JP2797140B2 - Musical sound wave generator - Google Patents
Musical sound wave generatorInfo
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- JP2797140B2 JP2797140B2 JP2172195A JP17219590A JP2797140B2 JP 2797140 B2 JP2797140 B2 JP 2797140B2 JP 2172195 A JP2172195 A JP 2172195A JP 17219590 A JP17219590 A JP 17219590A JP 2797140 B2 JP2797140 B2 JP 2797140B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、複数の楽音合成方式を効率的に混在させる
ことができる楽音波形発生装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial Application Field] The present invention relates to a musical tone waveform generator capable of efficiently mixing a plurality of musical tone synthesizing methods.
通常の楽器の楽音は、倍音の周波数や振幅が常に変動
し、楽器によっては非整数次の倍音を含むなど、複雑な
倍音構造を有するとともに、それぞれ楽器固有の雑音成
分−例えばピアノのアタック（立ち上がり）時の衝撃性
雑音など−を有している。このような倍音と雑音成分
は、楽器の音色を大きく特徴付けている。The tone of an ordinary musical instrument has a complicated harmonic structure such that the frequency and amplitude of harmonics constantly fluctuate, and some musical instruments include non-integer harmonics. ) Impact noise at the time. Such overtones and noise components greatly characterize the timbre of the musical instrument.
このような楽音を電子楽器でリアルに再現するため
に、また、従来無かった新しい感覚の音を作り出すため
に、各種の楽音合成方式が電子楽器に用いられている。In order to realistically reproduce such a musical tone with an electronic musical instrument and to create a new sense of sound that has not existed in the past, various musical tone synthesizing methods have been used for electronic musical instruments.
それらの方式の中には、PCM方式、周波数変調方式、
位相変調方式、倍音加算方式など、多くの方式があり、
それを適宜組み合わせて用いれば、上述の目的をある程
度果たすことができる。例えばアタック時は、通常、上
述の雑音以外にも倍音構造が複雑に変動するので、PCM
方式が適し、その後のサステインの部分（定常部）は、
PCM方式を用いると大きな記憶容量を有するメモリが必
要になるので、別方式に切り替えることが考えられる。Some of these methods include PCM, frequency modulation,
There are many methods such as phase modulation method and harmonic addition method,
If these are used in combination as appropriate, the above-mentioned object can be achieved to some extent. For example, during an attack, usually, the harmonic structure fluctuates in addition to the noise described above, so the PCM
The method is suitable, and the subsequent sustain part (steady part)
Since the use of the PCM method requires a memory having a large storage capacity, it is possible to switch to another method.
その１例として、特開昭58−102296では、アタック時
の楽音波形をPCM方式、それ以後を周波数変調方式を用
いて楽音を合成している。As one example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 58-102296 synthesizes a musical tone using a PCM method for a musical sound waveform at the time of an attack and a frequency modulation method thereafter.
以下、この方式について説明する。 Hereinafter, this method will be described.
いま、押鍵があると、押圧鍵の音高に対応した数値デ
ータを繰り返し累算し、その音高に対応した速度で値が
変化する累算値を得る。その後、この累算値でPCM方式
の波形メモリからアタック部の波形データを読み出し、
それに第15図（ａ）に示すアタック部のエンベロープを
与える。Now, when a key is pressed, numerical data corresponding to the pitch of the pressed key is repeatedly accumulated, and an accumulated value whose value changes at a speed corresponding to the pitch is obtained. After that, the waveform data of the attack part is read out from the PCM type waveform memory with this accumulated value,
The envelope of the attack portion shown in FIG.
一方、上述の押圧鍵の音高に対応した数値データと、
その数値データを繰り返し累算し、その音高に対応した
速度で変化する累算値、および別の一定の定数を周波数
変調方式トーンジェネレータに入力し、周波数変調波形
を得ている。On the other hand, numerical data corresponding to the pitch of the above-mentioned pressed key,
The numerical data is repeatedly accumulated, and an accumulated value that changes at a speed corresponding to the pitch and another constant are input to a frequency modulation tone generator to obtain a frequency modulation waveform.
その後、その波形に第15図（ｂ）に示すエンベロープ
を与え、加算器で上述のPCM方式による楽音波形と加
算、合成し、第15図（ｃ）に示すように楽音のアタック
部、サステイン（定常）部、リリース（減衰）部を有す
る楽音の全波形信号を作成する。Thereafter, the envelope shown in FIG. 15 (b) is given to the waveform, and the adder adds and synthesizes the waveform with the musical tone waveform according to the PCM method. As shown in FIG. 15 (c), the attack part of the musical tone and the sustain ( A full waveform signal of a musical tone having a (steady) portion and a release (attenuation) portion is created.
上述の従来例における周波数変調方式としては、FM方
式が用いられる。以下に、FM方式の従来例につき説明す
る。As a frequency modulation method in the above-described conventional example, an FM method is used. Hereinafter, a conventional example of the FM system will be described.
FM方式の第１の従来例として、特公昭54−33525号公
報又は特開昭50−126406号公報等に記載のFM方式に基づ
く電子楽器がある。この方式は基本的には、 ｅ＝Ａ・sin｛ωct＋Ｉ（ｔ）sinωmt｝・・・（１） なる演算式により得られる波形出力ｅを楽音波形とする
ものであり、搬送波周波数ωｃとそれを変調するための
変調波周波数ωｍを適当な比で選択し、時間的に変化し
得る変調深度関数Ｉ（ｔ）を設定し、また、同様に時間
的に変化し得る振幅係数Ａを設定することにより、複雑
な倍音特性を有し、かつ時間的にその倍音特性が変化し
得る楽音を合成することが可能であり、実際の楽器の楽
音に近い楽音を合成できるほか、非常に個性的な合成音
等も得ることが可能である。As a first conventional example of the FM system, there is an electronic musical instrument based on the FM system described in Japanese Patent Publication No. 54-33525 or Japanese Patent Application Laid-Open No. 50-126406. This method basically is intended to be e = A · sin {ωct + I (t) sinωmt} ··· (1) comprising calculating tone waveform a waveform output e obtained by expression therewith the carrier frequency omega c The modulation wave frequency ω m for modulating the modulation is selected at an appropriate ratio, the modulation depth function I (t) that can change over time is set, and the amplitude coefficient A that can also change over time is set. By doing this, it is possible to synthesize musical sounds that have complex harmonic characteristics and whose harmonic characteristics can change over time. It is also possible to obtain various synthesized sounds.
また、FM方式を改良した第２の従来方式として、特公
昭61−12279号公報に記載の電子楽器がある。この方式
は、前記（１）式のsin演算の代わりに三角波演算を用
い、 ｅ＝Ａ・Ｔ｛α＋Ｉ（ｔ）Ｔ（θ）｝ ・・・（２） なる演算式により得られる波形出力ｅを楽音波形とする
ものである。ここで、Ｔ（θ）は、搬送波位相角θによ
って生成される三角波関数である。そして、搬送波位相
角αと変調波位相角θを適当な進行速度比で進め、ま
た、前記第１の従来例と同様に変調深度関数Ｉ（ｔ）と
振幅係数Ａを設定することにより、楽音波形を合成でき
る。As a second conventional system improved from the FM system, there is an electronic musical instrument described in JP-B-61-12279. This method uses a triangular wave operation instead of the sine operation of the above equation (1), and obtains a waveform output e obtained by the following equation: e = AT {α + I (t) T (θ)} (2) Is a musical sound waveform. Here, T (θ) is a triangular wave function generated by the carrier phase angle θ. Then, the carrier wave phase angle α and the modulated wave phase angle θ are advanced at an appropriate traveling speed ratio, and the modulation depth function I (t) and the amplitude coefficient A are set in the same manner as in the first conventional example, thereby producing a musical tone. Waveforms can be combined.
上述した楽音合成方式は、楽音のアタック部はPCM方
式による合成波形を、またそれ以後は周波数変調方式に
よる合成波形を用い、アタックからの時間経過にしたが
って楽音合成方式を切り替えるものである。In the above-described tone synthesis method, the attack part of the tone uses a synthesized waveform based on the PCM method, and thereafter uses a synthesized waveform based on the frequency modulation method, and switches the tone synthesis method in accordance with the lapse of time from the attack.
以上は、１例であるが、一般に異なる複数の楽音合成
方式を混在させる従来の電子楽器の場合、単独の楽音合
成方式のみでは得られない優れた音質の楽音は合成でき
るが、それぞれの楽音合成方式は、定められた発音チャ
ネル数による時分割処理を行っているから、それぞれの
楽音合成方式は、それぞれ定められた発音チャネルを超
えて動作することはできない。例えばPCM方式が８発音
チャネル、変調方式が８発音チャネルである場合、合計
16チャネル分のシステムを有しながら、変調方式を全く
使用しなくてもPCM方式は８チャネル分しか使用でき
ず、効率的でない。Although the above is an example, in the case of a conventional electronic musical instrument in which a plurality of different tone synthesis methods are generally mixed, a tone having excellent sound quality that cannot be obtained by a single tone synthesis method alone can be synthesized. Since the methods perform time-division processing based on a predetermined number of sounding channels, each tone synthesis method cannot operate over a predetermined sounding channel. For example, if the PCM system has eight sounding channels and the modulation system has eight sounding channels, the total
While having a system for 16 channels, the PCM system can use only 8 channels without using any modulation system, and is not efficient.
これを解決するために、PCM方式と前述のFM方式の第
１又は第２の従来例を、それぞれ異なる発音チャネルに
割り当てることが考えられるが、その場合、以下のよう
な問題点がある。In order to solve this, it is conceivable to assign the first or second conventional example of the PCM system and the above-described FM system to different sounding channels, respectively, but in this case, there are the following problems.
前述のFM方式の第１の従来例は、正弦波による変調を
基本としているため、前記（１）式で変調深度関数Ｉ
（ｔ）の値を時間と共に０に近づけることにより、楽音
が減衰して単一正弦波成分のみになってゆく過程、ある
いは単一正弦波成分のみからなる楽音の生成を実現する
ことができる。しかし、前記（１）式で生成される楽音
は、その周波数成分が低次の（周波数の低い）倍音成分
に集中し、変調深度関数Ｉ（ｔ）を大きな値にして変調
を深くかけても高次の（周波数の高い）倍音成分がうま
く現れない。従って、上記第１の従来例では、実際の自
然楽器の楽音のような豊かな音質の楽音を完全には再現
することができず、生成可能な楽音の音質が制限されて
しまう。従って、例えばバイオリンの駒の近くを弾くと
きに発生する、高次倍音に富んだ輝かしい持続音を表現
するため、変調深度関数Ｉ（ｔ）の値を大きな値に制御
できるようにしても、生成できる高次倍音成分のレベル
に制限があり、演奏操作に対応するような高次倍音を豊
かに含む楽音を発生させることができない。この結果、
このようなFM方式の第１の従来例とPCM方式が異なる発
音チャネルに割り当てられるように構成して楽音合成を
行っても、望みの楽音を得られないという問題点を有し
ている。Since the first conventional example of the FM system described above is based on modulation by a sine wave, the modulation depth function I
By bringing the value of (t) closer to 0 with time, it is possible to realize a process in which the musical tone is attenuated to become only a single sine wave component, or a musical tone composed of only a single sine wave component. However, in the musical tone generated by the above equation (1), its frequency component concentrates on a low-order (low-frequency) harmonic component, and even when the modulation depth function I (t) is set to a large value and the modulation is deeply applied. Higher order (high frequency) harmonic components do not appear well. Therefore, in the first conventional example, it is not possible to completely reproduce a tone having rich sound quality such as a tone of an actual natural musical instrument, and the tone quality of a tone that can be generated is limited. Therefore, even if the value of the modulation depth function I (t) can be controlled to a large value, for example, in order to express a brilliant sustained sound rich in high-order harmonics generated when playing near a violin piece, for example, it can be generated. Since the level of the higher harmonic component is limited, it is not possible to generate a musical tone rich in higher harmonics corresponding to a performance operation. As a result,
Even if the first conventional example of the FM system and the PCM system are configured to be assigned to different tone generation channels and perform tone synthesis, a desired tone cannot be obtained.
これに対して、前述の（２）式に基づくFM方式の第２
の従来例では、元々多くの倍音を含む三角波による変調
を基本としているため、周波数成分として高次の倍音成
分まで明確に存在する楽音を容易に生成することが可能
である。しかし、逆に、前記（２）式の中に単一正弦波
成分の項を含まないため、例えばピアノの高音部の打鍵
後のディケイ部分に見られるように、楽音が減衰して単
一正弦波成分のみになってゆく過程、あるいは単一正弦
波成分のみからなる楽音の生成を実現することができな
い。従って、上述のような演奏情報に応じて変調深度関
数Ｉ（ｔ）の値を小さな値（例えば０）に制御できるよ
うにしても、単一正弦波成分のみが発生されるように制
御することはできず、演奏操作に対応して単一正弦波成
分のみからなる軟らかい感じの楽音を発生させることが
できない。この結果、このようなFM方式の第２の従来例
とPCM方式が異なる発音チャネルに割り当てられるよう
に構成して楽音合成を行っても、やはり第１の従来例と
同様、望みの楽音を得られないという問題点を有してい
る。On the other hand, the second method of the FM method based on the above equation (2)
In the prior art, since the modulation is basically based on a triangular wave including many overtones, it is possible to easily generate a musical tone that clearly includes high-order harmonic components as frequency components. However, conversely, since the term of the single sine wave component is not included in the equation (2), the musical tone is attenuated and the single sine wave component It is not possible to realize a process in which only wave components are generated or a musical tone composed of only a single sine wave component. Therefore, even if the value of the modulation depth function I (t) can be controlled to a small value (for example, 0) according to the performance information as described above, the control is performed so that only a single sine wave component is generated. Therefore, a soft musical tone consisting of only a single sine wave component cannot be generated corresponding to the performance operation. As a result, even if the second conventional example of the FM system and the PCM system are configured so as to be assigned to different tone generation channels and tone synthesis is performed, a desired tone can be obtained similarly to the first conventional example. There is a problem that it cannot be performed.
本発明の課題は、複数の楽音合成方式を全発音チャネ
ル数の範囲で、任意に割り当てることができ、かつ高次
の倍音成分まで存在する楽音及び単一正弦波成分又は単
一余弦波成分のみからなる楽音、および雑音や複雑に変
動する倍音を伴う楽音の合成を自在に生成可能とするこ
とにある。It is an object of the present invention to assign a plurality of tone synthesis systems arbitrarily within the range of the total number of sounding channels, and to present a tone and a single sine wave component or a single cosine wave component existing up to higher harmonic components. It is an object of the present invention to be able to freely generate a synthesis of a musical tone composed of only a tone and a musical tone accompanied by noise and complicatedly varying harmonics.
本発明は、複数の時分割処理タイミングの各々に発音
チャネルを対応させ、演奏操作によって発生する演奏情
報に基づいて各発音チャネル毎に時分割処理によって楽
音合成動作を行い、該各発音チャネルに対応した楽音信
号を発生する楽音波形発生装置を前提とする。According to the present invention, a tone generation channel is made to correspond to each of a plurality of time-division processing timings, and a tone synthesis operation is performed by time-division processing for each of the tone generation channels based on performance information generated by a performance operation. It is assumed that a musical tone waveform generator generates a musical tone signal.
