JP3235315B2 - Formant sound source - Google Patents

Formant sound source

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JP3235315B2
JP3235315B2 JP34710093A JP34710093A JP3235315B2 JP 3235315 B2 JP3235315 B2 JP 3235315B2 JP 34710093 A JP34710093 A JP 34710093A JP 34710093 A JP34710093 A JP 34710093A JP 3235315 B2 JP3235315 B2 JP 3235315B2
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慎一 大田
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Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、人声音や自然楽器音等
のようなフォルマント音を電気的に合成する音源に関す
るものであり、自然の音に近いフォルマント音を合成で
きるフォルマント方式音源に関するものである。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a sound source for electrically synthesizing formant sounds, such as human voice sounds and natural musical instrument sounds, and more particularly to a formant sound source capable of synthesizing formant sounds close to natural sounds. It is.

【0002】[0002]

【従来の技術】図14を参照しながらフォルマント波形
の一般的な発生方法を説明する。図14の(a)に示す
ある周波数ff を有する周期波形を発生すると共に、同
図(b)に示すような滑らかな変化をしている窓関数信
号を発生する。そして、この窓関数信号により、上記周
波数ff を有する周期波形を振幅変調すると、その波形
は同図(c)に示すようなフォルマント波形になる。こ
のフォルマント波形は図示するように、包絡線が窓関数
と同じ形状とされ、その搬送波信号は周波数ff を有す
る周期波形とされており、この周波数ff がフォルマン
トの中心周波数とされる。
2. Description of the Related Art A general method of generating a formant waveform will be described with reference to FIG. Thereby generating a periodic waveform having a certain frequency f f as shown in FIG. 14 (a), generating a window function signal that a smooth change as shown in FIG. (B). By the window function signal, the amplitude modulates a periodic waveform having the frequency f f, the waveform becomes a formant waveform as shown in FIG. (C). As the formant waveforms is shown, the envelope is the same shape as the window function, the carrier signal is a periodic waveform having a frequency f f, the frequency f f is the center frequency of the formant.

【0003】このようなフォルマント波形は、例えば
(c)に示すように周期tf 毎に発生されており、この
周期tf が音高周期とされるようになる。また、このフ
ォルマント波形のスペクトルは、例えば、図3(b)に
示すように、周期信号の周波数ff にピークを有する比
較的鋭いスペクトル分布とされている。このように発生
されるフォルマント波形を用いて多様な音色を得るため
に、従来、窓関数の波形の形状を種々設定するようにし
ており、このようなフォルマント方式音源の一例を図1
5に示す。なお、この図に示すフォルマント方式音源
は、本出願の出願人にかかる特開平2−262698号
公報に記載されているものである。
Such a formant waveforms, for example, is generated every period t f as shown in (c), the period t f is to be a pitch period. Further, the spectrum of the formant waveforms, for example, as shown in FIG. 3 (b), there is a relatively sharp spectrum distribution having a peak at frequency f f of the periodic signal. In order to obtain various timbres using the formant waveform generated in this manner, conventionally, various shapes of the window function waveform are set, and an example of such a formant type sound source is shown in FIG.
It is shown in FIG. The formant type sound source shown in FIG. 1 is described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2-269898 filed by the applicant of the present application.

【0004】図15において、パルス発生回路101
は、フェイズアキュムレータ111および微分器112
からなる。フェイズアキュムレータ111は所定のクロ
ックパルスに同期してフォルマント基本周波数情報値F
0 を累算している。このフェイズアキュムレータ111
の累算値出力を図16(a)に示すが、累算値は鋸歯状
に変化しており、その値が2πに達する毎にオーバフロ
ーして、再び累算されるようにされている。ところで、
基本周波数情報値F0 は、発生しようとするフォルマン
ト音の基本周波数、すなわち音高に対応する値に設定さ
れており、フェイズアキュムレータ111は累算値qF
0 (q=1,2,3・・・)が2πに相当する値に到達
する毎に最上位ビット(MSB)に信号「1」が出力さ
れている。このMSB信号を微分器112により微分し
て、図16(b)に示す微分パルスを発生しているた
め、この微分パルスの周期は発生させようとする音高の
周期に等しくなる。この微分パルスは、搬送波発生回路
102および変調波発生回路103へ初期設定信号とし
て供給されている。
In FIG. 15, a pulse generation circuit 101
Is a phase accumulator 111 and a differentiator 112
Consists of The phase accumulator 111 synchronizes with a predetermined clock pulse to generate a formant fundamental frequency information value F.
0 has been accumulated. This phase accumulator 111
FIG. 16 (a) shows the accumulated value output. The accumulated value changes in a saw-tooth shape, and overflows every time the value reaches 2π, and is again accumulated. by the way,
The fundamental frequency information value F 0 is set to a value corresponding to the fundamental frequency of the formant sound to be generated, that is, a value corresponding to the pitch, and the phase accumulator 111 sets the accumulated value qF
Each time 0 (q = 1, 2, 3,...) Reaches a value corresponding to 2π, a signal “1” is output as the most significant bit (MSB). Since the differentiated pulse shown in FIG. 16B is generated by differentiating the MSB signal by the differentiator 112, the period of the differentiated pulse is equal to the period of the pitch to be generated. This differentiated pulse is supplied to the carrier wave generation circuit 102 and the modulation wave generation circuit 103 as an initial setting signal.

【0005】搬送波発生回路102は、フェイズアキュ
ムレータ121および正弦波テーブル122からなり、
このフェイズアキュムレータ121はクロックパルスに
同期してフォルマント中心周波数Ff を累算し、その累
算値qFf を正弦波テーブル122の読み出しアドレス
信号として順次出力する。正弦波テーブル122には、
正弦波の一周期の順次サンプル点振幅値が対数値で各ア
ドレスに記憶されており、アキュムレータ121から出
力されるアドレス信号(累算値qFf )により指定され
たアドレスに記憶されている正弦波振幅値が順次読み出
しされる。これにより、正弦波テーブル122からは周
波数信号Ff に対応するフォルマント中心周波数の正弦
波の順次サンプル点振幅値がクロックパルスに従って順
次出力される。
[0005] The carrier generation circuit 102 comprises a phase accumulator 121 and a sine wave table 122.
The phase accumulator 121 accumulates the formant center frequency F f in synchronism with the clock pulses, and sequentially outputs the accumulated value qF f as a read address signal of the sine wave table 122. In the sine wave table 122,
One cycle of the sine wave amplitude is sequentially stored at each address as a logarithmic value, and the sine wave stored at the address specified by the address signal (accumulated value qF f ) output from the accumulator 121. The amplitude values are sequentially read. Thus, sequential sample points amplitude value of the sine wave of the formant center frequency corresponding to the frequency signal F f is the sine wave table 122 are sequentially output according to the clock pulses.

