#2の値b+1に
基づくK ROM62上の正規化係数K(区間B)が第14図
(j)のように読み出される。Here, the section identification data IB output from FM ROM 6 1
Since “0” or “1” is stored alternately in each waveform section unit as shown in FIG. 12, each time the waveform section changes from A to B, B to C, C to D, etc. From "0" to "1", "1" to "0", and "0" to "1". Therefore, the output of the EOR 17 becomes "1" only when the waveform section changes, and becomes "0" at other timings. In the example shown in FIG. 14, the output of the EOR 17 becomes “1” only during the period when the clock CLK # 1 at t16 is “1” immediately after t14 when the waveform section changes from A to B. As a result, only within the above timing, the adder 18 accumulates 1 in the value b of the address data ADD # 2 from the latch 20, and the accumulated value b
+1 is latched by the latch 20 as new address data ADD # 2 at the timing t15 in FIG. 14 (b) when the clock CLK # 2 rises to "1". Accordingly, the clock CLK # in 2 "1" to the rise timing t15 later, the new address data ADD # 2 of based on the value b + 1 K ROM 6 2 on the normalization factor K (section B) is FIG. 14 (j) Is read as follows.
一方、EOR17の出力が「0」である他のタイミングで
は、加算器18では累算動作は行われないため、ラッチ20
には1タイミング前と同様のアドレスデータADD#2が
ラッチされる。従って、第14図(h)のタイミングt6、
t9、t12、t18等においては、1タイミング前と同様の正
規化係数K(区間)がK ROM62から第14図(j)のよう
に読み出される。On the other hand, at another timing when the output of the EOR 17 is “0”, the accumulating operation is not performed in the adder 18, so that the latch 20
, The same address data ADD # 2 as before one timing is latched. Accordingly, at timing t6 in FIG.
In t9, t12, t18, etc., 1 timing as before normalization factor K (interval) is read as the K ROM 6 2 in FIG. 14 (j).
このように、FM ROM61からの波形区間Aの周期データ
F(t)及び位相差データM(t)に基づく変調出力D
(t)がsin ROM 2から読み出されているタイミングで
は、K ROM62から波形区間Aに対応する正規化係数K
(区間A)が読み出され、同様に波形区間BではK ROM6
2から波形区間Bに対応する正規化係数K(区間B)が
読み出されるというように、各波形区間の変調出力D
(t)が出力されるのに対応して、その波形区間の正規
化係数K(区間)がK ROM62から読み出される。Thus, the modulation output D based on period data F of the waveform section A from FM ROM6 1 (t) and the phase difference data M (t)
(T) When the timing being read from the sin ROM 2, the normalization factor K corresponding the K ROM 6 2 to waveform segment A
(Section A) is read out, and similarly in waveform section B, K ROM6
2, the modulation output D of each waveform section is read such that the normalization coefficient K (section B) corresponding to the waveform section B is read out.
Corresponding to (t) is output, the normalization factor K of the waveform section (section) is read from the K ROM 6 2.
以上のようにして、第14図(b)のクロックCLK#1
が「1」に立ち上がる各タイミングt2、t5、t8、t11、t
14、t17等から若干の遅延の後に、sin ROM 2から第14図
(n)のように変調出力D(t)が出力され、これと並
行して第14図(h)のクロックCLK#2が「1」に立ち
上がる各タイミングt3、t6、t9、t12、t15、t18等から
わずかな遅延の後に、K ROM62から第14図(j)のよう
に正規化係数K(区間)が出力される。そして、これら
各タイミングの変調出力D(t)及び正規化係数K(区
間)は、乗算器5で乗算された後、更に乗算器23でエン
ベロープジェネレータ22からのエンベロープデータと乗
算され、第14図(b)のクロックCLK#1が「0」に立
ち下がる各タイミングt4、t7、t10、t13、t16、t19等に
おいて、第14図(o)のようにラッチ24にラッチされ、
各タイミング毎の波形出力OUT(t)が定まる。ここ
で、エンベロープジェネレータ22及び乗算器23は、第6
図では示さなかったが、波形出力OUT(t)に原波形以
外のエンベロープを付加したい場合に動作させればよ
く、必ずしも必要なものではない。As described above, the clock CLK # 1 shown in FIG.