そして、搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、変
調信号を発生する変調信号発生手段と、該変調信号を前
記搬送信号発生手段から発生される搬送信号に混合して
混合信号を出力し、その場合の前記変調信号の前記搬送
信号に対する混合率を０から任意の混合率までの間で制
御する混合制御手段と、入力と出力が所定の関数関係を
有し、前記混合制御手段から出力される混合信号を入力
して変調楽音波形を出力する波形出力手段と、を含み、
前記波形出力手段における前記所定の関数関係は正弦関
数、余弦関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送
信号発生手段から発生される搬送信号は、前記混合制御
手段で前記変調信号の前記搬送信号に対する混合率が０
になるように制御された場合に前記波形出力手段から発
生される前記楽音波形が正弦波又は余弦波となるように
設定される信号である変調楽音波形発生手段を有する。And a carrier signal generating means for generating a carrier signal, a modulation signal generating means for generating a modulation signal, and mixing the modulated signal with a carrier signal generated from the carrier signal generating means to output a mixed signal. A mixing control means for controlling a mixing rate of the modulated signal with respect to the carrier signal from 0 to an arbitrary mixing rate, an input and an output having a predetermined functional relationship, and output from the mixing control means. Waveform output means for inputting the mixed signal and outputting a modulated musical sound waveform,
The predetermined functional relationship in the waveform output means is not a sine function or a cosine function, and the carrier signal generated by the carrier signal generating means is the carrier signal of the modulation signal by the mixing control means. Is 0
And a modulated musical sound waveform generating means which is a signal which is set so that the musical sound waveform generated from the waveform output means becomes a sine wave or a cosine wave when it is controlled to become
次に、PCM方式によるPCM楽音波形を発生するPCM楽音
信号発生手段を有する。Next, there is provided a PCM tone signal generating means for generating a PCM tone waveform by the PCM method.
ここで、本発明におけるPCM方式という語は、通常のP
CM方式、DPCM方式、ADPCM方式、ゼロクロス方式、ΔＭ
方式等の波形読み出し方式（波形符号化方式）全体を指
すものであり、決して通常のPCM方式のみに限定される
ものではない。Here, the term PCM method in the present invention is an ordinary PM method.
CM system, DPCM system, ADPCM system, zero cross system, ΔM
It refers to the entire waveform reading method (waveform encoding method) such as the method, and is not limited to the ordinary PCM method.
そして、演奏操作によって発生する演奏情報に基づい
て各発音チャネル毎に時分割処理によって変調楽音信号
発生手段又はPCM楽音信号発生手段のうち予め割り当て
られた楽音信号発生手段で楽音合成動作を行わせる制御
手段を有する。Then, based on performance information generated by the performance operation, control is performed such that a tone synthesis operation is performed by a tone signal generation means assigned in advance among modulated tone signal generation means or PCM tone signal generation means by time division processing for each sounding channel based on performance information generated by the performance operation. Having means.
以上の構成において、いずれかの発音チャネルにおい
て変調楽音信号発生手段で楽音合成動作が行われている
場合に、該発音チャネルにおいて１発音周期前に発生さ
れた変調楽音信号を現在の発音周期における変調信号と
して入力する第１の変調信号入力手段を有するように構
成することができる。また、同じく自分の発音チャネル
と異なる他の発音チャネルにおいて１発音周期前に発生
された変調楽音信号又はPCM楽音信号のいずれかを現在
の発音周期における変調信号として入力する第２の変調
信号入力手段を有するように構成することもできる。In the above arrangement, when a tone synthesis operation is performed by the modulated tone signal generating means in any of the tone generation channels, the modulated tone signal generated one tone cycle before in the tone generation channel is modulated in the current tone cycle. It can be configured to have first modulation signal input means for inputting as a signal. Second modulation signal input means for inputting either a modulated tone signal or a PCM tone signal generated one tone cycle earlier in another tone channel different from the own tone channel as a modulated signal in the current tone cycle. It can also be configured to have
変調楽音信号発生手段から発生される変調楽音信号
は、基本的には搬送信号を所定の関数関係に従って変換
した特性を有し、更に、搬送信号に変調信号が任意の混
合率で混合されることにより、その変調信号で変調され
た変調楽音信号を得られる。これにより、変調楽音信号
の周波数特性として倍音成分を付加させることができ、
実際の楽器の楽音に近い楽音を合成できるほか、個性的
な合成音等も得ることができる。特に、所定の関数関係
として、正弦関数、余弦関数以外の関数関係を設定する
ことにより、出力される変調楽音信号により多くの高次
倍音成分を含ませることができる。その一方、変調楽音
信号は、搬送信号に対する変調信号の混合率が０になる
ように制御された場合に、正弦波又は余弦波となる。こ
れにより、混合率を上記所定の混合率と他の混合率との
間で変化させることにより、変調楽音信号の状態を、高
次倍音成分を含む状態と単一周波数の正弦波波成分又は
余弦波成分のみを含む状態との間で、任意かつ連続的に
制御することができる。The modulated tone signal generated from the modulated tone signal generating means basically has a characteristic obtained by converting a carrier signal according to a predetermined functional relationship, and furthermore, the carrier signal is mixed with the modulation signal at an arbitrary mixing ratio. Thus, a modulated tone signal modulated by the modulation signal can be obtained. Thereby, a harmonic component can be added as a frequency characteristic of the modulated musical tone signal,
In addition to synthesizing musical tones that are close to actual musical tones, it is also possible to obtain individual synthetic tones and the like. In particular, by setting a functional relationship other than the sine function and the cosine function as the predetermined functional relationship, the output modulated tone signal can include more higher harmonic components. On the other hand, the modulated tone signal becomes a sine wave or a cosine wave when the mixing ratio of the modulated signal to the carrier signal is controlled to be zero. Thus, by changing the mixing ratio between the predetermined mixing ratio and another mixing ratio, the state of the modulated musical tone signal is changed to the state including the high-order harmonic component and the sinusoidal wave component or cosine of a single frequency. It is possible to arbitrarily and continuously control between a state including only the wave component.
そして、演奏者は、発音チャネル毎に、上記変調楽音
信号発生手段で楽音を合成するか、PCM楽音信号発生手
段で楽音を合成するかを任意に選択することができ、こ
れに基づいて、制御手段が、それぞれ異なる楽音信号発
生手段をダイナミックに選択し動作させる。従って、発
音チャネルの効率的な使用が可能となる。The player can arbitrarily select, for each sounding channel, whether to synthesize a tone using the modulated tone signal generating means or to synthesize a tone using the PCM tone signal generating means. Means dynamically selecting and operating different tone signal generating means. Therefore, the sound channel can be used efficiently.
この場合、特に、変調楽音信号発生手段が割り当てら
れた発音チャネルにおいて変調楽音信号の特性は、従来
例の周波数変調方式（FM方式）とは異なり、前述の如
く、高次倍音成分を含む状態と単一周波数の正弦波波成
分又は余弦波成分のみを含む状態との間で、任意かつ連
続的に変化し得るため、その発音チャネルにおいて非常
に複雑かつ劇的に変化し得る音色を生成することができ
る。In this case, in particular, the characteristic of the modulated tone signal in the tone generation channel to which the modulated tone signal generating means is assigned is different from the frequency modulation system (FM system) of the conventional example, as described above, in the state including the higher harmonic components. To produce a tone that can be very complex and dramatically variable in its sounding channel, since it can change arbitrarily and continuously between a state containing only a single-frequency sine wave component or a cosine wave component. Can be.
また、PCM楽音信号発生手段が割り当てられた発音チ
ャネルにおいて得られるPCM楽音信号の特性は、自然楽
器の楽音等を記録したものをそのまま使用できるため、
その発音チャネルにおいて自然楽器の楽音等をリアルに
再現した音色を生成することができる。In addition, the characteristics of the PCM tone signal obtained in the sound channel to which the PCM tone signal generating means is assigned can be directly used as a recording of the tone of a natural musical instrument.
It is possible to generate a tone color that realistically reproduces the tone of a natural musical instrument or the like in the sounding channel.
更に、変調楽音信号発生手段が割り当てられた発音チ
ャネルにおいて、第１又は第２の変調信号入力手段によ
って、自分の発音チャネルにおいて１発音周期前に発生
された変調楽音信号、或いは自分の発音チャネルと異な
る他の発音チャネルにおいて１発音周期前に発生された
変調楽音信号又はPCM楽音信号を現在の発音周期におけ
る変調信号として入力させることにより、その発音チャ
ネルにおいて、より複雑な特性を有する変調楽音信号を
得ることができる。Further, in the sound channel to which the modulated tone signal generating means is assigned, the first or second modulated signal input means causes the modulated tone signal generated one sounding cycle before in the own sound channel or the own sound channel. By inputting a modulated tone signal or a PCM tone signal generated one sounding cycle earlier in another different tone generation channel as a modulation signal in the current tone generation cycle, a modulated tone signal having more complicated characteristics can be input in that tone generation channel. Obtainable.
以下、図面を参照しながら本発明の実施例を説明す
る。Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
本実施例で用いる変調方式の説明 本実施例は、PCM方式と変調方式の楽音波形発生方式
を組み合わせた楽音波形発生装置であり、特に、変調方
式として、従来のFM方式とは異なる方式を用いたもので
ある。そこで、本実施例の具体的な構成について説明す
る前に、まず、本実施例で用いる変調方式による楽音波
形発生方式について説明する。Description of Modulation Method Used in this Embodiment This embodiment is a musical sound waveform generator that combines a PCM method and a musical sound wave generation method of a modulation method, and particularly uses a modulation method different from the conventional FM method. It was what was. Therefore, before describing a specific configuration of the present embodiment, first, a tone waveform generation method using a modulation method used in the present embodiment will be described.
第１図は、本発明の基本となる変調方式による楽音波
形発生装置の実施例の構成図である。FIG. 1 is a configuration diagram of an embodiment of a musical tone waveform generator using a modulation system which is a basic of the present invention.
その値が０〜２π〔rad〕の間で順次線形に増加する
搬送波位相角ωctは、搬送波ROM101のアドレスとされて
搬送信号WCを読み出させる。ここで搬送波位相角ω
ctは、角速度ωｃ〔rad/sec〕に時間ｔ〔sec〕を乗じた
値であるが、以後特に言及しない限りは、「ct」をまと
めて添字で表すこととする。The carrier phase angle ω ct whose value sequentially increases linearly between 0 and 2π [rad] is used as the address of the carrier ROM 101 to read the carrier signal W C. Where the carrier phase angle ω
ct is a value obtained by multiplying the angular velocity ω c [rad / sec] by the time t [sec]. Unless otherwise specified, “ ct ” is collectively represented by a subscript.
上記搬送信号WCは、加算器（以下、ADDと呼ぶ）102で
外部から入力する変調信号WMと加算され、その加算波形
WC＋WM〔rad〕は更にデコーダ103でデコードされてデコ
ード出力Ｄを得る。The carrier signal W C is an adder (hereinafter, referred to as ADD) 102 is summed with modulated signal W M inputted from outside, the addition waveform
W C + W M [rad] is further decoded by the decoder 103 to obtain a decoded output D.
上記変調信号WMと前記搬送信号WCは、加算器（以下、
ADDと呼ぶ）102で加算され、その加算波形WC＋WM〔ra
d〕は更にデコーダ103でデコードされてデコード出力Ｄ
を得る。The modulation signal W M and the carrier signal W C is an adder (hereinafter,
ADD), and the added waveform W C + W M [ra
d] is further decoded by the decoder 103 and the decoded output D
Get.
そして、デコード出力ＤはMUL104で振幅係数Ａと乗算
され、最終的な波形出力ｅが得られる。Then, the decoded output D is multiplied by the amplitude coefficient A by the MUL 104 to obtain a final waveform output e.
上記構成の楽音波形発生装置において、まず、搬送波
ROM101には第２図に示す関数波形が記憶されている。
今、πを円周率とし、同図Ｉ、II及びIIIの各領域での
搬送波位相角ωct〔rad〕と搬送信号WC〔rad〕との関係
は、各々、 WC＝（π/2）sinωct ・・（領域I:0≦ωct≦π/2） WC＝π−（π/2）sinωct ・・（領域II:π/2≦ωct≦３π/2） WC＝２π＋（π/2）sinωct ・・（領域III:3π/2≦ωct≦２π） ・・・（３） となる。In the tone wave generator having the above configuration, first, the carrier wave
The ROM 101 stores the function waveforms shown in FIG.
Now, the [pi and pi, the relationship of the carrier signal W and C [rad] and carrier phase angle ωct [rad] in respective regions of the figure I, II and III, respectively, W C = (π / 2 ) sinω ct ·· (region I: 0 ≦ ω ct ≦ π / 2) W C = π- (π / 2) sinω ct ·· ( region II: π / 2 ≦ ω ct ≦ 3π / 2) W C = 2π + (π / 2) sinω ct ·· ( region III: 3π / 2 ≦ ω ct ≦ 2π) becomes (3).
上記（３）式によって演算される搬送信号WC及び外部
からの変調信号WMが加算され、デコーダ103に入力する
ことにより、デコーダ103からデコード出力Ｄが出力さ
れ、更に、これにMUL104で振幅係数Ａが乗算された後の
波形出力ｅは、 ｅ＝Ａ・TRI｛（π/2）sinωct＋WM｝ ・・（０≦ωct≦π/2） ｅ＝Ａ・TRI｛π−（π/2）sinωct＋WM｝ ・・（π/2≦ωct≦３π/2） ｅ＝Ａ・TRI｛２π＋（π/2）sinωct＋WM｝ ・・（３π/2≦ωct≦２π） ・・・（４） となる。但し、TRI（ｘ）は、三角波関数として定義さ
れる。(3) modulating signal W M from the carrier signal W C and the external is calculated by equation is added, by inputting to the decoder 103, decode output D is output from the decoder 103, further, the amplitude in MUL104 thereto The waveform output e after being multiplied by the coefficient A is e = AＡTRI ｛(π / 2) sin ωct + W M ｝ · (0 ≦ ωct ≦ π / 2) e = A · TRI ｛π− ( π / 2) sinω ct + W M} ·· (π / 2 ≦ ω ct ≦ 3π / 2) e = A · TRI {2π + (π / 2) sinω ct + W M} ·· (3π / 2 ≦ ω ct ≦ 2π) (4) Here, TRI (x) is defined as a triangular wave function.
ここで、まず、変調信号WMが０すなわち無変調の場
合、デコーダ103への入力波形は前記（３）式で定まる
搬送信号WCそのものとなる。すなわち、 ｅ＝Ａ・TRI（WC） ・・・（５） である。なお、搬送信号WCと搬送波位相角ωctは、前記
（３）式又は第２図より、第３図の関係Ａで示される。Here, first, when the modulation signal W M is 0, that is unmodulated, the input waveform to the decoder 103 becomes a carrier signal W C itself defined by the equation (3). That is, e = A · TRI (W C ) (5). Note that the carrier signal W C and the carrier phase angle ω ct are represented by the relationship A in FIG. 3 from the equation (3) or FIG.
一方、デコーダ103において演算される三角波関数Ｄ
＝TRI（ｘ）（但し、ｘは入力）は、 Ｄ＝TRI（ｘ）＝（2/π）ｘ ・・（領域I:0≦ｘ≦π/2） Ｄ＝TRI（ｘ）＝−１＋（2/π）（３π/2−ｘ） ・・（領域II:π/2≦ｘ≦３π/2） Ｄ＝TRI（ｘ）＝−１＋（2/π）（ｘ−３π/2） ・・（領域III:3π/2≦ｘ≦２π） ・・・（６） で定義され、第３図の関係Ｂに示す関数である。On the other hand, the triangular wave function D calculated in the decoder 103
= TRI (x) (where x is an input): D = TRI (x) = (2 / π) x (region I: 0 ≦ x ≦ π / 2) D = TRI (x) = − 1+ (2 / π) (3π / 2−x) (region II: π / 2 ≦ x ≦ 3π / 2) D = TRI (x) = − 1+ (2 / π) (x−3π / 2) (Region III: 3π / 2 ≦ x ≦ 2π) (6) This is a function shown in the relationship B in FIG.
