JP2997396B2

JP2997396B2 - 振動制御装置

Info

Publication number: JP2997396B2
Application number: JP7038949A
Authority: JP
Inventors: 和良上野; 勝司井本
Original assignee: アイエムブイ株式会社
Priority date: 1995-01-17
Filing date: 1995-01-17
Publication date: 2000-01-11
Anticipated expiration: 2015-01-11
Also published as: JPH0868718A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、振動環境をシミュレ
ートするために用いる振動制御装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】輸送中、稼働中に被る振動が、機器の故
障を引起こす要因となり得ることは、一般によく知られ
ている。そこで、試作や量産の各段階において、シミュ
レータにより、耐振動性をチェックすることが行われて
おり、これを振動試験とよんでいる。この振動試験にお
いて、振動発生器を制御するものが振動制御装置であ
る。

【０００３】現実の稼働環境や輸送環境におかれた機器
に加わる振動は、一般に不規則な波形をしており、例え
ば正弦波にみられるような明瞭な規則性は見出されな
い。このような不規則な波形そのものを、機器に加える
ことは困難である。そこで、現実に加わる不規則波形の
パワースペクトル密度を算出し、当該目的とするパワー
スペクトル密度（目的スペクトルという）を有する波形
を機器に加えるようにしている。

【０００４】ここで考慮すべきことは、振動発生器自体
も、周波数応答特性を有するということである。したが
って、単に、目標スペクトルを有する時系列信号振動発
生器に与えるだけでは、目標とするスペクトルを有する
振動を機器に与えることはできない。そこで、振動発生
器の周波数応答特性を考慮した上で、目標スペクトルを
補正し、これをドライブスペクトルとして時系列信号を
作り、振動発生器に与えている。

【０００５】図１０に、従来の振動制御装置の構成を示
す。振動発生器２は、入力された電気信号に基づいて、
振動を発生するものである。振動試験を行う対象である
機器は、供試体４として振動発生器２に固定される。供
試体４には、加速度ピックアップ６が取り付けられてお
り、その出力はＡ／Ｄ変換器８に与えられる。したがっ
て、供試体４の振動状況を表わすアナログ信号は、Ａ／
Ｄ変換器８によって、ディジタル信号に変換される。こ
のディジタル信号はフーリエ変換手段10に入力され、位
相角の捨てられた絶対値としてのパワースペクトル密度
が演算される。この応答信号のパワースペクトル密度
を、応答スペクトルという。なお、このような演算を計
算機上で実行するためには、変換の離散化が必要であ
り、実際には離散フーリエ変換を行う。この際、演算速
度の速い高速フーリエ変換ＦＦＴアルゴリズムを用いる
のが一般的である。上記のように離散フーリエ変換を行
うものであるから、得られる応答スペクトルはＬ個のラ
イン数をもつ線スペクトルとなる。ここでライン数Ｌは
フーリエ変換のＮ個のサンプル数のうちの、制御対象と
なる成分の数を指し、通常N/2.56又はN/4.096である。

【０００６】このようにして演算された応答スペクトル
は、制御演算手段12において、目標スペクトルと比較さ
れる。比較の結果、次に与えるべきスペクトルが演算さ
れる。これを、ドライブスペクトルといい、やはり線ス
ペクトルであり、Ｌ個のライン数をもつ。このドライブ
スペクトルに、ランダムな位相を与え、逆フーリエ変換
を行い、アナログ信号に変換した後、振動発生器２に与
える。

【０００７】上記の動作が繰り返され、供試体４に、目
標スペクトルを有する振動が加えられる。

【０００８】ところで、上記の一連の動作には、時間を
要する。したがって、フーリエ変換手段10に入力された
Ｔ秒分のデータ（１フレームと呼ぶ）から、同じく１フ
レーム分のデータを作成し、Ｄ／Ａ変換器18に与えるの
では、処理が間に合わない可能性がある。また、入力信
号がランダム信号であるという事情から、そのスペクト
ル分析には何らかの平均化が不可欠である。１フレーム
毎の分析スペクトルには、大きな統計的変動が含まれて
いるから、複数のフレームの分析データを用いて平均化
し、安定したスペクトル推定量を得、これを応答スペク
トルとみなす必要がある。

【０００９】そして、この応答スペクトルと目標スペク
トルとの比較から次に与えるべきドライブスペクトルが
定められるわけであるが、この一連の処理時間（ループ
タイムと呼ぶ）の間、制御システムは、前回の制御ルー
プによって定められたドライブスペクトルを有する、ド
ライブ出力波形信号を連続的に出力し続けることができ
ねばならず、かつその出力波形信号はフレーム毎に統計
的な独立性を保った不規則信号でなければならない。