【0006】このフォルマント中心周波数情報値Ff
は、発生すべきフォルマント音の音高fo とは独立し
て、フォルマント音の音色を示すパラメータの1つであ
るフォルマント中心周波数ff に対応する値に設定され
ている。従って、この搬送波発生回路102は、発生す
べきフォルマント音の音高とは独立して所望の音色に対
応して任意に設定されたフォルマント中心周波数ff
等しい周波数の正弦波を発生することになる。変調波発
生回路103は、セレクタ131,134,フェイズア
キュムレータ132,サイン自乗波テーブル133およ
びビットシフタ135により構成されており、セレクタ
131はフェイズアキュムレータ132の累算値出力が
0〜πに相当する値では、前半周期用バンド幅値kaを
選択してフェイズアキュムレータ132に供給し、フェ
イズアキュムレータ132の累算値出力がπ〜2πに相
当する値では、後半周期用バンド幅値kbを選択してフ
ェイズアキュムレータ132に供給している。また、セ
レクタ134はフェイズアキュムレータ132の累算値
出力が0〜πに相当する値では、前半周期用シフト値n
aを選択してビットシフタ135に供給し、フェイズア
キュムレータ132の累算値出力がπ〜2πに相当する
値では、後半周期用シフト値nbを選択してビットシフ
タ135に供給している。
The formant center frequency information value F f
Is the pitch f o of to be generated formant sound independently is set to a value corresponding to the formant center frequency f f is one of the parameters indicating the tone of the formant sound. Accordingly, the carrier wave generating circuit 102 to generate a sine wave of frequency equal to arbitrarily set the formant center frequency f f in independently corresponding to a desired tone color from the tone pitch of the to be generated formant sound Become. The modulation wave generating circuit 103 is composed of selectors 131 and 134, a phase accumulator 132, a sine square wave table 133, and a bit shifter 135. The selector 131 operates at a value where the accumulated value output of the phase accumulator 132 corresponds to 0 to π. , The bandwidth value ka for the first half cycle is selected and supplied to the phase accumulator 132, and when the accumulated value output of the phase accumulator 132 is a value corresponding to π to 2π, the bandwidth value kb for the second half cycle is selected and the phase accumulator is selected. 132. When the accumulated value output of the phase accumulator 132 is a value corresponding to 0 to π, the selector 134 sets the shift value n for the first half cycle.
a is selected and supplied to the bit shifter 135, and when the accumulated value output of the phase accumulator 132 is a value corresponding to π to 2π, the second half cycle shift value nb is selected and supplied to the bit shifter 135.

【0007】このフェイズアキュムレータ132は、セ
レクタ131により選択されたバンド幅値kaあるいは
バンド幅値kbをクロックパルスに同期して累算し、そ
の累算値q1ka+q 2kb(q1=1,2,3・・・、q
2=1,2,3・・・)をサイン自乗波テーブル133
の読み出しアドレス信号として順次出力する。またこの
フェイズアキュムレータ132は、図16(c)に示す
ように累算値が2πに相当する値になると累算動作を停
止して2π相当値を出力し続けるようにされている。さ
らに、このアキュムレータ132は、同図(d)に示す
ように累算値がπに相当する値以上では最上位ビット
(MSB)が、「1」となるように設定されており、こ
のMSBの信号はセレクタ131および134にセレク
ト信号として供給されている。
The phase accumulator 132 accumulates the bandwidth ka or the bandwidth kb selected by the selector 131 in synchronization with the clock pulse, and accumulates the accumulated value q 1 ka + q 2 kb (q 1 = 1, 2, 3, ..., q
2 = 1, 2, 3,...) To the sine square wave table 133
Are sequentially output as a read address signal. When the accumulated value reaches a value corresponding to 2π, the phase accumulator 132 stops the accumulating operation and continues to output a value corresponding to 2π, as shown in FIG. Further, the accumulator 132 is set so that the most significant bit (MSB) becomes “1” when the accumulated value is equal to or more than π, as shown in FIG. The signal is supplied to selectors 131 and 134 as a select signal.

【0008】サイン自乗波テーブル133には、サイン
自乗波の1周期の順次サンプル点の振幅値が対数値で各
アドレスに記憶されており、アキュムレータ132から
出力されるアドレス信号(累算値q1ka+q 2kb)に
より指定されたアドレスに、記憶されているサイン自乗
波のサンプル値が順次読み出されると、図16(d)に
示すような波形となる。ビットシフタ135は、サイン
自乗波テーブル133から読み出されたサイン自乗波サ
ンプル値を、セレクタ134を介して供給されるシフト
値naあるいはシフト値nbに応じたビット数だけ左へ
シフトし、結果として前記サンプル値を2na倍あるいは
nb倍する。これによりサイン関数の2naあるいはサイ
ン関数の2nbの波形が得られることになる。そこで、シ
フト値naとシフト値nbとを異なる値にすると、前半
周期と後半周期とで異なる冪乗のサイン冪乗波形とされ
るため、図16(f)に示すように、前半周期の波形と
後半周期の波形の形状とが異なるようになる。
[0008] In the sine square wave table 133, the amplitude values of successive sample points of one cycle of the sine square wave are stored in each address as logarithmic values, and an address signal (accumulated value q 1) output from the accumulator 132 is stored. When the stored sample values of the sine square wave are sequentially read from the address specified by (ka + q 2 kb), the waveform becomes as shown in FIG. The bit shifter 135 shifts the sine square wave sample value read from the sine square wave table 133 by the number of bits corresponding to the shift value na or the shift value nb supplied through the selector 134 to the left, and as a result, The sample value is multiplied by 2 na or 2 nb . As a result, a waveform of 2 na of the sine function or 2 nb of the sine function is obtained. Therefore, if the shift value na and the shift value nb are set to different values, a sine-powered waveform having a different power between the first half cycle and the second half cycle is obtained, and therefore, as shown in FIG. And the shape of the waveform in the latter half cycle becomes different.

【0009】このようにして発生されたサイン冪乗波形
の信号は、加算器104の一方の入力端子に入力され、
加算器104の他方の入力端子には、前記搬送波発生回
路102から発生されたフォルマント中心周波数ff
信号が入力されているので、加算器104からは、これ
ら両入力信号を加算した信号が出力されるようになる。
この加算器104の出力は、さらに加算器105の一方
の入力とされて、対数値データとされたエンベロープ信
号ENVと加算される。そして、加算器105の出力を
対数/真数変換器106に入力すると、加算された対数
データが真数値に変換される。すると、対数の加算は真
数の乗算に相当するため、前記加算器104により加算
されるビットシフタ135からのサイン冪乗波形信号
と、前記搬送波発生回路102から発生されたフォルマ
ント中心周波数ff の信号とが乗算された信号に、さら
に加算器105で加算されるエンベロープ信号ENVを
乗算した信号が、対数/真数変換器106から出力され
るようになる。
The sine-powered waveform signal generated in this manner is input to one input terminal of adder 104,
To the other input terminal of the adder 104, the the signal of the generated formant center frequency f f from carrier wave generating circuit 102 is input from the adder 104, the signals obtained by adding the two input signals are output Will be done.
The output of the adder 104 is further input to one of the inputs of the adder 105, and is added to the envelope signal ENV which is logarithmic value data. Then, when the output of the adder 105 is input to the logarithm / antilogarithm converter 106, the added logarithmic data is converted into an antilog value. Then, since the addition of logarithms is equivalent to the multiplication of the true number of the Signs powers waveform signal from the bit shifter 135 is added by the adder 104, the signal of the carrier wave generated from the generating circuit 102 formant center frequency f f Is multiplied by the envelope signal ENV added by the adder 105 to output a signal obtained by multiplying the multiplied signal by the adder 105.

【0010】すなわち、フォルマント中心周波数ff
信号をビットシフタ135より出力されるサイン冪乗波
形信号により振幅変調された信号(例えば、前記図14
(c)参照)とされ、この振幅変調信号がさらにエンベ
ロープ信号ENVにより振幅変調された信号とされる。
そして、対数/真数変換器106より出力される振幅変
調された信号はデジタル・アナログ(DA)変換器10
7によりアナログ信号に変換され、図示しない増幅器お
よびスピーカシステム等からなるサウンドシステムを介
することにより、フォルマント音として発音されるよう
になる。
[0010] That is, the amplitude-modulated signal by sine power of waveform signal a signal of the formant center frequency f f output from the bit shifter 135 (e.g., FIG. 14
(See (c)), and the amplitude-modulated signal is further subjected to amplitude modulation by the envelope signal ENV.
The amplitude-modulated signal output from the logarithm / antilogarithm converter 106 is converted to a digital / analog (DA) converter 10.
The signal is converted into an analog signal by a signal generator 7 and is emitted as a formant sound through a sound system including an amplifier and a speaker system (not shown).