第３図の関係Ａ及び関係Ｂからわかるように、デコー
ダ103への入力波形である搬送信号WCと、デコーダ103で
演算される三角波関数Ｄ＝TRI（ｘ）は、前記（３）式
又は（６）式で定義されている各領域Ｉ、II及びIIIに
おいて単調増加関数となっており、従って、前記（３）
式での入力である搬送波位相角ωctと前記（６）式での
入力ｘは、常に同じ区間の値をとることになるので、前
記（３）式、（５）式及び（６）式は、同一区間どうし
で合成できる。すなわち、前記（３）式及び（６）式を
前記（５）式に代入すると、 ｅ＝Ａ・TRI｛（π/2）sinωct｝ ＝Ａ・（2/π）（π/2）sinωct ＝Ａ・sinωct ・・（領域I:0≦ωct≦π/2） ｅ＝Ａ・TRI｛π−（π/2）sinωct｝ ＝Ａ・｛−１＋（2/π）（３π/2−π ＋（π/2）sinωct）｝ ＝Ａ・sinωct ・・（領域II:π/20≦ωct≦３π/2） ｅ＝Ａ・TRI｛２π＋（π/2）sinωct｝ ＝Ａ・｛−１＋（2/π）（２π＋ ＋（π/2）sinωct−３π/2）｝ ＝Ａ・sinωct ・・（領域III:3π/2≦ωct≦２π） ・・・（７） となる。すなわち、無変調時には、搬送波位相角ωctの
いずれの領域に対しても、高次倍音を全く含まない単一
正弦波Ａ・sinωctが出力される。すなわち、例えば振
幅係数Ａ＝１とすれば、無変調時の搬送波位相角ωctと
波形出力ｅとの関係は、第３図の関係Ｃのように単一正
弦波となる。As can be seen from the relationship A and relationship B of FIG. 3, the carrier signal W C is the input waveform to the decoder 103, a triangular wave function D = TRI calculated by the decoder 103 (x), the equation (3) or In each of the regions I, II and III defined by the equation (6), the function becomes a monotonically increasing function.
Since the carrier phase angle ω ct which is the input in the equation and the input x in the above equation (6) always take the same section value, the equations (3), (5) and (6) are used. Can be combined in the same section. That is, by substituting the expression (3) and (6) to (5), e = A · TRI {( π / 2) sinω ct} = A · (2 / π) (π / 2) sinω ct = A · sinω ct ·· (region I: 0 ≦ ω ct ≦ π / 2) e = A · TRI {π- (π / 2) sinω ct} = A · {-1+ (2 / π) (3π / 2−π + (π / 2) sinω ct )｝ = A · sinω ct ·· (region II: π / 20 ≦ ωct ≦ 3π / 2) e = A · TRI ｛2π + (π / 2) sinω ct } = A · {-1+ (2 / π) (2π + + (π / 2) sinω ct -3π / 2)} = A · sinω ct ·· ( region III: 3π / 2 ≦ ω ct ≦ 2π) ··・ (7) That is, at the time of non-modulation, for any region of the carrier phase angle omega ct, single sine wave A · sin .omega ct including no higher harmonics at all is output. That is, if the amplitude coefficient A = 1, for example, the relationship between the carrier phase angle ω ct and the waveform output e at the time of non-modulation is a single sine wave as shown in the relationship C in FIG.
以上の関係より、楽音が減衰して単一正弦波成分のみ
になってゆく過程、あるいは単一正弦波成分のみからな
る楽音の生成を実現するためには、外部から入力する変
調信号WMを時間と共に０に近づければよいことがわか
る。From the above relationship, in order to realize a process in which the musical tone attenuates to become only a single sine wave component, or to generate a musical tone consisting of only a single sine wave component, the modulation signal W M input from the outside is used. It can be seen that it is sufficient to approach 0 with time.
次に、ADD102で搬送信号WCに混合される変調信号WMの
混合率を増加させていった場合の波形出力ｅの変化につ
いて考える。上記混合率を値０から徐々に増加させてゆ
くと、第１図のADD102から出力される加算波形WC＋WMに
は、搬送信号WCのみの成分から徐々に変調信号WMの成分
が重畳されてゆくため、波形出力ｅは、単一正弦波から
徐々に時間軸上で歪んでゆき、周波数軸上では高次の倍
音成分を多く含むように変化してゆく。この場合、デコ
ーダ103での変換関数は元々高次倍音成分を多く含む前
記（６）式又は第３図Ｂに示す三角波であるため、更に
これを変調した場合、周波数特性において10倍音以上の
高次の倍音成分も豊富に含まれ、変調信号WMに応じて複
雑な倍音特性を得ることが可能となっている。また、低
次の倍音成分のパワーも単純な増減ではなく、上記混合
率の変化に応じて複雑な倍音変化を得ることが可能であ
る。そして、従来技術の項で説明した前記（１）式に基
づくFM方式では、11倍音以上の高次の倍音成分を表現す
ることは困難だが、本実施例では30倍音付近の高次の倍
音成分まで表現することが可能である。Next, consider the change in the waveform output e when went increasing mixing ratio of the modulation signal W M that are mixed carrier signal W C in ADD102. When the mixing ratio is gradually increased from the value 0, the added waveform W C + W M output from the ADD 102 in FIG. 1 gradually includes the component of the modulation signal W M from the component of the carrier signal W C alone. Since the waveforms are superimposed, the waveform output e gradually distorts on the time axis from a single sine wave, and changes on the frequency axis so as to include many high-order harmonic components. In this case, since the conversion function in the decoder 103 is originally the triangular wave shown in the equation (6) or the triangular wave shown in FIG. 3B which contains a lot of higher-order harmonic components, when this is further modulated, the frequency characteristic is higher than 10th harmonic. the next harmonic components also is rich, it is possible to obtain a complex harmonic characteristics in accordance with the modulation signal W M. Also, the power of the low-order harmonic components is not a simple increase / decrease, but a complicated harmonic change can be obtained according to the change of the mixing ratio. In the FM method based on the above-mentioned equation (1) described in the section of the prior art, it is difficult to represent a higher harmonic component of 11th harmonic or higher, but in the present embodiment, a higher harmonic component near the 30th harmonic is used. It is possible to express up to
以上の事実より、第１図の基本モジュール１で、変調
信号WMの値を変化させることにより、実際の楽音の場合
と同様に、楽音が減衰して単一正弦波成分のみになって
ゆく過程、あるいは単一正弦波成分のみからなる楽音を
生成することができると共に、周波数成分として高次の
倍音成分まで明確に存在する楽音を容易に生成すること
が可能となる。特に、音程の低い楽音を合成する場合、
すなわち基本周波数（ピッチ周波数）が低く可聴周波数
範囲に多くの高次倍音が含まれ得るような楽音を合成す
る場合に、例えば典型的な例として、ピアノの低音キー
を強演奏したときの数十秒にわたる減衰音は、30次以上
におよぶ高次倍音を豊かに含んでいるが、そのような音
を合成する場合に、第１図の楽音波形発生装置は非常に
有効である。From the above facts, in the basic module 1 of FIG. 1, by changing the value of the modulation signal W M , the tone is attenuated and becomes only a single sine wave component as in the case of the actual tone. It is possible to generate a musical tone composed only of a process or a single sine wave component, and easily generate a musical tone that clearly exists as a frequency component up to a higher harmonic component. In particular, when synthesizing musical sounds with low pitches,
That is, when synthesizing a musical tone whose fundamental frequency (pitch frequency) is low and many high-order harmonics can be included in the audible frequency range, for example, as a typical example, several tens of The decay sound over a second contains richly higher harmonics of the 30th order or more, but when such sounds are synthesized, the musical tone waveform generator shown in FIG. 1 is very effective.
以上の楽音波形発生装置では、前記（６）式又は第３
図の関係Ｂに示す特性を有するデコーダ103に対して、
その波形出力ｅが正弦波となるような前記（３）式又は
第２図若しくは第３図の関係Ａに示すような搬送信号WC
を搬送波ROM101に記憶させることにより、単一正弦波の
生成を可能にしているが、これに限られるものではな
く、デコーダ103で単一正弦波以外の元々倍音成分を含
んでいる関数の演算を行わせ、これに対してそのデコー
ド出力Ｄが正弦波となるような関数を搬送波ROM101に記
憶させることで同様の効果を得ることができる。第４図
（ａ）〜（ｄ）に、デコーダ４で演算される関数及び搬
送波ROM101に記憶される関数の組み合わせの例を示す。
同図において、搬送波位相角ωctと搬送信号WCとを関係
付ける関数が搬送波ROM101に記憶され、入力ｘとデコー
ド出力Ｄとを関係付ける関数がデコーダ103で演算され
る。これにより、変調信号WMの値を０とした場合に、搬
送波ROM101から出力される搬送信号WCがデコーダ103へ
の入力ｘとして入力されることにより、波形出力ｅとし
て単一正弦波を出力させることができる。また、第４図
（ａ）〜（ｄ）に示したようなデコーダ103の関数によ
り、変調深度関数Ｉ（ｔ）の値を０以外にすれば高次倍
音を多く含んだ波形出力ｅを得ることが可能となる。In the above musical tone waveform generator, the expression (6) or the third
For the decoder 103 having the characteristics shown in the relationship B in the figure,
The carrier signal W C as shown in the above equation (3) such that the waveform output e becomes a sine wave or the relationship A in FIG. 2 or FIG.
Is stored in the carrier wave ROM 101, thereby enabling generation of a single sine wave.However, the present invention is not limited to this, and the decoder 103 performs calculation of a function including an original harmonic component other than the single sine wave. The same effect can be obtained by storing a function such that the decoded output D becomes a sine wave in the carrier ROM 101. 4A to 4D show examples of combinations of functions calculated by the decoder 4 and functions stored in the carrier ROM 101. FIG.
In the figure, a function relating the carrier phase angle ω ct and the carrier signal W C is stored in the carrier ROM 101, and a function relating the input x and the decode output D is calculated by the decoder 103. Thus, if the value of the modulation signal W M is 0, by carrier signal W C outputted from carrier wave ROM101 as the input x to the decoder 103, outputs a single sine wave as the waveform output e Can be done. By setting the value of the modulation depth function I (t) to a value other than 0 by the function of the decoder 103 as shown in FIGS. 4 (a) to 4 (d), a waveform output e containing a large number of higher harmonics is obtained. It becomes possible.
上記楽音波形発生装置を基本構成とする後述する本発
明の具体的実施例では、変調信号WMとして、１サンプリ
ング周期前の波形出力ｅ又はPCMによる楽音波形を、ADD
102に入力させることで、デコーダ103への入力とするこ
とで、より高次倍音を多く含む楽音波形等を合成するこ
とができる。In a specific embodiment of the present invention to be described later as basic constituting the musical tone waveform generation apparatus, as a modulation signal W M, the musical sound waveform by one sampling cycle before waveform output e or PCM, ADD
By inputting the signal to the decoder 102 and inputting the signal to the decoder 103, it is possible to synthesize a musical sound waveform or the like containing more higher harmonics.
本発明による電子楽器の具体的実施例の説明 つぎに、上記楽音波形発生装置の原理に基づく、本発
明による電子楽器の具体的実施例を説明する。Description of a specific embodiment of the electronic musical instrument according to the present invention Next, a specific embodiment of the electronic musical instrument according to the present invention based on the principle of the musical tone waveform generator will be described.
第５図は、鍵盤楽器として実現される本発明による電
子鍵盤楽器の全体的な構成図である。本実施例は、第１
図の楽音波形発生装置の構成を基本として、それにPCM
による楽音信号発生回路を併用しているが、以下の説明
では随時第１図等を参照しながら説明する。FIG. 5 is an overall configuration diagram of an electronic keyboard instrument according to the present invention realized as a keyboard instrument. In this embodiment, the first
Based on the configuration of the musical tone generator shown in the figure, PCM
The tone signal generating circuit is also used in the following description, but the following description will be given with reference to FIG.
本実施例は、32ポリフォニックの楽音発生装置であ
り、内部の各回路は、各サンプリング周期毎に32時分割
で動作する。The present embodiment is a tone generator of 32 polyphonic, and each internal circuit operates in 32 time divisions for each sampling period.
コントローラ501は、特には図示しないスイッチ部518
における設定状態及び鍵盤部517から入力するキーコー
ドKC及びベロシティVLの各データに従って、キャリア周
波数CF及びエンベロープ情報ED、FA、PCMスタートアド
レスASP及び搬送スタートアドレスASMを生成・出力す
る。また、コントローラ501は、後述するセレクタ505と
510、508及び512を開閉制御するためのセレクタ制御信
号S0、S1及びS2を出力し、更に、位相データ発生部50
2、エンベロープジェネレータ513及び累算器516等を制
御するための各クロックφ１、φ２、φS1、φS2、
φＬ、φＲ、CTと、パン制御データPANを出力する。The controller 501 includes a switch unit 518 (not shown).
According Each data key code KC and velocity VL inputted from the setting state and the keyboard section 517 of the carrier frequency CF and envelope information ED, FA, generates and outputs the PCM start address A SP and conveyance start address A SM. Further, the controller 501 has a selector 505 to be described later.
It outputs selector control signals S 0 , S 1, and S 2 for opening and closing 510, 508, and 512, and further outputs a phase data generator 50.
2. clocks φ 1 , φ 2 , φ S1 , φ S2 , and φ 1 for controlling the envelope generator 513, the accumulator 516, etc.
φ L , φ R , CT and pan control data PAN are output.
位相データ発生部502は、コントローラ501からセット
されたキャリア周波数CFに基づいて、その周波数のステ
ップ幅ずつ順次増加してゆく位相データPHを生成し、搬
送アドレス発生部503及びPCMアドレス発生部504に供給
する。Based on the carrier frequency CF set from the controller 501, the phase data generation unit 502 generates phase data PH that is sequentially increased by the step width of the frequency, and sends the phase data PH to the carrier address generation unit 503 and the PCM address generation unit 504. Supply.
搬送アドレス発生部503は、位相データPHに基づい
て、セレクタ505の端子Ｂを介して波形ROM506の搬送信
号領域をアクセスするための搬送アドレスωCT（Ｍ）を
発生する。この場合のスタートアドレスは、コントロー
ラ501からの搬送スタートアドレスASMによって指定され
る。The transfer address generation unit 503 generates a transfer address ω CT (M) for accessing the transfer signal area of the waveform ROM 506 via the terminal B of the selector 505 based on the phase data PH. The start address in this case is designated by the transport start address A SM from the controller 501.
PCMアドレス発生部504は、位相データPHに基づいて、
セレクタ505の端子Ａを介して波形ROM506のPCM信号領域
をアクセスするためのPCMアドレスωCT（Ｐ）を発生す
る。この場合のスタートアドレスは、コントローラ501
からのPCMスタートアドレスASPによって指定される。The PCM address generator 504, based on the phase data PH,
A PCM address ω CT (P) for accessing the PCM signal area of the waveform ROM 506 via the terminal A of the selector 505 is generated. In this case, the start address is
It is specified by the PCM start address A SP from.
セレクタ505は、セレクタ制御信号S0に基づいて端子
Ａに入力するPCMアドレスωCT（Ｐ）又は端子Ｂに入力
する搬送アドレスωCT（Ｍ）のいずれかを選択する。The selector 505 selects one of the PCM address ω CT (P) or transport address omega CT input to terminal B to be inputted to the terminal A on the basis of the selector control signal S 0 (M).
波形ROM506は、搬送アドレスωCT（Ｍ）によって搬送
信号領域がアクセスされた場合には、対応する搬送信号
WCを加算器（ADD、以下同じ）507に出力する。PCMアド
レスωCT（Ｐ）によってPCM信号領域がアクセスされた
場合には、対応するPCM信号OPを出力してセレクタ510の
端子Ａに供給する。The waveform ROM 506 stores the corresponding carrier signal when the carrier signal area is accessed by the carrier address ω CT (M).