Rises to "1" at timings t2, t5, t8, t11, t
After a slight delay from 14, t17, etc., the modulation output D (t) is output from the sin ROM 2 as shown in FIG. 14 (n), and in parallel with this, the clock CLK # 2 in FIG. 14 (h). There after a slight delay from each timing t3 which rises to "1", t6, t9, t12, t15, t18, etc., normalization factor K (interval) is output as the K ROM 6 2 FIG. 14 (j) You. The modulation output D (t) and the normalization coefficient K (section) at each timing are multiplied by the multiplier 5 and further multiplied by the envelope data from the envelope generator 22 by the multiplier 23. At timings t4, t7, t10, t13, t16, t19, etc., at which the clock CLK # 1 falls to "0" in (b), it is latched by the latch 24 as shown in FIG.
The waveform output OUT (t) for each timing is determined. Here, the envelope generator 22 and the multiplier 23
Although not shown in the figure, the operation may be performed when it is desired to add an envelope other than the original waveform to the waveform output OUT (t), and is not always necessary.
以上に示した動作により、第11図の実施例において、
第7図〜第10図等に示した第6図の楽音波形発生装置の
第2の原理構成と同様の動作を実現することができる。By the operation described above, in the embodiment of FIG.
The same operation as the second principle configuration of the musical tone waveform generator shown in FIG. 6 shown in FIGS. 7 to 10 can be realized.
楽音波形発生装置の一実施例の具体的構成における他の
態様 上記第11図では、第6図の波形データROM 6に対応す
るものを、FM ROM61とK ROM62の2つのROMで構成した
が、多少アドレス指定が複雑になるのを許容できれば1
つのROMで構成するようにしてもよい。逆に、周期デー
タF(t)、第1の位相差データM1(t)、第2の位相
差データM2(t)及び正規化係数K(区間)を別々のRO
Mに記憶させ、同期して読み出させるようにしてもよ
い。In another embodiment the Figure 11 in a specific configuration of an embodiment of a tone waveform generation apparatus, those corresponding to the waveform data ROM 6 of Figure 6, was composed of two ROM of FM ROM 6 1 and K ROM 6 2 However, if the addressing can be somewhat complicated, 1
One ROM may be used. Conversely, the periodic data F (t), the first phase difference data M 1 (t), the second phase difference data M 2 (t), and the normalization coefficient K (section) are stored in separate ROs.
It may be stored in M and read out synchronously.
また、FM ROM61において、周期データF(t)は第12
図に示したように各サンプリング点毎の値を記憶するよ
うにしたが、1つの波形区間内では周期データF(t)
は第2図(b)のように各波形区間幅で位相角が0から
2π〔rad〕まで変化する直線特性であるため、演算時
間に余裕があれば、各サンプリング点毎に周期データF
(t)を演算して出力するようにすれば、記憶容量を節
約することができる。Further, in FM ROM 6 1, period data F (t) is 12
As shown in the figure, the value for each sampling point is stored, but within one waveform section, the periodic data F (t)
Is a linear characteristic in which the phase angle changes from 0 to 2π [rad] at each waveform section width as shown in FIG. 2 (b). Therefore, if there is a margin in the calculation time, the periodic data F
If (t) is calculated and output, the storage capacity can be saved.
なお、第11図においては、1楽音分の波形出力OUT
(t)を得るものとして実現したが、各部を時分割動作
させることにより、複数の楽音波形を並列して出力させ
ることも可能である。In FIG. 11, the waveform output OUT for one musical tone
Although (t) is realized, it is also possible to output a plurality of musical tone waveforms in parallel by performing time-division operation of each unit.
楽音波形発生装置の1実施例の原理構成の他の態様 第1図の楽音波形発生装置の1実施例の第1の原理構
成においては、変調指数I=0の場合には前記(1)式
より、 OUT(t)=K(区間)・sin(F(t))・・(3) となり、周期データF(t)は第2図(b)に示したよ
うに各波形区間内で線形に増加するデータで、また、正
規化係数K(区間)は各波形区間内で一定であるため、
波形出力OUT(t)としてsin波が得られた。また変調指
数I=1の場合は前記(2)式のように、 ORG(t)=K(区間)・sin(F(t)+M(t)) ・・(2) として原波形ORG(t)が得られた。そして変調指数I
の値を0から1の間で変化させることにより、sin波か
ら原波形までの間で波形を連続的に変化させることがで
きる。また、変調指数Iの値を1以上にすれば更に原波
形から更に変調された波形まで連続的に変化させること
ができる。Another Embodiment of the Principle Configuration of the Embodiment of the Musical Waveform Generator According to the first principle of the embodiment of the musical soundwave generator of FIG. 1, when the modulation index I = 0, the above equation (1) is used. OUT (t) = K (section) · sin (F (t)) · (3), and the periodic data F (t) is linear within each waveform section as shown in FIG. 2 (b). Since the normalization coefficient K (section) is constant in each waveform section,
A sine wave was obtained as the waveform output OUT (t). When the modulation index I = 1, as shown in the above equation (2), ORG (t) = K (section) · sin (F (t) + M (t)) (2) )was gotten. And the modulation index I
Can be changed between 0 and 1 to continuously change the waveform from the sine wave to the original waveform. If the value of the modulation index I is set to 1 or more, the waveform can be continuously changed from the original waveform to the further modulated waveform.