【0011】このフォルマント方式音源においてフォル
マント波形のスカート特性を制御しようとする時には、
変調波発生回路103から発生される変調波の形状を変
化させればよい。この変調波は、一般に窓関数と呼ばれ
ており、セレクタ131に供給されているフォルマント
の時間幅を決めるバンド幅値Ka,Kbおよびセレクタ
134に供給されている前記シフト値na,nbを変更
することにより窓関数を変更している。例えば、バンド
幅値KをK=Ka=Kb=2π*100とし、シフト値
をna=0,nb=1とした時に発生される窓関数によ
り、変調されたフォルマント音のスペクトル分布は図1
7に示すようになる。また、バンド幅値Kを変更せず、
na=0,nb=4とシフト値を変更した時の窓関数に
よれば、図18に示すようなスペクトルのフォルマント
音となる。さらに、バンド幅値KをK=Ka=Kb=2
π*400とし、シフト値をna=nb=0と変更した
場合の窓関数によれば、図19に示すようなスペクトル
のフォルマント音となる。このように、バンド幅値ある
いはシフト値を変更することにより窓関数を変更して、
多様なフォルマント音を作成するようにしている。
When controlling the skirt characteristic of the formant waveform in this formant type sound source,
What is necessary is just to change the shape of the modulation wave generated from the modulation wave generation circuit 103. This modulated wave is generally called a window function, and changes the bandwidth values Ka and Kb that determine the time width of the formant supplied to the selector 131 and the shift values na and nb supplied to the selector 134. This changes the window function. For example, the spectral distribution of the formant sound modulated by a window function generated when the bandwidth value K is K = Ka = Kb = 2π * 100 and the shift values are na = 0 and nb = 1 is shown in FIG.
As shown in FIG. Also, without changing the bandwidth value K,
According to the window function when the shift value is changed to na = 0, nb = 4, the spectrum becomes a formant sound as shown in FIG. Further, the bandwidth value K is calculated as K = Ka = Kb = 2.
According to the window function when π * 400 is set and the shift value is changed to na = nb = 0, a spectrum formant sound as shown in FIG. 19 is obtained. Thus, changing the window function by changing the bandwidth value or shift value,
I try to create various formant sounds.

【0012】[0012]

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前記の
ようにフォルマントの時間幅を決めるバンド幅値あるい
はシフト値を変更することにより、窓関数を変更してフ
ォルマントのスカート特性を変化させると、図17ない
し図19に示されるようにスペクトル分布特性のバンド
幅も同時に変化してしまうという問題点があった(スカ
ート特性が広がるようにすると、バンド幅も広がるよう
に変化する。)。さらに、シフト値は整数とされている
ため、シフト値を変更することによるスカート特性の制
御は極めて粗い制御になり、細かく制御するようにする
とそのハードウェアは極めて複雑になるという問題点が
あった。そこで、本発明はフォルマント波形とのスペク
トル分布のスカート特性を、バンド幅を変化させること
なく制御できるフォルマント方式音源を提供することを
目的としている。
However, if the window function is changed to change the skirt characteristic of the formant by changing the band width value or shift value that determines the time width of the formant as described above, FIG. As shown in FIG. 19, there is a problem that the bandwidth of the spectral distribution characteristic also changes at the same time (as the skirt characteristic expands, the bandwidth also changes). Further, since the shift value is an integer, the control of the skirt characteristic by changing the shift value is extremely coarse control, and there is a problem that the hardware is extremely complicated if the control is performed finely. . Accordingly, an object of the present invention is to provide a formant type sound source that can control the skirt characteristic of the spectrum distribution with the formant waveform without changing the bandwidth.

【0013】[0013]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は窓関数の時間幅を変化させることなく窓関
数の時間幅に対する窓関数の前半周期の時間を変更する
ことにより、フォルマントのスカート特性を制御するよ
うにしたものであり、音色情報に応じて窓関数の時間幅
及び窓関数の前半周期時間幅を設定する窓関数時間幅発
生手段と、この窓関数時間幅発生手段から出力される窓
関数情報とピッチ情報とに応じて、前記設定された時間
幅及び前記前半周期時間幅特性を有する窓関数信号を前
記ピッチ周期毎に発生する窓関数発生手段と、音色情報
に応じてフォルマント中心周波数信号を発生する周期関
数発生手段とを備えるようにし、前記窓関数発生手段か
ら発生された前記窓関数信号により、前記周期関数発生
手段から発生された前記フォルマント中心周波数信号を
振幅変調することにより、フォルマント音を発生するよ
うにしたものである。
In order to achieve the above object, the present invention provides a formant by changing the time of the first half cycle of the window function with respect to the time width of the window function without changing the time width of the window function. And a window function time width generating means for setting the time width of the window function and the first half cycle time width of the window function according to the timbre information, and the window function time width generating means. Window function generating means for generating a window function signal having the set time width and the first half cycle time width characteristic for each pitch cycle in accordance with the output window function information and the pitch information; and And a periodic function generating means for generating a formant center frequency signal, wherein the window function signal generated by the window function generating means generates the formant center frequency signal. By amplitude modulating the formant center frequency signal, it is obtained so as to generate a formant sound.

【0014】[0014]

【作用】本発明によれば、窓関数の前半周期時間を、そ
の時間幅に対して変化させることにより、バンド幅を変
化させることなくフォルマントのスカート特性を変化す
ることができると共に、制御のためのハードウェアを単
純にすることができる。また、窓関数の時間幅に対する
その前半周期時間を連続的に変化させられるため、スカ
ート特性を細かく制御することができる。また、窓関数
をサイン波をベースとした関数とすれば、収束が速いた
めフォルマント波形が重ね合わされるおそれを防止する
ことができる。
According to the present invention, by changing the first half period time of the window function with respect to the time width, the skirt characteristic of the formant can be changed without changing the bandwidth, and control can be performed. Hardware can be simplified. Further, since the first half cycle time with respect to the time width of the window function can be continuously changed, the skirt characteristic can be finely controlled. In addition, if the window function is a function based on a sine wave, the convergence is fast, so that the possibility that formant waveforms are superimposed can be prevented.

【0015】[0015]

【実施例】本発明の説明に先立ち、本発明における窓関
数を発生させる原理を図1及び図2を参照しながら説明
する。図1に示すグラフにおいて、横軸は時間であり、
縦軸は位相とされている。この位相は窓関数波形の少な
くとも一部が記憶されている波形メモリのアドレスに対
応している。また、twin は窓関数の時間幅であり、t
skは窓関数の前半周期時間である。従って、窓関数の後
半周期時間は(twin −tsk)となる。
DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Prior to the description of the present invention, the principle of generating a window function in the present invention will be described with reference to FIGS. In the graph shown in FIG. 1, the horizontal axis is time,
The vertical axis is the phase. This phase corresponds to the address of the waveform memory where at least a part of the window function waveform is stored. Also, t win is the time width of the window function, t
sk is the first half cycle time of the window function. Therefore, the latter half cycle time of the window function is (t win -t sk ).

【0016】すなわち、窓関数の前半周期の時間はtsk
に応じて変化するようになり、図1(a)に示すように
skを短くするように設定すると、このtsk内で読み出
される窓関数の前半周期部分が読み出されるため、この
前半周期部分は(b)に示すように圧縮されて読み出さ
れるようになる。一方、窓関数の後半周期の時間は(t
win −tsk)となり、この(twin −tsk)内で読み出
される窓関数の後半周期部分は、(b)に示すように伸
長されて読み出される。従って、(b)に示すように前
半周期の部分が急峻に立ち上がり、後半周期部分がゆる
やかに立ち下がる窓関数が読み出されることになる。な
お、窓関数が読み出される波形メモリには、例えばsi
2 θの波形が記憶されている。
That is, the time of the first half cycle of the window function is t sk
When t sk is set to be shorter as shown in FIG. 1A, the first half period portion of the window function read within this t sk is read. Are read out after being compressed as shown in FIG. On the other hand, the time of the latter half cycle of the window function is (t
win− t sk ), and the latter half of the window function read out within (t win −t sk ) is expanded and read out as shown in FIG. Therefore, a window function is read in which the first half period portion rises sharply and the second half period portion gradually falls as shown in FIG. In the waveform memory from which the window function is read, for example, si
The waveform of n 2 θ is stored.