W C adder outputs the (ADD, hereinafter the same) 507. When the PCM signal area is accessed by the PCM address ω CT (P) is supplied to the terminal A of the selector 510 outputs a corresponding PCM signal O P.
ADD507は、搬送信号WCに、セレクタ508を介して変調
信号WMとして入力するディレイ出力Ｄ又はD-1を加算し
て加算波形WC＋WMを出力し、それを三角波デコーダ509
に供給する。セレクタ508は、コントローラ501からのセ
レクタ制御信号S1に従って端子Ａに入力するディレイ出
力Ｄ又は端子Ｂに入力するディレイ出力D-1のいずれか
を選択する。ADD507 is conveyed to a signal W C, by adding the delay output D or D -1 input as a modulation signal W M and outputs the addition waveform W C + W M via the selector 508, the triangular wave decoder 509 it
To supply. The selector 508 selects one of the delay output D -1 input to the delay output D or terminal B input to the terminal A in accordance with the selector control signals S 1 from the controller 501.
三角波デコーダ509は、加算波形WC＋WMを三角波関数
に従って変換してデコード出力OMを出力し、それをセレ
クタ510の端子Ｂに供給する。この回路構成については
後述する。Triangular wave decoder 509 outputs the decoded output O M an addition waveform W C + W M converts accordance triangular wave function, and supplies it to the terminal B of the selector 510. This circuit configuration will be described later.
セレクタ510は、セレクタ制御信号S0に基づいて端子
Ａに入力するPCM信号OP又は端子Ｂに入力するデコード
出力OMを選択して、乗算器（MUL、以下同じ）511に供給
する。The selector 510 supplies select the decode output O M for input to the PCM signal O P or terminal B input to the terminal A, multiplier (MUL, hereinafter the same) 511 based on the selector control signal S 0.
MUL511は、PCM信号OP又はデコード出力OMにエンベロ
ープを付加するための乗算器であり、上記いずれかの信
号に、セレクタ512を介して入力するエンベロープジェ
ネレータ513からのエンベロープ信号Ｅ又はラッチ515か
らの変調信号D-1のいずれかを乗算することによって、P
CM信号OPに対応するPCM波形出力eP又はデコード出力OM
に対応する変調波形出力eMを出力する。セレクタ512
は、コントローラ501からのセレクタ制御信号S2に従っ
て、端子Ａに入力するエンベロープ信号Ｅ又は端子Ｂに
入力するディレイ出力D-1を選択する。これに対応し
て、エンベロープジェネレータ513は、押鍵時にコント
ローラ501から出力されるアドレスデータFA及び設定デ
ータEDに基づいて、エンベロープ信号Ｅを出力する。エ
ンベロープ信号Ｅは、押鍵からアタックタイムATの時間
でイニシャルレベルILに達し、そこからディケイタイム
DTの時間でサステインレベルSLになり、離鍵までそのレ
ベルを維持し、離鍵後はリリースタイムRTの時間で０レ
ベルになって消音するようん特性を有する。そして、こ
のときのアタックタイムAT、イニシャルレベルIL、ディ
ケイタイムDT、サステインレベルSL及びリリースタイム
RTの各データ値が、押鍵開始時に、コントローラ501か
ら設定データEDとして設定される。各データはアドレス
データFAによって識別される。MUL511 is a multiplier for adding the envelope PCM signal O P or decode output O M, in either of the above signals, the envelope signal E or latch 515 from the envelope generator 513 input via the selector 512 By multiplying any of the modulated signals D- 1
PCM waveform output e P corresponding to CM signal O P or decode output O M
And outputs a modulated waveform output e M corresponding to. Selector 512
According selector control signal S 2 from the controller 501, selects the delay output D -1 input to the envelope signal E or terminal B input to the terminal A. In response, the envelope generator 513 outputs an envelope signal E based on the address data FA and the setting data ED output from the controller 501 when a key is pressed. The envelope signal E reaches the initial level IL at the time of the attack time AT from the key depression, and the decay time from there.
At the time of DT, the sustain level SL is reached, the level is maintained until the key is released, and after the key is released, the level becomes 0 at the time of the release time RT and the sound is muted. At this time, the attack time AT, initial level IL, decay time DT, sustain level SL, and release time
Each data value of RT is set as setting data ED from the controller 501 at the start of key pressing. Each data is identified by the address data FA.
次に、第６図に第５図の三角波デコーダ509の実施例
を示す。同図において、11ビットの入力A0〜A10は第５
図の加算波形WC＋WMに対応し、10ビットの出力B0〜B9は
第５図のデコード出力OMに対応する。Next, FIG. 6 shows an embodiment of the triangular wave decoder 509 of FIG. In the figure, 11-bit inputs A0 to A10
Corresponds to an addition waveform W C + W M in Fig, 10-bit output B0~B9 corresponds to the decode output O M of FIG. 5.
＃９のEOR601の２つの各入力端子には、第５図のアダ
ー508からの10ビット目及び最上位ビットの加算波形A9
及びA10が入力し、この出力は＃０〜＃８のEOR601の各
第１の入力端子に入力する。また、＃０〜＃８のEOR601
の各第２の入力端子には０〜８ビットの加算波形A0〜A8
が入力する。The two input terminals of the # 9 EOR 601 are provided with the addition waveform A9 of the 10th bit and the most significant bit from the adder 508 in FIG.
And A10 are input, and this output is input to each first input terminal of the EOR 601 of # 0 to # 8. Also, EOR601 of # 0 to # 8
Of each of the second input terminals are added waveforms A0 to A8 of 0 to 8 bits.
Enter.
上記＃０〜＃８のEOR601の各出力はデコード出力B0〜
B8として、また、最上位ビットの加算波形A10は符号ビ
ットを表す最上位ビットのデコード出力B9として第５図
の乗算器510に出力される。The outputs of EOR601 of # 0 to # 8 are decoded outputs B0 to
As B8, the addition waveform A10 of the most significant bit is output to the multiplier 510 in FIG. 5 as a decoded output B9 of the most significant bit representing the sign bit.
上記実施例の動作を以下に説明する。 The operation of the above embodiment will be described below.
今、加算波形A0〜A10で定まる値Ｚが時間経過に正比
例して順次増加すると仮定し、加算波形A0〜A10のフル
レンジで１周期分すなわち０〜２π〔rad〕の位相角を
指定できるとする。そして、まず第１の場合として、加
算波形の最上位ビットA10と10ビット目A9の論理の組み
合わせ（A10、A9）が（０、０）となる場合は、加算波
形A0〜A10の示す値が０からフルレンジの４分の１すな
わちπ/2〔rad〕まで変化する場合である。そして、こ
の範囲では＃９のEOR601の出力は論理０となるため、＃
０〜＃８のEOR601に入力する加算波形A0〜A8が時間経過
と共に順次増加するに従って、それと全く同様の波形が
下位９ビットのデコード出力B0〜B8として現れる。更
に、符号ビットである最上位ビットのデコード出力B9
は、最上位ビットの加算波形A10に等しく論理０であ
り、従って、上記範囲では正のデコード出力を生成す
る。これを式で表すと、前記デコード出力B0〜B9で定ま
る値をＷとすれば、 Ｗ＝Ｚ 但し、（０≦Ｚ≦π/2） ・・・（８） となる。Now, it is assumed that the value Z determined by the added waveforms A0 to A10 sequentially increases in direct proportion to the passage of time, and it is assumed that a phase angle of one cycle, that is, 0 to 2π [rad] can be designated in the full range of the added waveforms A0 to A10. . Then, as a first case, when the combination (A10, A9) of the logic of the most significant bit A10 and the tenth bit A9 of the added waveform is (0, 0), the values indicated by the added waveforms A0 to A10 are In this case, the value changes from 0 to a quarter of the full range, that is, π / 2 [rad]. In this range, the output of the EOR 601 of # 9 is logic 0,
As the added waveforms A0 to A8 input to the EORs 601 to 0 # 8 sequentially increase with the passage of time, exactly the same waveforms appear as decoded outputs B0 to B8 of the lower 9 bits. Furthermore, the decoding output B9 of the most significant bit which is a sign bit
Is a logic 0, equal to the most significant bit summation waveform A10, and thus produces a positive decoded output in the above range. When this is represented by an equation, assuming that the value determined by the decode outputs B0 to B9 is W, W = Z where (0 ≦ Z ≦ π / 2) (8).
第２の場合として、（A10、A9）＝（０、１）となる
場合は、加算波形A0〜A10の示す値が、π/2〜π〔rad〕
まで変化する場合である。そして、この範囲では＃９の
EOR601の出力は論理１となるため、＃０〜＃８のEOR601
に入力する加算波形A0〜A8が時間経過と共に順次増加す
るに従って、それと全く逆の関係で順次減少する波形が
下位９ビットのデコード出力B0〜B8として出力される。
更に、符号ビットである最上位ビットのデコード出力B9
は、最上位ビットの加算波形A10に等しく論理０であ
り、従って、上記範囲では正のデコード出力を生成す
る。これを式で表すと、 Ｗ＝−Ｚ＋π 但し、（π/2≦Ｚ≦π） ・・・（９） となる。As a second case, when (A10, A9) = (0, 1), the values of the added waveforms A0 to A10 are π / 2 to π [rad].
It is the case that changes up to. And in this range, # 9
Since the output of EOR601 is logic 1, EOR601 of # 0 to # 8
As the added waveforms A0 to A8 sequentially input to the input device sequentially increase with time, waveforms which sequentially decrease in a completely opposite relationship are output as lower 9-bit decoded outputs B0 to B8.
Furthermore, the decoding output B9 of the most significant bit which is a sign bit
Is a logic 0, equal to the most significant bit summation waveform A10, and thus produces a positive decoded output in the above range. When this is represented by an equation, W = −Z + π, where (π / 2 ≦ Z ≦ π) (9).
第３の場合として、（A10、A9）＝（１、０）となる
場合は、加算波形A0〜A10の示す値が、π〜３π/2〔ra
d〕まで変化する場合である。そして、この範囲では＃
９のEOR601の出力は前記第２の場合と同様に論理１とな
るため、＃０〜＃８のEOR601の状態も前記第２の場合と
同様で、入力する加算波形A0〜A8が時間経過と共に順次
増加するに従って、それと全く逆の関係で順次減少する
波形が下位９ビットのデコード出力B0〜B8として出力さ
れる。一方、符号ビットである最上位ビットのデコード
出力B9は、最上位ビットの加算波形A10が論理１に変化
したため、上記範囲では負のデコード出力を生成する。
これを式で表すと、 Ｗ＝−Ｚ＋π 但し、（π≦Ｚ≦３π/2） ・・・（10） となる。As a third case, when (A10, A9) = (1, 0), the values indicated by the added waveforms A0 to A10 are π to 3π / 2 [ra
d). And in this range #
Since the output of the EOR 601 of No. 9 becomes logic 1 similarly to the second case, the state of the EOR 601 of # 0 to # 8 is also the same as that of the second case, and the added waveforms A0 to A8 to be input are changed with time. Waveforms which sequentially decrease in a completely opposite relationship as they sequentially increase are output as decode outputs B0 to B8 of lower 9 bits. On the other hand, the decoded output B9 of the most significant bit, which is the sign bit, generates a negative decoded output in the above range because the addition waveform A10 of the most significant bit has changed to logic 1.
This is represented by the following equation: W = −Z + π (π ≦ Z ≦ 3π / 2) (10)
第４の場合として、（A10、A9）＝（１、１）となる
場合は、加算波形A0〜A10の示す値が、３π/2〜２π〔r
ad〕まで変化する場合である。そして、この範囲では＃
９のEOR601の出力は前記第１の場合と同様に論理０とな
るため、＃０〜＃８のEOR601の状態も前記第１の場合と
同様で、入力する加算波形A0〜A8が時間経過と共に順次
増加するに従って、それと全く同様の波形が下位９ビッ
トのデコード出力B0〜B8として出力される。一方、符号
ビットである最上位ビットのデコード出力B9は、最上位
ビットの加算波形A10が論理１であるため、上記範囲に
おいては負のデコード出力を生成する。これを式で表す
と、 Ｗ＝Ｚ−２π 但し、（３π/2≦Ｚ≦２π） ・・・（11） となる。As a fourth case, when (A10, A9) = (1, 1), the values indicated by the added waveforms A0 to A10 are 3π / 2 to 2π [r
ad]. And in this range #
Since the output of the EOR 601 of No. 9 becomes logic 0 as in the first case, the states of the EORs 601 of # 0 to # 8 are also the same as in the first case, and the added waveforms A0 to A8 to be inputted with the lapse of time. As the number increases sequentially, the same waveform is output as the lower 9-bit decoded outputs B0 to B8. On the other hand, the decoded output B9 of the most significant bit, which is the sign bit, generates a negative decoded output in the above range because the addition waveform A10 of the most significant bit is logic 1. This is represented by the following equation: W = Z−2π (3π / 2 ≦ Z ≦ 2π) (11)
以上の第１〜第４の場合に対応する（８）〜（11）式
をまとめると、 Ｗ＝Ｚ 但し、（０≦Ｚ≦π/2） Ｗ＝−Ｚ＋π 但し、（π/2≦Ｚ≦３π/2） Ｗ＝Ｚ−２π 但し、（３π/2≦Ｚ≦２π） ・・・（12） となる。To summarize the equations (8) to (11) corresponding to the above first to fourth cases, W = Z where (0 ≦ Z ≦ π / 2) W = −Z + π where (π / 2 ≦ Z ≦ 3π / 2) W = Z−2π (3π / 2 ≦ Z ≦ 2π) (12)
ここで、第１図のデコーダ103の特性として既に示し
た前記（７）式を変形すると、 Ｄ＝（2/π）ｘ ・・（０≦ｘ≦π/2） Ｄ＝（2/π）（−ｘ＋π） ・・（π/2≦ｘ≦３π/2） Ｄ＝（2/π）（ｘ−２π） ・・（３π/2≦ｘ≦２π） ・・・（13） となる。上記（13）式と前記（12）式を比較すると、入
出力の関係は、全体的なゲインが2/π異なるだけで、実
質的に全く同じ関係であり、従って、第７図に示される
第５図の三角波デコーダ509は、前記（７）式の特性で
示される第１図のデコーダ103と全く同様に動作するこ
とがわかる。Here, by modifying the equation (7) already shown as the characteristic of the decoder 103 in FIG. 1, D = (2 / π) x (0 ≦ x ≦ π / 2) D = (2 / π) (−x + π) ·· (π / 2 ≦ x ≦ 3π / 2) D = (2 / π) (x−2π) ··· (3π / 2 ≦ x ≦ 2π) (13) Comparing the above equations (13) and (12), the input / output relationship is substantially exactly the same except that the overall gain is different by 2 / π, and is therefore shown in FIG. It can be seen that the triangular wave decoder 509 shown in FIG. 5 operates in exactly the same manner as the decoder 103 shown in FIG.
ここまでの構成において、コントローラ501から出力
されるセレクタ制御信号S0によりセレクタ505及び510の
各端子Ａが選択された場合、PCM方式による楽音合成が
行われる。すなわち、位相データ発生部502からは、コ
ントローラ501からのキャリア周波数CFに対応した繰り
返し周期で、第８図（ａ）の如き位相データPHが発生さ
れる。そして、この位相データPHと、コントローラ501
からのPCMスタートアドレスASPによって、第８図（ｂ）
の如きPCMアドレスωCT（Ｐ）が発生される。この例の
場合、PCMスタートアドレスASPは1500H（Ｈは16進数を
表す）である。これにより、第７図に例示される波形RO
M506のアドレス1500Hから順に、＃１番のPCM信号OPが第
８図（ｃ）の如く読み出される。そして、MUL511で、PC
M信号OPにエンベロープが付加されることにより、PCM方
式による楽音合成が行われる。In the configuration thus far, if the terminals A of the selectors 505 and 510 is selected by the selector control signal S 0 output from the controller 501, tone synthesis by the PCM method is performed. That is, the phase data generator 502 generates the phase data PH as shown in FIG. 8A at a repetition period corresponding to the carrier frequency CF from the controller 501. Then, the phase data PH and the controller 501
The PCM start address A SP from, FIG. 8 (b)
The PCM address ω CT (P) is generated. In this example, PCM start address A SP is 1500H (H indicates a hexadecimal number). Thus, the waveform RO illustrated in FIG.