【００１０】そこで、ひとつのドライブスペクトルに基
づいて、複数フレームのドライブ波形データを作成する
必要がある。これを行うのが、複数化手段16である。

【００１１】従来の複数化手段16の詳細を図１１に示
す。掛け算手段20により、ドライブスペクトル振幅
｛Ｄ｝の各ラインごとにランダムな位相θが与えられ
る。位相が与えられたドライブスペクトルＤは、逆ＦＦ
Ｔ手段22において逆フーリエ変換されて、時間関数ディ
ジタル信号ｘとなる。この時間関数ディジタル信号ｘ
は、循環メモリ24に記憶される。

【００１２】次に読み出し手段26は、読み出し先頭位置
τをランダムに変えて、循環メモリ24に記憶された１フ
レーム分のデータから、複数個Ｍフレーム分のデータを
読み出す。このようにして得られた複数のフレームを、
Ｄ／Ａ変換器18を介して振動発生器２に与える。この際
に、フレームとフレームの間のデータに、連続性を持た
せなければならない。そうでなければ、フレーム間の非
連続性による不必要なスペクトルが生じてしまうからで
ある。

【００１３】フレーム間に連続性を持たせるため、窓操
作手段30が設けられている。この窓操作を、図１２、図
１３により説明する。図１２は、１つのフレームを基に
作成された２つのフレーム101,102を表わしたものであ
る。実際にはこれらのデータは、ディジタル信号である
が、理解を容易にするため、アナログ信号の形式で表示
している。これらの各信号101,102に、正弦半波（1/2波
長分の正弦関数）を掛け合わせ、図１３に示す波形201,
202を得る。次に、重ね合わせ手段32において、この各
波形201,202を時間軸上でずらせながら重ね合わせ、出
力信号300を得ている。

【００１４】上記のようにして、各フレーム間の連続性
が得られている。

【００１５】ところで、フーリエ変換手段10は、上述の
ように、ディジタル計算機上でこれを実施するため、離
散フーリエ変換(FFT)を行っている。このため、応答ス
ペクトルが線スペクトルデータとして得られ、これに基
づいて得られるドライブスペクトルも線スペクトルであ
り、それを逆フーリエ変換して得られる時系列データ
は、疑似ランダム信号となる。

【００１６】現実の振動は、連続スペクトルを有する真
ランダム性のものであることが普通であり、線スペクト
ル成分からなることは稀である。したがって、振動制御
装置としては、真ランダムである連続スペクトルを有す
る振動信号を出力できることが要求される。

【００１７】従来の装置においては、線スペクトルの連
続化について、十分な考察ならびに配慮がなされていな
かった。しかし、各フレーム間の信号を滑らかにつなぐ
ための窓操作により、結果として、線スペクトルの連続
化がなされている。すなわち、窓操作により、線スペク
トルに広がりが生じ、連続化（真ランダム化）されるの
である。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】従来の装置において
は、各ラインごとにランダム位相を与えた後、逆フーリ
エ変換したデータに基づいて、Ｍフレームのデータを得
ている。すなわち、同一の時間関数ディジタル信号か
ら、Ｍフレーム分のデータを得ているので、出力される
ディジタル信号の不規則性が必ずしも十分でないという
問題があった。

【００１９】この発明は、上記の課題を解決して、不規
則性の高い出力信号を得ることのできる振動制御装置を
提供することを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】請求項１、請求項２、請
求項３に係る振動制御装置は、ドライブスペクトルの各
ラインごとにランダムな位相を与えた後、逆フーリエ変
換を行う一連の操作を繰り返し、複数の時間関数ディジ
タル信号を得ている。そして、この各時間関数ディジタ
ル信号に窓関数を施した後、位相のずれた状態で重ね合
わせ、複数フレームの時間関数ディジタル信号を得るも
のであるとともに、前記窓関数として下式を満足するも
のを用いたことを特徴としている。

【００２１】ここで、Ｒは窓関数w(t)の最高次数であり、Ｍは重ね合
わせの回数である。

【００２２】請求項４の振動制御装置は、逆フーリエ変
換を行う前に、周波数領域において、時間領域における
窓操作と同等の操作を行うものであることを特徴として
いる。

【００２３】

【作用】この発明においては、窓関数としての形のものを用い、Ｒ＜Ｍ／２を満たすものを用いるこ
とにより、出力信号に余分な振幅成分をもたらさず、さ
らに、１フレーム内での出力信号の変動量を極小に抑え
ることができるようにしている。