【0017】窓関数の前半周期の時間tskを1/2t
win 〜1/32twin に替えた時の窓関数の変化を図2
に示す。この図において、(1)はtsk=1/2twin
と設定した時であり、(2)はtsk=1/4twin と設
定した時であり、(3)はtsk=1/8twin と設定し
た時であり、(4)はtsk=1/16twin と設定した
時であり、(4)はtsk=1/32twin と設定した時
である。このように、窓関数の前半周期の時間tskが短
くなるに従って、窓関数の前半周期部分は急峻に立ち上
がるようになる。次に、このように発生した窓関数を用
いて周期波形からなるフォルマント中心周波数信号を変
調することにより生成したフォルマント波形と、そのス
ペクトル分布を図3〜図8に示す。
The time tsk of the first half cycle of the window function is 1 / t
Figure 2 shows the change of the window function when changing from win to 1 / 32t win
Shown in In this figure, (1) is t sk = 1 / 2t win
Is when you set, (2) is the time when you set t sk = 1 / 4t win, (3) is when the set with t sk = 1 / 8t win, (4) is t sk = is when you set 1 / 16t win, (4) is when you set t sk = 1 / 32t win. As described above, as the time tsk of the first half period of the window function becomes shorter, the first half period portion of the window function rises sharply. Next, FIG. 3 to FIG. 8 show a formant waveform generated by modulating a formant center frequency signal composed of a periodic waveform using the window function generated in this way, and its spectrum distribution.

【0018】tsk=1/2twin と設定した時のフォル
マント波形は図3(a)に示すようになる。この場合、
フォルマント中心周波数ff の周期がフォルマント内の
周期波形の周期となり、このフォルマント波形が例えば
図示するピッチ周期毎に発生される。同図(b)は
(a)に示すフォルマント波形のスペクトル分布を示す
図であり、そのピークを示すフォルマント中心周波数は
f とされ、図示するようにスペクトル間の差の周波数
がピッチとなる。 図4(a)は、tsk=1/4twin
設定した時のフォルマント波形を示している。前記のよ
うに、フォルマント中心周波数ff の周期はフォルマン
ト波形内の周期波形の周期と同一であり、このフォルマ
ント波形は図示するピッチ周期毎に発生される。同図
(b)は(a)に示すフォルマント波形のスペクトル分
布を示す図であり、そのピークを示す中心周波数はff
とされる。この場合、図3に示すスペクトル分布に比
し、スカート特性が伸びるように制御されているが、そ
のピーク近傍のバンド幅はほとんど変化していない。
FIG. 3A shows a formant waveform when t sk = 1 / 2t win is set. in this case,
As the period of the periodic waveform of the period within formant formant center frequency f f, it is generated in the pitch every period formant waveform example shown. FIG. 7B is a diagram showing the spectrum distribution of the formant waveform shown in FIG. 7A. The formant center frequency indicating the peak is ff, and the frequency of the difference between the spectra is the pitch as shown. FIG. 4A shows a formant waveform when t sk = 1 / 4t win is set. As described above, the period of the formant center frequency f f is the same as the period of the periodic waveform within formant waveforms, the formant waveform is generated every pitch period shown. FIG (b) is a diagram showing the spectral distribution of the formant waveforms shown in (a), the center frequency indicating the peak f f
It is said. In this case, the skirt characteristic is controlled to be extended as compared with the spectrum distribution shown in FIG. 3, but the bandwidth near the peak is hardly changed.

【0019】図5(a)は、tsk=1/8twin と設定
した時のフォルマント波形を示している。フォルマント
中心周波数ff の周期はフォルマント内の周期波形の周
期と同一である。このフォルマント波形は図示するピッ
チ周期毎に発生される。同図(b)は(a)に示すフォ
ルマント波形のスペクトル分布を示す図であり、そのピ
ークを示す中心周波数はff とされる。この場合、図4
に示すスペクトル分布に比し、さらにスカート特性が伸
びるように制御されているが、そのバンド幅は依然とし
てほとんど変化していない。
FIG. 5A shows a formant waveform when t sk = 1 / 8t win is set. Period of the formant center frequency f f is the same as the period of the periodic waveform within formant. This formant waveform is generated for each pitch cycle shown. FIG (b) is a diagram showing the spectral distribution of the formant waveforms shown in (a), the center frequency indicating the peak is set to f f. In this case, FIG.
Although the skirt characteristic is controlled so as to be further extended as compared with the spectral distribution shown in (1), the bandwidth remains almost unchanged.

【0020】図6(a)は、tsk=1/16twin と設
定した時のフォルマント波形を示している。フォルマン
ト中心周波数ff の周期はフォルマント波形内の周期波
形の周期と同一であり、このフォルマント波形は図示す
るピッチ周期毎に発生される。同図(b)は(a)に示
すフォルマント波形のスペクトル分布を示す図であり、
そのピークを示す中心周波数はff とされる。この場
合、図5に示すスペクトル分布に比し、さらにスカート
特性が伸びるように制御されているが、そのバンド幅は
依然としてほとんど変化していない。
FIG. 6A shows a formant waveform when t sk = 1 / 16t win is set. Period of the formant center frequency f f is the same as the period of the periodic waveform within formant waveforms, the formant waveform is generated every pitch period shown. FIG. 2B is a diagram showing a spectrum distribution of the formant waveform shown in FIG.
Center frequency indicating the peak is set to f f. In this case, the skirt characteristic is controlled so as to be further extended as compared with the spectrum distribution shown in FIG. 5, but the bandwidth is still hardly changed.

【0021】図7(a)は、tsk=1/32twin と設
定した時のフォルマント波形を示している。フォルマン
ト中心周波数ff の周期はフォルマント波形内の周期波
形の周期と同一であり、このフォルマント波形は図示す
るピッチ周期毎に発生される。同図(b)は(a)に示
すフォルマント波形のスペクトル分布を示す図であり、
そのピークを示す中心周波数はff とされる。この場
合、図6に示すスペクトル分布に比し、さらにスカート
特性が伸びるように制御されているが、そのバンド幅は
依然としてほとんど変化していない。
FIG. 7A shows a formant waveform when t sk = 1 / 32t win is set. Period of the formant center frequency f f is the same as the period of the periodic waveform within formant waveforms, the formant waveform is generated every pitch period shown. FIG. 2B is a diagram showing a spectrum distribution of the formant waveform shown in FIG.
Center frequency indicating the peak is set to f f. In this case, the skirt characteristic is controlled so as to be further extended as compared with the spectrum distribution shown in FIG. 6, but the bandwidth is hardly changed.

【0022】図8(a)は、tsk=(twin −1/4t
win )と設定した時のフォルマント波形を示している。
この場合、フォルマント中心周波数ff の周期はフォル
マント波形内の周期波形の周期と等しく、このフォルマ
ント波形は図示するピッチ周期毎に発生される。同図
(b)は(a)に示すフォルマント波形のスペクトル分
布を示す図であり、そのピークを示す中心周波数はff
とされる。この場合、図4に示すスペクトル分布と同様
のスペクトル分布となる。従って、この図に示すように
窓関数の前半周期部分の時間を1/2twin より長くし
ていく場合においても、前記図4ないし図7に示すよう
なスペクトル分布となる。
FIG. 8A shows that t sk = (t win -1 / 4t)
The formant waveform when ( win ) is set is shown.
In this case, the period of the formant center frequency f f is equal to the period of the periodic waveform within formant waveforms, the formant waveform is generated every pitch period shown. FIG (b) is a diagram showing the spectral distribution of the formant waveforms shown in (a), the center frequency indicating the peak f f
It is said. In this case, the spectrum distribution is similar to the spectrum distribution shown in FIG. Therefore, even when the time of the first half period portion of the window function is made longer than 1 / 2t win as shown in this figure, the spectrum distribution as shown in FIGS. 4 to 7 is obtained.