Sequentially from M506 address 1500H, PCM signal O P of # 1 No. is read as FIG. 8 (c). And with MUL511, PC
By envelope is added to the M signal O P, tone synthesis by the PCM method is performed.
一方、コントローラ501から出力されるセレクタ制御
信号S0によりセレクタ505及び510の各端子Ｂが選択され
た場合、第１図の変調方式による楽音合成が行われる。
すなわち、位相データ発生部502からは、コントローラ5
01からのキャリア周波数CFに対応した繰り返し周期で、
第９図（ａ）の如き位相データPHが発生される。そし
て、この位相データPHと、コントローラ501からの搬送
スタートアドレスASMにより、第９図（ｂ）の如き搬送
アドレスωCT（Ｍ）が発生される。この例の場合、搬送
スタートアドレスASMは0000Hである。これにより、第７
図に例示される波形ROM506のアドレス0000Hから順に、
第２図の特性を有する搬送信号WCが第９図（ｃ）の如く
繰り返し読み出される。この場合、波形ROM506は第１図
の搬送波ROM101に対応し、ADD507は第１図のADD105に対
応し、三角波デコーダ509は第１図のデコーダ103に対応
し、MUL511は第１図のMUL104に対応する構成となって、
第１図で説明した変調方式による楽音合成が行われる。On the other hand, when each terminal B of the selector 505 and 510 by the selector control signal S 0 output from the controller 501 is selected, tone synthesis by the modulation system of Figure 1 is performed.
That is, from the phase data generation unit 502, the controller 5
With a repetition cycle corresponding to the carrier frequency CF from 01,
Phase data PH as shown in FIG. 9A is generated. Then, the phase data PH, by the transfer start address A SM from the controller 501, such as the transport address omega CT of FIG. 9 (b) (M) is generated. In this example, the transport start address ASM is 0000H. As a result, the seventh
In order from the address 0000H of the waveform ROM 506 illustrated in the figure,
Carrier signal W C having the characteristic of FIG. 2 is repeatedly read out as FIG. 9 (c). In this case, the waveform ROM 506 corresponds to the carrier ROM 101 of FIG. 1, the ADD 507 corresponds to the ADD 105 of FIG. 1, the triangular wave decoder 509 corresponds to the decoder 103 of FIG. 1, and the MUL 511 corresponds to the MUL 104 of FIG. Configuration
Music tone synthesis by the modulation method described with reference to FIG. 1 is performed.
ここで、第５図の本実施例の回路全体は、鍵盤部517
の押鍵操作に基づいて、32音を並列して発音可能であ
り、そのために本実施例は、１楽音発音周期である各サ
ンプリング周期毎に、32時分割で動作する。すなわち、
位相データ発生部502は、特には図示しないが、キャリ
ア周波数CFを32発音チャネル分保持するレジスタと、そ
れに基づく各発音チャネル毎の累算値を保持する32ステ
ージのシフトレジスタを内蔵し、コントローラ501から
出力されるクロックφ１、φ２に従って、各発音チャネ
ル毎に独立して累算動作を行い、各発音チャネルに対応
する時分割タイミングで、その発音チャネルに対応する
第８図（ａ）又は第９図（ａ）の如き位相データPHを出
力する。同様に、エンベロープジェネレータ513も、ア
ドレスデータFAと設定データEDを32発音チャネル分保持
するレジスタと、それに基づく各発音タイミング（サン
プリング周期）毎のエンベロープ値を保持する32ステー
ジのシフトレジスタを内蔵し、コントローラ501から出
力されるクロックφ１、φ２に従って、各発音チャネル
毎に独立したエンベロープ信号Ｅを出力する。また、PC
Mアドレス発生部504も、PCMスタートアドレスASPを32発
音チャネル分保持するレジスタと、それに基づく各発音
タイミング毎のPCMアドレスωCT（Ｐ）の累算値（第８
図（ｂ）参照）を保持する32ステージのシフトレジスタ
を内蔵し、各発音チャネル毎に独立したPCMアドレスω
CT（Ｐ）を発生する。更に、搬送アドレス発生部503
は、各発音チャネル毎の位相データPHを所定の係数で除
算し、これに固定された搬送スタートアドレスASMを加
算したデータとして、各発音チャネル毎に第９図（ｂ）
の如き搬送アドレスωCT（Ｍ）を繰り返し読み出す回路
として構成される。Here, the entire circuit of the present embodiment shown in FIG.
32 keys can be generated in parallel on the basis of the key-pressing operation described above. For this reason, the present embodiment operates in 32 time divisions for each sampling period, which is one musical sound generation period. That is,
Although not shown, the phase data generator 502 includes a register for holding the carrier frequency CF for 32 sounding channels, and a 32-stage shift register for holding an accumulated value for each sounding channel based on the register. In accordance with the clocks φ 1 and φ 2 output from, an accumulation operation is performed independently for each sounding channel, and at time-division timing corresponding to each sounding channel, FIG. The phase data PH as shown in FIG. 9A is output. Similarly, the envelope generator 513 also includes a register for holding the address data FA and the setting data ED for 32 sounding channels, and a 32-stage shift register for holding an envelope value for each sounding timing (sampling cycle) based on the register. In accordance with the clocks φ 1 and φ 2 output from the controller 501, an independent envelope signal E is output for each sounding channel. Also PC
The M address generation unit 504 also includes a register for holding the PCM start address ASP for 32 tone generation channels, and an accumulated value of the PCM address ω CT (P) for each tone generation timing based on the register (the eighth value).
(See Fig. (B).) The PCM address ω is independent for each tone generation channel.
Generate CT (P). Further, the transport address generation unit 503
Is the phase data PH for each sound channel is divided by a predetermined coefficient, a fixed conveyed start address A SM as by adding data to this, Figure 9 for each sound channel (b)
As a circuit for repeatedly reading the transfer address ω CT (M).
そして、コントローラ501は、鍵盤部517からの鍵盤部
517において１回の押鍵動作が行われる毎に、その押鍵
動作を32チャネルの発音チャネルのうち１チャネルに割
り当て、対応するキャリア周波数CFを位相データ発生部
502内のレジスタに出力すると共に、対応するアドレス
データFA及び設定データEDをエンベロープジェネレータ
513内のレジスタに出力し、更に、対応するPCMスタート
アドレスASPをPCMアドレス発生部504のレジスタに出力
する。なお、搬送アドレス発生部503に出力される搬送
スタートアドレスASMは固定値である。これにより、位
相データ発生部502及びエンベロープジェネレータ513
は、割り当てられた発音チャネルに対応する時分割タイ
ミングで、位相データPH及びエンベロープ信号Ｅの発生
を開始し、更にそれに基づいて搬送アドレス発生部503
及びPCMアドレス発生部504が搬送アドレスωCT（Ｍ）及
びPCMアドレスωCT（Ｐ）の発生を開始して、その発音
チャネルにおける楽音合成が開始される。And the controller 501 is a keyboard unit from the keyboard unit 517.
Each time one key pressing operation is performed in 517, the key pressing operation is assigned to one of the 32 sounding channels, and the corresponding carrier frequency CF is assigned to the phase data generation unit.
Output to the register in 502 and the corresponding address data FA and setting data ED
Output to register 513, and further outputs a corresponding PCM start address A SP in the register of the PCM address generation unit 504. The transport start address A SM output to the transport address generator 503 is a fixed value. Thus, the phase data generator 502 and the envelope generator 513
Starts the generation of the phase data PH and the envelope signal E at the time-division timing corresponding to the assigned sounding channel, and further, based on it, the transport address generation unit 503
And the PCM address generation unit 504 starts generating the transport address ω CT (M) and the PCM address ω CT (P), and the tone synthesis in the sounding channel is started.
これと共に、コントローラ501は、セレクタ制御信号S
0を、各発音チャネル毎に制御する。これにより、各発
音チャネル毎にセレクタ505と510の接続状態が変更さ
れ、PCM方式で楽音合成を行うか、第１図の原理構成に
基づく変調方式で楽音合成を行うかが選択される。At the same time, the controller 501 sends the selector control signal S
0 is controlled for each sounding channel. As a result, the connection state of the selectors 505 and 510 is changed for each sounding channel, and a selection is made as to whether to perform tone synthesis by the PCM method or to perform tone synthesis by the modulation method based on the principle configuration shown in FIG.
以上の構成に加えて、第５図の実施例は、PCM波形出
力eP又は変調波形出力eMを、各発音チャネル毎に１サン
プリング周期分（１データずつ）保持するシフトレジス
タ514を有する。このシフトレジスタ514は、コントロー
ラ501からのクロックφ１及びφ２に従ってデータのシ
フト動作を行う。そして、シフトレジスタ514からのデ
ィレイ出力Ｄは、セレクタ508の端子Ｂを介して変調信
号WMとしてADD507に入力される。これにより、任意の発
音チャネルにおいて変調方式による楽音合成が行われて
いる場合に、自発音チャネルの１サンプリング周期前の
変調波形出力eMを変調信号WMとして変調をかけることが
でき、非常に深く変調のかかった変調波形出力eMを得る
ことができる。In addition to the above configuration, the embodiment of FIG. 5 includes a shift register 514 that holds the PCM waveform output e P or the modulated waveform output e M for each sampling channel for one sampling period (one data at a time). The shift register 514 performs a shifting operation of the data according to the clock phi 1 and phi 2 from the controller 501. Then, the delay output D from the shift register 514 is inputted to ADD507 as a modulation signal W M via the terminal B of the selector 508. Thereby, when the tone synthesis by the modulation method is performed in an arbitrary sounding channel, the modulation waveform output e M one sampling cycle before the self sounding channel can be modulated as the modulation signal W M. A modulated waveform output e M that is deeply modulated can be obtained.
上述の動作の具体的な動作タイミングチャートの例を
第10図に示す。同図は、偶数番号の発音チャネルでPCM
方式による楽音合成を行い、奇数番号の発音チャネルで
変調方式による楽音合成を行う例である。FIG. 10 shows an example of a specific operation timing chart of the above operation. The figure shows PCM on even-numbered sound channels.
This is an example in which tone synthesis is performed by a modulation method and tone synthesis is performed by a modulation method on odd-numbered sounding channels.
位相データPH、PCMアドレスωCT（Ｐ）、搬送アドレ
スωCT（Ｍ）、搬送信号WC、PCM信号OP、加算波形WC＋W
M、デコード出力OM、PCM波形出力eP、変調波形出力eM及
びエンベロープ信号Ｅは、それぞれ、第10図（ａ）の０
〜32の各時分割タイミングにおいて、その時分割タイミ
ングの発音チャネルに対応する各データを出力する。ま
た、シフトレジスタ514からは、第10図（ｄ）の如く、
第10図（ａ）の０〜32と同じ時分割タイミングで１サン
プリング周期前のPCM波形出力eP（偶数発音チャネル）
又は変調波形出力eM（奇数発音チャネル）がディレイ出
力Ｄとして出力される。第10図（ｅ）のラッチ515から
のディレイ出力D-1についてはこの例では考えない。セ
レクタ制御信号S0は、第10図（ｆ）の如く、第10図
（ａ）の偶数番号の発音チャネルの時分割タイミングで
はセレクタ505及び510に各端子Ａを選択させ、奇数番号
の発音チャネルの時分割タイミングでは各端子Ｂを選択
させる。また、セレクタ制御信号S1は、第10図（ｇ）の
如く、セレクタ508に端子Ｂから入力するディレイ出力
Ｄを常に選択させる。そして、セレクタ制御信号S2は、
第10図（ｈ）の如く、セレクタ512に端子Ａから入力す
るエンベロープ信号Ｅを常に選択させる。位相データ発
生部502、エンベロープジェネレータ513及びシフトレジ
スタ514は、第10図（ｂ）、（ｃ）に示されるクロック
φ１、φ２に従って、第10図（ａ）の各時分割タイミン
グに同期して動作する。Phase data PH, PCM address ω CT (P), carrier address ω CT (M), carrier signal W C , PCM signal O P , added waveform W C + W
M , decode output O M , PCM waveform output e P , modulation waveform output e M, and envelope signal E are respectively 0
In each of the time division timings of ~ 32, each data corresponding to the sounding channel of the time division timing is output. Also, from the shift register 514, as shown in FIG.
PCM waveform output e P (one even sounding channel) one sampling period before at the same time division timing as 0 to 32 in FIG. 10 (a)
Alternatively, the modulation waveform output e M (odd number generation channel) is output as the delay output D. The delay output D- 1 from the latch 515 in FIG. 10 (e) is not considered in this example. The selector control signal S 0 is, as FIG. 10 (f), the time division timing of the sound channel of the even number of FIG. 10 (a) to select each terminal A to the selector 505 and 510, the sound channel of the odd-numbered The terminal B is selected at the time division timing. The selector control signals S 1 are as FIG. 10 (g), always to select the delay output D input to the selector 508 from the terminal B. The selector control signal S 2 is
As shown in FIG. 10H, the selector 512 is always made to select the envelope signal E input from the terminal A. Phase data generation unit 502, the envelope generator 513 and the shift register 514, FIG. 10 (b), synchronized with each time division timing of the clock phi 1 shown (c), the following phi 2, FIG. 10 (a) Works.
以上の動作タイミングで示される動作例により、第10
図（ａ）の偶数番号の発音チャネルにおいては、PCMア
ドレス発生部504からのPCMアドレスωCT（Ｐ）がセレク
タ505を介して波形ROM506に入力する。そして、そこか
ら出力されるPCM信号OPがセレクタ510を介してMUL511に
入力し、ここでエンベロープ信号Ｅによるエンベロープ
が付加され、PCM波形出力ePが得られる。これにより、P
CM方式による楽音合成が実行される。また、第10図
（ａ）の奇数番号の発音チャネルにおいては、搬送アド
レス発生部503からの搬送アドレスωCT（Ｍ）がセレク
タ505を介して波形ROM506に入力することにより搬送信
号WCが出力される。そして、ADD507において搬送信号WC
に自発音チャネルの１サンプリング周期前のディレイ出
力Ｄ（変調波形出力eM）が変調信号WMとして加算され、
それにより得られた加算波形WC＋WMが三角波デコーダ50
9に入力する。そして、三角波デコーダ509からのデコー
ド出力OMが、セレクタ510を介してMUL511に入力し、こ
こでエンベロープ信号Ｅによるエンベロープが付加さ
れ、変調波形出力eMが得られる。これにより、変調方式
による楽音合成が実行される。By the operation example shown by the above operation timing, the tenth
In the even-numbered tone generation channels in FIG. 9A, the PCM address ω CT (P) from the PCM address generator 504 is input to the waveform ROM 506 via the selector 505. Then, PCM signal O P is input to MUL511 through the selector 510 to be output therefrom, wherein the additional envelope by the envelope signal E, PCM waveform output e P is obtained. This gives P
Music tone synthesis by the CM method is executed. In the sound channel of the odd number of the 10 view (a), the carrier signal W C is output by the transport address from the transport address generator 503 ω CT (M) is input to the waveform ROM506 via the selector 505 Is done. Then, in the ADD507, the carrier signal W C
And a delay output D (modulation waveform output e M ) one sampling cycle before the self sounding channel is added as a modulation signal W M ,
The resulting added waveform W C + W M is converted to a triangular wave decoder 50.