【００２４】

【実施例】この発明に係る振動制御装置の基本的構成を
図１０に示す。複数化手段16を除いて、従来のものを用
いることができる。例えば、Ａ／Ｄ変換器８としてはア
ナログデバイセス社製AD7572を用いることができ、Ｄ／
Ａ変換器18としてはアナログデバイセス社製DAC71を用
いることができる。また、制御演算手段12としては、デ
ィジタルイクイップメント製LSI-11/73を用いることが
できる。

【００２５】−真ランダムモード− 図１にこの発明の特徴部分である複数化手段16の詳細を
示す。制御演算手段12からのドライブスペクトル振幅
｛Ｄ｝は、Ｌ個のデータからなり、各々のデータは、位
相角をもたない絶対値である。ここで、Ｌはフーリエ変
換のサンプル数のうち制御対象とするスペクトルライン
の数、すなわちライン数である。このドライブスペクト
ル振幅｛Ｄ｝は、掛け算手段20に入力され、各ラインご
とにランダムな位相θが与えられ、｛Ｄ｝cosθ、
｛Ｄ｝sinθ（両者を合わせてドライブスペクトルＤと
呼ぶ）が演算される。このドライブスペクトルＤは、逆
ＦＦＴ手段22において時間関数ディジタル信号ｘ（１フ
レームの時間長をもつ）に逆フーリエ変換される。この
時間関数ディジタル信号ｘは、位相シフト手段40に入力
される。繰り返しの最初においては、位相シフトはされ
ず、時間関数ディジタル信号ｘは、そのまま窓操作手段
30に与えられる。窓操作手段30においては、図２の111
に示すような入力信号が、図３の211に示すように、窓
関数211Wの掛けられた信号Xwinに変換される。なお、各
信号はディジタルであるが、説明を容易にするため、図
２、図３では、アナログ波形で示している。窓関数の掛
けられた信号Xwinは、重ね合わせ手段32に入力される。

【００２６】次に、再び、同じドライブスペクトル振幅
｛Ｄ｝が掛け算手段20に入力され、前回とは異なるラン
ダム位相θが、各ラインごとに掛け算される。これによ
り求められた新たなドライブスペクトルＤは、逆ＦＦＴ
手段22において、時間関数ディジタル信号ｘに変換さ
れ、位相シフト手段40に与えられる。位相シフト手段40
では、T/Mだけ位相をずらせる。ここでは、オーバラッ
プ回数Ｍを４としているので、フレーム時間長Ｔの1/4
の時間だけ位相がシフトされる。（図２の112参照)。こ
の信号は、窓操作手段30において、図３の212のように
窓関数が掛けられた後、位相がずれた状態で、前回の波
形211と重ね合わせられる。

【００２７】上記の操作がＭ回繰り返され、図３の310
に示すドライブ信号が得られる。

【００２８】上記実施例において用いた掛け算手段20、
逆ＦＦＴ手段22、位相シフト手段40、窓操作手段30、重
ね合わせ手段32のハードウエア構成を図４に示す。この
実施例では、上記の演算を１つのＣＰＵ150によって行
っており、ＲＯＭ154には図５に示すようなプログラム
が格納されている。なお、ステップS_５〜S_８は掛け算手
段20に対応している。また、ステップS_９は逆ＦＦＴ手
段22に対応し、ステップS_１０は位相シフト手段S_１０に
対応し、ステップS_１１は窓操作手段30に対応し、ステ
ップS_１２は重ね合わせ手段32に対応している。

【００２９】また、掛け算および逆ＦＦＴ用に別個のプ
ロセッサ（例えば、テキサスインスツルメント社製TMS3
20C25）を設ければ、処理を迅速に行うことができる。
それには、掛け算手段20、逆ＦＦＴ手段22、位相シフト
手段40、窓操作手段30、重ね合わせ手段32のための専用
演算回路をＤ／Ａ変換器18の前に設ければよい。

【００３０】この場合について、位相シフト手段40、窓
操作手段30、重ね合わせ手段32をハードウエアによって
構成した場合の実施例を図６に示す。システムバス60上
に、逆ＦＦＴ手段22からの１フレーム分の時間関数ディ
ジタル信号ｘが送られてくる。この信号ｘは、バスＩ／
Ｆ52を介して入力バッファ54に記憶される。ここでは、
１フレームがＮワードで構成されているものとする。バ
ッファ54に記憶されたデータは、入力バッファ読み出し
アドレスに従って読み出される。ここで、入力バッファ
読み出しアドレスは、図７の回路により演算される。図
７において、Ｎカウンタ70は、処理クロックＡをカウン
トし、Ｎカウントごとにキャリーを出力する。オーバラ
ップ回数カウンタ72は、70のキャリーをカウントして、
現在のオーバラップ回数ｉをシフタ74に出力する。シフ
タ74は、オーバラップ回数Ｍに基づいて、ｉのシフトを
行う。具体的には、N=2^ｎとしM=2^ｍとしたとき、シフタ
74は、ｎ−ｍビットの左シフトを行うものである。その
演算結果は、加算器80の一方の入力に与えられる。ま
た、Ｎカウンタ70の出力70aは、加算器80のもう一方の
入力に与えられるので、入力バッファ読み出しアドレス
Addは、Ｎカウンタ70の出力70aをｊとして最終的に下式
で表わされる。