【0023】本発明は、このようにして窓関数を発生し
ており、この窓関数発生手段を備える楽音発生部(T
G)を有する電子楽器のブロック図を図9に示す。この
図において、鍵盤等の演奏操作子1が操作された時のキ
ーオン(KON)信号およびキーコード(KC)等の信
号と、音色設定操作子2よりの音色設定信号等は制御部
10に供給され、制御部10において入力された信号に
基づいて、KCデータ,キーオンパルス(KONP)デ
ータ,KONデータ,窓関数パラメータ(FWIN1,
FWIN2)およびフォルマント中心周波数(FF)デ
ータがTG20に供給されている。さらに、制御部10
はエンベロープパラメータ(EGPAR)もTG20に
供給している。TG20は供給されたデータおよびパラ
メータに応じたフォルマント音を発生して出力する。こ
のフォルマント音は、図示しない増幅器およびスピーカ
システム等からなるサウンドシステムを介することによ
り、フォルマント音として発音されるようになる。
According to the present invention, the window function is generated in this way, and the tone generator (T
FIG. 9 shows a block diagram of an electronic musical instrument having G). In this figure, a key-on (KON) signal and a signal such as a key code (KC) when a performance operator 1 such as a keyboard is operated, and a tone setting signal from a tone setting operator 2 are supplied to a controller 10. The KC data, key-on pulse (KONP) data, KON data, window function parameters (FWIN1,
FWIN2) and formant center frequency (FF) data are supplied to the TG 20. Further, the control unit 10
Also supplies the envelope parameter (EGPAR) to the TG 20. The TG 20 generates and outputs a formant sound according to the supplied data and parameters. The formant sound is emitted as a formant sound via a sound system including an amplifier and a speaker system (not shown).

【0024】次に、楽音発生部(TG)20の回路図を
図10に示す。この図において、キーコード(KC)デ
ータはキーコード(KC)−Fナンバ(Fno)変換テー
ブル30に供給されて、Fnoデータに変換される。この
noデータは加算器31の一方の入力端子に入力され
る。この加算器31は2つの入力端子に入力されたデー
タを加算して加算出力をアンドゲート32の一端に供給
している。このアンドゲート32を通過した加算データ
は、サンプリングクロックφs がシフトクロックとして
供給されているシフトレジスタ33にラッチされる。こ
のシフトレジスタ33より出力される前回の加算データ
が加算器31の他方の入力端子に入力されることによ
り、上記Fnoデータが累算されることになる。このFno
データの累算データは、入力されたキーコードに対応し
ているため、発音しようとするピッチの位相に対応する
ことになり、累算されるにつれ累算出力は増加していく
が、オーバフローすると元に戻るため図11(B)に示
すように鋸歯状に変化していくようになる。
Next, a circuit diagram of the tone generator (TG) 20 is shown in FIG. In this figure, key code (KC) data is supplied to a key code (KC) -F number (F no ) conversion table 30 and is converted into F no data. The Fno data is input to one input terminal of the adder 31. The adder 31 adds the data input to the two input terminals and supplies an added output to one end of the AND gate 32. The addition data that has passed through the AND gate 32 is latched by a shift register 33 to which a sampling clock φ s is supplied as a shift clock. By last addition data output from the shift register 33 is input to the other input terminal of the adder 31, so that the F no data is accumulated. This F no
Since the accumulated data of the data corresponds to the input key code, it corresponds to the phase of the pitch to be sounded, and the cumulative calculation power increases as the data is accumulated, but when the data overflows, Since it returns to the original state, it changes in a saw-tooth shape as shown in FIG.

【0025】なお、この加算器31,アンドゲート3
2,シフトレジスタ33からなる累算手段は、同図
(A)に示すキーオンパルス(KONP)により初期値
にリセットされている。すなわち、KONPはオアゲー
ト37を介してアンドゲート32に反転されて入力され
ることにより、KONPによりアンドゲート32が閉じ
られ、シフトレジスタ33にラッチされるデータがオー
ル「0」とされることにより、リセットされるものであ
る。
The adder 31 and the AND gate 3
2. The accumulating means including the shift register 33 is reset to an initial value by a key-on pulse (KONP) shown in FIG. That is, the KONP is inverted and input to the AND gate 32 via the OR gate 37, whereby the AND gate 32 is closed by the KONP, and the data latched in the shift register 33 is all "0". It will be reset.

【0026】また、窓関数パラメータFWIN1,FW
IN2はフォルマント音の音色を示すパラメータの一つ
でありセレクタ21に入力されて、いずれか1つのパラ
メータが選択されてセレクタ21から出力されている。
セレクタ21から出力された窓関数パラメータFWIN
1あるいは窓関数パラメータFWIN2は加算器22の
一方の入力端子に入力される。この加算器22は2つの
入力端子に入力されたデータを加算して加算データをア
ンドゲート23の一端に供給すると共に、そのキャリー
出力を、アンドゲート23よりの出力が一端に供給され
たオアゲート24に入力している。このようにして、ア
ンドゲート23およびオアゲート24を通過した加算デ
ータはサンプリングクロックφs がシフトクロックとし
て供給されているシフトレジスタ25にラッチされる。
このシフトレジスタ25より出力される前回の加算デー
タが加算器22の他方の入力端子に入力されることによ
り、窓関数パラメータFWIN1あるいは窓関数パラメ
ータFWIN2が累算されている。この累算データは後
述する窓関数用波形メモリ27の読み出しアドレスとさ
れているため、累算データは窓関数波形の位相データと
されている。
The window function parameters FWIN1, FW
IN2 is one of the parameters indicating the timbre of the formant sound, and is input to the selector 21 and one of the parameters is selected and output from the selector 21.
Window function parameter FWIN output from selector 21
1 or the window function parameter FWIN2 is input to one input terminal of the adder 22. The adder 22 adds the data input to the two input terminals and supplies the added data to one end of the AND gate 23, and outputs the carry output to the OR gate 24 to which the output from the AND gate 23 is supplied to one end. Is being entered. Thus, addition data passing through the AND gate 23 and OR gate 24 is latched by the shift register 25 to the sampling clock phi s is supplied as a shift clock.
When the previous addition data output from the shift register 25 is input to the other input terminal of the adder 22, the window function parameter FWIN1 or the window function parameter FWIN2 is accumulated. Since the accumulated data is used as a read address of the window function waveform memory 27 described later, the accumulated data is used as phase data of the window function waveform.

【0027】さらに、アンドゲート23より出力される
加算データのMSBはセレクタ21に選択信号として供
給されており、このMSBが「0」の時は窓関数パラメ
ータFWIN1が選択されてセレクタ21より出力さ
れ、このMSBが「1」の時は窓関数パラメータFWI
N2が選択されてセレクタ21より出力される。そし
て、アンドゲート23より出力される加算データは、選
択されている窓関数パラメータFWIN1あるいは窓関
数パラメータFWIN2の累算データであって、前記の
ように窓関数波形の位相を示しているから、MSBが
「0」の間が窓関数波形の前半周期の期間となり、MS
Bが「1」の間が後半周期の期間となる。さらにまた、
後半周期が終わり、加算器22がオーバフローするとそ
のキャリー出力「1」がオアゲート24に供給されるた
め、シフトレジスタ25にはオール「1」がラッチされ
ることになり、シフトレジスタ25よりの出力はオール
「1」に固定されるようになる。
Further, the MSB of the added data output from the AND gate 23 is supplied to the selector 21 as a selection signal. When the MSB is "0", the window function parameter FWIN1 is selected and output from the selector 21. , When this MSB is “1”, the window function parameter FWI
N2 is selected and output from the selector 21. The addition data output from the AND gate 23 is the accumulated data of the selected window function parameter FWIN1 or FWIN2, and indicates the phase of the window function waveform as described above. Is “0” during the first half period of the window function waveform.
The period during which B is “1” is the period of the second half cycle. Furthermore,
When the second half cycle ends and the adder 22 overflows, the carry output “1” is supplied to the OR gate 24, so that all “1” s are latched in the shift register 25, and the output from the shift register 25 is All will be fixed at "1".