このように、各波形区間で線形に変化する周期データ
F(t)と、そのデータからの差分データである位相差
データM(t)とによって、少なくともsin波と原波形
を出力できることを特徴とする。従って、I=0のとき
にsin波を出力でき、I=1のときに原波形を出力でき
れば、前記(1)、(2)式等に拘泥する必要はなく、 OUT(t)=K(区間)・f(g(F(t) +I・M(t)) ・・・(4) の関係にある演算を実現する実施例であればどのような
ものでもよい。As described above, at least a sine wave and an original waveform can be output by the periodic data F (t) that changes linearly in each waveform section and the phase difference data M (t) that is difference data from the data. I do. Therefore, if a sine wave can be output when I = 0 and an original waveform can be output when I = 1, there is no need to adhere to the above equations (1) and (2), and OUT (t) = K ( Section) · f (g (F (t) + IM · (t)) (4) Any embodiment may be used as long as the embodiment realizes the operation having the relationship of.
例えば、上記(4)式で、入力をαとしてfを、 f(α)=(2/π)α ・・(0≦α≦π/2) f(α)=−1+(2/π)(3π/2−α) ・・(π/2≦α≦3π/2) f(α)=−1+(2/π)(α−3π/2) ・・(3π/2≦α≦2π)・・・(5) を満たす三角波関数として定義し、また、入力をβとし
てgを、 g(β)=(π/2)sin β ・・(0≦β≦π/2) g(β)=π−(π/2)sin β ・・(π/2≦β≦3π/2) g(β)=2π+(π/2)sin β ・・(3π/2≦β≦2π)・・・(6) を満たす関数として定義すれば、変調指数Iの値が0す
なわち無変調の場合に、上記(5)、(6)式を前記
(4)式に代入することにより、 f(g(β))=K(区間)・f((π/2)sin β) =K(区間)・(2/π)(π/2)sin β =K(区間)・sin β ・・(0≦β≦π/2) f(g(β))=K(区間)・f((π−(π/2) ・sin β)) =K(区間)・(−1+(2/π)(3π/2−π +(π/2)sin β)) =K(区間)・sin β ・・(π/2≦β≦3π/2) f(g(β))=K(区間)・f(2π+(π/2) ・sin β) =K(区間)・(−1+(2/π)(2π+ +(π/2)sin β−3π/2)) =K(区間)・sin β ・・(3π/2≦β≦2π) ・・・(7) となる。すなわち、無変調時には単一sin波が出力され
る。For example, in the above equation (4), when input is α, f is given by: f (α) = (2 / π) α (0 ≦ α ≦ π / 2) f (α) = − 1+ (2 / π) (3π / 2-α) ·· (π / 2 ≦ α ≦ 3π / 2) f (α) =-1+ (2 / π) (α-3π / 2) ·· (3π / 2 ≦ α ≦ 2π) .. (5) is defined as a triangular wave function that satisfies the following expression, and g is defined as g (β) = (π / 2) sin β (0 ≦ β ≦ π / 2) g (β) = Π- (π / 2) sin β ··· (π / 2 ≦ β ≦ 3π / 2) g (β) = 2π + (π / 2) sin β ··· (3π / 2 ≦ β ≦ 2π) If defined as a function that satisfies (6), by substituting the above equations (5) and (6) into the above equation (4) when the value of the modulation index I is 0, ie, no modulation, f (g ( β)) = K (section) · f ((π / 2) sin β) = K (section) · (2 / π) (π / 2) sin β = K (section) · sin β · · (0 ≦ β ≦ π / 2) f (g (β)) = (Section) · f ((π− (π / 2) · sin β)) = K (section) · (−1+ (2 / π) (3π / 2−π + (π / 2) sin β)) = K (section) · sin β ·· (π / 2 ≦ β ≦ 3π / 2) f (g (β)) = K (section) · f (2π + (π / 2) · sin β) = K (section) · (-1 + (2 / π) (2π + + (π / 2) sin β-3π / 2)) = K (section) · sin β · · (3π / 2 ≦ β ≦ 2π) (7) Becomes That is, a single sin wave is output during no modulation.