【００３１】Add＝(N/M)(i-1)＋ｊいま、オーバラップ回数ｉは１であるから、入力バッフ
ァ読み出しアドレスは、Ｎカウンタ70の出力70aに等し
くなる。

【００３２】一方、Ｗテーブル56には、１フレームの各
ワードごとに窓関数値が記憶されており、Ｗテーブル読
み出しアドレスによって読み出される。入力バッファ54
からの出力とＷテーブル56からの出力は、乗算器58にお
いて乗算されて加算器64に与えられる（すなわち、窓操
作が施される）。その内容は、中間結果バッファ60に蓄
えられる。このデータの状態を図８のＡに示す。このＡ
の状態においては、１〜N/4ワード分のデータが、出力
バッファ66に書き込まれる。

【００３３】次に、システムバス60上に、逆ＦＦＴ手段
22からの新たな時間関数ディジタル信号ｘが送られてく
る。この時には、オーバラップ回数ｉは２であるから、
入力バッファ読み出し先頭アドレスは、N/4だけずれる
こととなる（今、オーバラップ回数Ｍを４とする）。加
算器64は、さきほどの中間結果バッファ60のデータと、
今回の乗算器58の出力とを重ね合わせる。この時のデー
タの状態は図８のＢのようになる。このＢの状態におい
ては、N/4+1〜N/2ワード分のデータが出力バッファ66に
書き込まれる。

【００３４】同様の操作が繰り返され（図８Ｃ〜Ｈ）、
重ね合わされた時間関数ディジタル信号が出力バッファ
66に出力される。なお、図８においては、説明上の便宜
から、窓関数として三角形状のもので記載している。

【００３５】−窓操作に用いる窓関数− ここで、窓操作に用いる窓関数について考察を行う必要
がある。窓関数として適当なものを用いなければ、各フ
レームを重ね合わせる際に余分な振幅成分がもたらされ
るおそれがあるからである（例えば、直流成分を与えた
にもかかわらず、窓操作と重ね合わせを行った後に、リ
ップルが生じてしまうような場合）。そこで、この実施
例においては、下記のように窓関数を選択した。すなわ
ち、窓関数としてここで、Ｔを１フレームの時間長、ｔを時間として０≦ｔ≦Ｔ ω_１＝2π/Ｔ ω_ｋ＝ω_１・ｋ，ｋ＝1,2,3,・・・R であって、ｎを自然数、Ｍをオーバラップ回数としてｋ＝nMのとき、a_ｋ,b_ｋが実質的に０であること・・・
・・・・（条件I）を満たすものを用いている。条件Iを満足する窓関数を
用いることにより、窓操作において重ね合わせた際に、
余分な振幅成分がもたらされることがなくなる。その理
由は下記の通りである。

【００３６】ここで、余分な振幅成分がもたらされない
ということは、窓関数をオーバラップして重ね合わせた
時に、その和がＤＣ成分(a_０)を除いて、互いに打ち消
し合ってゼロになるということである。以下、このゼロ
になる条件を順を追って検討していく。

【００３７】上記窓関数w(t)のｑ番目の窓のｋ次成分の
位相回転量は、である。

【００３８】以下、簡単のため、w(t)のうちの余弦成分
について考える。

【００３９】各々の窓のｋ次成分ごとの和は、上記よりと表わされる。計算の便宜のため、上式を複素表現する
と、したがって、となる条件を求めればよい。

【００４０】ここで、が、１のＭ乗根であることに着目すれば、これが、次の
条件を満たす場合のみを避ければよいことになる。

【００４１】(2π/M)k=2πn・・・・・・・・(6) したがって、ｋ＝nMの場合を除外すればy_ｋ(t)は０とな
る。上述したことは、w(t)の正弦成分についても同様に
成立するので、k=nMの場合を除外すれば、w(t)のa_０以
外のフーリエ成分の和は、各々０となる。