Enter 9 The decode output O M from the triangular wave decoder 509 are input to MUL511 through the selector 510, where it is added an envelope by the envelope signal E, the modulated waveform output e M can be obtained. As a result, tone synthesis by the modulation method is executed.
上述のようにして得られたPCM波形出力eP又は変調波
形出力eMは、シフトレジスタ514からのディレイ出力Ｄ
として累算器516に出力され、後述する動作によって左
チャネル出力Ｌと右チャネル出力Ｒに振り分けられ、各
D/A変換器519（Ｌ、Ｒ）及びローパスフィルタ（LPF、
以下同じ）520（Ｌ、Ｒ）でアナログ楽音信号に変換さ
れた後に、各アンプ521（Ｌ、Ｒ）で増幅され、各スピ
ーカ522（Ｌ、Ｒ）から放音される。The PCM waveform output e P or the modulated waveform output e M obtained as described above is the delay output D from the shift register 514.
Are output to the accumulator 516, and are divided into a left channel output L and a right channel output R by an operation described later.
D / A converter 519 (L, R) and low-pass filter (LPF,
After conversion into an analog tone signal at 520 (L, R), the signal is amplified by each amplifier 521 (L, R) and emitted from each speaker 522 (L, R).
続いて、第５図の実施例は、上記シフトレジスタ514
からのディレイ出力Ｄを更に１時分割タイミングだけ保
持するラッチ515を有する。このラッチ515は、コントロ
ーラ501からのクロックφ１及びφ２に従って１時分割
タイミング分の遅延動作を行う。そして、ラッチ515か
らのディレイ出力D-1は、セレクタ508の端子Ａを介して
変調信号WMとしてADD507に入力される。これにより、任
意の発音チャネルにおいて変調方式による楽音合成が行
われている場合に、他の発音チャネルの１サンプリング
周期前の変調波形出力eM又はPCM波形出力ePを変調信号W
Mとして変調をかけることができ、更に効果的に変調の
かかった変調波形出力eMを得ることができる。特に、波
形ROM506のPCM信号領域に、正弦波、鋸歯状波、矩形波
等の様々な関数波形を記憶しておき、これらをPCM波形
出力ePとして読み出し、かつ、後述する如くそれらの関
数波形が累算器516から直接出力されないように制御す
ることにより、PCM波形出力ePを遅延させたディレイ出
力D-1として様々な関数波形の変調信号WMを与えること
もできる。そして、この場合の変調信号WMの強さは、PC
M信号OPに対してMUL511において付加されるエンベロー
プ信号Ｅによって制御できる。Subsequently, the embodiment of FIG.
And a latch 515 for further holding the delay output D from the CPU for one time division timing. The latch 515 performs the delay operation for one time division timing component in accordance with the clock phi 1 and phi 2 from the controller 501. Then, the delay output D -1 from the latch 515 is input to the ADD507 as a modulation signal W M via the terminal A of the selector 508. Thus, when tone synthesis by a modulation method is performed in an arbitrary sounding channel, the modulation waveform output e M or the PCM waveform output e P one sampling cycle before another sounding channel is output to the modulation signal W.
Can be modulated as M, it is possible to obtain the modulated waveform output e M further hazy effectively modulated. In particular, the PCM signal area of the waveform ROM 506, a sine wave, sawtooth wave, stores the various function waveform of the rectangular wave or the like, reads them as PCM waveform output e P, and their function waveform as will be described later There by controlling so as not to be directly output from the accumulator 516 may also provide a modulated signal W M of the various function waveform as a delay output D -1 obtained by delaying the PCM waveform output e P. And the intensity of the modulation signal W M in this case is equal to PC
It can be controlled by the envelope signal E that is added in MUL511 against M signal O P.
更に、本実施例では、コントローラ501が、エンベロ
ープジェネレータ513から、押鍵開始以後のエンベロー
プの制御状態を示すエンベロープ制御状態信号ADSRを取
り込むことにより、任意の発音チャネルにおいて、押鍵
開始以後のエンベロープの制御状態に応じて、セレクタ
制御信号S0の状態を変化させることができる。これによ
り、例えばアタック区間、ディケイ区間、サスティーン
区間及びリリース区間等のそれぞれにおいて、楽音合成
方式を変化させることも可能である。Further, in this embodiment, the controller 501 fetches the envelope control state signal ADSR indicating the control state of the envelope after the start of the key press from the envelope generator 513, so that the envelope of the envelope after the start of the key press on any sounding channel. in accordance with the control state, it is possible to change the state of the selector control signal S 0. Thus, for example, in each of the attack section, the decay section, the sustain section, and the release section, the tone synthesis method can be changed.
上述の動作の具体的な動作タイミングチャートの例を
第11図に示す。同図は、第10図と同様、偶数番号の発音
チャネルでPCM方式による楽音合成を行い、奇数番号の
発音チャネルで変調方式による楽音合成を行う例であ
る。FIG. 11 shows an example of a specific operation timing chart of the above operation. In this example, as in FIG. 10, a tone synthesis by the PCM method is performed on even-numbered sounding channels, and a tone synthesis by a modulation method is performed on odd-numbered sounding channels.
ここで、第11図（ａ）〜（ｆ）及び（ｈ）は、第10図
（ａ）〜（ｆ）及び（ｈ）と同じである。但し、本動作
例においては、第11図（ａ）の31番の発音チャネルにつ
いて、第５図のコントローラ501がエンベロープジェネ
レータ513からのエンベロープ制御状態信号ADSRを取り
込んでいる。そして、コントローラ501がアタック、デ
ィケイ、サスティーン及びリリースの各区間を判別する
ことにより、第11図（ｇ）の如く、アタック区間Ａ及び
リリース区間Ｒでは、セレクタ508が端子Ａに入力する
ディレイ出力D-1を選択するようにセレクタ制御信号S1
を制御し、ディケイ区間Ｄ及びサスティーン区間Ｓで
は、セレクタ508が端子Ｂに入力するディレイ出力Ｄを
選択するようにセレクタ制御信号S1を制御する。Here, FIGS. 11 (a) to (f) and (h) are the same as FIGS. 10 (a) to (f) and (h). However, in this operation example, the controller 501 in FIG. 5 takes in the envelope control state signal ADSR from the envelope generator 513 for the 31st sound channel in FIG. 11 (a). Then, the controller 501 discriminates each of the attack, decay, sustain and release sections, and as shown in FIG. 11 (g), in the attack section A and the release section R, the selector 508 inputs the delay output to the terminal A. Selector control signal S 1 to select D -1
Controls, the decay interval D and sustain period S, controls the selector control signals S 1 to select the delay output D of the selector 508 is input to the terminal B.
以上の動作タイミングで示される動作例により、第11
図（ａ）の31番の発音チャネルにおいては、アタック区
間Ａ及びリリース区間Ｒでは、１サンプリング周期前の
30番の発音チャネルのPCM波形出力ePを変調信号WMとし
て、変調方式による楽音合成が行われ、ディケイ区間Ｄ
及びサスティーン区間Ｓでは、１サンプリング周期前の
自発音チャネルの変調波形出力eMを変調信号WMとして、
変調方式による楽音合成が行われる。By the operation example shown by the above operation timing, the eleventh
In the 31st sounding channel of FIG. 9A, in the attack section A and the release section R, one sampling period earlier.
The PCM waveform output e P # 30 of the sound channel as a modulation signal W M, the tone synthesis is performed by the modulation scheme, the decay interval D
And the sustain period S, the modulation waveform output e M of one sampling cycle before the own sound channel as a modulation signal W M,
A tone synthesis by a modulation method is performed.
なお、上述の動作例の他にも、任意の発音チャネルに
おいて、アタック区間とリリース区間はPCM方式による
楽音合成を行い、ディケイ区間とサスティーン区間は変
調方式による楽音合成を行うように設定することも容易
である。In addition to the operation example described above, in any sounding channel, it is set so that the tone synthesis by the PCM method is performed in the attack section and the release section, and the tone synthesis by the modulation method is performed in the decay section and the sustain section. Is also easy.
第12図に、セレクタ制御信号S0、S1及びS2の制御状態
とそれに応じて第５図で実現される楽音合成方式との関
係を示す。FIG. 12 shows the relationship between the control states of the selector control signals S 0 , S 1, and S 2 and the tone synthesis method realized in FIG.
まず、第12図（ａ）の如く、S0がセレクタ505及び510
に各端子Ａを常時選択させ、S1は不定で良く、S2がセレ
クタ512に対して端子Ａに入力するエンベロープ信号Ｅ
を常時選択させるように設定された場合、PCM方式によ
る楽音合成が行われる。First, as shown in FIG. 12 (a), S 0 is connected to the selectors 505 and 510.
, The terminal A is always selected, S 1 may be indefinite, and S 2 may output the envelope signal E to the selector 512 to the terminal A.
Is set to always be selected, the tone synthesis by the PCM method is performed.
次に、第12図（ｂ）の如く、S0がセレクタ505及び510
に対して、偶数番号の発音チャネルで各端子Ａを選択さ
せ、奇数番号の発音チャネルで各端子Ｂを選択させ、S1
がセレクタ508に対して端子Ａに入力するディレイ出力
Ｄを常時選択させ、S2がセレクタ512に対して端子Ａに
入力するエンベロープ信号Ｅを常時選択させるように設
定された場合、１サンプリング周期前の隣接する発音チ
ャネルのPCM波形出力eP（ディレイ出力D-1）を変調信号
WMとする変調方式による楽音合成が行われる。この場
合、PCM波形出力ePは例えば正弦波、鋸歯状波、矩形波
等の関数波形である。また、PCM波形出力ePは、第５図
の累算器516から出力されないように制御される（この
動作については後述する）。Next, as shown in FIG. 12 (b), S 0 is connected to the selectors 505 and 510.
Respect, to select each terminal A in the sound channel of the even number, to select each terminal B in the sound channel of an odd number, S 1
There is always selected delay output D to be input to the selector 508 to the terminal A, if S 2 is set so as to always select the envelope signal E input to the terminal A to the selector 512, one sampling period before Modulate PCM waveform output e P (delay output D -1 ) of adjacent sounding channel of
Music synthesis is performed by a modulation method of W M. In this case, the PCM waveform output e P is a function waveform such as a sine wave, a sawtooth wave, and a rectangular wave. The PCM waveform output e P is controlled so as not to be output from the accumulator 516 in FIG. 5 (this operation will be described later).
また、第12図（ｃ）の如く、S0がセレクタ505及び510
に対して各端子Ｂを常時選択させ、S1がセレクタ508に
対して端子Ｂに入力するディレイ出力Ｄを常時選択さ
せ、S2がセレクタ512に対して端子Ａに入力するエンベ
ロープ信号Ｅを常時選択させるように設定された場合、
１サンプリング周期前の自発音チャネルの変調波形出力
eM（ディレイ出力Ｄ）を変調信号WMとする変調方式によ
る楽音合成が行われる。Also, as in Fig. 12 (c), S 0 is the selectors 505 and 510
S 1 always causes the selector 508 to select the delay output D input to the terminal B, and S 2 causes the selector 512 to always select the envelope signal E input to the terminal A. If set to select,
Modulation waveform output of self-sounding channel one sampling period before
tone synthesis by the modulation system to e M (delay output D) of the modulation signal W M is performed.
更に、第12図（ｄ）の如く、S0がセレクタ505及び510
に対して、偶数番号の発音チャネルで各端子Ａを選択さ
せ、奇数番号の発音チャネルで各端子Ｂを選択させ、S1
は不定で良く、S2がセレクタ512に対して端子Ｂに入力
するディレイ出力D-1を常時選択させるように設定され
た場合、１サンプリング周期前の隣接する発音チャネル
のPCM波形出力eP（ディレイ出力D-1）をエンベロープと
するリング変調方式による楽音合成が行われる。この場
合、第12図（ｂ）の場合と同様、PCM波形出力ePは、第
５図の累算器516から出力されないように制御される。Further, as shown in FIG. 12 (d), S 0 is connected to the selectors 505 and 510.
Respect, to select each terminal A in the sound channel of the even number, to select each terminal B in the sound channel of an odd number, S 1
It may undefined, if S 2 is set so as to always select the delay output D -1 input to the terminal B to the selector 512, one sampling period before the PCM waveform output of an adjacent sound channel e P ( A tone synthesis is performed by a ring modulation method using the delay output D- 1 ) as an envelope. In this case, as in the case of FIG. 12 (b), the PCM waveform output e P is controlled so as not to be output from the accumulator 516 of FIG.
そして、第12図（ｄ）の如く、S0がセレクタ505及び5
10に対して、偶数番号の発音チャネルで各端子Ａを選択
させ、奇数番号の発音チャネルで各端子Ｂを選択させ、
S1がセレクタ508に対して端子Ｂに入力するディレイ出
力Ｄを常時選択させ、S2がセレクタ512に対して端子Ｂ
に入力するディレイ出力D-1を常時選択させるように設
定された場合、１サンプリング周期前の隣接する発音チ
ャネルのPCM波形出力eP（ディレイ出力D-1）をエンベロ
ープとし、１サンプリング周期前の自発音チャネルの変
調波形出力eM（ディレイ出力Ｄ）を変調信号WMとするリ
ング変調方式による楽音合成が行われる。この場合も、
PCM波形出力ePは、第５図の累算器516から出力されない
ように制御される。Then, as in Fig. 12 (d), S 0 is the selectors 505 and 5
For 10, each terminal A is selected by an even-numbered sounding channel, and each terminal B is selected by an odd-numbered sounding channel.
S 1 makes the selector 508 always select the delay output D to be input to the terminal B, and S 2 makes the selector 512
Is set so that the delay output D- 1 to be input to the input channel is always selected, the PCM waveform output e P (delay output D- 1 ) of the adjacent sounding channel one sampling period before is used as the envelope, and tone synthesis by a ring modulation method and the modulation signal W M modulated waveform output e M (delay output D) of the self sound channel is performed. Again,
The PCM waveform output e P is controlled so as not to be output from the accumulator 516 in FIG.
以上のように、本実施例では、様々な楽音合成方式を
発音チャネル毎に自由に混在させることが可能となる。As described above, in this embodiment, various tone synthesis methods can be freely mixed for each sounding channel.
次に、第５図の累算器516の構成を第13図に示す。そ
のうち、第13図（ａ）は、第５図のディレイ出力Ｄとし
て得られる楽音波形を、左チャネル出力Ｌと右チャネル
出力Ｒに振り分ける回路部分であり、第13図（ｂ）は、
同図（ａ）のセレクタ131の開閉制御を行うセレクタ制
御信号SW0を、第５図のコントローラ501から入力するパ
ン制御データPAN及びクロックCTに基づいて生成するデ
コーダ回路である。Next, the configuration of the accumulator 516 in FIG. 5 is shown in FIG. 13 (a) shows a circuit portion for distributing a tone waveform obtained as the delay output D of FIG. 5 to a left channel output L and a right channel output R. FIG. 13 (b)
5A is a decoder circuit that generates a selector control signal SW0 for controlling the opening and closing of the selector 131 based on the pan control data PAN and the clock CT input from the controller 501 in FIG.
第13図（ａ）の累算器516の動作においては、各サン
プリング周期内の32発音チャネルに対応する32の各時分
割区間は、後述するように、クロックCTがローレベルと
なる前半分の左チャネル処理区間と、クロックCTがハイ
レベルとなる後半分の右チャネル処理区間とに分割さ
れ、ADD1302と直列２段のラッチ1303及び1304によっ
て、左右チャネル別に累算動作が行われる。In the operation of the accumulator 516 in FIG. 13 (a), each of the 32 time-division intervals corresponding to the 32 tone generation channels in each sampling period is, as will be described later, the first half of when the clock CT is at the low level. It is divided into a left channel processing section and a right channel processing section for the latter half in which the clock CT is at the high level, and an accumulation operation is performed for each of the left and right channels by the two-stage latches 1303 and 1304 in series with the ADD 1302.