また、前記(5)、(6)式を前記(4)式に代入
し、変調指数I=1としたときに原波形ORG(t)が得
られるようにするためには、前記第4図(b)のsin波
を前記(5)式で定義される三角波に置き換え、また、
同図(c)の周期データF(t)を前記(6)式で定義
される関数g(t)に置き換えて、当該g(t)からの
差分データとして位相差データM(t)を決定すればよ
い。In order to obtain the original waveform ORG (t) when the modulation index I = 1 by substituting the equations (5) and (6) into the equation (4), FIG. The sine wave of (b) is replaced with a triangular wave defined by the above equation (5).
The phase difference data M (t) is determined as the difference data from the g (t) by replacing the periodic data F (t) in FIG. 9C with the function g (t) defined by the above equation (6). do it.
この場合、第1図のsin ROM 2に対する三角波を生成
する手段としては、ROMの他にデコーダ回路等によって
三角波を生成することも可能である。In this case, as means for generating a triangular wave for the sin ROM 2 in FIG. 1, it is also possible to generate a triangular wave by a decoder circuit or the like in addition to the ROM.
上記態様の他にも、前記(4)式を満たす関数f、g
として様々な関数の組合わせを定義できる。In addition to the above aspects, the functions f and g satisfying the expression (4)
Can define various combinations of functions.
以上の適用は、第6図に第2の原理構成における周期
データF(t)、第1の位相差データM1(t)、第2の
位相差データM2(t)及び正規化係数K(区間)の関係
にも、全く同様に当てはまる。The above application is shown in FIG. 6 in which the periodic data F (t), the first phase difference data M 1 (t), the second phase difference data M 2 (t), and the normalization coefficient K in the second principle configuration The same applies to the relationship of (section).
本発明の第1の態様によれば、混合制御手段で予め変
調信号の混合率を0に設定しておけば、正弦波又は余弦
波のみからなる楽音波形を発生でき、選択的に発生され
る各変調信号の混合制御手段での混合率を予め所定の混
合率(例えば1)に設定しておけば、各々に対応する自
然楽器の楽音等の所望の楽音波形を得ることが可能であ
る。According to the first aspect of the present invention, if the mixing ratio of the modulation signal is previously set to 0 by the mixing control means, a musical tone waveform consisting of only a sine wave or a cosine wave can be generated and selectively generated. If the mixing ratio of each modulation signal in the mixing control means is set to a predetermined mixing ratio (for example, 1) in advance, it is possible to obtain a desired musical sound waveform such as a musical tone of a natural musical instrument corresponding to each mixing ratio.
従って、演奏中において、楽音の発音開始直後は例え
ば混合率を1に設定し、それ以後の時間経過と共に混合
率を0に近づけることで、所望の楽音波形の状態から単
一正弦波成分又は単一余弦波成分のみを含む状態になる
ように、徐々に楽音波形の周波数特性を制御することが
できる。又は、混合率を連続的に例えば1以上になるよ
うに変化させることにより、所望の楽音波形の状態から
更に複雑な倍音構成を有する個性的な楽音が発音される
ように制御することができる。更に、例えば演奏情報に
従って異なる変調信号が出力されるように制御し、各変
調信号に対応して例えば鍵域毎又は押鍵速度毎の自然楽
器の各楽音波形が得られるように設定しておけば、演奏
情報に応じて様々な特性の楽音を出力させることができ
る。Therefore, during the performance, for example, the mixing ratio is set to 1 immediately after the start of the tone generation, and the mixing ratio approaches 0 with the lapse of time thereafter, so that a single sine wave component or a single The frequency characteristic of the musical sound waveform can be gradually controlled so that only the cosine wave component is included. Alternatively, by changing the mixing ratio continuously to, for example, 1 or more, it is possible to control so that a unique musical tone having a more complex overtone configuration is generated from a desired musical sound waveform state. Further, for example, control is performed so that different modulation signals are output in accordance with the performance information, and setting is made so that each musical tone waveform of a natural musical instrument for each key range or key pressing speed can be obtained corresponding to each modulation signal. For example, it is possible to output musical sounds having various characteristics according to the performance information.