【００４２】すなわち、オーバラップ回数Ｍの整数倍の
次数を含まぬような窓関数を使用すれば、余分な振幅成
分が表われることがない。

【００４３】さて、上記の窓関数を用いれば、窓操作お
よび重ね合わせ後の出力は、フレーム単位でそのrms値
が一定であるという意味において定常的である。しかし
ながら、次の工夫を施すことによって、出力の定常性を
更に向上させることができる。つまり、１フレーム内で
の出力信号の（rms値の意味における）変動量を極小に
抑える工夫がそれである。

【００４４】このためには、各窓の２乗の和がリップル
をもたず一定値となるように窓関数を設計すればよい。

【００４５】 (7)式の成立のためには、この両辺を微分した次式が成
立すればよい。

【００４６】さて、我々は、窓関数として、(1)式の形のものを考え
る。従って、ｑ番目の窓は(2)式のθ_ｋ ^（ｑ）を用いて
次のように表わされる。

【００４７】前と同様にして、(9)式の余弦成分のみを考え、便宜の
ために複素表現をとると、 (10)式を(8)式にあてはめると、和の順序を変えると、 (12)式より(8)式の成立のためにはであればよいことがわかる。

【００４８】(13)を(2)を使って書くと、以前と同じ論法によって、次の関係を満たす(k,k')の組
が含まれていないことが、(14)式成立の条件である。

【００４９】 (15)式により除外条件は、ここで、ｋおよびｋ’は最高次数Ｒ以下の整数値である
ことに注意して、(16)を満たす(k,k')の組合せをもたな
いためのＲの条件を調べる。(16)の左辺のとりうる最大
値は2Rであるから、n=1に対応する右辺の最小値である
Ｍがこれを上回っていれば(16)式は決して成立すること
がない。すなわちＲ＜Ｍ／２・・・・・・・・・（条件II）が求める条件である。条件IIを満たすＲを選べば、条件
Iは自動的に満足されるので、我々は条件IIのみを考慮
すればよい。

【００５０】結局、フーリエ成分の最大次数Ｒが、オー
バラップ数Ｍと、上記の関係にある窓関数を用いればよ
い。

【００５１】オーバラップ数Ｍの選択は、フレームデー
タ数Ｎの値が、ＦＦＴアルゴリズムからの要求により２
のベキ乗の数であることが通常であるため、偶数の値を
選ぶのが都合がよい。

【００５２】上述で導いた条件を満たす最高次数Ｒ、す
なわち係数a_ｋがゼロでない値をとりうる範囲を、Ｍに
関係づけて図式化すると下表の如くになる；例えば、Hanning Windowと呼ばれている窓関数、すなわ
ち a_０＝0.5 ， a_１＝0.5 （Ｒ＝１）を用いるためにはＭは４以上の数であればよいこと、ま
た例えば、Ｒ＝３の窓関数を用いるためには、Ｍは８以
上の数であればよいこと、等がわかる。

【００５３】−疑似ランダムモード− 真ランダムモードにおいては、掛け算手段20に与えられ
るランダム位相θは、繰り返しの各回ごとに異なってい
た。このランダム位相θを繰り返しの各回ごとに同一と
することにより、線スペクトルを有する疑似ランダムス
ペクトルが掛け算手段20から出力される。上記のように
窓関数として条件IIを満たす窓関数を用いれば、条件I
も自動的に満たされ、窓操作および重ね合わせにより波
形は変化しないので、線スペクトルを有する信号がその
まま出力される。すなわち、ランダム位相θを繰り返し
の各回ごとに同一とするか異ならせるかによるだけで、
疑似ランダムモード、真ランダムモードを切り換えるこ
とができる。

【００５４】また、真ランダム信号出力時に用いる窓関
数の値を、疑似ランダム信号出力時に用いる窓関数の値
の、SQRT(M/B)倍とすることにより、真ランダムモード
と疑似ランダムモードを切り換えた場合の出力信号の大
きさの差がなくなる。ここにＢは、窓の等価ノイズバン
ド幅である。また、SQRT(X)はXの平方根を表している。

【００５５】その理由は下記のとおりである。

【００５６】まず、疑似ランダムモードでの窓操作のゲ
インGain^ｐを求める。一つの窓あたりのゲインPGは、N
を１フレームに含まれる語の数として、である。オーバラップ回数をＭとすれば、各フレームに
おいては、Ｍ個分の窓から出力への寄与があることにな
る。したがって、この演算ゲインGain^ｐは、Gain^ｐ=PG
・M・・・・・・・・(18)となる。

【００５７】ここで、この回路ゲインを１とするには、 Gain^ｐ・Cal^ｐ=1・・・・・・・(19) を満たす較正係数Cal^ｐを用いる必要がある。Cal^ｐは、 Cal^ｐ=1／(PG・M)・・・・・・(20) として表わされる。