【0028】従って、窓関数波形の前半周期の位相変化
速度は窓関数パラメータFWIN1に基づいた速度とな
り、窓関数波形の後半周期の位相変化速度は窓関数パラ
メータFWIN2に基づいた速度となると共に、後半周
期が終了すると、位相は最大位相で固定されるようにな
る。このため、例えば窓関数パラメータFWIN1を窓
関数パラメータFWIN2より大きくした場合の位相の
変化は、図11(D)に示すようになる。この累算デー
タは排他的論理和(EX−OR)回路26を介して窓関
数用波形メモリ27に読み出しアドレスとして供給され
る。従って、この窓関数用波形メモリ27から累算デー
タである読み出しアドレスに応じて窓関数波形が読み出
されるようになる。なお、この窓関数用波形メモリ27
には例えばsin2 ωtの波形データのサンプル値がア
ドレスに対応して記憶されている。
Accordingly, the phase change speed of the first half cycle of the window function waveform is a speed based on the window function parameter FWIN1, and the phase change speed of the second half cycle of the window function waveform is a speed based on the window function parameter FWIN2. At the end of the cycle, the phase becomes fixed at the maximum phase. For this reason, for example, when the window function parameter FWIN1 is larger than the window function parameter FWIN2, the phase change is as shown in FIG. The accumulated data is supplied to the window function waveform memory 27 via the exclusive OR (EX-OR) circuit 26 as a read address. Therefore, the window function waveform is read from the window function waveform memory 27 according to the read address which is the accumulated data. The window function waveform memory 27
For example, a sample value of the waveform data of sin 2 ωt is stored corresponding to the address.

【0029】さらに、EX−OR回路26の一端に累算
データが供給されると共に、この累算データのMSBが
EX−OR回路26の他端に供給されているため、MS
Bが「1」となる後半周期期間には累算データである読
み出しアドレスは、反転されてEX−OR回路26から
出力されるようになる。従って、後半周期期間には窓関
数用波形メモリ27は反対方向に読み出されるようにな
り、結局のところ窓関数用波形メモリ27を往復読み出
しすることにより、窓関数波形を発生していることにな
る。このため、窓関数用波形メモリ27には窓関数波形
の半周期を記憶しておけば良いことになる。
Further, the accumulated data is supplied to one end of the EX-OR circuit 26, and the MSB of the accumulated data is supplied to the other end of the EX-OR circuit 26.
In the latter half period period when B becomes “1”, the read address which is the accumulated data is inverted and output from the EX-OR circuit 26. Therefore, the window function waveform memory 27 is read in the opposite direction during the latter half period, and the window function waveform is generated by reading the window function waveform memory 27 back and forth after all. . Therefore, it is sufficient that the window function waveform memory 27 stores a half cycle of the window function waveform.

【0030】さらに、フォルマント音の音色を示す他の
パラメータであるフォルマント中心周波数データFFは
加算器38の一方の入力端子に入力される。この加算器
38は2つの入力端子に入力されたデータを加算して加
算データをアンドゲート39の一端に入力している。こ
のアンドゲート39を通過した加算データはサンプリン
グクロックφs がシフトクロックとして供給されている
シフトレジスタ40にラッチされる。このシフトレジス
タ40より出力される前回の加算データが加算器38の
他方の入力端子に入力されることにより、上記フォルマ
ント中心周波数データFFが累算されることになる。こ
のフォルマント中心周波数データFFの累算データは、
フォルマント中心周波数の位相を示しており、累算され
るにつれ累算データは増加していくが、オーバフローす
ると元に戻るため図11(E)に示すように鋸歯状に周
期的に変化している。この位相を示す累算データを読み
出しアドレスとして波形メモリ41に供給して、波形メ
モリ41からフォルマント中心周波数信号を周期的に読
み出している。なお、この波形メモリ41には例えば1
周期の正弦波形sinωtが記憶されている。もちろ
ん、正弦波形以外の波形を記憶させておいてより複雑な
フォルマント波形が得られるようにしてもよい。
Further, formant center frequency data FF, which is another parameter indicating the tone color of the formant sound, is input to one input terminal of the adder 38. The adder 38 adds the data input to the two input terminals and inputs the added data to one end of the AND gate 39. Addition data passing through the AND gate 39 is latched by the shift register 40 to the sampling clock phi s is supplied as a shift clock. The previous addition data output from the shift register 40 is input to the other input terminal of the adder 38, whereby the formant center frequency data FF is accumulated. The accumulated data of this formant center frequency data FF is
This indicates the phase of the formant center frequency, and the accumulated data increases as the accumulation is performed, but returns to its original state when it overflows, so that it periodically changes in a sawtooth shape as shown in FIG. . The accumulated data indicating this phase is supplied to the waveform memory 41 as a read address, and the formant center frequency signal is periodically read from the waveform memory 41. The waveform memory 41 has, for example, 1
A periodic sine waveform sinωt is stored. Of course, a waveform other than a sine waveform may be stored to obtain a more complex formant waveform.

【0031】ところで、前記シフトレジスタ33よりの
ピッチ位相を示す累算データのMSBは、例えば1サン
プリングクロックφs 時間データを遅延する遅延手段3
4に印加されると共にインバータ35に印加される。さ
らに、この遅延手段34とインバータ35の出力がアン
ドゲート36に印加されることにより、アンドゲート3
6からMSBの立ち下がり縁を微分した図11(C)に
示す微分パルスを得ることができる。この微分パルスは
オアゲート37を介してリセットパルスとして前記アン
ドゲート32およびアンドゲート23,アンドゲート3
9に印加されている。そして、アンドゲート32に反転
されて入力されたリセットパルスは、アンドゲート32
を閉じるため、アンドゲート32の出力をラッチするシ
フトレジスタ33のラッチデータがオール「0」とされ
る。これにより、加算器31,アンドゲート32,シフ
トレジスタ33からなる累算手段がピッチ周期ごとにリ
セットされる。
The MSB of the accumulated data indicating the pitch phase from the shift register 33 is, for example, the delay means 3 for delaying data by one sampling clock φ s.
4 and to the inverter 35. Further, the outputs of the delay means 34 and the inverter 35 are applied to the AND gate 36, so that the AND gate 3
From FIG. 6, a differentiated pulse shown in FIG. 11C in which the falling edge of the MSB is differentiated can be obtained. The differentiated pulse is passed through the OR gate 37 as a reset pulse to the AND gate 32, AND gate 23, AND gate 3
9 is applied. The reset pulse inverted and input to the AND gate 32 is applied to the AND gate 32.
Is closed, the latch data of the shift register 33 that latches the output of the AND gate 32 is all "0". Thus, the accumulating means including the adder 31, the AND gate 32, and the shift register 33 is reset every pitch period.

【0032】また、アンドゲート23に反転されて入力
されたリセットパルスは、アンドゲート23を閉じるた
め、アンドゲート23の出力をラッチするシフトレジス
タ25のラッチデータがオール「0」とされる。これに
より、加算器32,アンドゲート23,オアゲート2
4,シフトレジスタ25からなる累算手段がピッチ周期
ごとにリセットされる。さらに、アンドゲート39に反
転されて入力されたリセットパルスは、アンドゲート3
9を閉じるため、アンドゲート39の出力をラッチする
シフトレジスタ40のラッチデータがオール「0」とさ
れる。これにより、加算器38,アンドゲート39,シ
フトレジスタ40からなる累算手段がピッチ周期ごとに
リセットされる。
The reset pulse inverted and input to the AND gate 23 closes the AND gate 23, so that the latch data of the shift register 25 that latches the output of the AND gate 23 is all "0". Thereby, the adder 32, the AND gate 23, and the OR gate 2
4, the accumulating means including the shift register 25 is reset every pitch period. Further, the reset pulse inverted and input to the AND gate 39 is applied to the AND gate 3
9 is closed, the latch data of the shift register 40 that latches the output of the AND gate 39 is all "0". Thus, the accumulating means including the adder 38, the AND gate 39, and the shift register 40 is reset every pitch period.