さらに波形出力手段から出力された楽音波形の正規化
された振幅は、振幅乗算手段により各波形区間ごとに正
規化係数が乗算されるため、出力される楽音波形は所望
の振幅に一致する振幅で出力することが可能になる。し
かも各波形区間ごとに乗算する正規化係数を変更するこ
とが可能であるため、出力され楽音信号の振幅を自在に
変化できる。Further, the normalized amplitude of the musical tone waveform output from the waveform output means is multiplied by a normalization coefficient for each waveform section by the amplitude multiplying means, so that the output musical tone waveform has an amplitude matching the desired amplitude. It becomes possible to output. In addition, since the normalization coefficient to be multiplied for each waveform section can be changed, the amplitude of the output tone signal can be freely changed.
次に、本発明の第2の態様によれば、変調信号発生手
段から発生される複数の各変調信号として、例えば鍵域
毎又は押鍵速度毎の自然楽器の各楽音波形が得られるよ
うに設定できる。そして、合成変調信号出力手段は、例
えば上記演奏情報に応じて上記変調信号の混合割合を制
御しながら合成変調信号を出力するため、この合成変調
信号を用いて、第1の態様の場合と同様にして混合制御
手段及び波形出力手段を介して楽音波形を出力させるこ
とにより、鍵域情報又は押鍵速度情報等の演奏情報によ
って特性が連続的に変化するような自然楽器の特性に非
常に近い楽音波形を得ることができる。Next, according to the second aspect of the present invention, as each of the plurality of modulation signals generated by the modulation signal generating means, for example, each musical tone waveform of a natural musical instrument for each key range or each key pressing speed can be obtained. Can be set. Then, the combined modulation signal output means outputs the combined modulation signal while controlling the mixing ratio of the modulation signal according to the performance information, for example, and uses this combined modulation signal in the same manner as in the first embodiment. And output the musical sound waveform through the mixing control means and the waveform output means, so that the characteristics are very close to those of a natural musical instrument whose characteristics continuously change according to performance information such as key range information or key pressing speed information. A musical sound waveform can be obtained.
以上のように、本発明は、自然音の楽音を発音する状
態と単一正弦波成分又は単一余弦波成分のみを含む状態
の両者を容易に生成することができ、かつ、自然楽器の
複数の特性に近い様々な倍音特性を生成することができ
る。しかも、それを実現するための構成として、通常の
ROM、デコーダ、加算器、乗算器等の組み合わせのみで
実現できるため、複雑な楽音波形を簡単な回路構成で実
現することが可能となり、結果として、質のよい電子楽
器等を低コストで提供することが可能となる。As described above, the present invention can easily generate both a state in which a musical tone of a natural sound is produced and a state in which only a single sine wave component or a single cosine wave component is obtained, and Various overtone characteristics close to a plurality of characteristics can be generated. Moreover, as a configuration for realizing it,
Since it can be realized only by a combination of a ROM, a decoder, an adder, a multiplier, and the like, a complicated musical sound waveform can be realized with a simple circuit configuration, and as a result, a high-quality electronic musical instrument and the like can be provided at low cost. It becomes possible.