【００５８】したがって、予め較正を施した窓w^ｐ(i)を
用いれば、入出力のレベルが変らない回路を実現でき
る。

【００５９】w^ｐ(i)=w(i)・Cal^ｐ・・・・・・・(21) 次に、真ランダムモードでの窓操作のゲインGain^Ｔを求
める。真ランダムモードでは、出力信号波形は入力信号
波形の形を保存しないので、ピーク値によってゲインを
求めることはできない。そこで、入出力のrms値に基づ
いて、真ランダムモードにおけるゲインを算出する。

【００６０】まず、一つの窓のrmsゲインを算出する。

【００６１】一般に、(17)式のPGを用いて、正弦波入力
のピーク値が正しく得られるように較正した窓係数を用
いて、入力信号のrms値を推定すると、その推定値は、
真値の SQRT(B)倍となる。ここに、Bは、窓の等価ノイ
ズバンド幅であり、で表わされるものである。つまり、今 w'(i)=w(i)／PG・・・・・・・(23) のように較正された窓係数によるrms推定値を rms'と
かくと、 rms'=rms・SQRT(B)・・・・・・(24) となる。ここに、記号rmsは、rmsの真値を表わすもので
ある。

【００６２】さて、(20)(21)式を思いおこせば、 w^ｐ(i)=w'(i)／M・・・・・・・(25) であり、窓は(23)式のように較正を受けているので、一
つの窓のrmsゲインは、 rms^ｐ=rms'／M=(SQRT(B)/M)・rms・・・・・(26) となる。

【００６３】このような出力が重ね合さって、窓操作手
段の出力となる。各窓からの出力rms^ｐ(j)は、統計的に
互に独立であると考えられるから、Ｍ個の窓からの出力
の和のrms値Ｒは、の関係を満たす。

【００６４】ところで、平均値として次式が成立する。

【００６５】 rms^ｐ(1)=rms^ｐ(2)=・・・・=rms^ｐ(M)≡rms^ｐ・・・(28) これを(27)式に用いれば、 R=rms^ｐ・SQRT(M)・・・・・・・・(29) (29)式に(26)式を代入して、 R= SQRT(B／M)・rms・・・・・・・(30) となる。(30)式は、疑似ランダムモードのゲインが１と
なるように較正された窓係数w^ｐを用いて、真ランダム
モードの運転を行うと、ゲインはSQRT(B／M)となること
を示している。

【００６６】したがって、真ランダム信号出力時に用い
る窓関数の値を、疑似ランダム信号出力時に用いる窓関
数の値の、SQRT(M/B)倍とすることにより、真ランダム
モードと疑似ランダムモードを切り換えた場合の出力信
号の大きさの差がなくなる。

【００６７】上記の切り換えを迅速に行うためには、疑
似ランダムモード用の窓関数値が記憶されたＷテーブル
と、真ランダムモード用の窓関数値が記憶されたＷテー
ブルとの２つのテーブルを用意しておけばよい。

【００６８】この実施例による振動制御装置を使用する
時は、次のようにして行う。

【００６９】(i)まず、疑似ランダムモードにして、低
レベルのホワイトノイズを出し、被制御系（振動発生器
２および供試体４）の伝達特性を調べる。疑似ランダム
モードであるから、平均操作が必要でなく、応答分析が
迅速にできる。

【００７０】(ii)次に、(i)で得た伝達特性をもとに、
目標スペクトルを達成するドライブスペクトルを作成す
る。

【００７１】(iii)そして、応答スペクトルが、目標ス
ペクトルの所定の公差内に入ったら（すなわち、初期イ
コライゼーションが終了したら）、真ランダムモードに
切り換える。この切り換えの際に、信号出力は途切れる
ことなく、連続的に与えられる。

【００７２】なお、(ii)においては、ドライブスペクト
ルは目標の-10dB以下にしておくことが、機器の安全上
好ましい。

【００７３】また、目標スペクトルが時間と共に変化し
ていく場合に、迅速な変化に対応させるには、疑似ラン
ダムモードへの切り換えが有効である。

【００７４】 −周波数領域における位相シフトおよび窓操作− なお、図９に示すように、位相シフトおよび窓操作を周
波数領域において行うようにしてもよい。

【００７５】この場合には、フーリエ変換における次の
性質を利用する。

【００７６】ここに、記号「←→」はフーリエ変換対を表わし、 x(t) ←→ X(f)・・・・・・(32) であるとする。また、t_０は位相シフト量であるとす
る。したがって、(31)式によれば、の操作の代りに、を行えば、周波数領域において、位相シフトの操作を行
うことができる。この演算を行うのが、位相シフト手段
41である。