【0033】これにより、ピッチ周期の始点において、
ピッチの位相,窓関数波形の位相およびフォルマント中
心周波数の位相が共にイニシャル値にリセットされ、常
に同位相から各波形が発生されるようになる。このた
め、フォルマント音のスペクトル分布は常に一定とされ
変動することが防止される。また、窓関数波形の位相が
ピッチ毎にイニシャル値にリセットされるため窓関数波
形はピッチ毎に発生されるようになる。このようにして
波形メモリ41から発生されたフォルマント中心周波数
信号と、窓関数用波形メモリ27から発生された窓関数
波形とが乗算器28に入力されて、両信号が乗算される
ことにより、図11(G)に示すフォルマント波形が生
成されるようになる。このフォルマント波形は、前記の
ように窓関数がピッチ毎に発生されているため、図示す
るようにピッチ毎に発生されるようになる。このフォル
マント波形は、さらに乗算器29によりエンベロープ信
号が乗算されてフォルマント音として出力されるように
なる。このエンベロープ信号は押鍵状態を示しているK
ON信号とキータッチ情報等に応じたEGPARが供給
されるエンベロープジェネレータ42により発生されて
いる。
Thus, at the starting point of the pitch cycle,
The phase of the pitch, the phase of the window function waveform, and the phase of the formant center frequency are all reset to the initial value, and each waveform is always generated from the same phase. For this reason, the spectrum distribution of the formant sound is always kept constant and is prevented from fluctuating. Further, since the phase of the window function waveform is reset to the initial value for each pitch, the window function waveform is generated for each pitch. The formant center frequency signal generated from the waveform memory 41 and the window function waveform generated from the window function waveform memory 27 are input to the multiplier 28 and multiplied by the two signals. The formant waveform shown in FIG. 11 (G) is generated. Since the window function is generated for each pitch as described above, this formant waveform is generated for each pitch as illustrated. This formant waveform is further multiplied by the envelope signal by the multiplier 29 and output as a formant sound. This envelope signal indicates a key depressed state by K
It is generated by an envelope generator 42 to which an EGPAR corresponding to an ON signal and key touch information is supplied.

【0034】なお、前半周期の位相速度を決定する窓関
数パラメータFWIN1を変更することにより、前記図
3ないし図8に示すようにフォルマント波形を制御する
ことができる。この場合、窓関数パラメータFWIN2
は窓関数パラメータFWIN1が変更されても窓関数の
時間幅twin が変更されないよう、窓関数パラメータF
WIN2と窓関数パラメータFWIN1との和が一定と
なる値とされる。あるいは、窓関数パラメータFWIN
1を反転して窓関数パラメータFWIN2としても良
い。また、窓関数パラメータFWIN1,FWIN2は
パラメータ値を連続的に変化することができる。
The formant waveform can be controlled as shown in FIGS. 3 to 8 by changing the window function parameter FWIN1 for determining the phase velocity of the first half cycle. In this case, the window function parameter FWIN2
The window function parameter F is set so that the time width t win of the window function is not changed even if the window function parameter FWIN1 is changed.
WIN2 and the window function parameter FWIN1 have a constant value. Alternatively, the window function parameter FWIN
The window function parameter FWIN2 may be inverted by inverting 1. Further, the window function parameters FWIN1 and FWIN2 can continuously change parameter values.

【0035】以上説明したフォルマント方式音源におい
ては、図9に示す音色設定操作子2の操作に応じて、フ
ォルマント中心周波数データFFや窓関数パラメータF
WIN1と窓関数パラメータFWIN2が設定される
が、通常はピッチの周期を窓関数の時間幅が越えないよ
うに窓関数パラメータFWIN1,FWIN2が設定さ
れる。ただし、フォルマント方式音源を複数、または、
例えば2系統並列に設けて、順次または交互にピッチ周
期に応じてフォルマント波形を発生させるようにすれ
ば、ピッチの周期を越える時間幅のフォルマント波形を
発生させることもできる。また、発生すべき音高や音域
に応じて、フォルマント中心周波数データFFや窓関数
パラメータFWIN1,窓関数パラメータFWIN2を
設定しても良い。さらに、波形メモリ27,41のサン
プル値データを対数データとすると、乗算器28,29
に替えて構成の容易な加算器に置き換えることができ
る。ただし、出力する前に対数/真数変換手段により対
数を真数に変換する必要がある。
In the formant type sound source described above, the formant center frequency data FF and the window function parameter F are set according to the operation of the tone setting operator 2 shown in FIG.
WIN1 and a window function parameter FWIN2 are set. Usually, the window function parameters FWIN1 and FWIN2 are set so that the time width of the window function does not exceed the pitch cycle. However, multiple formant sound sources, or
For example, by providing two systems in parallel and generating a formant waveform sequentially or alternately according to the pitch cycle, a formant waveform having a time width exceeding the pitch cycle can also be generated. Further, the formant center frequency data FF, the window function parameter FWIN1, and the window function parameter FWIN2 may be set in accordance with the pitch and the sound range to be generated. Further, assuming that the sample value data of the waveform memories 27 and 41 is logarithmic data, the multipliers 28 and 29
Can be replaced with an adder with a simple configuration. However, it is necessary to convert the logarithm to an antilog by the log / antilog conversion means before outputting.

【0036】さらに、楽音発生部TGを図12に示すよ
うに2以上並列に配置して、それぞれから異なるフォル
マント中心周波数のフォルマント波形を発生させて加算
器20−4により、それぞれ合成して出力するようにし
てもよい。この場合においては、KCデータ,KON
P,KONデータを共通に各TG20−1,20−2,
20−3に供給すると共に、窓関数パラメータFWIN
11,窓関数パラメータFWIN21,フォルマント中
心周波数FF1およびエンベロープパラメータEGPA
R1をTG20−1に供給し、窓関数パラメータFWI
N12,窓関数パラメータFWIN22,フォルマント
中心周波数FF2およびエンベロープパラメータEGP
AR2をTG20−2に供給し、窓関数パラメータFW
IN13,窓関数パラメータFWIN23,フォルマン
ト中心周波数FF3およびエンベロープパラメータEG
PAR3をTG20−3に供給する。
Further, two or more tone generators TG are arranged in parallel as shown in FIG. 12, and formant waveforms having different formant center frequencies are generated from each of them, and these are synthesized and output by the adder 20-4. You may do so. In this case, KC data, KON
P, KON data are shared by each TG 20-1, 20-2,
20-3 and the window function parameter FWIN
11, window function parameter FWIN21, formant center frequency FF1, and envelope parameter EGPA
R1 is supplied to the TG 20-1, and the window function parameter FWI
N12, window function parameter FWIN22, formant center frequency FF2, and envelope parameter EGP
AR2 is supplied to the TG 20-2, and the window function parameter FW
IN13, window function parameter FWIN23, formant center frequency FF3, and envelope parameter EG
PAR3 is supplied to TG 20-3.

【0037】すると、例えば、TG20−1から図13
aに示すスペクトル分布特性のフォルマント波形が発生
され、TG20−2から図13bに示すスペクトル分布
特性のフォルマント波形が発生され、TG20−3から
図13cに示すスペクトル分布特性のフォルマント波形
が発生されるようになる。この複数のそれぞれ異なるス
ペクトル分布特性のフォルマント波形を加算器20−4
で合成して出力することにより、より多様な音色のフォ
ルマント音を得ることができるようになる。
Then, for example, from TG 20-1 to FIG.
13A, a formant waveform having the spectrum distribution characteristic shown in FIG. 13B is generated from the TG 20-2, and a formant waveform having the spectrum distribution characteristic shown in FIG. 13C is generated from the TG 20-3. become. The formant waveforms having different spectral distribution characteristics are added to the adder 20-4.
By synthesizing and outputting, it is possible to obtain more various formant sounds.