第1図は、本発明による楽音波形発生装置の1実施例の
第1の原理構成図、 第2図は、ORG(t)とF(t)の関係を示した図、 第3図は、ORG(t)とF(t)とM(t)の関係を示
した図、 第4図は、M(t)の求め方を示した図、 第5図は、Iを変化させたときのD(t)とF(t)と
M(t)の関係を示した図、 第6図は、本発明による楽音波形発生装置の1実施例の
第2の原理構成図、 第7図は、M1(t)とM2(t)とMC(t)の関係を示し
た図、 第8図は、ORG1(t)とORG2(t)とORGC(t)の関係
を示した図、 第9図は、CFとDD1とDD2の関係を示した図、 第10図は、CFとM1(t)とM2(t)の関係を示した図、 第11図は、楽音波形発生装置の1実施例の具体的構成
図、 第12図は、FM ROMのデータ構成図、 第13図は、K ROMのデータ構成図、 第14図は、楽音波形発生装置の1実施例の具体的構成の
動作タイミングチャートである。 1、6……波形データROM、 2……sin ROM、 3、10……加算器、 4、5、8、9……乗算器、 7……クロスフェードデータROM、 Add(t)、CF……アドレスデータ、 WN……波形選択用アドレスデータ、 F(t)……周期データ、 M(t)、MC(t)……位相差データ、 M1(t)……第1の位相差データ、 M2(t)……第2の位相差データ、 CF……アドレスデータ、 DD1、DD2……クロスフェード係数、 I……変調指数、 F(t)+I・M(t)、F(t)+I・MC(t)……
位相角データ、 K(区間)……正規化係数、 D(t)……変調出力、 OUT(t)……波形出力.FIG. 1 is a diagram showing a first principle configuration of an embodiment of a musical tone waveform generator according to the present invention, FIG. 2 is a diagram showing a relationship between ORG (t) and F (t), and FIG. FIG. 4 shows a relationship between ORG (t), F (t) and M (t), FIG. 4 shows a method of obtaining M (t), and FIG. FIG. 6 is a diagram showing the relationship between D (t), F (t) and M (t). FIG. 6 is a second principle configuration diagram of one embodiment of a musical tone waveform generator according to the present invention. FIG. 8 shows the relationship between M 1 (t), M 2 (t) and M C (t). FIG. 8 shows the relationship between ORG 1 (t), ORG 2 (t) and ORG C (t). FIG. 9, FIG. 9 is a diagram showing the relationship between CF and DD 1 and DD 2 , FIG. 10 is a diagram showing the relationship between CF and M 1 (t) and M 2 (t), FIG. FIG. 12 is a diagram showing a specific configuration of an embodiment of a musical tone waveform generator, FIG. 12 is a diagram showing a data configuration of FM ROM, and FIG. Data configuration diagram, FIG. 14 is an operation timing chart of a specific structure of one embodiment of a tone waveform generation apparatus. 1, 6 ... waveform data ROM, 2 ... sin ROM, 3, 10 ... adder, 4, 5, 8, 9 ... multiplier, 7 ... cross-fade data ROM, Add (t), CF ... ... Address data, W N ... Waveform selection address data, F (t)... Period data, M (t), M C (t)... Phase difference data, M 1 (t). Phase difference data, M 2 (t)... Second phase difference data, CF... Address data, DD 1 , DD 2 ... Cross-fade coefficient, I. , F (t) + I · M C (t)
Phase angle data, K (section) ... normalization coefficient, D (t) ... modulation output, OUT (t) ... waveform output.
Claims (4)
波形における複数の波形区間のそれぞれに対応する各波
形区間ごとに搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、 前記各波形区間ごとに変調信号を発生する変調信号発生
手段と、 前記搬送信号と前記変調信号とを混合する場合の前記変
調信号の前記搬送信号に対する混合率を0から任意の混
合率までの間で制御し、前記搬送信号と前記変調信号と
が当該混合率で混合された混合信号を出力する混合制御
手段と、 前記各波形区間に対応する前記原波形の振幅を除算した
場合に当該波形区間の振幅を正規化する正規化係数を記
憶する正規化係数記憶手段と、 入力と出力とが所定の関数関係を有し、前記混合制御手
段から出力される前記混合信号を入力として変調された
楽音波形を正規化された振幅で出力する波形出力手段
と、 この波形出力手段から前記各波形区間ごとに出力される
楽音波形の振幅に前記正規化係数記憶手段に記憶された
正規化係数を乗算する振幅乗算手段と、 を有し、 前記所定の関数関係と前記搬送信号は、前記混合制御手
段で前記変調信号の混合率が0になるように制御された
場合に、前記波形出力手段から発生される前記楽音波形
が正弦波又は余弦波となるような関係を有し、 前記搬送信号発生手段及び前記変調信号発生手段は、前
記変調信号の前記混合制御手段での混合率が所定の混合
率になるように制御された場合に、前記波形出力手段か
ら前記変調信号に対する所望の楽音波形が出力されるよ
うな搬送信号及び変調信号を発生する、 ことを特徴とする楽音波形発生装置。1. A carrier signal generating means for generating a carrier signal for each of a plurality of waveform sections corresponding to a plurality of waveform sections in an original waveform of a tone signal generated by playing a musical instrument; and a modulation signal for each of the waveform sections. A modulation signal generating means for generating, and when mixing the carrier signal and the modulation signal, the mixing ratio of the modulation signal to the carrier signal is controlled from 0 to any mixing ratio, the carrier signal and Mixing control means for outputting a mixed signal obtained by mixing the modulated signal at the mixing ratio; and normalization for normalizing the amplitude of the waveform section when the amplitude of the original waveform corresponding to each waveform section is divided. Normalization coefficient storage means for storing coefficients, an input and an output having a predetermined functional relationship, and a musical tone waveform modulated with the mixed signal output from the mixing control means as an input, Waveform output means for outputting at a given amplitude; amplitude multiplication means for multiplying the amplitude of the musical tone waveform output from the waveform output means for each waveform section by a normalization coefficient stored in the normalization coefficient storage means; Having the predetermined functional relationship and the carrier signal, wherein when the mixing control unit controls the mixing ratio of the modulation signal to be 0, the musical tone waveform generated from the waveform output unit is The carrier signal generation unit and the modulation signal generation unit are controlled such that the mixing ratio of the modulation signal by the mixing control unit becomes a predetermined mixing ratio. And generating a carrier signal and a modulation signal such that the waveform output means outputs a desired tone waveform for the modulation signal.