【００７７】また、窓操作のためには、次の性質を用い
るとよい。

【００７８】 x_１(t)・x_２(t) ←→ X_１(f)*X_２(f)・・・・(34) ここに、X_１,X_２はx_１,x_２のそれぞれのフーリエ変換で
あり、＊はconvolution演算を表わす。したがって、w
(t)を窓関数、W(f)をそのフーリエ変換として、 w(t)・x(t) の代りに、 W(f)＊X(f) を行えばよい。これにより、窓操作を周波数領域におい
て行うことができる。この演算を行うのが窓操作手段31
である。convolution演算は、掛け算に比べて複雑な演
算ではあるが、Hanning WindowのようにW(f)の係数が少
ない場合には有効である。

【００７９】

【発明の効果】この発明の振動制御装置においては、窓
関数としての形のものを用い、Ｒ＜Ｍ／２を満たすものを用いるこ
とにより、出力信号に余分な振幅成分をもたらさず、さ
らに、１フレーム内での出力信号の変動量を極小に抑え
ることができるようにしている。よって、不規則性の高
い出力信号を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１はこの発明の一実施例による振動制御装置
の複数化手段の全体構成を示す図である。

【図２】図２は窓操作手段の動作を説明するための図で
ある。

【図３】図３は窓操作手段の動作を説明するための図で
ある。

【図４】図４は振動制御装置をＣＰＵを用いて構成した
場合を示すブロック図である。

【図５】図５はＲＯＭ154に格納されたプログラムのフ
ローチャートを示す図である。

【図６】図６は位相シフト手段40・窓操作手段30・重ね
合わせ手段32をロジック回路で構成した場合のブロック
図である。

【図７】図７は位相シフト手段40・窓操作手段30・重ね
合わせ手段32をロジック回路で構成した場合のブロック
図である。

【図８】図８は、図６，図７の動作を示す図である。

【図９】図９は位相シフトと窓操作を周波数領域で行う
場合を示す図である。

【図１０】図１０は振動制御装置の基本構成を示す図で
ある。

【図１１】図１１は従来の振動制御装置の複数化手段を
示す図である。

【図１２】図１２は窓操作手段の動作を説明するための
図である。

【図１３】図１３は窓操作手段の動作を説明するための
図である。

【符号の説明】

６・・・加速度ピックアップ８・・・Ａ／Ｄ変換器１０・・・フーリエ変換手段１２・・・制御演算手段１６・・・複数化手段１８・・・Ｄ／Ａ変換手段２０・・・掛け算手段２２・・・逆ＦＦＴ手段３０・・・窓操作手段３１・・・窓操作手段３２・・・重ね合わせ手段４０・・・位相シフト手段４１・・・位相シフト手段

フロントページの続き (56)参考文献特公昭57−16685（ＪＰ，Ｂ２) 1973 ＰＲＯＣＥＥＤＩＮＧＳ，19ｔｈＡＮＮＵＡＬＴＥＣＨＮＩＣＡＬＭＥＥＴＩＮＧ “ＲＥＡＬＩＺＭｉｎＥｎｖｉｒｏｍｅｎｔａｌＴｅｓｔｉｎｇａｎｄＣｏｎｔｒｏｌ" ＩｎｓｔｉｔｕｔｅｏｆＥｎｖｉｒｏｍｅｎｔａｌＳｃｉｅｎｃｅｓ，Ａｐｒｉｌ２−５，1973 1972 ＰＲＯＣＥＥＤＩＮＧＳ，18ｔｈＡＮＮＵＡＬＴＥＣＨＮＩＣＡＬＭＥＥＴＩＮＧ “ ＥｎｖｉｒｏｍｅｎｔａｌＰｒｏｇｒｅｓｓｉｎＳｃｉｅｎｃｅａｎｄＥｄｕｃａｔｉｏｎ”ＩｎｓｔｉｔｕｔｅｏｆＥｎｖｉｒｏｍｅｎｔａｌＳｃｉｅｎｃｅｓ，Ｍａｙ１−４，1972 ＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅＲｅｃｏｒｄ，ｓｉｘｔｅｅｎｔｈＡｓｉｌｏｍｏａｒＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅｏｎＣｉｒｃｕｉｔｓ，ＳｙｓｔｅｍｓＣｏｍｐｕｔｅｒｓ，“ＯＮＴＨＥＵＳＥＯＦＭＥＲＧＥＤ，ＯＶＥＲＬＡＰＰＥＤ，ＡＮＤＷＩＮＤＯＷＥＤＦＦＴ−ＳＴＯＧＥＮＥＲＡＴＥＳＹＮＴＨＥＴＩＣＴＩＭＥＳＥＲＩＥＳＤＡＴＡＷＩＴＨＡＳＰＥＣＩＦＩＥＤＰＯＷＥＲＳＰＥＣＴＲＵＭ”ＩＥＥＥＣＯＭＰＵＴＥＲＳＯＣＩＥＴＹ，Ｎｏｖ．８−10, 1982