すなわち、各時分割区間において入力する各発音チャ
ネルのディレイ出力Ｄは、セレクタ1301がその時分割区
間内の左チャネル処理区間でオンとなった場合は、ADD1
302においてラッチ1303から出力される左チャネル累算
値に累算される。一方、セレクタ1301がその時分割区間
内の右チャネル処理区間でオンとなった場合は、ADD130
2においてラッチ1303から出力される右チャネル累算値
に累算される。また、セレクタ1301がその時分割区間内
の全区間でオンとなった場合は、ADD1302においてラッ
チ1303から続けて出力される左チャネル累算値及び右チ
ャネル累算値のそれぞれに累算される。更に、セレクタ
1301がその時分割区間ではオンにならない場合はその発
音チャネルのディレイ出力Ｄは第５図の累算器516には
入力せず、前述したようにセレクタ508の端子Ｂを介し
て変調信号WMとしてのみ使用される。That is, when the selector 1301 is turned on in the left channel processing section of the time division section, the delay output D of each sounding channel input in each time division section is ADD1.
At 302, the left channel accumulated value output from the latch 1303 is accumulated. On the other hand, when the selector 1301 is turned on in the right channel processing section in the time division section, the ADD130
At 2, the right channel accumulated value output from the latch 1303 is accumulated. Further, when the selector 1301 is turned on in all the sections within the time division section, the ADD 1302 accumulates the left channel accumulated value and the right channel accumulated value continuously output from the latch 1303. In addition, the selector
If the signal 1301 is not turned on in the time division period, the delay output D of the sound channel is not input to the accumulator 516 in FIG. 5, but as the modulation signal W M via the terminal B of the selector 508 as described above. Only used.
そして、左チャネル累算値は、各サンプリング周期の
最後の32発音チャネル目の時分割区間の左チャネル処理
区間において、ADD1302で必要に応じて32発音チャネル
目のディレイ出力Ｄが累算された後、左チャネル出力用
ラッチ1305にラッチされ、左チャネル出力Ｌとして出力
される。また、右チャネル累算値は、同じく32発音チャ
ネル目の時分割区間の右チャネル処理区間において、AD
D1302で必要に応じて32発音チャネル目のディレイ出力
Ｄが累算された後、右チャネル出力用ラッチ1306にラッ
チされ、右チャネル出力Ｒとして出力される。The accumulated value of the left channel is obtained after the delay output D of the 32nd sounding channel is accumulated by the ADD1302 as necessary in the left channel processing section of the time division section of the last 32 sounding channels of each sampling period. Are latched by the left channel output latch 1305 and output as the left channel output L. The accumulated value of the right channel is also calculated in the right channel processing section of the time division section of the 32nd sounding channel.
After the delay output D of the 32nd sounding channel is accumulated as necessary in D1302, it is latched by the right channel output latch 1306 and output as the right channel output R.
ここで、第13図（ａ）のラッチ1303及び1304は第５図
のコントローラ501からのクロックφS1及びφS2によっ
て動作し、左チャネル出力用ラッチ1305及び右チャネル
出力用ラッチ1306はコントローラ501からのクロックφ
Ｌ及びφＲによって動作する。Here, the latches 1303 and 1304 in FIG. 13A operate by the clocks φ S1 and φ S2 from the controller 501 in FIG. 5, and the left channel output latch 1305 and the right channel output latch 1306 are transmitted from the controller 501. Clock φ
Operated by L and phi R.
また、第13図（ａ）のセレクタ1301は、第13図（ｂ）
のデコーダ部からのセレクタ制御信号SW0によって開閉
制御される。Also, the selector 1301 in FIG.
Is controlled by a selector control signal SW0 from the decoder unit of the first embodiment.
第13図（ｂ）において、第５図のコントローラ501か
らのパン制御データPANは、２ビットのデータPAN0とPAN
1とからなり、32の発音チャネルに対応する32の各時分
割区間毎に所定のデータの組が設定される。そして、ア
ンド回路1310には、パン制御データPAN0、PAN1及びクロ
ックCTのそれぞれを各インバータ1307、1308及び1309で
反転した信号が入力する。アンド回路1311には、パン制
御データPAN0とクロックCTが入力しパン制御データPAN1
をインバータ1308で反転した信号が入力する。更に、ア
ンド回路1312には、パン制御データPAN0をインバータ13
07で反転した信号とパン制御データPAN1が入力する。そ
して、アンド回路1310、1311及び1312の各出力は、オア
回路1313に入力し、その出力としてセレクタ制御信号SW
0が得られる。In FIG. 13B, the pan control data PAN from the controller 501 in FIG.
A predetermined data set is set for each of the 32 time-division sections corresponding to 32 sounding channels. Then, signals obtained by inverting the pan control data PAN0 and PAN1 and the clock CT by the inverters 1307, 1308 and 1309 are input to the AND circuit 1310. The AND circuit 1311 receives the pan control data PAN0 and the clock CT and receives the pan control data PAN1.
Is inverted by the inverter 1308. Further, the AND circuit 1312 stores the pan control data PAN0 in the inverter 13.
The signal inverted in 07 and the pan control data PAN1 are input. The outputs of the AND circuits 1310, 1311 and 1312 are input to an OR circuit 1313, and the selector control signal SW is output as the output.
0 is obtained.
今、或る発音チャネルのディレイ出力Ｄを左チャネル
出力Ｌとして出力させたい場合４には、その発音チャネ
ルに対応する時分割区間で、PAN0＝０、PAN1＝０が設定
される。これにより、その時分割区間内のクロックCTが
ローレベルとなる前半分の左チャネル処理区間におい
て、アンド回路1310の出力がハイレベルとなってオア回
路1313の出力であるセレクタ制御信号SW0がハイレベル
となる。これにより、その時分割区間内の左チャネル処
理区間において、第13図（ａ）のセレクタ1301がオンと
なる。If it is desired to output the delay output D of a certain sound channel as the left channel output L, PAN0 = 0 and PAN1 = 0 are set in the time division section corresponding to the sound channel. Accordingly, in the first half of the left channel processing section in which the clock CT in the time division section becomes low level, the output of the AND circuit 1310 becomes high level, and the selector control signal SW0 output from the OR circuit 1313 becomes high level. Become. As a result, the selector 1301 in FIG. 13A is turned on in the left channel processing section in the time division section.
一方、或る発音チャネルのディレイ出力Ｄを右チャネ
ル出力Ｒとして出力させたい場合は、その発音チャネル
に対応する時分割区間で、PAN0＝１、PAN1＝０が設定さ
れる。これにより、その時分割区間内のクロックCTがハ
イレベルとなる後半分の右チャネル処理区間において、
アンド回路1311の出力がハイレベルとなってオア回路13
13の出力であるセレクタ制御信号SW0がハイレベルとな
る。これにより、その時分割区間内の右チャネル処理区
間において、第13図（ａ）のセレクタ1301がオンとな
る。On the other hand, when it is desired to output the delay output D of a certain sounding channel as the right channel output R, PAN0 = 1 and PAN1 = 0 are set in a time division section corresponding to the sounding channel. Thereby, in the right channel processing section for the latter half in which the clock CT in the time division section becomes high level,
The output of the AND circuit 1311 becomes high level and the OR circuit 13
The selector control signal SW0, which is the output of 13, becomes high level. Thus, the selector 1301 in FIG. 13A is turned on in the right channel processing section in the time division section.
また、或る発音チャネルのディレイ出力Ｄを左チャネ
ル出力Ｌ及び右チャネル出力Ｒの両出力として出力させ
たい場合は、その発音チャネルに対応する時分割区間
で、PAN0＝０、PAN1＝１が設定される。これにより、ク
ロックCTの状態によらず、その時分割区間の全区間にお
いて、アンド回路1312の出力がハイレベルとなってオア
回路1313の出力であるセレクタ制御信号SW0がハイレベ
ルとなる。これにより、その時分割区間の全区間におい
て、第13図（ａ）のセレクタ1301がオンとなる。When it is desired to output the delay output D of a certain sound channel as both the left channel output L and the right channel output R, PAN0 = 0 and PAN1 = 1 are set in the time division section corresponding to the sound channel. Is done. As a result, regardless of the state of the clock CT, the output of the AND circuit 1312 is at a high level and the selector control signal SW0, which is the output of the OR circuit 1313, is at a high level in all sections of the time division section. As a result, the selector 1301 in FIG. 13A is turned on in all the time division sections.
更に、或る発音チャネルのディレイ出力Ｄを第５図の
累算器516に入力させずに、セレクタ508の端子Ｂを介し
て変調信号WMとしてのみ使用したい場合は、その発音チ
ャネルに対応する時分割区間で、PAN0＝１、PAN1＝１が
設定される。これにより、その時分割区間では、アンド
回路1310、1311及び1312のいずれもオンとならず、セレ
クタ制御信号SW0はローレベルのままとなる。これによ
り、その時分割区間では、第13図（ａ）のセレクタ1301
はオンにならない。Further, the delay output D of a given sound channel without input to accumulator 516 of FIG. 5, if you want to use only as a modulation signal W M via the terminal B of the selector 508, corresponding to the sound channel In the time division section, PAN0 = 1 and PAN1 = 1 are set. As a result, in the time division section, none of the AND circuits 1310, 1311 and 1312 is turned on, and the selector control signal SW0 remains at the low level. As a result, in the time division section, the selector 1301 in FIG.
Does not turn on.
以上、第13図（ａ）及び（ｂ）の構成の累算器516の
具体的動作例を、第14図の動作タイミングチャートで説
明する。A specific example of the operation of the accumulator 516 having the configuration shown in FIGS. 13A and 13B will be described with reference to the operation timing chart of FIG.
同図の例では、30番及び31番の発音チャネルに対応す
る時分割区間では（同図（ｆ）、以下同じ）、PAN0＝
０、PAN1＝０であるため（同図（ｇ）、（ｈ）、以下同
じ）、クロックCT（同図（ａ）、以下同じ）がローレベ
ルとなる左チャネル処理区間において、セレクタ制御信
号SW0（同図（ｉ）、以下同じ）がハイレベルとなり、
セレクタ1301がオンとなる。そして、同区間内のクロッ
クφS1（同図（ｂ）、以下同じ）の立ち上がりのタイミ
ングで、ADD1302において、ラッチ1303から出力される
左チャネル累算値にディレイ出力Ｄが累算され、クロッ
クφS2（同図（ｃ）、以下同じ）の立ち上がりのタイミ
ングでラッチ1304にラッチされる。In the example shown in the figure, in the time division section corresponding to the 30th and 31st sounding channels ((f) in the figure, the same applies hereinafter), PAN0 =
0 and PAN1 = 0 (FIGS. 9 (g) and 9 (h), the same applies hereinafter). Therefore, in the left channel processing section in which the clock CT (FIG. 10 (a) and the same applies hereinafter) is at the low level, the selector control signal SW0 ((I) in the figure, the same applies hereinafter) becomes a high level,
The selector 1301 is turned on. Then, at the timing of the rising edge of the clock φ S1 in the same section (FIG. 2 (b), the same applies hereinafter), the ADD 1302 accumulates the delay output D into the accumulated value of the left channel output from the latch 1303, and generates the clock φ It is latched by the latch 1304 at the timing of the rising edge of S2 (FIG. (C), the same applies hereinafter).
一方、０番の発音チャネルに対応する時分割区間で
は、PAN0＝１、PAN1＝０であるため、クロックCTがハイ
レベルとなる右チャネル処理区間において、セレクタ制
御信号SW0がハイレベルとなり、セレクタ1301がオンと
なる。そして、同区間内のクロックφS1の立ち上がりの
タイミングで、ADD1302において、ラッチ1303から出力
される右チャネル累算値にディレイ出力Ｄが累算され、
クロックφS2の立ち上がりのタイミングでラッチ1304に
ラッチされる。On the other hand, since PAN0 = 1 and PAN1 = 0 in the time division section corresponding to the 0th sounding channel, the selector control signal SW0 goes high in the right channel processing section in which the clock CT goes high, and the selector 1301 Turns on. Then, at the timing of the rise of the clock φ S1 in the same section, the delay output D is accumulated in the right channel accumulated value output from the latch 1303 in the ADD 1302,
Is latched by the latch 1304 at the rising edge of the clock phi S2.
また、１番の発音チャネルに対応する時分割区間で
は、PAN0＝０、PAN1＝１であるため、クロックCTの状態
によらず、左チャネル処理区間及び右チャネル処理区間
の両区間において、セレクタ制御信号SW0がハイレベル
となり、セレクタ1301がオンとなる。そして、左チャネ
ル処理区間内のクロックφS1の立ち上がりのタイミング
で、ADD1302において、ラッチ1303から出力される左チ
ャネル累算値にディレイ出力Ｄが累算され、クロックφ
S2の立ち上がりのタイミングでラッチ1304にラッチさ
れ、続く右チャネル処理区間内のクロックφS1の立ち上
がりのタイミングで、ADD1302において、ラッチ1303か
ら続けて出力される右チャネル累算値にディレイ出力Ｄ
が累算され、クロックφS2の立ち上がりのタイミングで
ラッチ1304に続けてラッチされる。In the time division section corresponding to the first sounding channel, since PAN0 = 0 and PAN1 = 1, the selector control is performed in both the left channel processing section and the right channel processing section regardless of the state of the clock CT. The signal SW0 becomes high level, and the selector 1301 is turned on. Then, at the timing of the rise of the clock φ S1 in the left channel processing section, the delay output D is accumulated in the ADD 1302 to the accumulated value of the left channel output from the latch 1303, and the clock φ
At the timing of the rising edge of S2 , the signal is latched by the latch 1304. At the timing of the rising edge of the clock φ S1 in the subsequent right channel processing section, the ADD1302 delays the accumulated value of the right channel continuously output from the latch 1303 by the delay output D.
Are accumulated and latched following the latch 1304 at the timing of the rising edge of the clock φS2.
更に、２番の発音チャネルに対応する時分割区間で
は、PAN0＝１、PAN1＝１であるため、その全区間でセレ
クタ制御信号SW0はローレベルとなり、セレクタ1301は
オフのままとなる。これにより、ディレイ出力Ｄは変調
信号WM（第５図）としてのみ使用される。Further, since PAN0 = 1 and PAN1 = 1 in the time division section corresponding to the second sounding channel, the selector control signal SW0 becomes low level in all the sections, and the selector 1301 remains off. Thus, the delay output D is used only as the modulation signal W M (FIG. 5).
そして、サンプリング周期Tn-1の31番（32番目）の発
音チャネルに対応する時分割区間のクロックCTがローレ
ベルとなる左チャネル処理区間において、同区間内のク
ロックφS1の立ち上がりのタイミング、ADD1302におい
て、ラッチ1303から出力される左チャネル累算値にセレ
クタ1301から入力するディレイ出力Ｄが累算され、その
累算値がクロックφＬ（第14図（ｄ）、以下同じ）の立
ち上がりのタイミングで左チャネル出力用ラッチ1305に
ラッチされ、左チャネル出力Ｌ（Tn-1）として出力され
る。この出力値は、１サンプリング周期の間、左チャネ
ル出力用ラッチ1305で保持され、第５図のD/A変換器519
（Ｌ）及びLPF520（Ｌ）でアナログ楽音信号に変換され
た後に、アンプ521（Ｌ）で増幅され、スピーカ522
（Ｌ）から放音される。Then, in the left channel processing section in which the clock CT of the time division section corresponding to the 31st (32nd) sounding channel of the sampling period T n-1 becomes low level, the rising timing of the clock φ S1 in the section, In the ADD 1302, the delay output D input from the selector 1301 is added to the left channel accumulated value output from the latch 1303, and the accumulated value is the rising edge of the clock φ L (FIG. 14 (d), the same applies hereinafter). At the timing, the signal is latched by the left channel output latch 1305 and output as the left channel output L (T n-1 ). This output value is held by the left channel output latch 1305 during one sampling period, and is output by the D / A converter 519 in FIG.