発生される演奏情報に基づいて対応する楽音波形を発生
し、 前記変調信号発生手段は、複数の変調信号の中から前記
演奏情報に対応する変調信号を選択的に発生する、 ことを特徴とする請求項1記載の楽音波形発生装置。2. The musical tone waveform generator generates a corresponding musical tone waveform based on performance information generated in response to a performance operation. The modulation signal generating means converts the performance information from a plurality of modulation signals to the performance information. The musical tone waveform generator according to claim 1, wherein a corresponding modulated signal is selectively generated.
波形における複数の波形区間のそれぞれに対応する各波
形区間ごとに搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、 前記各波形区間ごとに複数の変調信号を発生する変調信
号発生手段と、 この変調信号発生手段から発生される各変調信号に対応
し総和が1であるクロスフェード係数を発生する係数発
生手段と、 前記クロスフェード係数を対応する各変調信号に乗算し
て加算した合成変調信号を出力する合成変調信号出力手
段と、 前記合成変調信号を前記搬送信号に混合する場合の前記
合成変調信号の前記搬送信号に対する混合率を0から任
意の混合率までの間で制御し、前記搬送信号と前記合成
変調信号とが当該混合率で混合された混合信号を出力す
る混合制御手段と、 前記各波形区間に対応する前記原波形の振幅を除算した
場合に当該波形区間の振幅を正規化する正規化係数を記
憶する正規化係数記憶手段と、 入力と出力とが所定の関数関係を有し、前記混合制御手
段から出力される前記混合信号を入力として変調された
楽音波形を正規化された振幅で出力する波形出力手段
と、 この波形出力手段から前記各波形区間ごとに出力される
楽音波形の振幅に前記正規化係数記憶手段に記憶された
正規化係数を乗算する振幅乗算手段と、 を有し、 前記所定の関数関係と前記搬送信号は、前記混合制御手
段で前記合成変調信号の混合率が0になるように制御さ
れた場合に、前記波形出力手段から発生される前記楽音
波形が正弦波又は余弦波となるような関係を有し、 前記搬送信号発生手段及び前記変調信号発生手段は、前
記合成変調信号出力手段で前記変調信号の各々が前記係
数発生手段から出力されるクロスフェード係数に応じた
合成変調信号として出力され、前記混合制御手段で前記
混合変調信号の混合率が所定の混合率になるように制御
された場合に、前記波形出力手段から各変調信号に対す
る所望の楽音波形が出力されるような搬送信号及び各変
調信号を発生する、 ことを特徴とする楽音波形発生装置。3. A carrier signal generating means for generating a carrier signal for each waveform section corresponding to each of a plurality of waveform sections in an original waveform of a musical tone signal generated by playing of a musical instrument; Modulation signal generation means for generating a modulation signal; coefficient generation means for generating a crossfade coefficient having a total sum of 1 corresponding to each modulation signal generated by the modulation signal generation means; A composite modulation signal output unit that outputs a composite modulation signal obtained by multiplying and adding the modulation signal, and a mixing ratio of the composite modulation signal to the carrier signal in a case where the composite modulation signal is mixed with the carrier signal from 0 to an arbitrary value. Mixing control means for controlling the mixture signal up to the mixing ratio and outputting a mixed signal obtained by mixing the carrier signal and the composite modulation signal at the mixing ratio; A normalization coefficient storage means for storing a normalization coefficient for normalizing the amplitude of the waveform section when the amplitude of the corresponding original waveform is divided; and an input and an output having a predetermined functional relationship; Waveform output means for outputting a modulated tone waveform having a normalized amplitude with the mixed signal output from the means as an input; and outputting the tone waveform amplitude output from the waveform output means for each waveform section to the amplitude. Amplitude multiplying means for multiplying the normalization coefficient stored in the normalization coefficient storage means, wherein the predetermined functional relationship and the carrier signal have a mixing ratio of the combined modulation signal of 0 by the mixing control means. When controlled so that the tone waveform generated from the waveform output means becomes a sine wave or cosine wave, the carrier signal generation means and the modulation signal generation means, Strange Each of the modulation signals is output as a composite modulation signal corresponding to the cross-fade coefficient output from the coefficient generation means by the signal output means, and the mixing rate of the mixed modulation signal becomes a predetermined mixing rate by the mixing control means When controlled as above, a carrier signal and each modulation signal are generated such that a desired tone waveform for each modulation signal is output from the waveform output means.