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】供試体の加速度を測定する加速度ピックア
ップからの検出信号を、ディジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換器、該ディジタル信号を周波数スペクトルに分析し、応答ス
ペクトルとして出力するフーリエ変換手段、応答スペクトルと目標スペクトルとを比較し、ドライブ
スペクトルを求める制御演算手段、ドライブスペクトルに基づいて複数フレームの時間関数
ディジタル信号を出力する複数化手段、複数化手段からの出力をアナログ信号に変換し、振動発
生器に与えるＤ／Ａ変換器、を備えた振動制御装置において、前記複数化手段は、ドライブスペクトルの各ラインごとにランダムな位相を
与えた後、逆フーリエ変換を行う一連の操作を繰り返
し、複数の時間関数ディジタル信号を得て、各時間関数
ディジタル信号に窓関数を用いて窓操作を施した後、位
相がずれた状態で重ね合わせ、複数フレームの時間関数
ディジタル信号を得るものであって、前記ランダムな位相は、繰り返しの各回ごとに異なるよ
うにするとともに、前記窓関数として下式を満足するものを用いたことを特
徴とする振動制御装置。ここで、Ｒは窓関数w(t)の最高次数であり、Ｍは重ね合
わせの回数である。
【請求項２】供試体の加速度を測定する加速度ピックア
ップからの検出信号を、ディジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換器、該ディジタル信号を周波数スペクトルに分析し、応答ス
ペクトルとして出力するフーリエ変換手段、応答スペクトルと目標スペクトルとを比較し、ドライブ
スペクトルを求める制御演算手段、ドライブスペクトルに基づいて複数フレームの時間関数
ディジタル信号を出力する複数化手段、複数化手段からの出力をアナログ信号に変換し、振動発
生器に与えるＤ／Ａ変換器、を備えた振動制御装置において、前記複数化手段は、ドライブスペクトルの各ラインごとにランダムな位相を
与えた後、逆フーリエ変換を行う一連の操作を繰り返
し、複数の時間関数ディジタル信号を得て、各時間関数
ディジタル信号に窓関数を用いて窓操作を施した後、位
相がずれた状態で重ね合わせ、複数フレームの時間関数
ディジタル信号を得るものであって、前記ランダムな位相は繰り返しの各回ごとに同一のもの
を用いるとともに、前記窓関数として下式を満足するものを用いたことを特
徴とする振動制御装置。ここで、Ｒは窓関数w(t)の最高次数であり、Ｍは重ね合
わせの回数である。
【請求項３】供試体の加速度を測定する加速度ピックア
ップからの検出信号を、ディジタル信号に変換するＡ／
Ｄ変換器、該ディジタル信号を周波数スペクトルに分析し、応答ス
ペクトルとして出力するフーリエ変換手段、応答スペクトルと目標スペクトルとを比較し、ドライブ
スペクトルを求める制御演算手段、ドライブスペクトルに基づいて複数フレームの時間関数
ディジタル信号を出力する複数化手段、複数化手段からの出力をアナログ信号に変換し、振動発
生器に与えるＤ／Ａ変換器、を備えた振動制御装置において、前記複数化手段は、ドライブスペクトルの各ラインごとにランダムな位相を
与えた後、逆フーリエ変換を行う一連の操作を繰り返
し、複数の時間関数ディジタル信号を得て、各時間関数
ディジタル信号に窓関数を用いて窓操作を施した後、位
相がずれた状態で重ね合わせ、複数フレームの時間関数
ディジタル信号を得るものであって、前記ランダムな位相は、繰り返しの各回ごとに異なる真
ランダムモードと、繰り返しの各回ごとに同一である疑
似ランダムモードの２つのモードを切り換えて用いるよ
うにし、前記窓関数として下式を満足するものを用いたことを特
徴とする振動制御装置。ここで、Ｒは窓関数w(t)の最高次数であり、Ｍは重ね合
わせの回数である。
【請求項４】請求項１、２または３の振動制御装置にお
いて、逆フーリエ変換を行う前に、周波数領域において、時間
領域における窓操作と同等の操作を行うものであること
を特徴とする振動制御装置。