(L) and LPF 520 (L), the signal is converted into an analog tone signal, and then amplified by an amplifier 521 (L).
(L) is emitted.
同じく、サンプリング周期Tn-1の31番（32番目）の発
音チャネルに対応する時分割区間のクロックCTがハイレ
ベルとなる右チャネル処理区間において、同区間内のク
ロックφS1の立ち上がりのタイミングで、右チャネル累
算値がラッチ1303から出力され、クロックφＲ（第14図
（ｅ）、以下同じ）の立ち上がりのタイミングで、上記
累算値がADD1302を通過して（この例の場合は同タイミ
ングでは累算は行われない）、右チャネル出力用ラッチ
1306にラッチされ、右チャネル出力Ｒ（Tn-1）として出
力される。この出力値は、１サンプリング周期の間、右
チャネル出力用ラッチ1306で保持され、第５図のD/A変
換器519（Ｒ）及びLPF520（Ｒ）でアナログ楽音信号に
変換された後に、アンプ521（Ｒ）で増幅され、スピー
カ522（Ｒ）から放音される。Similarly, in the right channel processing section in which the clock CT in the time division section corresponding to the 31st (32nd) tone generation channel of the sampling period T n-1 becomes high level, the rising edge of the clock φ S1 in the section is used. , The right channel accumulated value is output from the latch 1303, and at the rising edge of the clock φ R (FIG. 14 (e), the same applies hereinafter), the accumulated value passes through the ADD 1302 (the same in this example). Accumulation is not performed at the timing), right channel output latch
It is latched in 1306 and output as the right channel output R (T n-1 ). This output value is held by the right channel output latch 1306 for one sampling period, and after being converted into an analog tone signal by the D / A converter 519 (R) and LPF520 (R) in FIG. The signal is amplified by 521 (R) and emitted from the speaker 522 (R).
上述の出力動作は、他のサンプリング周期Tn、Tn+1に
おいても同様である。The above-described output operation is the same in other sampling periods T n and T n + 1 .
以上の本発明の実施例において、第５図の波形ROM506
には、第７図の如く、第２図の特性を有する１種類の搬
送信号WCのみを記憶させ、また、第５図の三角波デコー
ダ509を第６図の如きハードウエアで構成したが、これ
に限られるものではなく、波形ROM506に第４図（ａ）〜
（ｄ）の右列のような波形を搬送信号WCとして記憶さ
せ、それに対応して、三角波デコーダ509の代わりに第
４図（ａ）〜（ｄ）の左列のような波形を記憶するROM
等を設けて、選択的に動作させてもよい。In the above embodiment of the present invention, the waveform ROM 506 shown in FIG.
The, as Figure 7, is one type of store only carrier signal W C having the characteristic of FIG. 2, also, although the triangular wave decoder 509 of FIG. 5 configured by a sixth view of such hardware, However, the present invention is not limited to this.
(D) a waveform as shown in the right column are stored as a carrier signal W C of, correspondingly, to store the waveform as shown in the left column of FIG. 4 in place of the triangular wave decoder 509 (a) ~ (d) ROM
Or the like may be provided and selectively operated.
本発明によれば、発音チャネル毎に、変調楽音信号発
生手段で楽音を合成するか、PCM楽音信号発生手段で楽
音を合成するかを任意に選択することができるため、発
音チャネルの効率的な使用が可能となる。According to the present invention, for each sounding channel, it is possible to arbitrarily select whether to synthesize a tone by the modulated tone signal generating means or to synthesize a tone by the PCM tone signal generating means. It can be used.
この場合、特に、変調楽音信号発生手段が割り当てら
れた発音チャネルにおいて変調楽音信号の特性は、従来
例の周波数変調方式（FM方式）とは異なり、前述の如
く、高次倍音成分を含む状態と単一周波数の正弦波波成
分又は余弦波成分のみを含む状態との間で、任意かつ連
続的に変化し得るため、その発音チャネルにおいて非常
に複雑かつ劇的に変化し得る音色を生成することが可能
となる。そして、これとPCM楽音信号発生手段が割り当
てられた発音チャネルから発音されるリアルな音色のPC
M楽音信号とを合わせて発音させることにより、非常に
個性的な楽音合成を行うことが可能となる。In this case, in particular, the characteristic of the modulated tone signal in the tone generation channel to which the modulated tone signal generating means is assigned is different from the frequency modulation system (FM system) of the conventional example, as described above, in the state including the higher harmonic components. To produce a tone that can be very complex and dramatically variable in its sounding channel, since it can change arbitrarily and continuously between a state containing only a single-frequency sine wave component or a cosine wave component. Becomes possible. And this and the PCM of the real tone which is emitted from the tone generation channel to which the PCM tone signal generation means is assigned
By generating a tone together with the M tone signal, a very unique tone synthesis can be performed.
更に、変調楽音信号発生手段が割り当てられた発音チ
ャネルにおいて、第１又は第２の変調信号入力手段によ
って、自分の発音チャネルにおいて１発音周期前に発生
された変調楽音信号、或いは自分の発音チャネルと異な
る他の発音チャネルにおいて１発音周期前に発生された
変調楽音信号又はPCM楽音信号を現在の発音周期におけ
る変調信号として入力させることにより、その発音チャ
ネルにおいて、より複雑な特性を有する変調楽音信号を
得ることが可能となる。Further, in the sound channel to which the modulated tone signal generating means is assigned, the first or second modulated signal input means causes the modulated tone signal generated one sounding cycle before in the own sound channel or the own sound channel. By inputting a modulated tone signal or a PCM tone signal generated one sounding cycle earlier in another different tone generation channel as a modulation signal in the current tone generation cycle, a modulated tone signal having more complicated characteristics can be input in that tone generation channel. It is possible to obtain.
第１図は、本発明の基本となる、変調方式による楽音波
形発生装置の構成図、 第２図は、搬送波ROMの記憶内容を示した図、 第３図は、変調方式による楽音波形発生装置の無変調時
の動作説明図、 第４図（ａ）〜（ｄ）は、第１図の搬送波ROMと三角波
デコーダの記憶波形の他の態様を示した図、 第５図は、本発明の具体的実施例の構成図、 第６図は、三角波デコーダの構成図、 第７図は、波形ROMのデータ構成図、 第８図（ａ）〜（ｃ）は、位相データとPCMアドレスとP
CM信号の関係図、 第９図（ａ）〜（ｃ）は、位相データと搬送アドレスと
搬送信号の関係図、 第10図（ａ）〜（ｈ）は、本発明の具体的実施例の第１
の動作例の動作タイミングチャート、 第11図（ａ）〜（ｉ）は、本発明の具体的実施例の第２
の動作例の動作タイミングチャート、 第12図は、S0、S1及びS2の制御状態と楽音合成方式の関
係図、 第13図（ａ）、（ｂ）は、累算器516の構成図、 第14図（ａ）〜（ｋ）は、累算器516の一動作例の動作
タイミングチャート、 第15図（ａ）〜（ｃ）は、楽音のエンベロープ波形図で
ある。 501……コントローラ、 502……位相データ発生部、 503……搬送アドレス発生部、 504……PCMアドレス発生部、 505、508、510、512……セレクタ、 506……波形ROM、 507……加算器（ADD）、 509……三角波デコーダ、 511……乗算器（MUL）、 513……エンベロープジェネレータ、 514……シフトレジスタ、 515……ラッチ、 516……累算器、 517……鍵盤部、 518……スイッチ部、 CF……キャリア周波数、 PH……位相データ、 ASP……PCMスタートアドレス、 ASM……搬送スタートアドレス、 ωCT（Ｐ）……PCMアドレス、 ωCT（Ｍ）……搬送アドレス、 OP……PCM信号、 WC……搬送信号、 WM……変調信号、 WC＋WM……加算波形、 OM……デコード出力、 eP……PCM波形出力、 eM……変調波形出力、 Ｄ、D-1……ディレイ出力、 Ｅ……エンベロープ信号．FIG. 1 is a block diagram of a tone waveform generator using a modulation method, which is the basis of the present invention. FIG. 2 is a diagram showing the contents stored in a carrier ROM. FIG. 3 is a tone waveform generator using a modulation method. 4 (a) to 4 (d) are diagrams showing other modes of the storage waveforms of the carrier ROM and the triangular wave decoder of FIG. 1, and FIG. 5 is a diagram of the present invention. FIG. 6 is a configuration diagram of a triangular wave decoder, FIG. 7 is a data configuration diagram of a waveform ROM, and FIGS. 8 (a) to 8 (c) are phase data, PCM address and P.
9 (a) to 9 (c) are diagrams showing the relationship between phase data, carrier addresses and carrier signals, and FIGS. 10 (a) to 10 (h) are diagrams showing specific embodiments of the present invention. First
11 (a) to 11 (i) are operation timing charts of the operation example of FIG.
FIG. 12 is a diagram showing the relationship between the control states of S 0 , S 1 and S 2 and the tone synthesizing method, and FIGS. 13 (a) and 13 (b) show the configuration of the accumulator 516. FIGS. 14 (a) to (k) are operation timing charts of one operation example of the accumulator 516, and FIGS. 15 (a) to (c) are envelope waveform diagrams of musical tones. 501: controller, 502: phase data generator, 503: transport address generator, 504: PCM address generator, 505, 508, 510, 512 ... selector, 506: waveform ROM, 507 ... addition Unit (ADD), 509 ... triangle wave decoder, 511 ... multiplier (MUL), 513 ... envelope generator, 514 ... shift register, 515 ... latch, 516 ... accumulator, 517 ... keyboard 518 ...... switch unit, CF ...... carrier frequency, PH ...... phase data, A SP ...... PCM start address, A SM ...... transport start address, ω CT (P) ...... PCM address, ω CT (M) ... ... transport addresses, O P ...... PCM signal, W C ...... carrier signal, W M ...... modulated signal, W C + W M ...... added waveform, O M ...... decoded output, e P ...... PCM waveform output, e M: modulated waveform output, D, D -1: delay output, E: envelope signal.
Claims (3)
チャンネルを対応させ、演奏操作によって発生する演奏
情報に基づいて前記各発音チャンネル毎に時分割処理に
よって楽音合成動作を行い、該各発音チャンネルに対応
した楽音信号を発生する楽音波形発生装置において、 搬送信号を発生する搬送信号発生手段と、変調信号を発
生する変調信号発生手段と、該変調信号を前記搬送信号
発生手段から発生される搬送信号に混合して混合信号を
出力し、その場合の前記変調信号の前記搬送信号に対す
る混合率を０から任意の混合率までの間で制御する混合
制御手段と、入力と出力が所定の関数関係を有し、前記
混合制御手段から出力される混合信号を入力として変調
楽音波形を出力する波形出力手段と、を含み、前記波形
出力手段における前記所定の関数関係は正弦関数、余弦
関数のいずれの関係でもなく、かつ、前記搬送信号発生
手段から発生される搬送信号は、前記混合制御手段で前
記変調信号の前記搬送信号に対する混合率が０になるよ
うに制御された場合に前記波形出力手段から発生される
前記楽音波形が正弦波又は余弦波となるように設定され
る信号である変調楽音波形発生手段と、 PCM方式によるPCM楽音波形を発生するPCM楽音波形発生
手段と、 前記演奏操作によって発生する演奏情報に基づいて前記
各発音チャンネル毎に時分割処理によって前記変調楽音
波形発生手段又は前記PCM楽音波形発生手段のうち予め
割り当てられた楽音波形発生手段で楽音合成動作を行わ
せる制御手段と、 を有することを特徴とする楽音波形発生装置。A tone generation channel is associated with each of a plurality of time division processing timings, and a tone synthesis operation is performed by time division processing for each of the tone generation channels based on performance information generated by a performance operation. A carrier signal generating means for generating a carrier signal, a modulation signal generating means for generating a modulation signal, and a carrier generated by the carrier signal generating means. Mixing control means for mixing the signal with a signal to output a mixed signal, and controlling the mixing ratio of the modulated signal to the carrier signal from 0 to an arbitrary mixing ratio; And a waveform output means for outputting a modulated musical tone waveform with a mixed signal output from the mixing control means as an input. The predetermined functional relationship is neither a sine function nor a cosine function, and the carrier signal generated from the carrier signal generating means has a mixing ratio of the modulated signal to the carrier signal of 0 by the mixing control means. Modulated tone waveform generating means, which is a signal that is set so that the tone waveform generated from the waveform output means becomes a sine wave or cosine wave when controlled so that the PCM tone waveform is generated by the PCM method. PCM musical tone waveform generating means to be generated, and musical sounds pre-assigned from the modulated musical tone waveform generating means or the PCM musical tone waveform generating means by time division processing for each sounding channel based on performance information generated by the performance operation. Control means for causing the waveform generating means to perform a musical sound synthesis operation.
音チャンネルにおいて前記変調楽音波形発生手段で楽音
合成動作が行われている場合に、該発音チャンネルにお
いて１発音周期前に発生された変調楽音波形を現在の発
音周期における変調信号として入力する第１の変調信号
入力手段を有することを特徴とする請求項１記載の楽音
波形発生装置。2. The modulation tone generator according to claim 1, wherein the modulation signal generator generates a modulation tone generated one sounding cycle earlier in the tone generation channel when a tone synthesis operation is being performed by the modulation tone waveform generator in any of the tone generation channels. 2. A musical tone waveform generator according to claim 1, further comprising first modulation signal input means for inputting a waveform as a modulation signal in a current sounding cycle.
音チャンネルにおいて前記変調楽音波形発生手段で楽音
合成動作が行われている場合に、該発音チャンネルと異
なる他の発音チャンネルにおいて１発音周期前に発生さ
れた変調楽音波形又はPCM楽音波形のいずれかを現在の
発音周期における変調信号として入力する第２の変調信
号入力手段を有することを特徴とする請求項１記載の楽
音波形発生装置。3. The tone generator according to claim 1, wherein the modulation signal generating means is configured to perform one sounding cycle earlier in another sounding channel different from the sounding channel when a sound synthesis operation is being performed by the modulated musical sound waveform generating means in one of the sounding channels. 2. A musical sound waveform generator according to claim 1, further comprising a second modulation signal input means for inputting either the modulated musical sound waveform or the PCM musical sound waveform generated as the modulation signal in the current sounding cycle.
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2172195A JP2797140B2 (en) | 1990-06-29 | 1990-06-29 | Musical sound wave generator |
| US07/687,722 US5340938A (en) | 1990-04-23 | 1991-04-18 | Tone generation apparatus with selective assignment of one of tone generation processing modes to tone generation channels |
| KR1019910006456A KR940005988B1 (en) | 1990-04-23 | 1991-04-22 | Musical sound waveform generator |
| SG1996002724A SG47543A1 (en) | 1990-04-23 | 1991-04-23 | Tone generation apparatus |
| EP91106504A EP0454047B1 (en) | 1990-04-23 | 1991-04-23 | Tone waveform generation apparatus |
| DE69130339T DE69130339T2 (en) | 1990-04-23 | 1991-04-23 | Device for generating a tone waveform |
| HK98114680A HK1013348A1 (en) | 1990-04-23 | 1998-12-22 | Tone waveform generation apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2172195A JP2797140B2 (en) | 1990-06-29 | 1990-06-29 | Musical sound wave generator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0460693A JPH0460693A (en) | 1992-02-26 |
| JP2797140B2 true JP2797140B2 (en) | 1998-09-17 |
Family
ID=15937344
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2172195A Expired - Lifetime JP2797140B2 (en) | 1990-04-23 | 1990-06-29 | Musical sound wave generator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2797140B2 (en) |
-
1990
- 1990-06-29 JP JP2172195A patent/JP2797140B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0460693A (en) | 1992-02-26 |
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