発生される演奏情報に基づいて対応する楽音波形を発生
し、 前記合成変調信号出力手段は、前記複数の変調信号を合
成する場合の各変調信号の割合を前記演奏情報に基づい
て制御する、 ことを特徴とする請求項3記載の楽音波形発生装置。4. A musical tone waveform generating apparatus according to claim 1, wherein said musical tone waveform generator generates a corresponding musical tone waveform based on performance information generated in response to a performance operation. The tone waveform generator according to claim 3, wherein a ratio of each modulation signal is controlled based on the performance information.
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1123375A JP3007096B2 (en) | 1989-05-17 | 1989-05-17 | Musical sound wave generator |
US07/492,664 US5103711A (en) | 1988-03-13 | 1990-03-12 | Musical sound waveform generator having a carrier signal and a modulation signal mixed at a controlled mixing ratio |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1123375A JP3007096B2 (en) | 1989-05-17 | 1989-05-17 | Musical sound wave generator |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02302798A JPH02302798A (en) | 1990-12-14 |
JP3007096B2 true JP3007096B2 (en) | 2000-02-07 |
Family
ID=14859029
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1123375A Expired - Lifetime JP3007096B2 (en) | 1988-03-13 | 1989-05-17 | Musical sound wave generator |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3007096B2 (en) |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6024960B2 (en) * | 1977-10-26 | 1985-06-15 | ヤマハ株式会社 | Musical sound synthesis method |
JPS60147797A (en) * | 1984-01-12 | 1985-08-03 | 松下電器産業株式会社 | Voice recognition equipment |
JPH0766268B2 (en) * | 1984-07-31 | 1995-07-19 | ヤマハ株式会社 | Musical sound generator |
-
1989
- 1989-05-17 JP JP1123375A patent/JP3007096B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH02302798A (en) | 1990-12-14 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5164530A (en) | Electronic musical instrument with improved capability for simulating an actual musical instrument | |
JPH079588B2 (en) | Musical sound generator | |
JPH027078B2 (en) | ||
US5340938A (en) | Tone generation apparatus with selective assignment of one of tone generation processing modes to tone generation channels | |
JPH0766267B2 (en) | Musical sound generator | |
US5604323A (en) | Musical tone electronic synthesizer and method | |
JP3007096B2 (en) | Musical sound wave generator | |
US5103711A (en) | Musical sound waveform generator having a carrier signal and a modulation signal mixed at a controlled mixing ratio | |
JP3007093B2 (en) | Musical sound wave generator | |
JPH0363079B2 (en) | ||
JP2555883B2 (en) | Musical sound waveform generator | |
KR100574808B1 (en) | Musical tone signal generating apparatus | |
JP2596120B2 (en) | Musical sound wave generator | |
JPS6141193A (en) | Electronic musical instrument | |
JP3334165B2 (en) | Music synthesizer | |
JP2900082B2 (en) | Music generator | |
JP2596154B2 (en) | Musical sound wave generating apparatus and musical sound wave generating method | |
JPH0830954B2 (en) | Musical sound waveform generator | |
JP2797141B2 (en) | Musical sound wave generator | |
JP3459016B2 (en) | Audio signal processing method and apparatus | |
JP2625669B2 (en) | Musical sound wave generator | |
Boulanger | Introduction to sound design in csound | |
JP3399340B2 (en) | Music synthesis device and recording medium storing music synthesis program | |
JP2797140B2 (en) | Musical sound wave generator | |
JP3235315B2 (en) | Formant sound source |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20071126 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081126 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20081126 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091126 Year of fee payment: 10 |
|
EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20091126 Year of fee payment: 10 |