【0038】[0038]

【発明の効果】本発明は以上のように構成されているの
で、窓関数の前半周期時間を、その時間幅に対して変化
させることにより、バンド幅を変化させることなくフォ
ルマント波形のスカート特性を変化させることができる
と共に、この制御のためのハードウェアを単純にするこ
とができる。また、窓関数の時間幅に対するその前半周
期時間を連続的に変化させられるため、スカート特性を
細かく制御することができる。また、サイン関数をベー
スにした窓関数とすると、窓関数の収束が速いためフォ
ルマントが重ね合わされるおそれを防止することができ
る。さらに、複数のフォルマント波形を合成することに
よりフォルマント音を生成するようにすると、より多様
な音色のフォルマント音を発生することができる。
Since the present invention is configured as described above, the skirt characteristic of the formant waveform can be changed without changing the bandwidth by changing the first half period time of the window function with respect to the time width. It can be varied and the hardware for this control can be simplified. Further, since the first half cycle time with respect to the time width of the window function can be continuously changed, the skirt characteristic can be finely controlled. Further, if a window function based on a sine function is used, the convergence of the window function is fast, so that it is possible to prevent the formants from being superimposed. Further, when a formant sound is generated by synthesizing a plurality of formant waveforms, it is possible to generate a more varied formant sound.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図1】本発明の窓関数を発生させる原理を説明する図
である。
FIG. 1 is a diagram illustrating the principle of generating a window function according to the present invention.

【図2】tskを変化させた場合の窓関数を示す図であ
る。
FIG. 2 is a diagram showing a window function when t sk is changed.

【図3】tsk=1/2twin の場合のフォルマント波形
とそのスペクトルを示す図である。
FIG. 3 is a diagram showing a formant waveform and its spectrum when t sk = 1 / t win .

【図4】tsk=1/4twin の場合のフォルマント波形
とそのスペクトルを示す図である。
4 is a diagram showing formant waveform and its spectrum in the case of t sk = 1 / 4t win.

【図5】tsk=1/8twin の場合のフォルマント波形
とそのスペクトルを示す図である。
5 is a diagram showing formant waveform and its spectrum in the case of t sk = 1 / 8t win.

【図6】tsk=1/16twin の場合のフォルマント波
形とそのスペクトルを示す図である。
FIG. 6 is a diagram showing a formant waveform and its spectrum when t sk = 1 / 16t win .

【図7】tsk=1/32twin の場合のフォルマント波
形とそのスペクトルを示す図である。
FIG. 7 is a diagram showing a formant waveform and its spectrum when t sk = 1 / 32t win .

【図8】tsk=(twin −1/4twin )の場合のフォ
ルマント波形とそのスペクトルを示す図である。
FIG. 8 is a diagram showing a formant waveform and its spectrum when t sk = (t win −1 / t win ).

【図9】本発明のフォルマント方式の音源を有する電子
楽器のブロック図である。
FIG. 9 is a block diagram of an electronic musical instrument having a formant type sound source according to the present invention.

【図10】本発明のフォルマント方式の音源のブロック
図である。
FIG. 10 is a block diagram of a formant-type sound source according to the present invention.

【図11】本発明のフォルマント方式の音源の各部の波
形図である。
FIG. 11 is a waveform diagram of each part of the sound source of the formant method of the present invention.

【図12】本発明のフォルマント方式の音源の変形例を
示す図である。
FIG. 12 is a diagram showing a modification of the sound source of the formant system of the present invention.

【図13】本発明のフォルマント方式の音源の変形例に
おけるスペクトルを示す図である。
FIG. 13 is a diagram showing a spectrum in a modification of the sound source of the formant system of the present invention.

【図14】フォルマントを形成する原理を示す図であ
る。
FIG. 14 is a diagram illustrating the principle of forming a formant.

【図15】従来のフォルマント方式の音源のブロック図
である。
FIG. 15 is a block diagram of a conventional formant type sound source.

【図16】従来のフォルマント方式の音源の各部の波形
を示す図である。
FIG. 16 is a diagram showing waveforms at various parts of a conventional sound source of the formant method.

【図17】従来のフォルマント方式の音源から発生され
るフォルマントのスペクトルを示す図である。
FIG. 17 is a diagram showing a spectrum of a formant generated from a conventional sound source of the formant method.

【図18】従来のフォルマント方式の音源から発生され
る他のフォルマントのスペクトルを示す図である。
FIG. 18 is a diagram showing a spectrum of another formant generated from a sound source of a conventional formant method.

【図19】従来のフォルマント方式の音源から発生され
るさらに他のフォルマントのスペクトルを示す図であ
る。
FIG. 19 is a diagram showing a spectrum of still another formant generated from a sound source of a conventional formant method.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1 演奏操作子 2 音色設定操作子 10 制御部 20,20−1,20−2,20−3 楽音発生部 21,131,134 セレクタ 20−4,22,31,38,104,105 加算器 23,26,32,39 アンドゲート 24,37 オアゲート 25,33,40 シフトレジスタ 26 EX−OR 27 窓関数用波形メモリ 28,29 乗算器 30 KC−Fno変換器 34 遅延回路 35 インバータ 41 波形メモリ 42 エンベロープジェネレータ 106 対数/真数変換器 107 DAC 111,121,132 フェイズアキュムレータ 112 微分器 122 正弦波テーブル 133 サイン自乗波テーブル 135 ビットシフタDESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Performance operator 2 Tone setting operator 10 Control part 20,20-1,20-2,20-3 Tone generator 21,131,134 Selector 20-4,22,31,38,104,105 Adder 23 , 26, 32, 39 AND gate 24, 37 OR gate 25, 33, 40 Shift register 26 EX-OR 27 Window function waveform memory 28, 29 Multiplier 30 KC-F no converter 34 Delay circuit 35 Inverter 41 Waveform memory 42 Envelope generator 106 Log / antilog converter 107 DAC 111, 121, 132 Phase accumulator 112 Differentiator 122 Sine wave table 133 Sine square wave table 135 Bit shifter

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) G10L 13/00 G10H 7/08 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page (58) Field surveyed (Int.Cl. 7 , DB name) G10L 13/00 G10H 7/08

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項1】独立したそれぞれの音色情報に応じて窓関
数の時間幅及び窓関数の前半周期時間幅を設定する窓関
数時間幅発生手段と、この窓関数時間幅発生手段から出
力される窓関数情報およびピッチ情報とに応じて、前記
設定された時間幅及び前記前半周期時間幅を有する窓関
数信号を前記ピッチ周期毎に発生する窓関数発生手段
と、前記 音色情報に応じてフォルマント中心周波数信号を発
生する周期関数発生手段とを備え、 前記窓関数発生手段から発生された前記窓関数信号によ
り、前記周期関数発生手段から発生された周期波形から
なる前記フォルマント中心周波数信号を振幅変調するこ
とによりフォルマント音を発生するようにしたことを特
徴とするフォルマント方式音源。
1. A window function time width generating means for setting a time width of a window function and a first half period time width of a window function in accordance with each independent tone color information, and a window output from the window function time width generating means. depending on the function information and the pitch information, and a window function generating means for generating a window function signal for each of the pitch period with the set time width and the former half period duration, formant center frequency in response to said tone color information A periodic function generating means for generating a signal, and the window function signal generated from the window function generating means is used to generate a signal from the periodic waveform generated from the periodic function generating means.
A formant sound source characterized in that a formant sound is generated by amplitude-modulating the formant center frequency signal.
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